TWI625937B - 用於輸出功率級之邊緣率控制的低功率之迴轉率檢測器 - Google Patents

用於輸出功率級之邊緣率控制的低功率之迴轉率檢測器 Download PDF

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Abstract

本發明提供一種用於測定輸入訊號之迴轉率的電路，其包含電阻、電流源，以及串聯耦接於電源端與接地端之間的第一金氧半場效電晶體(MOSFET)。電阻之第一端耦接至電源端，電阻之第二端耦接至電流源之第一端，電流源之第二端耦接至第一MOSFET之汲極端，以及第一MOSFET之源極端耦接至接地端。電路亦包含電容，其具有耦接至輸入訊號之第一端，以及耦接至第一MOSFET之閘極端與汲極端之第二端。在輸入訊號變換之期間內流經MOSFET之電流用以呈現輸入訊號之迴轉率。

Description

用於輸出功率級之邊緣率控制的低功率之迴轉率檢測器
本發明關於一種半導體電路技術之領域。更明確地說，本發明之實施例係特別關於低功率迴轉率檢測電路。在實施例中，迴轉率檢測電路用於D類輸出功率級之邊緣率控制。惟本發明之電路可被用於任何需要精確之迴轉率檢測的應用中。
在D類音頻放大器中，輸出訊號為脈波寬度調變(PWM)之波形，其驅動外部揚聲器。此類的PWM波形看起來非常相似於方形波，因此，其具有可擾亂、干擾其他使用高於PWM頻率之射頻的電路之顯著高頻率內容。於下文中之第1圖及第2圖中展示一種一階D類級與其輸入、輸出波形之代表性組態。
D類放大器有時被稱為開關放大器，且為一種其中複數個電晶體用作二元開關之電子放大器。亦即，上述之一對開關不是全開啟、就是全關閉。D類放大器利用軌對軌輸出轉換，理想地情況下，其輸出電晶體實質上總是承載零電流或零電壓。因此，其能源浪費為最小，且在大範圍之功率程度下呈現高效率。高效率之優勢使其被使用於各種音頻應用中，從手機到平板電視與家 庭劇院接收器。D類音頻功率放大器比AB類音頻功率放大器更有效率。因其之較佳效率，D類放大器僅需要較小的電源供應器且不需散熱器，因而能大幅地減少整體系統成本、尺寸以及重量。
D類音頻功率放大器將音頻訊號轉換為根據音頻輸入訊號而開關輸出之高頻率脈衝。一些D類放大器使用PWM來產生一系列的調節脈衝，其依照音頻訊號之振幅而於寬度上作改變。這些寬度變化之脈衝在固定頻率的情況下開關功率輸出之電晶體。D類放大器可使用其他類型之脈衝調變器。下文中之探討將主要關於脈波寬度調變器，惟本發明所屬技術領域中具有通常知識者將認知D類放大器可與其他種類之調變器一同配置。
第1圖為根據本發明實施例而描繪耦接至迴轉率電路之D類音頻放大器的示意圖。
第1圖顯示描繪傳統D類放大器100之簡化示意圖。差分輸入音頻訊號INP與INM係輸入至比較器101與102，其中輸入訊號INP與INM與由振盪器103產生之三角波VREF相比較而產生PWM訊號106與107。PWM訊號106與107分別地耦接至電晶體M1、M2、M3及M4之閘極。D類放大器之差分輸出端係標記為OUTM與OUTP。如第1圖顯示，輸出端OUTM與OUTP連接至揚聲器負載110，其由電感L1與電阻R1所表示。
