TWI715327B

TWI715327B - 降壓式轉換器

Info

Publication number: TWI715327B
Application number: TW108144221A
Authority: TW
Inventors: 林景源; 鄧鼎弘; 許益捷; 邱煌仁
Original assignee: 國立臺灣科技大學
Priority date: 2019-12-04
Filing date: 2019-12-04
Publication date: 2021-01-01
Also published as: TW202123595A

Abstract

本發明公開一種降壓式轉換器，其包括降壓轉換電路、上臂開關電流感測電路、取樣保持電路、波峰電壓切換電路、第一比較器、固定截止時間電路、隨負載變頻電路、脈衝寬度調變模組、多工器、零電流偵測電路及控制電路。降壓式轉換器於輕載時能有效減少切換跨壓以提升轉換效率，而重載時能通過隨負載變頻機制降低整體切換頻率，使整體轉換效能提升。

Description

降壓式轉換器

本發明涉及一種降壓式轉換器，特別是涉及一種具有雙模式控制機制與隨負載變頻控制機制的高效能降壓式轉換器。

切換式轉換器擁有高轉換效能、大電流等表現，並可以容許更寬的輸入、輸出電壓及負載電流，這些優點使切換式轉換器仍舊是電源設計市場的主流。

對於現有的切換式轉換器而言，在重載的情況下，考慮到的是導通損，則在輕載的情況下，考慮到的是切換損。一般的開關切換模式為硬切換(Hard Switching)，但此作法會因為切換時的跨壓大而導致較大的切換損耗。

基於上述問題，急需一種具有雙模式控制機制與隨負載變頻控制機制的高效能降壓式轉換器。

本發明所要解決的技術問題在於，針對現有技術的不足提供一種具有雙模式控制機制與隨負載變頻控制機制的高效能降壓式轉換器。

為了解決上述的技術問題，本發明所採用的其中一技術方案是，提供一種降壓式轉換器，其包括輸入電壓源、第一開關、第二開關、輸出電感、輸出電容、負載、分壓電路、上臂開關電流感測電路、取樣保持電路、波峰電壓切換電路、第一比較器、固定截止時間電路、隨負載變頻電路、脈衝寬度調變模組、多工器、零電流偵測電路及控制電路。第一開關連接於輸入電壓源及切換節點之間，第二開關，連接於切換節點及接地端之間，輸出電感連接於切換節點及輸出節點之間，輸出電容連接於輸出節點及接地端之間，負載連接於輸出節點及接地端之間，分壓電路連接於輸出節點及接地端之間。上臂開關電流感測電路，經配置以通過該切換節點偵測第一開關的一切換節點電流，並輸出對應該切換節點電流的一第一感測訊號及一第二感測訊號。取樣保持電路，經配置以依據一固定截止時間訊號對該第二感測訊號取樣，以產生一取樣保持訊號。波峰電壓切換電路，經配置以接收一零電流偵測輸出訊號及該切換節點的一切換節點電壓，並偵測該切換節點電壓的一最高諧振峰值以對應輸出一峰值切換訊號。第一比較器，經配置以將該分壓電路的一輸出分壓與一截止參考電壓比較，以對應輸出一第一比較訊號。固定截止時間電路，經配置以接收該第一比較訊號及該峰值切換訊號，以依據與一第一參考電壓相關的一截止電壓與一第二參考電壓之間的關係產生具有一固定截止時間的該固定截止時間訊號。隨負載變頻電路包括第一非理想電壓轉電流電路、第二非理想電壓轉電流電路、第一電流鏡電路及邏輯判斷電路。第一非理想電壓轉電流電路將該取樣保持訊號轉換為一取樣保持電流，第二非理想電壓轉電流電路將一第三參考電壓轉換為一第三參考電流。第一電流鏡電路，經配置以取得該取樣保持電流及該第三參考電流之間的一差值電流作為一下降控制電流。邏輯判斷電路，經配置以將該第一感測訊號與一第四參考電壓比較，以產生一變頻機制啟用訊號，用於在該切換節點電流超過一預定電流時啟用一隨負載變頻機制，其中在該隨負載變頻機制啟動時，該邏輯判斷電路以該下降控制電流改變該截止電壓，以改變該固定截止時間訊號的該固定截止時間。脈衝寬度調變模組經配置以在該輸出分壓低於一脈衝寬度調變參考電壓時，輸出一脈衝寬度調變訊號。多工器經配置以接收該固定截止時間訊號及該脈衝寬度調變訊號，並依據該輸出分壓的大小選擇性的輸出該固定截止時間訊號或該脈衝寬度調變訊號。零電流偵測電路經配置以接收該多工器輸出的該固定截止時間訊號或該脈衝寬度調變訊號，並對應於該固定截止時間訊號或該脈衝寬度調變訊號的零電流產生該零電流偵測輸出訊號。控制電路經配置以接收該零電流偵測輸出訊號以分別控制該第一開關及該第二開關導通或關斷。

