TWI659601B - Synchronous rectification control system and method for multi-mode switching power supply - Google Patents

Synchronous rectification control system and method for multi-mode switching power supply Download PDF

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Abstract

本公開涉及多模式開關電源的同步整流控制系統和方法。提供了一種用於開關電源的同步整流(synchronous rectifier，SR)控制器，包括：感測模組，被配置為感測初級側電晶體的開啟時間；控制模組，被配置為執行下述操作：接收感測到的電晶體的開啟時間；並且至少部分地基於電晶體的開啟時間來輸出控制信號，其中如果感測到電晶體的當前開啟週期與上一開啟週期的差小於預定閾值則控制信號為邏輯高位準，否則控制信號為邏輯低位準；調整模組，被配置為接收來自控制模組的控制信號，基於接收到邏輯高位準的控制信號在當前週期退磁時採用第一預測比例，並且基於接收到邏輯低位準控制信號在當前週期退磁時採用第二預測比例，其中第一預測比例大於第二預測比例。

Description

多模式開關電源的同步整流控制系統和方法
本發明的某些實施例涉及積體電路。更具體地，本發明的一些實施例提供了多模式開關電源(switched-mode power supply，SMPS，)的同步整流(synchronous rectifier，SR，)控制系統和方法。
在當今開關電源應用中，在不同的功率範圍和不同的應用場合，每種工作模(斷續導通Discontinuous Conduction Mode,DCM、准諧振Quasi-Resonant,，QR、連續導通Continuous Conduction Mode,，CCM)均有自己的優勢和特點。在大功率與大電流的應用中，CCM在效率，電流電壓應力等方面相對DCM/QR具有較大的優勢，但在低功率範圍，DCM又具有控制簡單的優點，同時QR模式能夠有效降低SMPS的開關損耗。因此為兼顧大功率，高效率及低待機的需求，多種工作模式(DCM、CCM、QR、降頻)並存即多模式系統已成為一個必然的趨勢。然而這種開關電源的複雜性卻給同步整流技術的應用帶來了諸多不便，使得同步整流控制相對于單模式電源系統來說更為複雜。
第1圖是表示現有的返馳式(flyback)同步整流系統的簡化圖。同步整流系統100(例如，功率轉換器)包括初級繞組Np、次級繞組Ns、開關、VD同步整流管漏端電壓信號感測、邏輯控制、驅動。例如，開關包括雙極結型電晶體。在另一示例中，開關包括場效應電晶體(例如，金屬氧化物半導體場效應電晶體，Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor,MOSFET)。在又另一示例中，開關包括絕緣閘雙極電晶體。
眾所周知，在同步整流系統應用中，同步整流管可靠的開啟與關斷是極其重要的。在開關電源的各種工作模式中，其開啟控制差別不大，當退磁電流流經SR MOSFET體二極體時即可以打開。但關斷控制為兼顧效率溫升與可靠性的需求便複雜許多，尤其是在CCM的情況下。
第2圖示出了第1圖的同步整流SR系統工作在DCM下的波形。第3圖出了第1圖的同步整流SR系統工作在QR下的波形。當電源系統工作在DCM/QR模式時，變壓器在每一個脈寬調變(PWM)週期中均會退磁完畢。因此，此時同步整流SR的關斷便可以通過設置一個變壓器副邊電流過零感測點來準確可靠地實現。