傳統D類放大器具有差分輸出訊號(OUTP_s與OUTM_s)，其中每一個輸出訊號為互補的且具有從接地Vss至Vdd之擺盪範圍。D類放大器之缺點在於由開關操作所產生之高頻率開關雜訊。此高頻率雜訊通常會導致EMI(電磁干擾)。
第2圖為描繪第1圖之D類放大器中的訊號調變之波形圖。如第2圖顯示，差分輸入訊號，如音頻訊號INM與INP，藉由與第1圖連結描述之兩個比較器而與三角基準波形VREF作比較。比較器之輸出訊號為固定頻率之脈衝訊號，其脈衝寬度與輸入訊號成比例。在兩個輸出端OUTP與OUTM上的PWM訊號在第2圖中標示為OUTP_s與OUTM_s。訊號OUTP_s與OUTM_s上之快速邊緣會引起電磁干擾(EMI)。
第3圖為根據本發明實施例而描繪D類音頻放大器之電磁干擾量測的範例圖。訊號OUTP_s與OUTM_s上之快速邊緣會引起具有30MHz至1GHz之頻率範圍的干擾。第3圖顯示具有揚聲器負載之D類放大器的典型EMI測試之結果。此測試在試驗室中進行，當中EMI訊號由以特定距離遠離試驗下方之裝置而放置之天線作接收。在第3圖中可察知，介於100MHz與600MHz之間的高頻率音調超出符合規格的標準線310。因此，有必要去控制輸出訊號之邊緣，致使高頻率訊號成分減少。為了達到上述希望的控制，例如，可藉由減慢第1圖中之M1、M2、M3及M4之閘極控制。惟輸出訊號之實際迴轉率最終仍將取決於輸出端OUTM與OUTP上之PCB電容量、D類放大器電路之製程以及溫度變化。因此，需要更精準之即時邊緣率檢測，用以調整輸出端OUTM與OUTP上之PCB電容量、D類放大器電路之製程以及溫度變化。
傳統方法已被提出而用以測定迴轉率之訊號，惟其並不令人滿意。例如，在一個方法中，量測於兩個參考位準之輸入電壓的時機。而後迴轉率可由時間差而推導出。此方法需要精準的時基電路以及高速計時器。在另一個方法中，切換式電容電路用以測定迴轉率。此電路需要開關與於輸入端輸入參考電壓，其不適於與高電壓輸入訊號一同使用，且開關會於輸入訊號上產生 突波干擾。在另一個方法中，藉由使用互導放大器而檢測迴轉率，以及目標應用為用於PWM供應控制。由於使用互導放大器，其電路變為更加複雜，且此增加的複雜性與延遲使其變得緩慢，因而不適於用以快速邊緣控制。
因此，目前迫切需要一個改良之迴轉率檢測電路。
本發明關於半導體電路技術之領域。更明確地說，本發明之實施例直接地關於低功率迴轉率檢測電路。在實施例中，迴轉率檢測電路可用於D類輸出功率級之邊緣率控制。輸入電壓可藉由D類升壓電路而成為更高之電壓，如10V或更高。迴轉率檢測電路可以低電壓運作，如3V，且不需使用高電壓電晶體。除此之外，迴轉率檢測電路不需要高、低參考電壓或切換式電容電路。本發明實施例可提供更簡單的電路設計，其相比傳統電路更具有成本效益。
根據本發明之實施例，用以測定輸入訊號之迴轉率的電路包含電阻、電流源以及串聯耦接於電源端與接地端之間的第一MOSFET(金屬氧化物半導體場效電晶體)。第一MOSFET具有汲極端、閘極端以及源極端。電阻之第一端耦接至電源端，電阻之第二端耦接至電流源之第一端，電流源之第二端耦接至第一MOSFET之汲極端，以及第一MOSFET之源極端耦接至接地端。此電路亦包含具有第一端與第二端之電容，其中，第一端耦接至輸入訊號且第二端耦接至第一MOSFET之閘極端與汲極端。在輸入訊號變換之期間內流經第一MOSFET之電流呈現輸入訊號之迴轉率。