本發明的其中一有益效果在於，本發明所提供的降壓式轉換器，在輕載使用峰值切換功能以減少切換時的跨壓，在重載時也針對漣波調變定截止時間控制的切換頻率曲線做設計，以在輕載具有較高的切換頻率，在重載時則具有較低的切換頻率。在重載時，使用隨負載變頻控制，可使切換頻率降低，使頻率曲線呈現不同的斜率，進而將上下臂開關切換損耗、逆向回復電流損耗、死區時間損耗與閘極充電損耗有效降低，使讓整體轉換效能提升，同時在不同負載的情況下達到較佳的效能。

為使能更進一步瞭解本發明的特徵及技術內容，請參閱以下有關本發明的詳細說明與圖式，然而所提供的圖式僅用於提供參考與說明，並非用來對本發明加以限制。

1:降壓式轉換器

Vin:輸入電壓源

Mp:第一開關

Mn:第二開關

L:輸出電感

Co:輸出電容

RL:負載

10:分壓電路

11:上臂開關電流感測電路

12:取樣保持電路

13:波峰電壓切換電路

CMP1:第一比較器

14:固定截止時間電路

15:隨負載變頻電路

16:脈衝寬度調變模組

MUX:多工器

ZCD:零電流偵測電路

18:控制電路

SW:切換節點

GND:接地端

No:輸出節點

Rf1:第一分壓電阻

Rf2:第二分壓電阻

Vo:輸出電壓

Isw:切換節點電流

Vsen1:第一感測訊號

Vsen2:第二感測訊號

DUTY:固定截止時間訊號

Vsh:取樣保持訊號

Vsw:切換節點電壓

PS:峰值切換訊號

ZCDout:零電流偵測輸出訊號

Vo’:輸出分壓

Vrefoff:截止參考電壓

CP1:第一比較訊號

Vcoff:截止電壓

Vref_pwm:脈衝寬度調變參考電壓

PWM:脈衝寬度調變訊號

EAMP:誤差放大器

COM:補償器

RAMP:三角波產生器

CMP5:第五比較器

Sea:誤差放大訊號

Vh:高位訊號

Vl:低位訊號

Sramp:三角波訊號

Msh:取樣保持開關

Csh:取樣保持電容

OTA:運算跨導放大器

OPA1:第一放大器

CMP2:第二比較器

AND1:第一及閘

Vref3:第三參考電壓

CP2:第二比較訊號

Vref2:第二參考電壓

OPA2:第二放大器

M1:第一電晶體

MR2:第二電流鏡電路

Coff:截止電容

M2:第二電晶體

CMP3:第三比較器

OR1:第一或閘

SR1:第一SR拴鎖器

Del:延遲電路

AND2:第二及閘

Vref1:第一參考電壓

Roff:截止電阻

I1:第一電流

Vdd:共用電壓源

Noff:截止節點

Vcoff:截止電壓

CP3:第三比較訊號

Sor1:第一或閘訊號

R:重設端

Q:第一輸出端

:第二輸出端

Sdel:延遲訊號

S:設定端

NVI1:第一非理想電壓轉電流電路

NVI2:第二非理想電壓轉電流電路

MR1:第一電流鏡電路

Log:邏輯判斷電路

Ish:取樣保持電流

M3:第三電晶體

M4:第四電晶體

Ibias1:第一偏壓電流源

N1:第一節點

Rred1:第一下降電阻

Iref3:第三參考電流

M5:第五電晶體

M6:第六電晶體

Ibias2:第二偏壓電流源

N2:第二節點

Rred2:第二下降電阻

MR11、MR12、MR13:電流鏡電路

N3:第三節點

Ired:下降控制電流

M7:第七電晶體

CMP4:第四比較器

INV:反相器

OR2:第二或閘

SR2:第二SR拴鎖器

Vref4:第四參考電壓

CP4:第四比較訊號

CP4’:第四反相比較訊號