第4圖為DCM/QR模式下同步整流SR控制框圖。其中Vth_on為同步整流SR開啟閾值，當VD同步整流管漏端電壓信號端電壓低於該閾值時，同步整流SR開啟。Vth_zero為同步整流SR關斷閾值即副邊電流過零感測點，當VD端電壓高於該閾值時，同步整流SR關閉。由此可以實現DCM/QR模式下的同步整流SR控制。
但當系統工作在CCM模式下時，同步整流SR的控制相對於DCM/QR便複雜多了。在CCM工作模式下若仍採用DCM/QR的控制模式，則當變壓器副邊剩餘電流在初級側開啟使得退磁被強制結束後仍比較大時，可能無法觸發到針對DCM/QR所設計的過零感測點，只能在初級側開啟後變壓器副邊電壓被強制拉升後才能觸發到過零點，這樣會使得同步整流SR不能及時關斷，帶來可靠性問題。
既然在CCM工作模式下無法感測到電流過零點，同步整流SR控制晶片也無法提前知道初級側PWM將於何時開啟，因此要保證CCM同步整流系統安全可靠地工作，其同步整流SR的關斷控制就不能像DCM/QR，而需要另闢蹊徑。當開關電源系統穩定工作時，其前後相鄰週期的工作狀態一致。在這樣情況下可以利用前一工作週期的資訊來推斷當前週期的工作情形，並因此來預測初級側功率管的開啟時刻，以便在初級側功率管開啟前及時關斷同步整流SR，保證系統安全可靠地工作。簡言 之即在系統穩定工作時其相鄰前後週期退磁時間一致，這樣就可以用上一週期的退磁時間來推斷當前週期的退磁時間，預先知道該週期的退磁時間後就可以確定該週期的同步整流SR關斷時刻。
第5圖為系統工作穩定無次諧波振盪時的CCM同步整流控制波形。其中初級側PWM為初級側MOSFET控制信號，VD為同步整流管漏端電壓信號，Demag為變壓器副邊退磁信號，預測為控制晶片內部根據預測演算法產生的關斷同步整流SR閘極(Gate)的信號，Gate為同步整流SR控制晶片的輸出信號。控制晶片首先根據VD端的電壓信號計算出前一週期的退磁時間即Don(n-1)，然後利用該週期(n-1)的退磁時間去預測下一週期(n)的退磁時間即Don(n)。之後便可以在第n週期退磁開始時計時至k*Don(n)後產生預測關斷信號預測，即可關斷同步整流SR，其中k為設定的預測比例。從圖中可以看出，由於系統工作穩定，任何前後PWM頻率，初級側開啟時間與副邊退磁時間均保持一致。在這種情況下，預測演算法能夠及時準確地在初級側MOSFET導通之前提前關斷同步整流SR，從而保證同步整流系統可靠地工作。第6圖為預測比例k的產生電路，其中調節I1與I2的比例便可以得到不同的k：k=I1/I2 (公式1)
在系統穩定工作前後週期退磁時間一致或變化不大的情況下，以上方法可以可靠地實現CCM同步整流關斷控制。但在電源系統的實際應用中，特別是在深度CCM下，或深或淺的次諧波振盪現象普遍存在。次諧波振盪會使得前後週期的初級側開啟時間與退磁時間均存在差異，極端條件下工作模式也會不同(即DCM與CCM交替出現)，這就給同步整流的控制與應用帶來了不便。當次諧波振盪出現時，如果仍採用以上無次諧波振盪時的處理方法，則可能出現變壓器源副邊饋通，降低效率且可能帶來炸機風險。
本發明的某些實施例涉及積體電路。更具體地，本發明的一些實施例提供了同步整流SR控制系統和方法。僅作為示例，本發明的一些實施例被應用到開關電源領域。但是，將認識到，本發明有更廣泛的適用範圍。
根據一個實施例，提供了一種用於開關電源的同步整流SR控制器，包括：感測模組，被配置為感測初級側電晶體的開啟時間；控制模組，被配置為執行下述操作：接收感測到的電晶體的開啟時間；並且至少部分地基於電晶體的開啟時間來輸出控制信號，其中如果感測到電晶體的當前開啟週期與上一開啟週期的差小於預定閾值則控制信號為邏輯高位準，否則控制信號為邏輯低位準；調整模組，被配置為接收來自控制模組的控制信號，基於接收到邏輯高位準的控制信號在當前週期退磁時採用第一預測比例，並且基於接收到邏輯低位準控制信號在當前週期退磁時採用第二預測比例，其中第一預測比例大於第二預測比例。