在上述電路之實施例中，第一電流源包含耦接於第一MOSFET之電阻與汲極端之間的第二MOSFET，且第二MOSFET耦接至偏壓電路以提供偏壓電流。
在實施例中，偏壓電路包含串聯耦接於電源端與接地端之間的第三MOSFET、第四MOSFET以及第五MOSFET。第三MOSFET係耦接至電源端且配置以接收偏壓電壓。第四MOSFET與第五MOSFET以二極體形式連接。第四MOSFET之閘極耦接至第二MOSFET之閘極。
在實施例中，電路亦包含取樣記錄電路，其包含耦接至電阻之開關，以及耦接至開關之電容。
在實施例中，此開關耦接至時序電路，其耦接至輸入訊號。
在實施例中，電路亦包含耦接至取樣記錄電路之ADC(類比/數位轉換器)，其用以提供代表迴轉率之數位值。
根據本發明之另一個實施例，迴轉率檢測電路包含連接於輸入訊號與以二極體形式連接之第一MOSFET(金屬氧化物半導體場效電晶體)之間的電容。第一MOSFET配置以在輸入訊號改變之期間內傳送電流，且該電流與輸入訊號之迴轉率成比例。
在實施例中，電路亦可包含電阻以及與第一MOSFET串聯耦接於電源端與接地端之間的第二MOSFET。第一MOSFET具有汲極端、閘極端以及源極端。電阻之第一端耦接至電源端，電阻之第二端耦接至第二MOSFET的第一端，第二MOSFET的第二端耦接至第一MOSFET的汲極端，第一MOSFET的源極端耦接至接地端，以及第二MOSFET耦接至偏壓電路以提供偏壓電流。電容具有第一端與第二端，其中，第一端耦接 至輸入訊號且第二端耦接至第一MOSFET之閘極端與汲極端。輸入訊號之迴轉率因應輸入訊號之改變而與流經電阻之電流相關。
在實施例中，偏壓電路包含串聯耦接於電源端與接地端之間的第三、第四及第五MOSFET。第三MOSFET耦接至電源端且配置以接收偏壓電壓。第四MOSFET與第五MOSFET以二極體形式連接。第四MOSFET之閘極耦接至第二MOSFET之閘極。
在實施例中，電路亦包含取樣記錄電路，其包含耦接至電阻之開關，以及耦接至開關之電容。
在實施例中，開關耦接至時序電路，其耦接至輸入訊號。
在實施例中，電路亦包含耦接至取樣記錄電路之ADC(類比/數位轉換器)，其用以提供代表迴轉率之數位值。
在實施例中，電路亦具有耦接至第一MOSFET之汲極端的第二MOSFET，其耦接至偏壓電路以提供偏壓電流。
在實施例中，偏壓電路包含串聯耦接於電源端與接地端之間的第三、第四及第五MOSFET。第三MOSFET耦接至電源端且配置以接收偏壓電壓，第四MOSFET與第五MOSFET以二極體形式連接，第四MOSFET之閘極耦接至第二MOSFET之閘極。
在實施例中，比較器包含與第二MOSFET串聯耦接之第六MOSFET，第六MOSFET之閘極耦接至偏壓電壓。比較器亦包含串聯耦接於電源端與接地端之間的第七、第八及第九MOSFET。第七MOSFET之閘極耦接至偏壓電壓，第八MOSFET之閘極耦接至第二與第四MOSFET之閘極，以及第九MOSFET之閘極耦接至第一與第五MOSFET之閘極。
根據本發明之實施例，迴轉率檢測電路包含連接於輸入訊號與以二極體形式連接之第一MOSFET之間的電容。第一MOSFET配置以在輸入訊號改變之期間內傳送電流，且該電流與輸入訊號之迴轉率成比例。迴轉率檢測電路亦包含用以提供流經第一MOSFET之偏壓電流的偏壓電路，以及比較器，其配置以提供基於流經第一MOSFET且呈現迴轉率之電流的複數個差分輸出。
