TWI610543B - 收訊裝置及收訊方法 - Google Patents

Description

收訊裝置及收訊方法

本揭示係關於一種收訊廣播波之收訊裝置及該收訊裝置之收訊方法，尤其關於一種收訊複數種廣播波之技術。

近年來，地面數位電視廣播或衛星廣播之通道數增加，而對可一面收看一個節目一面亦同時收看相同時間廣播中之其他節目、或可同時錄製相同時刻正在廣播之2個以上之不同節目之功能之需求正在提高。要實現此種功能，需要於收訊廣播波之收訊裝置中，設置複數系統之進行廣播波之選台及解調之調諧器部。相對該等複數系統之調諧器部，供給由天線收訊後由分配器所分配之廣播信號。例如於專利文獻1中，記載有藉由採用以分配器分配由天線所收訊到之廣播信號後供給至各系統之調諧器部之構成，可並行收訊廣播方式不同之2種以上之廣播波之調諧器裝置。

[先前技術文獻]

[專利文獻]

[專利文獻1]日本特開2003-309776號公報

於如此般具有複數系統之調諧器部之收訊裝置中，於在正以1個調諧器部對特定通道之廣播波進行解調中時，以其他調諧器部進行選台之切換之情形等時，存在解調中之影像中閃過雜訊之情況。該現象 係於因進行選台動作，而以複數個不同之調諧器部收訊相同頻率之廣播波之時點產生。這是因為由於由彼此之調諧器部內之局部振盪器振盪之局部振盪頻率相互干涉，故致使正在收訊廣播波之調諧器部之收訊特性劣化。

此種現象於選台時以外時亦可能產生。例如，於調諧器部內之VCO(Voltage Controlled Oscillator：電壓控制振盪器)之校準(最優化)執行時等亦會產生。所謂VCO之校準係指於實際之動作環境下驅動VCO，並調查此時之振盪頻率與控制電壓之對應之動作，一般係於調諧器部之啟動時或選台時等進行。

使VCO之振盪頻率變化之頻率選擇元件大多使用可變電容元件，可變電容元件係根據使用時之溫度或濕度、電源電壓等其特性產生變化者。因此，藉由於調諧器部之啟動時或選台時等進行VCO最優化，而正確掌握用以獲得期望之收訊頻率之該時點上之控制電壓。

然而，於執行VCO校準時，為調查振盪頻率與控制電壓之對應，以振盪器實際進行振盪。藉此，局部振盪頻率與其倍頻及分頻成分洩漏至正在收訊廣播波中之其他調諧器部，而有其於收訊中之影像中表現為雜訊之情形。即，因執行VCO校準，故而有使正在收訊廣播波中之其他調諧器部之收訊特性劣化之情形。

本揭示係鑑於該點而完成者，目的在於在具備複數系統之調諧器部之收訊裝置中，減少於執行電壓控制振盪器之最優化時正由其他調諧器部收訊中之影像中出現之雜訊。

為解決上述問題，本揭示之收訊裝置採用具備至少1個分頻器、高頻處理部、及控制部之構成，且各部之構成及功能如下所述。分頻器分配天線所收訊到之高頻信號。高頻處理部輸出將由分配器所分配之高頻信號、與以包含電壓控制振盪器之局部振盪器振盪之局部振盪 頻率混合而得之收訊信號。控制部係使調查施於電壓控制振盪器之控制電壓與電壓控制振盪器之局部振盪頻率之對應之局部振盪頻率搜索執行，且於局部振盪頻率搜索之執行時，使構成局部振盪器之各部中之無關於局部振盪頻率搜索動作之各部為暫停狀態。

又，為解決上述問題，本揭示之收訊方法以如下順序進行。首先，分配天線所收訊到之高頻信號。繼而，輸出將經分配之高頻信號、與以包含電壓控制振盪器之局部振盪器振盪之局部振盪頻率混合而得之收訊信號。接著，於執行調查施加至電壓控制振盪器之控制電壓與電壓控制振盪器之局部振盪頻率之對應之局部振盪頻率搜索時，使構成局部振盪器之各部中之無關於局部振盪頻率搜索動作之各部為暫停狀態。

藉由如以上般構成收訊裝置，而進行處理，減少於執行局部振盪頻率搜索時洩漏至其他調諧器部之信號之量。

根據本揭示之收訊裝置及收訊方法，於具備複數系統之調諧器部之收訊裝置中，減少於執行局部振盪頻率搜索時洩漏至其他調諧器部之信號之量。因此，可減少於執行局部振盪頻率搜索時，正由其他調諧器部收訊中之影像中出現之雜訊。

1‧‧‧天線

2‧‧‧分配器

2-1‧‧‧分配器

2-2‧‧‧分配器

2-(n-1)‧‧‧分配器

3‧‧‧衰減器

3-1‧‧‧衰減器

3-2‧‧‧衰減器

3-3‧‧‧衰減器

3-i‧‧‧衰減器

3-n‧‧‧衰減器

4‧‧‧調諧器部

4-1‧‧‧調諧器部

4-2‧‧‧調諧器部

4-n‧‧‧調諧器部

10‧‧‧收訊裝置

10a‧‧‧收訊裝置

31‧‧‧調諧用電容器

31-1‧‧‧調諧用電容器

31-m‧‧‧調諧用電容器

32‧‧‧開關

32-1‧‧‧開關

32-m‧‧‧開關

33‧‧‧電壓控制調諧用電容器

34‧‧‧調諧用電感器

40‧‧‧高頻處理部

41‧‧‧解調器

42‧‧‧選台部

43‧‧‧記憶部

44‧‧‧主機CPU

45‧‧‧控制線

410‧‧‧LNA

411‧‧‧通路電路

411s‧‧‧開關

412‧‧‧I/Q混頻器

413‧‧‧I/Q混頻器

414‧‧‧移相器

415‧‧‧可變LPF

416‧‧‧可變LPF

417‧‧‧基頻放大器

418‧‧‧基頻放大器

420‧‧‧局部振盪器(PLL電路)