Sor2:第二或閘訊號

CP5:第五比較訊號

圖1為本發明實施例的降壓式轉換器的電路布局圖。

圖2為本發明實施例的取樣保持電路的電路布局圖。

圖3為本發明實施例的波峰電壓切換電路的電路布局圖。

圖4為本發明實施例的固定截止時間電路的電路布局圖。

圖5為本發明實施例的隨負載變頻電路的第一非理想電壓轉電流電路、第二非理想電壓轉電流電路、第一電流鏡電路及邏輯判斷電路的電路布局圖。

以下是通過特定的具體實施例來說明本發明所公開有關“降壓式轉換器”的實施方式，本領域技術人員可由本說明書所公開的內容瞭解本發明的優點與效果。本發明可通過其他不同的具體實施例加以施行或應用，本說明書中的各項細節也可基於不同觀點與應用，在不悖離本發明的構思下進行各種修改與變更。另外，本發明的附圖僅為簡單示意說明，並非依實際尺寸的描繪，事先聲明。以下的實施方式將進一步詳細說明本發明的相關技術內容，但所公開的內容並非用以限制本發明的保護範圍。

應當可以理解的是，雖然本文中可能會使用到“第一”、“第二”、“第三”等術語來描述各種元件或者信號，但這些元件或者信號不應受這些術語的限制。這些術語主要是用以區分一元件與另一元件，或者一信號與另一信號。另外，本文中所使用的術語“或”，應視實際情況可能包括相關聯的列出項目中的任一個或者多個的組合。

參閱圖1所示，本發明第一實施例提供一種降壓式轉換器1，其包括輸入電壓源Vin、第一開關Mp、第二開關Mn、輸出電感L、輸出電容Co、負載RL、分壓電路10、上臂開關電流感測電路11、取樣保持電路12、波峰電壓切換電路13、第一比較器CMP1、固定截止時間電路14、隨負載變頻電路15、脈衝寬度調變模組16、多工器MUX、零電流偵測電路ZCD及控制電路18。

如圖1所示，第一開關Mp連接於輸入電壓源Vin及切換節點SW之間，第二開關Mn連接於切換節點SW及接地端GND之間，輸出電感L連接於切換節點SW及輸出節點No之間，輸出電容Co連接於輸出節點No及接地端GND之間，負載RL連接於輸出節點No及接地端GND之間。分壓電路10連接於輸出節點No及接地端之間GND，具有第一分壓電阻Rf1及第二分壓電阻Rf2。其中，輸入電壓源Vin、第一開關Mp、第二開關Mn、輸出電感L、輸出電容Co、負載RL、分壓電路10形成一降壓轉換電路，且第一開關Mp及第二開關Mn可分別為不同導電型的功率級功率開關。

進一步，上臂開關電流感測電路11、取樣保持電路12、波峰電壓切換電路13、第一比較器CMP1、固定截止時間電路14及隨負載變頻電路15共同構成一漣波調變截止時間控制(FOT)電路。

以下概略說明降壓式轉換器1的控制方式。在本實施例中，降壓式轉換器1為具有雙模式控制機制及隨負載變頻控制機制的降壓式轉換器，主要分為兩種控制模式，控制模式由多工器MUX進行選擇。當多工器MUX的資料選擇端為高準位時，控制模式為FOT，電路動作為輸出電壓Vo與截止參考電壓Vrefoff進行比較，並送進FOT電路。每當輸出電壓Vo比截止參考電壓Vrefoff大時，第一比較器CMP1會輸出高準位，此訊號送進FOT電路中的第一及閘OR1的第一輸入端，第一及閘OR1的第二輸入端則為輸入延遲訊號。只要兩者訊號為高準位，第一及閘OR會輸出高準位至第一SR栓鎖器DR1，使固定時間截止訊號DUTY轉變為低準位，此時功率開關中，第一開關Mp開啟，而第二開關Mn關閉。第二開關Mn關閉的時間取決於FOT的截止時間，只要固定截止時間過後，便轉為第一開關Mp關閉與第二開關Mn開啟的狀態，此狀態會持續維持下去，直到輸出電壓Vo再次大於截止參考電壓Vrefoff。