在實施例中，電路亦包含耦接至第一MOSFET之汲極端的第二MOSFET，第二MOSFET耦接至偏壓電路以提供偏壓電流。
在實施例中，偏壓電路包含串聯耦接於電源端與接地端之間的第三、第四及第五MOSFET。第三MOSFET耦接至電源端且配置以接收偏壓電壓，第四MOSFET與第五MOSFET以二極體形式連接，第四MOSFET之閘極耦接至第二MOSFET之閘極。
在實施例中，比較器包含與第二MOSFET串聯耦接之第六MOSFET，第六MOSFET之閘極耦接至偏壓電壓。比較器亦包含串聯耦接於電源端與接地端之間的第七MOSFET、第八MOSFET及第九MOSFET。第七MOSFET之閘極耦接至偏壓電壓，第八MOSFET之閘極耦接至第二MOSFET與第四MOSFET之閘極，以及第九MOSFET之閘極耦接至第一MOSFET與第五MOSFET之閘極。
在實施例中，電路亦包含用以提供迴轉率控制之耦接至位於第二MOSFET與第六MOSFET之間之第一節點的第一鎖存器，以及耦接至位於第七MOSFET與第八MOSFET之間之第二節點的第二鎖存器。
對本發明之性質與優點之進一步理解可藉由參考下文中之說明書內容以及圖式而得知。
ADC、440‧‧‧類比/數位轉換器
Cs、C0‧‧‧電容
Dout‧‧‧迴轉率
GND、Vss‧‧‧接地端
Ib0‧‧‧偏壓電流
INM、INP‧‧‧差分輸入音頻訊號
L1‧‧‧電感
M1、M2、M3、M4、M5、M6、M7、M8、M9‧‧‧電晶體
N1、N2‧‧‧節點
OUTM、OUTP‧‧‧差分輸出端
OUTM_s、OUTP_s‧‧‧訊號
R0、R1‧‧‧電阻
VREF‧‧‧三角波
VIN‧‧‧輸入電壓
VSAMPLE、VSLEW‧‧‧電壓
Vbias‧‧‧偏壓電壓
Vdd‧‧‧電源端
Vgs‧‧‧閘極-源極電壓
100‧‧‧傳統D類放大器
101、102‧‧‧比較器
103‧‧‧振盪器
106、107‧‧‧PWM訊號
110‧‧‧揚聲器負載
310‧‧‧符合規格標準線
400‧‧‧迴轉率檢測電路
410‧‧‧虛線區塊
420‧‧‧偏壓電路
430‧‧‧取樣記錄電路
432‧‧‧開關
434‧‧‧取樣記錄時序電路
511‧‧‧第一脈衝
512‧‧‧第二脈衝
520‧‧‧第二波形
530‧‧‧第三波形
600‧‧‧迴轉率控制電路
第1圖為根據本發明實施例而描繪耦接至迴轉率電路之D類音頻放大器的示意圖；第2圖為根據本發明實施例而描繪D類音頻放大器中之波形範例的波形圖；第3圖為根據本發明實施例而描繪D類音頻放大器之EMI量測的範例圖；第4圖為根據本發明實施例而描繪用以測定迴轉率之電路的示意圖；第5圖為根據本發明實施例而描繪於第4圖之迴轉率檢測電路中之不同節點上之訊號的模擬波形之波形圖；以及第6圖為根據本發明另一個實施例而描繪用以控制迴轉率範圍之電路的示意圖。
第4圖為根據本發明實施例而描繪迴轉率檢測電路之電路圖。如第4圖所示，迴轉率檢測電路400包含連接於輸入訊號VIN與以二極體形式連接之第一MOSFET M1之間的電容C0。如第4圖所記，電容C0與MOSFET M1 由虛線區塊410所圍起。第一MOSFET M1配置以於輸入訊號改變之期間內傳送電流，且該電流與輸入訊號VIN之迴轉率成比例。