421‧‧‧水晶振盪器

422‧‧‧分頻器

423‧‧‧相位比較器

424‧‧‧環路濾波器

425‧‧‧可變分頻器

426‧‧‧分頻器

427‧‧‧頻率計數器

428‧‧‧控制邏輯

429‧‧‧控制電壓施加部

430‧‧‧VCO

431‧‧‧LC調諧電路

432‧‧‧振盪器

433‧‧‧可變電流源

440‧‧‧分頻器

441‧‧‧除法器

Cv‧‧‧電容值

F‧‧‧分頻比

F1‧‧‧振盪頻率

F1n‧‧‧振盪頻率

F1x‧‧‧振盪頻率

F2‧‧‧振盪頻率

F2n‧‧‧最小之振盪頻率

F2x‧‧‧最大之振盪頻率

Fc(f)‧‧‧振盪頻率

Fdv‧‧‧分頻頻率

Fok‧‧‧振盪頻率

Fov‧‧‧振盪頻率

Frr‧‧‧比較頻率

Ftg‧‧‧目標頻率

S1~S6‧‧‧步驟

S11~S18‧‧‧步驟

S21~S27‧‧‧步驟

Sb‧‧‧次頻帶

Sb-1‧‧‧次頻帶

Sb-2‧‧‧次頻帶

Sb-i‧‧‧次頻帶

Sb-m‧‧‧次頻帶

Sb-(m-1)‧‧‧次頻帶

Vc(Vt)‧‧‧控制電壓

圖1係顯示本揭示之第1實施形態例之收訊裝置之構成例之方塊圖。

圖2係顯示本揭示之第1實施形態例之調諧器部之構成例之方塊圖。

圖3係顯示本揭示之第1實施形態例之VCO之構成例之方塊圖。

圖4A、B係顯示本揭示之第1實施形態例之電壓控制調諧用電容器之電容值-控制電壓特性及振盪器之振盪頻率與控制電壓之對應之 圖，A顯示電壓控制調諧用電容器之電容值-控制電壓特性，B顯示電壓控制調諧用電容器之電容值-控制電壓特性。

圖5係顯示本揭示第1實施形態例之次頻帶之構成例之說明圖。

圖6係顯示本揭示之第1實施形態例之次頻帶之搜索處理之例之流程圖。

圖7係顯示本揭示之第1實施形態例之各次頻帶所覆蓋之振盪頻率之頻帶之例之說明圖。

圖8係顯示本揭示之第1實施形態例之局部振盪器之構成例之方塊圖。

圖9係顯示本揭示之第1實施形態例之收訊處理之例之流程圖。

圖10係顯示本揭示之第2實施形態例之收訊處理之例之流程圖。

圖11A-F係顯示本揭示之第2實施形態例之收訊處理與來自調諧器部之輻射量之對比之圖。

圖12係對比顯示本揭示之第2實施形態例之於暫停無關於局部振盪頻率搜索動作之區塊之狀態下所測定出之假信號位準與於不進行暫停之狀態下所測定出之假信號位準之圖表。

一面參照圖式一面按下述順序說明本揭示之一實施形態之收訊裝置之一例。但，本揭示並未限定於下述例。

1.第1實施形態例(於局部振盪頻率搜索時使內部時脈高速化之例)

1-1.收訊裝置之構成

1-2.收訊裝置之收訊方法

2.第2實施形態例(於局部振盪頻率搜索時，將無關於局部振盪頻率搜索動作之區塊設為暫停狀態之例)

3.各種變化例

<1.第1實施形態例>

[1-1.收訊裝置之構成例]

(1-1-1.收訊裝置之概要構成例)

首先，參照圖1對本揭示之一實施形態之收訊裝置進行說明。圖1係顯示本實施形態之收訊裝置10之概要構成例之方塊圖。本實施之收訊裝置10係收訊數位衛星廣播之廣播信號，且對與包含於所收訊到之廣播信號之影像或聲音相關之編碼資料進行解碼。接著，將經解碼之資料發送至未圖示之顯示裝置，並記錄於未圖示之記錄媒體中。另，於本實施形態中雖舉收訊裝置10收訊衛星廣播之廣播信號之情形為例，但並非限定於此。亦可應用於收訊地面數位電視廣播或有線電視廣播等其他廣播波之收訊裝置。

又，本實施形態之收訊裝置10係採用VCO(圖1中省略圖示)具有複數個稱為「次頻帶」之局部振盪頻率之振盪頻率範圍之構成。且採用根據期望之收訊頻率，自複數個次頻帶中選擇最佳次頻帶之構造。又，於本實施形態中，亦與作為先前之例而說明者相同，使用可變電容元件(變容二極體)作為VCO之頻率選擇元件。因此，為正確掌握實際動作環境之局部振盪頻率與控制電壓之對應，而於每次以下述之調諧器部4進行選台時執行VCO校準。

於VCO校準中，於將施加於VCO之控制電壓固定為特定值之狀態下於各次頻帶中使振盪頻率振盪，並將所獲得之振盪頻率和與欲收訊之期望之收訊頻率對應之目標頻率進行比較。且，選擇振盪與收訊頻率之差分處於特定範圍內之振盪頻率之次頻帶作為與收訊頻率對應之次頻帶。本揭示之收訊裝置10藉由於執行VCO校準時使內部時脈高速化，而縮短依據VCO校準之選台(次頻帶之搜索)時間。藉此，可縮短局部振盪頻率相對其他調諧器部4洩漏之時間。

圖1所示之收訊裝置10包含：分配器2-1~分配器2-(n-1)(n為自然數)，其分配以天線1所收訊到之廣播信號(以下亦稱為「高頻信 號」)；衰減器3-1~衰減器3-n；及調諧器部4-1~調諧器部4-n。另，於以下說明中，於無須分別區分說明分配器2-1~分配器2-(n-1)之部位中，簡稱為分配器2而進行說明。對於衰減器3、調諧器部4亦相同。

衰減器3-1~衰減器3-n係使所輸入之高頻信號衰減之衰減器。藉由設定適當之值作為其衰減量，可將各調諧器部4輸入之高頻信號設成適當位準。

例如，若將衰減器3中設定之衰減量設定成與自天線1之距離(傳送高頻信號之距離)成反比之值，則可使輸入至各調諧器部4之高頻信號之信號位準相等。對配置於例如調諧器部4-n等其配置位置遠離天線1之調諧器部4之前之衰減器3設定較少之衰減量，對調諧器部4-1等配置於天線1附近之調諧器部4設定較大之衰減量。藉由如此般設定，可防止各調諧器部4之收訊特性根據其配置位置而不同。

另，於本實施形態中雖舉具有衰減器3之收訊裝置10為例，但亦可應用於不具有衰減器3之收訊裝置。

調諧器部4-1~調諧器部4-n係自以天線1所收訊到之高頻信號中取出由未圖示之選台部選台之期望之通道之高頻信號，並加以解調。接著，於對經解調之數位信號進行錯誤校正後，藉由分離已進行錯誤校正之TS(Transport Stream：傳輸流)封包並對各者進行解碼，而獲得影像信號與聲音信號。

(1-1-2.調諧器部之構成例)