另一方面，當多工器MUX的資料選擇端為低準位時，控制模式為脈衝寬度調變(PWM)模式。電路動作為輸出電壓Vo經過補償器COMP後，與脈衝寬度調變參考電壓Vref_pwm進行誤差放大。誤差放大訊號Sea會與三角波產生器RAMP輸出的鋸齒波進行比較，並且進而輸出第五比較訊號CP5作為工作週期訊號，使第一開關Mp與第二開關Mn導通或截止。上述PWM控制模式用於輔助波峰電壓切換機制，使輕載時過高的切換頻率得以固定。以下將進一步描述各電路的操作方式。

上臂開關電流感測電路11，經配置以通過切換節點SW偵測通過第一開關Mp的切換節點電流Isw，並輸出對應切換節點電流Isw的第一感測訊號Vsen1及第二感測訊號Vsen2。上臂開關電流感測電路11可包括數個電流鏡電路、運算放大器及功率開關，用於模仿第一開關Mp的電路架構，以取得與切換節點電流Isw相關的電壓。

取樣保持電路12可經配置以依據固定截止時間訊號DUTY對第二感測訊號Vsen2取樣，以產生取樣保持訊號Vsh。可進一步參考圖2，圖2為本發明實施例的取樣保持電路的電路布局圖。

如圖2所示，取樣保持電路12可包括取樣保持開關Msh、取樣保持電容Csh及運算跨導放大器OTA。取樣保持開關Msh的第一端接收第二感測訊號Vsen2，其第二端連接該接地端GND，其控制端接收固定截止時間訊號DUTY。取樣保持電容Csh連接於取樣保持開關Msh的第一端及接地端GND之間，以由第二感測訊號Vsen2充電。運算跨導放大器OTA的正輸入端連接於取樣保持開關Msh的第一端，其負輸入端連接於其輸出端，以在其輸出端輸出該取樣保持訊號Vsh。

請復參考圖1，波峰電壓切換電路13經配置以接收零電流偵測輸出訊號ZCDout及切換節點SW的切換節點電壓Vsw，並偵測切換節點電壓Vsw的最高諧振峰值以對應輸出峰值切換訊號PS。可進一步參考圖3，圖3為本發明實施例的波峰電壓切換電路的電路布局圖。

如圖3所示，波峰電壓切換電路13可包括第一放大器OPA1、第二比較器CMP2及第一及閘AND1。第一放大器OPA1的正輸入端接收切換節點電壓Vsw，其負輸入端連接於其輸出端，以形成電壓隨耦器，於其輸出端輸出切換節點電壓Vsw。

第二比較器CMP2經配置以接收並比較切換節點電壓Vsw及第三參考電壓Vref3，以輸出第二比較訊號CP2。第一及閘AND，經配置以接收零電流偵測輸出訊號ZCDout及第二比較訊號CP2，並輸出峰值切換訊號PS，其中，第三參考電壓Vref3對應於最高諧振峰值，於切換節點電壓Vsw高於第三參考電壓Vref3且零電流偵測輸出訊號ZCDout為高準位時，峰值切換訊號PS具有高準位。

詳細而言，波峰電壓切換機制主要作用是將第一開關Mp上的跨壓減少，使切換損耗降低。若減少跨壓的數值，切換損耗將會因為跨壓平方倍而大大減少。當切換節點電壓Vsw諧振至最大峰值時進行開關切換，切換損耗會比一般的硬切換來得低。當使用波峰電壓切換機制時，電路會偵測切換節點電壓Vsw諧振的最高峰值並進行開關切換，強制結束整體電路原本的工作週期。此時的電感電流也會因為新的工作週期而重新開始激磁，電流波形會從原本的不連續導通模式(DCM)轉變成為邊界導通模式(BCM)。