在此實施例中，迴轉率檢測電路400亦包含電阻R0及與第一MOSFET串聯耦接於電源端Vdd與接地端GND之間的電流源電晶體(M2)。第一MOSFET具有汲極端、閘極端及源極端，其中電阻之第一端耦接至電源端Vdd，電阻R0之第二端於節點N1耦接至電流源電晶體M2之第一端，電流源電晶體M2之第二端耦接至第一MOSFET之汲極端，以及第一MOSFET M1之源極端耦接至接地端。電容C0具有第一端與第二端，第一端耦接至輸入訊號VIN，且第二端耦接至第一MOSFET之閘極端與汲極端。如下文之解釋，輸入訊號之迴轉率因應輸入訊號之改變而與流經電阻之電流相關。
在第4圖中，電流源電晶體M2為耦接於第一MOSFET M1之電阻與汲極端之間的第二MOSFET，且第二MOSFET M2耦接至偏壓電路420以提供偏壓電流。偏壓電路420包含串聯耦接於電源端Vdd與接地端GND之間的MOSFET M3、M4及M5。第三MOSFET M3係耦接至電源端且配置以接收偏壓電壓Vbias。第四與第五MOSFET M4與M5係以二極體形式連接。M4之閘極耦接至M2之閘極，如果其電晶體之尺寸相同，將使得M2提供之電流相同於M4中之電流。
在一些實施例中，迴轉率檢測電路400亦包含取樣記錄電路430，其包含耦接至電阻R0之開關432與耦接至該開關之電容Cs。取樣記錄電路430亦包含取樣記錄時序電路434。在一些實施例中，取樣記錄時序電路434可耦接至輸入訊號VIN。在一些實施例中，ADC(類比/數位轉換器)440耦接 至取樣記錄電路430而用以提供代表迴轉率之數位值Dout[N：0]，其中N為整數。
如上文所描述，迴轉率檢測電路400包含偏壓電流電晶體M3，其提供偏壓電流至以二極體形式連接之電晶體M4與M5中。電晶體M2與M4之閘極為連繫在一起，而後造成M2與以二極體形式連接之電晶體M1之固定比例偏壓電流Ib0。此電流被強迫流入電阻R0，造成於節點N1上之電壓VR0=Ib0 x R0，其可被ADC所取樣。在一些實施例中，電晶體M1、M2、M4及M5可具有相同尺寸。電晶體M1為以二極體形式連接，且具有流向電阻R0之偏壓電流。
當輸入訊號VIN轉變時，電流將流經電容C0。例如，根據關係式I=C*dv/dt(其中dv/dt代表迴轉率)，當VIN升高，其將強迫電流經過C0而進入M1。此電流加入經過R0之電流Ib0。在本發明實施例中，配置此電路以使△Vgs<<△VIN，其中△Vgs為電晶體M1之閘極與源極間的壓降。因本發明嘗試量測輸入訊號之迴轉率，Vgs之改變可產生一誤差，其大約為Error=100 x(1-(dVin-dVgs)/dVin)%。dVgs之最大值可依靠誤差需求(tolerance requirement)而計算出。如範例所示，當誤差為1%時，dVgs需要小於100mV用以配合dVin為10V。Vgs<<△VIN之狀況可被滿足，如果VIN之振幅為較大且與M3之(1/gm)平行的M1之小型訊號阻抗(1/gm)為較小。在此狀況下，經過C0之電流將為：IC0=C0×(dVIN/dt)=C0×SlewRate.而後，當VIN由低轉為高時，穿過R0之電壓變為：VR0 lh=Ib0×R0-R0×C0×SlewRate lh.當VIN由高轉為低時，穿過R0之電壓變為： VR0 hl=Ib0×R0+R0×C0×SlewRate hl.