接著，參照圖2之方塊圖對各調諧器部4之內部構成例進行說明。本實施形態之調諧器部4係採用藉由直接轉換方式對自天線1(參照圖1)輸出之1~2GHz帶之高頻信號進行檢波，而獲得950MHz~2150MHz之收訊信號之構成。另，收訊信號之頻帶並非限定於該例者，亦可設定為其他值。又，檢波之方式亦非限定於直接轉換方式 者，亦可根據要收訊之廣播波之種類，應用超外差方式等其他方式。又，自天線1(參照圖1)所輸出之1~2GHz帶之高頻信號係由天線內之電路轉換頻率之IF(Intermediate Frequency：中頻)信號。

調諧器部4具備高頻處理部40、解調器41、選台部42、記憶部43、及作為控制部之主機CPU(Central Processing Unit：中央處理單元)44。

高頻處理部40具備LNA(低雜訊放大器)410、通路電路411、I/Q混頻器412、及I/Q混頻器413。又，具備局部振盪器420(PLL(phase-locked loop：鎖相)電路)、移相器414、可變LPF(Low Pass Filter：低通濾波器)415及可變LPF416、及基頻放大器417及基頻放大器418。

LNA410放大自衰減器3所輸出之高頻信號，另一方面，使自後段之局部振盪器420洩漏而來之局部振盪頻率與其倍頻及分頻成分衰減。通路電路411具有開關411s，並切換開關411s之導通或斷開。具體而言，於執行局部振盪器420內之VCO(圖2中省略圖示)之校準時，斷開(打開)開關411s而導通LNA410。於除此以外之時間導通開關411s。於執行VCO校準時，由於開關411s斷開而LNA410與後段電路連接，故自後段之局部振盪器420洩漏且傳送至未圖示之信號之輸入端之局部振盪頻率與其倍頻及分頻成分衰減。藉此，可防止自局部振盪器420洩漏而來之局部振盪頻率與其倍頻及分頻成分到達信號之輸入端(省略圖示)，並經由信號線迴繞至其他調諧器部4。

由LNA410放大之IF信號或通過通路電路411所輸入之IF信號輸入至I/Q混頻器412及I/Q混頻器413。I/Q混頻器412係混合所輸入之IF信號與自局部振盪器420所輸出之局部振盪信號，取出I相之基頻信號。I/Q混頻器413係混合所輸入之IF信號與自局部振盪器420輸出且其相位由移相器414位移90°之局部振盪信號，取出Q相之基頻信號。

局部振盪器420產生與欲以天線1收訊之收訊頻率為相同頻率之 局部振盪頻率，並將所產生之局部振盪頻率供給至I/Q混頻器412與移相器414。移相器414使自局部振盪器420所輸出之局部振盪頻率之相位位移90°，並輸入至I/Q混頻器413。

於進行使用I/Q信號之解調時，出於可容易地獲得90°之相位差信號等之理由，局部振盪頻率一般設定為收訊頻率之2倍以上之值。於本實施形態之調諧器部4中，為如上述般收訊950MHz~2150MHz之衛星廣播之廣播波，而將局部振盪頻率之振盪頻率範圍設為約2倍之2200MHz~4400MHz。

由I/Q混頻器412所取出之I相之基頻信號係輸入至可變LPF415，由I/Q混頻器413所取出之Q相之基頻信號係輸入至可變LPF416。可變LPF415係將I相之基頻信號之頻率限制於特定頻帶並輸出至基頻放大器417。可變LPF416係將Q相之基頻信號之頻率限制於特定頻帶並輸出至基頻放大器418。

可變LPF415及可變LPF416係構成為可程式化之可變LPF，其截止頻率係作為設定值設定於未圖示之暫存器。由於藉由使設定於暫存器之設定值可變，可使通過LPF之頻率特性變化，故可收訊具有多種占有頻帶寬度之各種廣播波。

基頻放大器417係調整自可變LPF415所輸出之I相之基頻信號之增益，並輸出至解調器41。基頻放大器418係調整已通過可變LPF416之Q相之基頻之增益，並輸出至解調器41。基頻放大器417與基頻放大器418之增益、及LNA410之增益係基於自解調器41經由控制線45輸入之AGC控制信號而調整。

解調器41以特定之解調方式解調所輸入之I相/Q相之各基頻信號，且進行李德所羅門編碼等之錯誤校正而獲得TS信號。由解調器41解調之TS信號於由未圖示之解多工部分離後，由相同之未圖示之解碼部解碼，而作為影像信號及聲音信號取出。

選台部42係以遙控器等構成，將由使用者所選擇之通道之資訊作為選台資料發送至主機CPU44。記憶部43包含非揮發性記憶體等，記憶有選台資料和與其對應之設定資料。另，選台資料之產生並非僅於經由構成為遙控器之選台部42選擇通道之情形時進行。於例如經由電子節目指南(EPG：Electronic Programme Guides)選擇特定節目之情形時、或選擇特定節目作為錄像預約之情形時，亦產生選台資料。

主機CPU44進行構成調諧器部4之各部之控制。例如，基於由選台部42所選擇之選台資料，自記憶部43讀出所選擇之通道之廣播收訊所需之設定資料，且基於所讀出之設定資料，設定調諧器部4之各部。又，於執行VCO校準時，亦進行使內部時脈高速化之控制。對於內部時脈高速化處理之詳情將後述。再者，於執行VCO校準時，亦打開上述之通路電路411之開關411s而進行選擇LNA410之控制、或降低後述之VCO之振盪電流之控制。

(1-1-3.VCO之構成例)

繼而，參照圖3之方塊圖對局部振盪器420內之VCO430之構成例進行說明。VCO430包含LC調諧電路431與振盪器432，於振盪器432連接有可變電流源433。LC調諧電路431具有與各次頻帶對應之調諧用電容器31-1~調諧用電容器31-m、電壓控制調諧用電容器33、及調諧用電感器34。構成LC調諧電路431之各元件係並聯連接，於調諧用電容器31-1~調諧用電容器31-m之各者上，串聯連接有開關32-1~開關32-m。

另，於以下說明中，於無須分別區分說明調諧用電容器31-1~調諧用電容器31-m之情形時，簡稱為調諧用電容器31。同樣地，於無須分別區分說明開關32-1~開關32-m之情形時，簡稱為開關32。

調諧用電容器31以例如內建晶片型之二極體構成。電壓控制調諧用電容器33係用以控制電容值之變容二極體，自身之電容值Cv係 由施加至其Vc端子(省略圖示)之控制電壓Vc控制。圖4A係顯示控制電壓Vc與電壓控制調諧用電容器33之電容值Cv之關係之圖。橫軸表示控制電壓Vc(Vt)，縱軸表示電壓控制調諧用電容器33之電容值Cv(pF)。如圖4A所示，施加之控制電壓Vc越小，電壓控制調諧用電容器33之電容值Cv越大，施加之控制電壓Vc越大，電壓控制調諧用電容器33之電容值Cv越小。