根據一個實施例，與此同時，控制模組基於感測到電晶體的當前週期開啟時間與上一週期開啟時間的差，自動調整輸出控制信號的脈衝寬度。此外，控制模組還會基於前一週期的輸出控制信號的脈衝寬度來設置下一週期的輸出控制信號的脈衝寬度設置限制，使得所述下一週期的輸出控制信號的脈衝寬度不超過預定時間。
根據另一實施例，提供了一種開關電源的同步整流SR控制方法，方法包括：感測初級側電晶體的開啟時間；接收感測到的電晶體的開啟時間；至少部分地基於電晶體的開啟時間來輸出控制信號，其中如果感測到電晶體的當前開啟週期與上一開啟週期的差小於預定閾值則控制信號為邏輯高位準，否則控制信號為邏輯低位準；並且接收來自控制模組的控制信號，基於接收到邏輯高位準的控制信號在當前週期退磁時採用第一預測比例，並且基於接收到邏輯低位準控制信號在當前週期退磁時採用第二預測比例，其中第一預測比例大於第二預測比例。
根據又另一實施例，提供了一種如本公開的實施例所述的同步整流SR系統的開關電源系統。
根據實施例，可以獲得一項或多項益處。參考隨後的詳細的說明和附圖，這些好處和本發明的各種附加的目的、特徵和優勢可得以透徹地理解。
100‧‧‧同步整流系統
Np‧‧‧初級繞組
Ns‧‧‧次級繞組
Vth_on‧‧‧SR開啟閾值
Vth_zero‧‧‧SR關斷閾值
VD‧‧‧同步整流管漏端電壓信號
Demag‧‧‧為變壓器副邊退磁信號
Don(n-1)、Don(n)‧‧‧退磁時間
k‧‧‧設定的預測比例
Iadj‧‧‧電流
C1、C2‧‧‧電容
AC‧‧‧交流電流
Vin‧‧‧電壓信號
SR‧‧‧同步整流
Gate‧‧‧閘極
Ton(n)‧‧‧當前週期
Ton(n-1)‧‧‧上一週期
Ton(n+1)‧‧‧第n+1週期
V0‧‧‧開關電源系統輸出電壓
C0‧‧‧開關電源系統輸出電容
Vp‧‧‧源邊開啟時的VD端平臺電壓
Syne1、Syne2‧‧‧預測同步信號
第1圖是表示現有的反激式同步整流SR系統的簡化圖。
第2圖示出了第1圖的同步整流SR系統工作在DCM下的波形。
第3圖出了第1圖的同步整流SR系統工作在QR下的波形。
第4圖是示出了現有DCM/QR模式下同步整流SR控制框圖。
第5圖示出了現有系統工作穩定無次諧波振盪時的CCM同步整流控制波形。
第6圖示出了根據第5圖所示的實施例的預測(prediction)比例k的產生電路的簡化圖。
第7圖示出了現有系統工作在出現次諧波振盪時的CCM同步整流控制波形。
第8圖示出了根據本公開的實施例的系統工作在出現次諧波振盪時的CCM同步整流控制波形。
第9圖示出了根據本公開的實施例的系統的、基於△Ton對同步整流SR關斷調整的圖示。
第10圖示出了根據第9圖的實施例的、通過調節預測比例實現同步整流SR關斷調整的簡化圖示。
第11圖示出了根據本公開的實施例的、當前週期(第n週期)初級側開啟時間長於上一週期(第n-1週期)初級側開啟時間時的控制時序圖。
第12圖示出了根據本公開的實施例的、在具有較大干擾的情況下的初級側-次級側饋通(feed-through)的波形圖。
第13圖示出了根據本公開的實施例的、逐週期為同步整流SR開啟時間設置限制的圖示。
第14圖示出了根據本公開的實施例的、逐週期為同步整流SR開啟時間設置限制的系統的簡化圖。
第15圖示出了根據本公開的實施例的、逐週期為同步整流SR開啟時間設置限制的系統的時序。
下面將詳細描述本發明的各個方面的特徵和示例性實施例。在下面的詳細描述中提出了許多具體細節，以便提供對本發明的全面理解。但是，對於本領域技術人員來說很明顯的是，本發明可以在不需要這些具體細節中的一些細節的情況下實施。下面對實施例的描述僅僅是為了通過示出本發明的示例來提供對本發明的更好的理解。本發明決不限於下面所提出的任何具體配置和演算法，而是在不脫離本發明的精神的前提下覆蓋了元素、部件和演算法的任何修改、替換和改進。在附圖和下面的描述中，沒有示出公知的結構和技術，以便避免對本發明造成不必要的模糊。