此電路之一個優點為，當輸入訊號VIN為超過供應軌道之較大訊號時，其可藉由使用低電壓、低功率技術而執行。如範例所示，使I0=40uA、R0=40kOhm、C0=100fF，VIN在25nsec內高低振幅於0V與10V間。
VR0 lh=40u×40k-40k×100f×(10/25n)=1.6-1.6=0
VR0 hl=40u×40k+40k×100f×(10/25n)=1.6+1.6=3.2V因此，當VIN於0V與10V間改變，VR0lh於0V與3.2V間改變。
第5圖為描繪於第4圖之迴轉率檢測電路中之不同節點上之訊號的模擬波形之波形圖。在第5圖中，水平軸顯示從0nsec至180nsec之量測時間，以及垂直軸顯示單位為volts或millivolts之訊號強度。在第5圖中具有四種波形。第一波形，對應垂直軸標示為VIN，為第4圖中之輸入電壓VIN。可發現VIN包含兩個脈衝；第一脈衝511具有較快速之迴轉率，以及第二脈衝512具有較緩慢之迴轉率。如本發明中之使用，訊號之迴轉率與藉由改變之持續時間而劃分之訊號電壓的改變有關。第一脈衝511於大約25nsec內由0V上升至10V，從大約0nsec至大約25nsec。第一脈衝隨後於大約25nsec內由10V降低至0V。第二脈衝512於大約40nsec內由0V上升至10V，從大約80nsec至大約120nsec。第二脈衝512隨後於大約40nsec內由10V下降至0V。第四波形，對應標示Vgs，描繪第4圖中電晶體M1之閘極-源極電壓Vgs。可發現Vgs於大約870mV至970mV之間改變。因此，當VIN以大約10V之範圍改變時，Vgs之改變範圍約為100mV。此滿足上述之運作狀況，△Vgs<<△VIN。
在第5圖中，第二波形520，對應標示VSLEW，描繪正好於取樣轉換前之第4圖中於節點N1之電阻R0上之電壓。最初，偏壓電流Ib0流經 R0、M3及M1，且VSLEW大約為3.40V。在t=0nsec的狀況下，當VIN開始爬升，上升電流從VIN流經電容C0至電晶體M1。因Ib0藉由電流反射鏡而固定，更多的電流從Vdd經由R0而供應。因此，穿過R0、VSLEW之電壓升高。在t=25ns的情況下，VIN停止爬升，多餘的電流不被需要，在R0中之電流朝偏壓電流Ib0回降，且VSLEW亦下降。在t=35ns的情況下，VIN開始以固定斜率下降，以及電容C0經由M1放電，並隨著電流從偏壓電流源M3流出。因此，VSLEW下降。
隨著輸入電壓VIN上升與下降，VSLEW之改變反映流經包含電阻R0與電晶體M1之路徑的電流之改變，且反映輸入電壓之迴轉率。在第4圖之實施例中，VSLEW藉由取樣記錄電路而被取樣。在第5圖中，第三波形530，對應標示VSAMPLE，為第4圖中之取樣記錄電路之取樣電容Cs上的電壓。當取樣開關為關閉時，此電容可維持電壓。從取樣記錄電路輸出之電壓代表輸入訊號之迴轉率，且可在不同的應用中作用與使用。例如，在第4圖中，類比/數位轉換器(ADC)440耦接至取樣記錄電路以提供迴轉率Dout[N：0]之數位表述，其中N為整數。
在一個無ADC之替代性實施例中，迴轉率檢測電路亦可配合用於迴轉率範圍指示之比較器與鎖存器而執行。上述之內容可被使用，如果於應用中，迴轉率需要在特定範圍內或需要成為用於迴轉率控制迴圈之上升/下降控制之一部分。如上述電路之實施例將於下文說明。