調諧用電感器34以例如內建晶片型之電感器構成。且，藉由以開關32已導通之調諧用電容器31、電壓控制調諧用電容器33、及調諧用電感器34構成之LC調諧電路431，控制振盪器432之振盪頻率。於設想為調諧用電容器31由1個所構成之情形時，藉由LC調諧電路431而振盪之振盪器432之振盪頻率Fc可由以下之公式1算出。於以下之公式1中，“L”表示調諧用電感器34之感應係數，“C”表示調諧用電容器31之電容值。

圖4B係顯示控制電壓Vc與振盪器432之振盪頻率Fc之關係之圖。橫軸表示控制電壓Vc(Vt)，縱軸表示振盪器432之振盪頻率Fc(f)。如圖4B所示，施加之控制電壓Vc越小，振盪器432之振盪頻率Fc越小，施加之控制電壓Vc越大，振盪器432之振盪頻率Fc越大。

實際上，調諧用電容器31係由m個所構成者，該情形時之振盪器432之振盪頻率Fc可由以下之公式2算出。於以下之公式2中，“L”表示調諧用電感器34之感應係數，“C32-1”~“C32-m”表示調諧用電容器31-1~31-m之各電容值。

[數2]

即，開關32導通之調諧用電容器31(參照圖3)之數量越多振盪頻率Fc越低，開關32導通之調諧用電容器31之數量越少振盪頻率Fc越高。

圖5係顯示藉由本實施形態例之LC調諧電路、即圖3所示之LC調諧電路431而振盪之振盪器432之振盪頻率Fc與控制電壓Vc之關係之圖。橫軸表示控制電壓Vc(Vt)，縱軸表示振盪器432之振盪頻率Fc(f)。於將自圖3所示之調諧用電容器31-1至調諧用電容器31-m全部導通，且將控制電壓Vc設為特定值(例如0.9V等)之情形時，振盪器432之振盪頻率Fc成為圖表中表示為“F1”之值。

且，隨著施加之控制電壓Vc變化，振盪頻率Fc亦變化。振盪頻率Fc係於使控制電壓Vc之值自其最小值變化至最大值之情形時，自最小值即振盪頻率F1n過渡至最大值即振盪頻率F1x。即，於將調諧用電容器31全部導通之狀態下，其振盪頻率Fc可覆蓋之頻帶(band)成為自振盪頻率F1n至振盪頻率F1x之頻帶。於本實施形態例中，將根據調諧用電容器31已導通之數量而改變之振盪頻率Fc之各頻帶稱為「次頻帶」。於圖5中，將由Fc覆蓋於調諧用電容器31已全部導通之狀態下獲得之振盪頻率之次頻帶表示為次頻帶Sb-1。

控制電壓Vc之值保持固定，於僅斷開調諧用電容器31中之例如調諧用電容器31-1(參照圖3)時，LC調諧電路431使較振盪頻率F1更高之頻率即振盪頻率F2振盪。且，藉由使控制電壓Vc增減，振盪器432之振盪頻率Fc於自最小之振盪頻率F2n至最大之振盪頻率F2x之間，根據控制電壓Vc之值而變化。於圖5中，將於僅斷開調諧用電容器31中之1個之狀態下振盪之振盪頻率Fc之頻帶表示為次頻帶Sb-2。

如上述般，LC調諧電路431內之調諧用電容器31以內建晶片之變 容二極構成。因此，各調諧用電容器31之電容值之可變寬度成為數pF(0V~3.3V)左右之較小者。於本實施形態例中，藉由設置複數個此種可變寬度較小之調諧用電容器31而構成複數個次頻帶Sb，可覆蓋較廣範圍作為局部振盪頻率之振盪頻率範圍。

若選擇與收訊頻率對應之次頻帶Sb，則之後藉由利用構成為PLL電路之局部振盪器420進行反饋控制，使對振盪器432之振盪頻率Fc進行分頻後之頻率與收訊頻率同步。然而，由於使用變容二極體(可變電容元件)作為LC調諧電路431之電壓控制調諧用電容器33，故其電容-電壓(C-V)特性根據使用時之周圍之溫度或濕度、電源電壓等而變化。即，有根據該等狀況之變化，與收訊頻率對應之次頻帶Sb亦變化之可能性。因此，於本實施形態例中，藉由例如於每次進行選台時實施搜索與收訊頻率對應之次頻帶Sb之「VCO校準」，可吸收電壓控制調諧用電容器33之C-V特性之變動。

此處，對於本實施形態之VCO校準動作之例，同樣地參照圖5及圖6之流程圖進行說明。如圖6所示，首先，將施加至電壓控制調諧用電容器33之控制電壓Vc根據後述之控制邏輯固定為例如0.9V等特定之值(步驟S1)，且將連接於調諧用電容器31之開關32全部導通(步驟S2)。於該狀態下振盪振盪器432後(步驟S3)，判斷因振盪器432產生之振盪頻率Fc是否大於根據收訊頻率而決定之PLL鎖定之目標頻率Ftg(步驟S4)。

振盪頻率Fc為目標頻率Ftg以下之情形時，係於斷開1個連接於調諧用電容器31之開關32後(步驟S5)，進行步驟S4之判斷。且，於判斷為振盪頻率Fc大於目標頻率Ftg之時間點，於輸出大於目標頻率Ftg之頻率即振盪頻率Fov之次頻帶Sb-i(i為自然數)中，開始PLL反饋控制(步驟S6)。

如圖5所示，所謂大於目標頻率Ftg之振盪頻率Fov係指根據於圖6 之步驟S1中其值已固定之控制電壓Vc而振盪之振盪頻率Fc中值大於目標頻率Ftg者。振盪頻率Fc根據選擇哪個次頻帶Sb，換言之調諧用電容器31之連接段數，成為不同之值。於本實施形態例中，將使大於目標頻率Ftg之振盪頻率Fov振盪之次頻帶Sb-i視為與收訊頻率對應之次頻帶Sb。

另，由於目的在於搜索使與目標頻率Ftg之差分較小(處於特定範圍內)之振盪頻率Fc振盪之次頻帶Sb，故振盪頻率Fc未必一定要為大於目標頻率Ftg之值。例如，亦可將使振盪頻率Fov振盪之次頻帶Sb-i與前一次搜索到之次頻帶Sb-(i-1)中使更接近目標頻率Ftg之振盪頻率Fc振盪之次頻帶Sb視為與收訊頻率對應之次頻帶Sb。