在圖3的架構中，只要切換節點電壓Vsw高於第三參考電壓Vref3且零電流偵測輸出訊號ZCDout為高準位時，峰值切換訊號PS便會輸出一個高準位至固定截止時間電路14，強制將固定時間截止訊號DUTY重置為低準位。當開啟波峰電壓切換機制時，切換節點電壓Vsw會停止諧振。

請復參考圖1，進一步，第一比較器CMP1經配置以將分壓電路的輸出分壓Vo’(或可為輸出電壓Vo)與截止參考電壓Vrefoff比較，以對應輸出第一比較訊號CP1。

接著，固定截止時間電路14經配置以接收第一比較訊號CP1及峰值切換訊號PS，以依據與第一參考電壓Vref1相關的截止電壓Vcoff與第二參考電壓Vref2之間的關係產生具有固定截止時間的固定截止時間訊號DUTY。可進一步參考圖4，圖4為本發明實施例的固定截止時間電路的電路布局圖。

更詳細而言，如圖4所示，該固定截止時間電路14包括第二放大器OPA2、第一電晶體M1、第二電流鏡電路MR2、截止電容Coff、第二電晶體M2、第三比較器CMP3、第一或閘OR1、第一SR拴鎖器SR1、延遲電路Del及第二及閘AND2。

第二放大器OPA2，其正輸入端接收第一參考電壓Vref1，第一電晶體M1的控制端連接於第二放大器OPA2的輸出端，第一電晶體M1的第二端連接於第二放大器OPA2的負輸入端，且通過截止電阻Roff連接於接地端GND。其中，第二放大器OPA2以第一參考電壓Vref2對應截止電阻Roff於第一電晶體M1上產生第一電流I1。

第二電流鏡電路MR2連接於共用電壓源Vdd，且具有第一端連接於該第一電晶體的第一端，且第二電流鏡電路MR2具有第二端，經配置以將該第一電流I1複製於第二端並輸出於截止節點Noff，截止電容Coff則連接於截止節點Noff及接地端GND之間。

第二電晶體M2連接於截止節點Noff及接地端GND之間，第三比較器CMP3接收並比較第二參考電壓Vref2及截止節點Noff的截止電壓Vcoff，並輸出第三比較訊號CP3。

第一或閘OR1接收第三比較訊號CP3及峰值切換訊號PS，以產生第一或閘訊號Sor1，第一SR拴鎖器SR1，其重設端R接收第一或閘訊號Sor1，其第二輸出端

產生固定截止時間訊號DUTY。延遲電路Del連接於第一SR拴鎖器SR1的第一輸出端Q，以輸出延遲訊號Sdel。第二及閘AND2分別接收延遲訊號Sdel及第一比較訊號CP1，其輸出端連接於第一SR拴鎖器SR1的設定端S。

詳細而言，此電路利用定義好切換頻率及工作週期，可得出適當的截止時間，便可以設計固定截止時間電路14的截止電容Coff、流經電容的第一電流I1及第二參考電壓Vref2。在此電路架構下，電路動作為第一參考電壓Vref1經過第二放大器OPA2負回授並對應截止電阻Roff產生第一電流I1，此第一電流I1會經過第二電流鏡電路MR2對截止電容Coff進行充電。當輸出電壓Vo比截止參考電壓Vrefoff大時，第一比較訊號CP1會呈現高準位，只要第一比較訊號CP1與經過延遲電路Del產生的延遲訊號Sdel皆為高準位，第二及閘AND2會輸出高準位至第一SR栓鎖器SR1，使固定截止時間訊號DUTY轉變為低準位，此時截止電壓Vcoff的電壓峰值最高會到第二參考電壓Vref2。經過固定截止時間後，固定截止時間訊號DUTY會呈現高準位，此時截止電容Coff會透過第二電晶體M2進行放電，而截止電壓Vcoff的電壓訊號相似一個鋸齒波。