第6圖為根據本發明另一個實施例而描繪用以控制迴轉率範圍之電路的示意圖。如第6圖所示，迴轉率控制電路600包含如上述連結於第4圖中之迴轉率檢測電路。此迴轉率檢測電路包含偏壓電流電晶體M3，其提供流入 以二極體形式連結之電晶體M4與M5的偏壓電流。電晶體M2與M4之閘極為連繫在一起，而後造成M2與以二極體形式連接之電晶體M1之固定比例偏壓電流Ib0。在第4圖中，電阻R0耦接至節點N1用以取樣電流而量測迴轉率。在第6圖中，額外的電晶體M6、M7、M8與M9被使用以形成比較器而於節點N1與N2提供差分輸出，其代表輸入訊號VIN之迴轉率。鎖存器660與鎖存時序電路670係用以提供迴轉率Dout[N：0]之數位表述，其中N為整數。
應注意的是，於第4圖與第6圖之實施例中使用NMOS電晶體，但是，應理解相似之實施例可藉由使用PMOS電晶體以及習知之電路技術而達成。例如，需調整元件之極性，以及調換供電端與接地端等。
上述內容僅為本發明之特定實施例，其不應被視為限縮本發明之範圍。應理解的是，於本文中描述之範例與實施例僅為示範之目的，而不同之調整與改變可藉由本發明之啟發而達成。

Claims (15)

  1. 一種用於測定一輸入訊號之一迴轉率的電路，其包含：一電阻；一電流源；一第一金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)，係串聯耦接於一電源端與一接地端，該第一MOSFET具有一汲極端、一閘極端，以及一源極端，其中該電阻之一第一端耦接至該電源端，該電阻之一第二端耦接至該電流源之一第一端，該電流源之一第二端耦接至該第一MOSFET之該汲極端，以及該第一MOSFET之該源極端耦接至該接地端；以及一電容，係具有一第一端以及一第二端，該第一端耦接至該輸入訊號，且該第二端耦接至該第一MOSFET之該閘極端與該汲極端；其中，在該輸入訊號變換之期間內流經該第一MOSFET之一電流係呈現該輸入訊號之該迴轉率。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之電路，其中該電流源更包含耦接於該第一MOSFET之該電阻與該汲極端之間的一第二MOSFET，且該第二MOSFET耦接至一偏壓電路以提供一偏壓電流。
  3. 如申請專利範圍第2項所述之電路，其中該偏壓電路更包含串聯耦接於該電源端與該接地端之間的一第三MOSFET、一第四MOSFET及一第五MOSFET，其中，該第三MOSFET係耦接至該電源端且配置以接收一偏壓電壓；該第四MOSFET與該第五MOSFET係以二極體形式連接；以及該第四MOSFET之一閘極係耦接至該第二MOSFET之一閘極。
  4. 如申請專利範圍第2項所述之電路，更包含一取樣記錄電路，其包含耦接至該電阻之一開關，以及耦接至該開關之一電容。
  5. 如申請專利範圍第4項所述之電路，其中該開關係耦接至一計時電路，該計時電路耦接至該輸入訊號。
  6. 如申請專利範圍第4項所述之電路，更包含耦接至該取樣記錄電路之一類比/數位轉換器，係提供代表該迴轉率之一數位值。
  7. 一種迴轉率檢測電路，其包含：一電容，係連接於一輸入訊號與以二極體形式連接之一第一金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)之間；以及一第二MOSFET，耦接至該第一MOSFET之一汲極端，且該第二MOSFET耦接至一偏壓電路以提供一偏壓電流；其中，該第一MOSFET係配置以在該輸入訊號改變之期間內傳送一電流，且該電流與該輸入訊號之一迴轉率成比例；該偏壓電路包含串聯耦接於一電源端與一接地端之間的一第三MOSFET、一第四MOSFET及一第五MOSFET；該第三MOSFET係耦接至該電源端且配置以接收一偏壓電壓；該第四MOSFET與該第五MOSFET係以二極體形式連接；以及該第四MOSFET之一閘極係耦接至該第二MOSFET之一閘極。