與收訊頻率對應之次頻帶Sb為何者之資訊係於至於判斷為與收訊頻率對應之次頻帶Sb中鎖定PLL之前之期間被保持。次頻帶Sb之資訊由例如所連接之調諧用電容器31之段數等表示。另，作為次頻帶Sb之資訊，除了調諧用電容器之段數之資訊以外，亦可保持值較目標頻率Ftg更大之振盪頻率Fov之資訊。又，亦可將收訊頻率與次頻帶Sb之對應資訊預先記載於例如表格等，且於PLL鎖定後亦加以保持。

此處，返回圖3，再次對本實施形態例之VCO430之構成進行說明。如上述般，調諧用電感器34係構成為內建晶片型之電感器。因此，其感應係數低至0~20nH，Q值亦成為10以下之較低值。以此種調諧用電感器34與上述之調諧用電容器31及電壓控制調諧用電容器33使VCO430振盪之情形時，通常僅GHz帶之高頻率可振盪。因此，於本實施形態中，採用藉由將由VCO430振盪之振盪頻率以未圖示之分頻器於源振盪~1/32之範圍內進行分頻，而覆蓋950MHz~2150MHz之衛星廣播之約2倍即2200MHz~4400MHz之振盪頻率範圍之構成。

圖7係顯示本實施形態之次頻帶Sb之構成例之說明圖，於縱軸顯示頻率(MHz)，於橫軸顯示控制電壓。圖7之圖表中所示之朝右斜方 向上升之複數條直線表示各次頻帶Sb。振盪頻率最低之次頻帶Sb-1係表示於圖3所示之調諧用電容器31已全部連接之狀態下可變之振盪頻帶者。又，振盪頻率最高之次頻帶Sb-m係表示於調諧用電容器31已全部斷開之狀態下可變之振盪頻帶者。

如上述般，由於只要可以VCO430使2200MHz~4400MHz之範圍之局部振盪頻率振盪即可，故原本以複數個次頻帶Sb覆蓋之頻率之範圍亦只要至2200MHz~4400MHz為止即可。然而，為了不引起因以變容二極體構成之電壓控制調諧用電容器33之變動導致於實際動作時無法獲得期望之局部振盪頻率之現象，於本實施形態之收訊裝置10中，將振盪器432之頻率範圍設為1950MHz~4850MHz。即，於作為局部振盪頻率之頻帶所需之頻帶即2200MHz~4400MHz以外之區域，亦存在次頻帶Sb。藉此，自1950MHz至2200MHz之間之區域與自4400MHz至4850MHz之間之區域亦包含於用以搜索次頻帶Sb之VCO校準之執行對象。

然而，由於採用此種構成，故於VCO校準時進行掃描之頻帶中，包含衛星廣播收訊時之VCO430之輸入頻率之頻帶即1950MHz~2200MHz。因此，不僅於VCO校準時經掃描之頻率與正以其他調諧器部4選台中之頻率完全一致之情形時，於已掃描例如1950MHz以下之極低之頻率之情形時，亦會引起與其他調諧器部4之干涉。於將以次頻帶Sb覆蓋之頻率範圍設定成與局部振盪頻率之振盪頻率範圍完全相同之範圍之情形時，於VCO校準時經掃描之頻率與正以其他調諧器部4選台中之頻率完全一致之情形時，產生相同之現象。

為解決此種問題，於本揭示之收訊裝置10中，於執行VCO校準時使內部時脈(主機CPU44之時脈頻率)高速化。即，藉由縮短伴隨VCO校準之執行而進行之次頻帶Sb之搜索時間本身，而縮短對正在收訊特定頻率中之其他調諧器部4造成妨礙之時間。對於內部時脈之高 速化處理，參照以下之圖8所示之局部振盪器420(PLL電路)之方塊圖進行說明。

圖8所示之局部振盪器420包含構成為PLL電路並使基準信號振盪之水晶振盪器421、分頻器422、相位比較器423、環路濾波器424、VCO430、及可變分頻器425。進而包含分頻器426、頻率計數器427、控制邏輯428、控制電壓施加部429、分頻器440、及除法器(divider)441。

分頻器422將由水晶振盪器421振盪之基準頻率設為1/R倍(R分頻)而產生比較頻率Frr，並供給至相位比較器423。相位比較器423將由分頻器422分頻之頻率即比較頻率Frr之相位與由VCO430振盪且由可變分頻器425分頻之分頻頻率Fdv之相位進行比較。接著，產生與該相位差對應之信號(誤差信號)並輸入至環路濾波器424。環路濾波器424將自相位比較器423所輸入之誤差信號轉換成直流電壓並施加於VCO430。VCO430根據自環路濾波器424所施加之直流電壓之大小，使振盪頻率變化，且將振盪後之振盪頻率供給至可變分頻器425。藉由進行此種PLL反饋控制，結果，分頻頻率Fdv之相位鎖定為比較頻率Frr之相位。即，成為與比較頻率Frr相同之頻率。

可變分頻器425係藉由將由水晶振盪器421振盪之基準頻率設為1/N倍(N分頻)或N倍頻，而產生分頻頻率Fdv之分頻器。於本實施形態中，藉由調整分頻器422之分頻比R與可變分頻器425分頻比N之值，於“2”~“32”之間切換整體之分頻比。於如此般構成之PLL電路中，於由VCO430振盪之局部振盪頻率與期望之頻率之差變得充分小之時間點，PLL收斂。

分頻器426係於VCO校準時所選擇之分頻器，將以VCO430振盪之振盪頻率設為1/M倍(M分頻)，且輸入至頻率計數器427。分頻器426之分頻比M設定為例如“32”等。另，於本實施形態中由於將 VCO430之局部振盪頻帶設定成收訊頻帶之2倍之值，故雖設置有對輸入至頻率計數器427之頻率進行分頻之分頻器426，但於使局部振盪頻帶與收訊頻帶相等之情形時，亦可不設置分頻器426。

頻率計數器427藉由將由分頻器426分頻之頻率作為輸入進行計數，而測定VCO430之局部振盪頻率Fc，且算出所測定出之局部振盪頻率Fc與基於期望之目標頻率Ftg而產生之比較頻率Frr之差分。該差分算出處理係於使圖5所示之振盪頻率F1、F2...Fok振盪之各次頻帶Sb中進行。即，於至發現使較基於目標頻率Ftg產生之比較頻率Frr更大之振盪頻率Fov振盪之次頻帶Sb之前之期間內進行。

控制邏輯428基於由頻率計數器427所算出之差分之資訊，控制VCO430及控制電壓施加部429。具體而言，於判斷為選擇中之次頻帶Sb中之振盪頻率Fc較比較頻率Frr更低之情形時，對VCO430進行用以切換次頻帶Sb之指令。又，對控制電壓施加部429，進行使控制電壓Fv固定為例如0.9V等之控制。於判斷為選擇中之次頻帶Sb中之振盪頻率Fc超過比較頻率Frr之情形時，進行將相對環路濾波器424施加電壓之源自控制電壓施加部429切換成相位比較器423之控制。控制電壓施加部429將自控制邏輯428指示之控制電壓經由環路濾波器424施加至VCO430。