另一方面，第一或閘OR1的第二輸入端連接到波峰電壓切換電路13的輸出端，以接收峰值切換訊號PS，其在一般情況下不會為高準位，而延遲電路Del可進一步提供最小導通時間的限制。

請進一步參考圖5，圖5為本發明實施例的隨負載變頻電路的第一非理想電壓轉電流電路、第二非理想電壓轉電流電路、第一電流鏡電路及邏輯判斷電路的電路布局圖。

如圖5所示，隨負載變頻電路15包括第一非理想電壓轉電流電路NVI1、第二非理想電壓轉電流電路NVI2、第一電流鏡電路MR1及邏輯判斷電路Log。

第一非理想電壓轉電流電路NVI1可經配置以將取樣保持訊號Vsh轉換為取樣保持電流Ish，如圖5所示，第一非理想電壓轉電流電路NVI1包括第三電晶體M3及第四電晶體M4。第三電晶體M3的第一端通過第一偏壓電流源Ibias1連接於共用電壓源Vdd，其第二端接地，其控制端接收取樣保持訊號Vsh。第四電晶體M4的第一端連接於第一電流鏡電路MR1的第一節點N1，其第二端通過第一下降電阻Rred連接於接地端GND，其控制端連接於第三電晶體M3的第一端。其中，取樣保持訊號Vsh通過第三電晶體M3、第四電晶體M4及第一下降電阻Rred1於第四電晶體M4上產生取樣保持電流Ish。更詳細而言，在此電路架構下，取樣保持訊號Vsh可通過第一非理想電壓轉電流電路NVI1，除以第一下降電阻Rred得到取樣保持電流Ish。

此外，第二非理想電壓轉電流電路NVI2將第三參考電壓Vref3轉換為第三參考電流Iref3。如圖5所示，第二非理想電壓轉電流電路NVI2可包括第五電晶體M5及第六電晶體M6。第五電晶體M5的第一端通過第二偏壓電流源Ibias2連接於共用電壓源Vdd，其第二端接地，其控制端接收第三參考電壓Vref3。第六電晶體M6的第一端連接於第一電流鏡電路MR1的第二節點N2，其第二端通過第二下降電阻Rred2連接於接地端GND，其控制端連接於第五電晶體M5的第一端。其中，第三參考電壓Vref3通過第五電晶體M5、第六電晶體M6及第二下降電阻Rred2於第六電晶體M6上產生第三參考電流Iref3。更詳細而言，在此電路架構下，第三參考電壓Vref3可通過第二非理想電壓轉電流電路NVI2，除以第二下降電阻Rred2得到第三參考電流Iref3。

進一步，第一電流鏡電路MR1可包括三個電流鏡電路MR11、MR12、MR13，經配置以取得取樣保持電流Ish及第三參考電流Iref3之間的差值電流作為下降控制電流Ired。如圖5所示，第一電流鏡電路MR1更通過第三節點N3連接於截止節點Noff，經配置以使第三參考電流Iref通過電流鏡電路MR1流向第一節點N1，以於第一節點N1產生取樣保持電流Ish及第三參考電流Iref之間的差值電流，並作為下降控制電流Ired。進一步，更通過電流鏡電路MR12及MR13將下降控制電流Ired複製至第三節點N3，並進一步通過第七電晶體M7輸出至截止節點Noff。

詳細而言，電路設計在負載為500mA時，取樣保持電流Ish的數值會幾乎與第三參考電流Iref3相等，此時的下降控制電流Ired會幾乎為零，這意味著改變切換頻率的數值幾乎為零。隨著負載上升，取樣保持電流Ish會跟著提高，下降控制電流Ired也會提升，此時的切換頻率會因為下降控制電流Ired而線性下降。

再者，邏輯判斷電路Log經配置以將第一感測訊號Sen1與第四參考電壓Vref4比較，以產生變頻機制啟用訊號，用於在切換節點電流Isw超過一預定電流時啟用隨負載變頻機制。