  8. 如申請專利範圍第7項所述之迴轉率檢測電路，更包含：一電阻；其中該第二MOSFET，係串聯耦接該第一MOSFET於該電源端與該接地端之間，該第一MOSFET具有該汲極端、一閘極端以及一源極端，其中，該電阻之一第一端耦接至該電源端，該電阻之一第二端耦接至該第二MOSFET之一第一端，該第二MOSFET之一第二端耦接至該第一MOSFET之該汲極端，該第一MOSFET之該源極端耦接至該接地端；該電容係具有一第一端與一第二端，該電容之該第一端耦接至該輸入訊號以及該電容之該第二端耦接至該第一MOSFET之該閘極端與該汲極端；以及該輸入訊號之該迴轉率係因應該輸入訊號之改變而與流經該電阻之一電流相關。
  9. 如申請專利範圍第8項所述之迴轉率檢測電路，更包含一取樣記錄電路，其包含耦接至該電阻之一開關，以及耦接至該開關之一電容。
  10. 如申請專利範圍第9項所述之迴轉率檢測電路，其中該開關係耦接至一計時電路，該計時電路耦接至該輸入訊號。
  11. 如申請專利範圍第9項所述之迴轉率檢測電路，更包含耦接至該取樣記錄電路之一類比/數位轉換器，其用以提供代表該迴轉率之一數位值。
  12. 如申請專利範圍第7項所述之迴轉率檢測電路，更包含一比較器，係包含：一第六MOSFET，係串聯耦接該第二MOSFET，該第六MOSFET之一閘極耦接至該偏壓電壓；以及一第七MOSFET、一第八MOSFET以及一第九MOSFET，係串聯耦接於該電源端與該接地端之間；其中，該第七MOSFET之一閘極耦接至該偏壓電壓，該第八MOSFET之一閘極耦接至該第二MOSFET與該第四MOSFET之閘極，以及該第九MOSFET之一閘極耦接至該第一MOSFET與該第五MOSFET之閘極。
  13. 一種迴轉率檢測電路，其包含：一電容，係連接於一輸入訊號與以二極體形式連接之一第一金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)之間，其中，該第一MOSFET係配置以在該輸入訊號改變之期間內傳送一電流，且該電流與該輸入訊號之一迴轉率成比例；一偏壓電路，係提供流經該第一MOSFET之一偏壓電流；以及一比較器，係配置以提供基於流經該第一MOSFET且呈現該迴轉率之該電流的複數個差分輸出；其中更包含耦接至該第一MOSFET之一汲極端的一第二MOSFET，且該第二MOSFET耦接至該偏壓電路以提供該偏壓電流；其中該偏壓電路更包含串聯耦接於一電源端與一接地端之間的一第三MOSFET、一第四MOSFET以及一第五MOSFET，其中，該第三MOSFET耦接至該電源端且配置以接收一偏壓電壓；該第四MOSFET與該第五MOSFET係以二極體形式連接；以及該第四MOSFET之一閘極係耦接至該第二MOSFET之一閘極。
  14. 如申請專利範圍第13項所述之迴轉率檢測電路，其中該比較器更包含：一第六MOSFET，係串聯耦接一第二MOSFET，該第六MOSFET之一閘極耦接至該偏壓電壓；以及一第七MOSFET、一第八MOSFET以及一第九MOSFET，係串聯耦接於一電源端與一接地端之間；其中，該第七MOSFET之一閘極耦接至一偏壓電壓，該第八MOSFET之一閘極耦接至一第二MOSFET與一第四MOSFET之閘極，以及該第九MOSFET之一閘極耦接至該第一MOSFET與一第五MOSFET之閘極。
  15. 如申請專利範圍第14項所述之迴轉率檢測電路，更包含耦接至位於該第二與該第六MOSFET之間之一第一節點的一第一鎖存器，以及耦接至位於該第七MOSFET與該第八MOSFET之間之一第二節點的一第二鎖存器，以實現迴轉率控制。
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