第7圖示出了現有系統工作在出現次諧波振盪時的CCM同步整流控制波形。如第7圖所示，由於出現了次諧波振盪，初級側MOSFET開啟時間和變壓器副邊退磁時間在相鄰周期間均出現了較大的變化。從圖中可以看出第n週期的退磁時間短於第n-1週期的退磁時間，此時如果仍採用第n-1週期的預測比例，則第n週期的預測關中斷點有可能出現在第n+1週期的初級側MOSFET開啟期間，使得第n週期的同步整流SR不能及時關斷，導致原副邊饋通，降低電源系統的效率和可靠性。
控制晶片在每次同步整流SR的預測關斷前都會確定所需預測比例，這需要首先感測前後相鄰週期初級側MOSFET的開啟時間且比較其變化，然後基於該資訊，進行預測比例的切換，以防止源副邊饋通的發生。若感測到當前週期Ton(n)短於上一週期Ton(n-1)，則當前週期 Ton(n)的退磁時間將會長於前一週期的退磁時間，此時採用較大的預測比例將不會導致源副邊的饋通。但如果感測到當前週期Ton(n)長於上一週期Ton(n-1)，則當前週期Ton(n)的退磁時間就會短於前一週期的退磁時間，這時則需要採用較小的預測比例，否則饋通有可能發生。
簡而言之，在退磁預測關斷同步整流SR之前，控制晶片先計算相鄰週期初級側開啟時間變化。如果Ton(n)-Ton(n-1)小於設定的閾值，則說明系統穩定或僅有輕微的次諧波振盪，當前週期Ton(n)退磁時可以採用較大的預測比例。但如果Ton(n)-Ton(n-1)大於所設定的閾值，則說明發生了較為嚴重的次諧波振盪，前週期退磁時需要採用較小的預測比例，避免原副邊饋通的發生。
以上方法中對相鄰週期初級側開啟時間差異採用單一閾值控制可以使系統在工作狀態不穩定或較嚴重次諧波振盪時，保證電源系統的可靠工作。但為進一步提高同步整流系統的自我調整性，降低對該單一閾值(晶片差異/電路精度)的依賴，在晶片感測到相鄰週期初級側開啟時間變化時，也將根據變化量的大小對同步整流管的關斷時刻進行微調，以進一步提高電源系統的可靠性，同時降低由於同步整流的存在對初級側系統工作穩定性的要求。
當感測到相鄰週期初級側開啟時間變化=Ton(n)-Ton(n-1)時，不論變化量為正或負，同步整流SR控制晶片均會使當前週期Ton(n)即第n週期的同步整流SR開啟時間縮短，如第8圖所示。
第8圖示出了根據本公開的實施例的系統工作在出現次諧波振盪時的CCM同步整流控制波形。為保證電源系統每一PWM週期的可靠工作，避免出現第7圖中所示的饋通現象，則需要在第n週期時採用較小的預測比例，使同步整流SR提前關斷。但第n+1週期的退磁時間又長於第n週期的退磁時間，此時最好又能採用較大的預測比例，以儘量減小第n+1週期退磁電流流經SR MOSFET體二極體的時間，降低系統溫度。這種情況下需要預測比例在一定條件下進行切換。如前所述，當發生 次諧波振盪時，不僅相鄰週期的退磁時間會發生變化，而且初級側MOSFET的開啟時間也會發生相應變化。這樣就可以通過感測前後PWM週期的初級側開啟時間的差異來實現前後PWM週期預測比例的切換，如第8圖所示。
第9圖示出了根據本公開的實施例的系統的、基於對同步整流SR關斷調整的圖示。如圖所示，在第6圖基礎上引入額外的一路電流Iadj。在任一PWM週期中，如果感測到該週期與前一週期的初級側開啟時間有差異，則當前週期Ton(n)退磁時間開始時開啟電流Iadj，對電容C1(C2)放電△Ton，之後便可以在第n週期退磁開始時計時至下述時間後產生預測關斷信號預測：
即使第n週期的同步整流SR開啟時間縮短*△Ton，其中調節Iadj與I2的比例可以得到不同的縮短時間。當Iadj=n*I2時，便可以使當前週期Ton(n)的同步整流SR開啟時間縮短n*△Ton.