即，使振盪頻率Fov振盪之次頻帶Sb之搜索中，以VCO430、分頻器426、頻率計數器427、控制邏輯428、控制電壓施加部429、環路濾波器424之環路控制VCO430之振盪頻率Vc。於發現使振盪頻率Fov振盪之次頻帶Sb後，以VCO430、可變分頻器425、相位比較器423、環路濾波器424之環路控制VCO430之振盪頻率Vc。接著，於以VCO430振盪之振盪頻率Vc與期望之收訊頻率之差變得充分小之時間點，PLL收斂。

分頻器440係將以水晶振盪器421振盪之基準頻率設為1/F倍(F分 頻)而產生比較頻率，並供給至頻率計數器427與控制邏輯428。於本實施形態中，使分頻器440之分頻比F於實際進行選台(收訊廣播信號)時與執行VCO校準時不同。具體而言，於例如水晶振盪器421之基準頻率設定為16MHz之情形時，於選台中將分頻比F設為“16”，於執行VCO校準時，將分頻比F設為“1”。

構成為PLL電路之局部振盪器420之邏輯頻率成為以分頻比F除以水晶振盪器421振盪之基準頻率之值。即，藉由於執行VCO校準時將分頻器440之分頻比F變更為例如“1”，局部振盪器420之時脈頻率成為16MHz(基準頻率)/1(分頻比F)=16MHz。由於通常之選台時之局部振盪器420之時脈頻率為16MHz/16=1MHz，故可知於執行VCO校準時PLL電路之時脈頻率高速化。藉此，由於轉動頻率計數器427之最小步寬變細(於本實施形態中為1MHz)，故相對局部振盪器420施加控制電壓之間隔亦變短。即，以1個次頻帶Sb進行局部振盪頻率之搜索之時間變短。

除法器441對以VCO430振盪之局部振盪頻率進行除法運算而進行與收訊頻率之頻帶匹配之處理。

由於藉由進行此種控制，VCO校準之執行時間(搜索使振盪頻率Fov振盪之次頻帶Sb之時間)變短，故局部振盪頻率與其倍頻及分頻成分自VCO430洩漏之時間本身亦變短。發明者們實際試著計測於1個次頻帶Sb中進行局部振盪頻率之搜索之時間後，於將分頻比F設為“16”時為64μs，於設為“1”時為4μs。

於本實施形態中，參照解調器41進行錯誤校正之處理時間設定分頻器440之分頻比F之值。即，以將使振盪頻率Fov振盪之次頻帶Sb之搜索時間收斂至錯誤校正之處理時間內之方式決定分頻比F之值。錯誤校正之處理時間可由以下之公式算出。

符號長(/訊框)/廣播信號之傳送速率...公式3

「符號長(/訊框)」係自以下之公式求出。

(可校正錯誤之位元數[單位：位元])×(區塊交錯長[單位：訊框])×符號率...公式4

例如，於解調器41進行之錯誤校正之種類為「縮短化李德所羅門(204，188)」，且欲收訊之廣播波為BS數位廣播之情形時，代入上述公式1及公式2之參數成為如下值。

可校正錯誤之位元數=可校正錯誤之字節數：8[字節]×8[訊框]=64[位元]

區塊交錯長：8[訊框]

編碼率：1/2

廣播信號之傳送速率：28.86[Mb/s]

因此，根據公式4，求出64[位元]×8[訊框]×1/2=256[符號]，藉由將此代入公式3，算出：256[符號]/28.86[Mb/s]=8.87[μs]。

如上述般，藉由將局部振盪器420之分頻器440之分頻比F設為“1”，於1個次頻帶Sb中局部振盪頻率之搜索時間成為“4μs”。即，成為較錯誤校正處理時間即8.87μs更短之時間。藉此，於因執行VCO校準而導致產生位元錯誤之情形時，該錯誤亦藉由利用解調器41進行錯誤校正而得以校正。

另，此處雖舉出於1個次頻帶Sb中將局部振盪頻率之搜索時間收斂至錯誤校正處理時間之範圍內之例，但並非限定於此。若為可於1個次頻帶Sb中使局部振盪頻率之搜索時間較先前更短之值，則亦可將分頻比F設定為其他值。

[1-2.收訊處理之例]

接著，對利用主機CPU44(參照圖2)進行收訊處理之例，參照圖9 所示之流程圖進行說明。主機CPU44首先判斷執行VCO校準之時點是否已到(步驟S11)。執行VCO校準之時點係設定為調諧器部4之啟動時、或收訊通道之變更時等特定之時點者。於判斷為執行VCO校準之時點未到之情形時，繼續進行步驟S11之判斷。於判斷為執行VCO校準之時點已到之情形時，繼而，主機CPU44判斷其他調諧器部4是否為啟動中(步驟S12)。於他調諧器部4非啟動中之情形時，結束處理。

於其他調諧器部4為啟動中之情形時，繼而，不變更分頻比F之設定而以先前之時脈頻率進行可變LPF415(參照圖2)之截止頻率之算出(步驟S13)。接著，進行使構成為PLL電路之局部振盪器420之時脈頻率高速化之處理(步驟S14)。於本實施形態中，如上述般，藉由將分頻比F設定成較大值，使局部振盪器420之時脈頻率高速化。

繼而，將通路電路411之開關411s(參照圖2)打開，選擇LNA410側，且進行抑制局部振盪器420之振盪電流之控制(步驟S15)。接著，執行VCO校準(步驟S16)。於執行VCO校準後，進行將PLL電路之時脈頻率復原之處理(步驟S17)。再者，將通路電路411之開關411s導通，選擇通路電路側，且解除對局部振盪器420之局部振盪電流之抑制控制(步驟S18)。

另，步驟S14與步驟S15所示之各處理、及步驟S17與步驟S18所示之各處理之順序並非限定於該順序者，亦可以各自相反之順序進行。

根據上述之本實施形態，由於於執行VCO校準時內部時脈(於上述例中為PLL電路之時脈頻率)高速化，故搜索與收訊頻率對應之次頻帶Sb之時間亦高速化。藉此，局部振盪頻率與其倍頻及分頻成分洩漏至其他調諧器部4之時間本身亦變短。因此，亦可縮短雜訊附於正以其他調諧器部4解調中之影像之時間。

又，根據上述之本實施形態，於1個次頻帶Sb中將局部振盪頻率 之搜索時間收斂至錯誤校正處理時間之範圍內。因此，於因執行VCO校準而導致產生位元錯誤之情形時，該錯誤亦藉由利用解調器41進行錯誤校正而予以校正。