其中，在隨負載變頻機制啟動時，邏輯判斷電路Log以下降控制電流Ired改變截止電壓Vcoff，以改變固定截止時間訊號DUTY的固定截止時間。

如圖5所示，邏輯判斷電路Log可包括第四比較器CMP4、反相器INV、第二或閘OR2及第二SR拴鎖器SR2。第四比較器CMP4經配置以接收並比較第一感測訊號Sen1及第四參考電壓Vref4，並輸出第四比較訊號CP4。反相器INV將第四比較訊號CP4進行反相處理以產生第四反相比較訊號CP4’，第二或閘OR2接收峰值切換訊號PS及第四反相比較訊號CP4’，並輸出第二或閘訊號Sor2。第二SR拴鎖器SR2的設定端S接收第二或閘訊號Sor2，其重設端R接收第四比較訊號CP4，其時脈端接收固定截止時間訊號DUTY，其第二輸出端

連接於第七電晶體M7的控制端。

詳細而言，邏輯判斷電路Log是利用邏輯判斷來決定隨負載變頻機制啟用的時機。舉例而言，當負載小於500mA時，第一感測訊號Vsen1會小於第四參考電壓Vref4，並對第二SR栓鎖器SR2進行設定，第七電晶體M7會因為第二SR拴鎖器SR2的第一輸出端Q為低準位而截止。此時，第七電晶體 M7會因為處於在截止狀態而無法對固定截止時間電路14上的截止電容Coff拿取電流。當負載大於500mA時，第一感測訊號Vsen1會大於第四參考電壓Vref4，並對第二SR栓鎖器SR2進行重置，第七電晶體M7會因為第二SR拴鎖器SR2的第一輸出端Q為高準位而導通。此時導通的第七電晶體M7會對固定截止時間電路14上的截止電容Coff拿取電流而改變切換頻率。

脈衝寬度調變模組16經配置以在輸出分壓Vo’低於脈衝寬度調變參考電壓Vref_pwm時，輸出脈衝寬度調變訊號PWM。請復參考圖1，脈衝寬度調變模組16可包括誤差放大器EAMP、補償器COM、三角波產生器RAMP及第五比較器CMP5。誤差放大器EAMP的正輸入端接收脈衝寬度調變參考電壓Vref_pwm，其負輸入端接收輸出分壓Vo’，其輸出端輸出誤差放大訊號Sea。補償器COM連接於誤差放大器EAMP的負輸入端及輸出端之間，能讓整體電路達到較好的穩定性。為了要確保整體迴路增益有足夠的相位邊限(Phase Margin,PM)，較佳可選用Type 3補償器進行補償，此補償器會提供三個極點兩個零點，俗稱3P2Z補償器，可進一步透過極零點放置法來使迴路增益有足夠的相位邊限以及期望的交越頻率。

三角波產生器RAMP經配置以依據高位訊號Vh及低位訊號V1產生三角波訊號Sramp，目的是為了提供一個三角波訊號給脈衝寬度調變控制迴路，使補償器COM的輸出準位能與三角波進行比較，並且輸出pwm訊號。第五比較器CMP5經配置以接收並比較誤差放大訊號Sea及三角波訊號Sramp，並產生脈衝寬度調變訊號PWM。

多工器MUX接收固定截止時間訊號DUTY及脈衝寬度調變訊號PWM，並依據輸出分壓Vo’(或輸出電壓Vo)的大小選擇性的輸出固定截止時間訊號DUTY或該脈衝寬度調變訊號PWM。多工器MUX可具有資料選擇端，當其為高準位時，控制模式為FOT，選擇輸出固定截止時間訊號DUTY，當資料選擇端為低準位時，控制模式為脈衝寬度調變(PWM)模式，選擇輸出脈衝寬度調變訊號PWM。

零電流偵測電路ZCD經配置以接收多工器MUX輸出的固定截止時間訊號DUTY或脈衝寬度調變訊號PWM，並對應於產生零電流偵測輸出訊號ZCDout。最終，控制電路18接收零電流偵測輸出訊號ZCDout以分別控制第一開關Mp及第二開關Mn導通或關斷。

[實施例的有益效果]

以上所公開的內容僅為本發明的優選可行實施例，並非因此侷限本發明的申請專利範圍，所以凡是運用本發明說明書及圖式內容所做的等效技術變化，均包含於本發明的申請專利範圍內。