第10圖示出了根據第9圖的實施例的、通過調節預測比例實現同步整流SR關斷調整的簡化圖示。其中當前週期Ton(n)(第n週期)初級側開啟時間長於上一週期(第n-1週期)初級側開啟時間時的控制時序圖。
如圖所示，當上一週期Ton(n-1)與當前週期Ton(n)差異未達到直接調節預測比例即k的閾值時，若無以上機制，則第n週期時的預測關中斷點即預測信號(虛線低位準脈衝)出現在第n+1週期的初級側開啟期間，導致出現源副邊(Primary-second side)饋通。但在該機制作用下，第n週期時的預測關中斷點即預測信號出現在正確時刻，縮短了同步整流SR開啟時間，避免了源副邊饋通。
第11圖示出了根據本公開的實施例的、當前週期Ton(n)(第n週期)初級側開啟時間長於上一週期(第n-1週期)初級側開啟時間時的控制時序圖。其中當前週期Ton(n)(第n週期)初級側開啟時間短於上一週期Ton(n-1)(第n-1週期)初級側開啟時間時的控制時序圖。如圖所示，當上一週期Ton(n-1)與當前週期Ton(n)差異未達到直接調節預測比例即k的閾值時，若無以上機制，則第n週期時的預測關中斷點即預測信號(虛線低位準脈衝)出現在第n+1週期的初級側開啟期間，導致出現源副邊饋通。但在該機制作用下，第n週期時的預測關中斷點即預測信號出現在正確時刻，縮短了同步整流SR開啟時間，避免了源副邊饋通。
在系統正常工作過程中，或受到輕微干擾或次諧波振盪時，上述手段足以保證同步整流開關電源系統的可靠性，並兼顧效率與溫升的需求。但在系統受到外界較為劇烈的干擾時，特別是系統環路出現波動時，初級側PWM頻率與脈寬會出現大幅變化，如第12圖所示。
在第n-1週期時，系統出現的波動使得之後PWM出現如圖所示變化，相鄰週期即第n-1週期的初級側開啟時間與第n週期的頻率均發生了劇烈變化。第n-1週期過長的退磁時間使得第n週期時的預測關斷信號出現在第n+1週期初級側開啟之後，使得第n週期的同步整流SR關斷沿與在第n+1週期時的初級側開啟上升沿出現了重疊，導致源副邊交疊。在這種情況下，採用同步整流SR逐級展開的機制可以有效避免這種由於系統出現劇烈波動時引入的交疊或饋通。
控制晶片感測並記錄每一PWM週期的同步整流SR開啟時間，並基於該週期的同步整流SR開啟時間，對下一週期的同步整流SR開啟時間設置limiter(通過設置延遲時間或設置比例)，使得下一週期的同步整流SR開啟時間不得超過所設定時間。
第13圖示出了根據本公開的實施例的、逐週期為同步整流SR開啟時間設置限制的圖示。控制晶片首先逐週期記錄每一週期的同 步整流SR實際開啟時間和退磁時間，然後根據第n-1週期的退磁時間，計算出當前週期的Pre_SR開啟時間，同時將第n-1週期的同步整流SR實際開啟時間在當前週期重現並以此為基準設定當前週期的同步整流SR開啟時間limiter。若當前週期的pre_SR開啟時間長於當前週期的同步整流SR開啟時間limiter，則當期週期的同步整流SR在同步整流SR開啟時間limiter後被強行終止，僅開啟所限定時間，這種情況說明系統狀態發生了劇烈波動，需要對當前週期的同步整流SR開啟時間進行限制。
第14圖示出了根據本公開的實施例的、逐週期為同步整流SR開啟時間設置限制的系統的簡化圖。其中電路實現時採用了將第n-1週期的同步整流SR實際開啟時間重現後加延時的形式對當前週期的同步整流SR實際開啟時間加以限制。
第15圖示出了根據本公開的實施例的、逐週期為同步整流SR開啟時間設置限制的系統的時序。改進後的控制模式如下圖所示，可以看出可以有效防止狀態劇烈變化導致的饋通。
本發明的某些實施例涉及積體電路。更具體地，本發明的一些實施例提供了同步整流SR控制系統和方法。僅作為示例，本發明的一些實施例被應用到開關電源領域。但是，將認識到，本發明有更廣泛的適用範圍。