又，根據上述之本實施形態，由於於執行VCO校準時選擇LNA410，故藉由LNA410，減少局部振盪頻率與其倍頻及分頻成分之洩漏量。

又，根據上述之本實施形態，於執行VCO校準時抑制VCO430之振盪電流，藉此VCO430之振盪電力下降，從而VCO430之振盪功率減小。藉此，局部振盪頻率與其倍頻及分頻成分之洩漏量亦降低。

又，根據上述之本實施形態，VCO校準之執行時間縮短。藉此，不僅可降低廣播信號之收訊頻帶中產生之調諧器部4間之相互干涉所造成之影響，亦可降低VCO430內之振盪器432(參照圖3)之振盪頻帶(GHz帶)中產生之調諧器部4間之相互干涉所造成之影響。

<2.第2實施形態例>

接著，對本揭示之第2實施形態例，參照圖10及圖11予以說明。本實施形態例之收訊裝置之構成應用與圖1所示之收訊裝置10相同者。即，收訊裝置內之調諧器部之構成與圖2所示之調諧器部4之構成相同，調諧器部內之VCO之構成與圖3所示之VCO430相同，局部振盪器之構成與圖8所示之局部振盪器420相同。

圖10係顯示於執行VCO校準時作為控制部之主機CPU44(參照圖1)所進行之處理之流程圖。本實施形態例之收訊裝置10a(省略圖示)於VCO校準之執行時，將無關於次頻帶Sb之搜索動作(局部振盪頻率搜索動作)之區塊設為暫停狀態。

主機CPU44(參照圖2)首先判斷執行VCO校準之時點是否已到(步驟S21)。執行VCO校準之時點係設定為調諧器部4之啟動時、或收訊通道之變更時等特定之時點者。於判斷為執行VCO校準之時點未到之 情形時，繼續進行步驟S21之判斷。於判斷為執行VCO校準之時點已到之情形時，繼而，主機CPU44判斷其他調諧器部4是否為啟動中(步驟S22)。於其他調諧器部4非啟動中之情形時，結束處理。於其他調諧器部4為啟動中之情形時，主機CPU44將無關於局部振盪頻率搜索動作之區塊即可變分頻器425(參照圖10)、I/Q混頻器412及413、及基頻放大器417及418(任一者皆參照圖2)設為暫停狀態(步驟S23)。

此處所謂之暫停狀態係指於該等各區塊中，流通有不會導致完全斷開之程度之小電流之狀態。「小電流」係表示於包含於構成該等區塊之半導體元件之電容元件、或與此價存在之寄生電容之電容內殘留特定電荷之程度之大小之電流。藉由預先於半導體元件之電容內殘留特定電荷，可縮短自暫停狀態恢復至通常之狀態時所需之時間。又，藉由預先於半導體元件之電容內殘留特定電荷，於再次恢復至通常之狀態之情形時，VCO430之輸入阻抗亦不會產生變化。藉此，可防止VCO430之振盪頻率因阻抗之變化而自原本意圖之頻率偏移。

接著，主機CPU44執行VCO校準(步驟S24)。即，開始搜索使用VCO430之次頻帶Sb，且以期望之頻率振盪。接著，判斷VCO校準是否已結束(步驟S25)，未結束之期間繼續進行步驟S25之判斷。於VCO校準已結束之情形時，判斷於與收訊頻率對應之次頻帶Sb中PLL是否已鎖定(步驟S26)，未鎖定之期間，繼續進行步驟S26之判斷。

於在與收訊頻率對應之次頻帶Sb中PLL已鎖定之情形時，重新開始於步驟S23中設為暫停狀態之可變分頻器425、I/Q混頻器412及413、及基頻放大器417及418之動作(步驟S27)。藉此，以局部振盪器420a振盪，由可變分頻器425分頻，由I/Q混頻器412及413與輸入RF信號混合，且由基頻放大器417及418放大之基頻信號自收訊裝置10a再次輸出。

圖11係顯示於本實施形態之收訊裝置中進行圖10所示之處理之情 形時之信號之輻射量之變化之例之圖。圖11A、圖11C、圖11E係顯示調諧器部4之構成例之方塊圖，圖11B、圖11D、圖11F係顯示自調諧器部4洩漏之信號之頻率與其信號位準(功率)之圖表。

於圖11A中，顯示伴隨VCO校準之執行，可變分頻器425、I/Q混頻器412及413、及基頻放大器417及418成暫停狀態之情況，且附色顯示成暫停狀態之區塊。藉由進行此種處理，來自調諧器部4之信號之輻射量僅限定於自局部振盪器420放射者。藉此，如圖11B所示，來自調諧器部4之信號之輻射量與剛暫停前之輻射量相比降低。

圖11C係以方塊圖顯示VCO校準執行中之調諧器部4之狀態之影像圖。VCO校準係保持將可變分頻器425、I/Q混頻器412及413、及基頻放大器417及418設為暫停狀態之狀態而進行。圖11D係顯示VCO校準執行中之來自調諧器部4之信號之輻射量之圖。於VCO校準之執行中，由於如上述般進行次頻帶Sb之搜索，故雖所輻射之頻率之範圍成為較廣之範圍，但信號之位準較小，故亦可將相對其他調諧器部4之不必要之輻射之量抑制為較低。

圖11E係以方塊圖顯示VCO校準結束後之調諧器部4之狀態之影像圖。於VCO校準結束後，重新開始可變分頻器425、I/Q混頻器412及413、及基頻放大器417及418之動作。藉此，如圖11F所示，來自調諧器部4之信號之輻射量回到將各區塊設為暫停狀態前者。即，相對其他調諧器部4之不必要輻射之量亦上升。

然而，由於此時輻射之信號之頻率固定為特定頻率，故只要該固定頻率與其他調諧器部4之振盪頻率Fc不成特定之頻率關係，就不會干涉其他調諧器部4。固定頻率與其他調諧器部4之振盪頻率Fc成特定關係之條件可事先調查，藉由基於所調查到之結果預先設定成彼此之振盪頻率Fc偏移，可防止彼此相互干涉。

根據上述之本揭示之第2實施形態例，於執行VCO校準時，可變 分頻器425、I/Q混頻器412及413、基頻放大器417及418成為暫停狀態。因此，由於有可能成為相對正在收訊其他通道之廣播波中之其他調諧器部4之不必要之輻射之信號之輻射量僅限定於自局部振盪器420放射者，故空氣中之輻射量之絕對量亦降低。又，藉由使I/Q混頻器412及413、及基頻放大器417及418成為暫停狀態，正在對其他通道之廣播波進行選台中之其他收訊裝置10之RF信號輸入端與本收訊裝置10之RF信號輸入端成為事實上已配線性遮斷之狀態。即，根據本實施形態例，可減少正以其他調諧器部收訊中之影像中出現之因不必要之輻射所造成之雜訊之量。