例如，使用一個或多個軟體元件、一個或多個硬體元件、和/或軟體和硬體元件的一個或多個組合，本發明的各種實施例的一些或全部元件各自單獨地和/或以與至少另一元件結合的方式被實施。在另一示例中，本發明的各種實施例的一些或全部元件各自單獨地和/或以與至少另一元件結合的方式被實施在諸如一個或多個類比電路和/或一個或多個數位電路之類的一個或多個電路中。在另一示例中，本發明的各種實施例和/或示例可以被結合。
雖然已經描述了本發明的特定實施例，但本領域的技術人員應該理解，存在等同於所描述的實施例的其它實施例。因此，應該理 解，本發明並不限於所示出的具體實施例，而僅由所附權利要求的範圍所限定。

Claims (9)

  1. 一種用於開關電源的同步整流SR控制器，所述同步整流SR控制器包括：感測模組，所述感測模組被配置為感測初級側電晶體的開啟時間；控制模組，所述控制模組被配置為執行下述操作：接收感測到的所述電晶體的開啟時間；並且至少部分地基於所述電晶體的開啟時間來輸出控制信號，其中如果感測到所述電晶體的當前開啟週期與上一開啟週期的差小於預定閾值則所述控制信號為邏輯高位準，否則所述控制信號為邏輯低位準；調整模組，所述調整模組被配置為接收來自所述控制模組的控制信號，基於接收到邏輯高位準的控制信號在所述當前週期退磁時採用第一預測比例，並且基於接收到邏輯低位準控制信號在所述當前週期退磁時採用第二預測比例，其中所述第一預測比例大於所述第二預測比例。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的同步整流SR控制器，其中所述調整模組包括預測比例生成單元，所述預測比例生成單元包括調整電流源和調整電容，其中在所述當前週期退磁時間開始時所述調整電流源打開，對所述調整電容放電所述電晶體的當前開啟週期與上一開啟週期的差的持續時間。
  3. 如申請專利範圍第1項所述的同步整流SR控制器，其中所述預定閾值是固定值或可變值。
  4. 如申請專利範圍第1項所述的同步整流SR控制器，其中所述第一預測比例與第二預測比例是固定值或可變值。
  5. 如申請專利範圍第1項所述的同步整流SR控制器，其中所述控制模組還被配置為：記錄電晶體的當前週期開啟時間與上一週期開啟時間的差異，並基於所述差異自動調整輸出控制信號的脈衝寬度。
  6. 如申請專利範圍第1項所述的同步整流SR控制器，其中所述控制模組還被配置為：記錄所述開關電源的原邊側脈寬調變(PWM)週期的同步整流SR開啟時間；並且基於前一週期的同步整流SR開啟時間來設置下一週期的同步整流SR開啟時間設置限制，使得所述下一週期的同步整流SR開啟時間不超過預定時間。
  7. 如申請專利範圍第5項所述的同步整流SR控制器，其中所述調整模組還包括延遲單元，其中所述調整模組被配置為：對所述前一週期的同步整流SR開啟時間添加預定延時，從而限制所述下一週期的同步整流SR開啟時間。
  8. 一種開關電源的同步整流SR控制方法，所述方法包括：感測初級側電晶體的開啟時間；接收感測到的所述電晶體的開啟時間；至少部分地基於所述電晶體的開啟時間來輸出控制信號，其中如果感測到所述電晶體的當前開啟週期與上一開啟週期的差小於預定閾值則所述控制信號為邏輯高位準，否則所述控制信號為邏輯低位準；並且接收來自所述控制模組的控制信號，基於接收到邏輯高位準的控制信號在所述當前週期退磁時採用第一預測比例，並且基於接收到邏輯低位準控制信號在所述當前週期退磁時採用第二預測比例，其中所述第一預測比例大於所述第二預測比例。
  9. 一種包括如申請專利範圍第1-6項中的任何一項所述的同步整流SR系統的開關電源系統。
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