又，藉由將I/Q混頻器412及413設為暫停狀態，可減少輸入至I/Q混頻器412及413之不同之2個頻率之和及差之頻率、或其2倍或3倍之高諧波之和及差之頻率(亂真波)之產生。再者，藉由將基頻放大器417及418設為暫停狀態，可防止I/Q混頻器412及413中產生之亂真波放大。

圖12係對比顯示於進行無關於本實施形態之局部振盪頻率搜索動作之區塊之暫停之情形時所測定出之亂真波位準與於如先前般不進行暫停之情形時所測定出之亂真波位準之圖表。圖表之縱軸表示亂真波位準(單位：dBm)，橫軸表示頻率(單位：MHz)。於將無關於局部振盪頻率搜索動作之區塊設為暫停狀態之狀態下測定出之亂真波位準以實線表示，於如先前般不進行暫停處理之狀態下測定出之亂真波位準以虛線表示。

如圖12所示，可知於已進行計測之1300MHz附近至2100MHz附近之間，已進行本揭示之處理之情形時之以實線表示之亂真波位準成為與先前者相比值更低者。尤其於2100MHz附近，於如先前般不進行區塊之暫停之狀態下所計測出之亂真波位準為-105dBm左右，與此相對，進行本揭示之處理之情形時之以實線表示之亂真波位準成為 低至-120dBm左右之值。即，可以亂真波位準降低之量，減少對其他調諧器部4帶來之不良影響。

<3.各種變化例>

另，於上述第2實施形態例中，雖舉出於執行VCO校準時，將可變分頻器425、I/Q混頻器412及413、及基頻放大器417及418設為暫停狀態之例，但並非限定於此。若為VCO430以外之區塊，則亦可將除此以外之其他區塊設為暫停狀態。例如，於在可變分頻器425之前段或VCO430之內部設置有前置放大器之情形時，於VCO校準之執行時，該前置放大器亦可設為暫停狀態。藉由進行該處理，可防止會造成信號失真之振幅較大之信號以原樣之位準自前置放大器輸出。

又，於上述各實施形態例中，雖舉VCO430具有複數個次頻帶Sb之情形為例，但並非限定於此。若為即便於以1個變容二極體構成VCO430內之諧振腔之調諧用電容器31之情形時亦執行VCO430之校準(最優化)之構成，則可應用。

又，於上述各實施形態例中，雖舉將VCO430裝於IC(Integrated Circuit：積體電路)上之構成為例，但並非限定於此。亦可應用於如先前般，將VCO430之調諧用電容器31外設於IC之構成。

又，於上述各實施形態例中，雖舉出以變容二極體構成作為頻率選擇元件之調諧用電容器31之例，但並非限定於此。若為使用可變電容元件之構成，則亦可應用於使用變容二極體以外之其他元件之構成。

又，於上述各實施形態例中，雖舉出於每次進行選台時實施VCO校準之例，但並非限定於此，亦可僅於調諧器部4之啟動時或其他時點執行。

又，於上述各實施形態例中，雖舉出自振盪頻率Fc最低之次頻帶Sb-1按序進行次頻帶Sb之搜索之例，但並非限定於此。例如，亦可 自振盪頻率Fc最高之次頻帶Sb-m按序進行，或自次頻帶Sb之兩端同時開始搜索並朝中心方向進一步搜索。

又，於上述各實施形態例中，雖舉出於進行VCO校準時，進行使內部時脈高速化，將構成調諧器部4之VCO430以外之各區塊設為暫停狀態之處理之例，但並非限定於此。不僅可應用於進行「校準」之情形，亦可應用於以其他目的進行局部振盪頻率搜索之情形。

又，於上述各實施形態例中，雖舉出於次頻帶Sb之搜索時不使PLL環路動作，而於發現次頻帶Sb後使之動作之例，但並非限定於此。例如，亦可應用於一面使PLL鎖定一面逐步提高或降低頻率之處理。

又，於上述各實施形態例中，雖舉出解調器41進行依據李德所羅門編碼之錯誤校正之例，但並非限定於此。若為具有錯誤校正槽(時間寬度)之錯誤校正機構，則亦可使用其他機構。

又，如上述般，並非限定於將VCO430之振盪頻率設為收訊頻率之2倍之構成，亦可應用於設定其他倍數之構成、或設為與收訊頻率相同之頻率之構成。又，如上述般，並非限定於收訊衛星廣播之廣播波之構成，亦可應用於收訊地面數位廣播等之其他方式之廣播波之構成。

另，本揭示亦可採用如下構成。

(1)一種收訊裝置，其包含：至少1個分配器，其分配天線所收訊到之高頻信號；高頻處理部，其輸出將由上述分配器分配之高頻信號與以包含電壓控制振盪器之局部振盪器振盪之局部振盪頻率混合而得之收訊信號；及控制部，其係使調查施加至上述電壓控制振盪器之控制電壓與 上述電壓控制振盪器之局部振盪頻率之對應之局部振盪頻率搜索執行，且於上述局部振盪頻率搜索之執行時，使構成上述局部振盪器之各部中之無關於上述局部振盪頻率搜索動作之各部為暫停狀態。

(2)如技術方案(1)之收訊裝置，其中上述控制部於上述局部振盪頻率搜索之結束時，使上述設為暫停狀態之各部之動作重新開始。

(3)如技術方案(1)或(2)之收訊裝置，其中無關於上述局部振盪頻率搜索動作之各部包含：混頻器，其將由上述分配器分配之高頻信號與由上述局部振盪器振盪之局部振盪頻率混合；及放大器，其放大由上述混頻器所混合之高頻信號。

(4)如技術方案(1)~(3)中任一項之收訊裝置，其中上述控制部於上述局部振盪頻率搜索之執行時，藉由對無關於上述局部振盪頻率搜索動作之各部，流通不會使其動作完全停止之程度之小電流，而使上述各部為暫停狀態。

(5)如技術方案(1)~(4)中任一項之收訊裝置，其中上述電壓控制振盪器包含振盪器與頻率選擇元件，上述頻率選擇元件包含利用開關切換導通/斷開狀態之複數個調諧用電容器、電壓控制調諧用電容器、及調諧用電感器，且上述複數個調諧用電容器與上述電壓控制調諧用電容器相互並聯連接；上述控制部於局部振盪頻率搜索之執行時，藉由於將施加於上述電壓控制調諧用電容器之控制電壓固定為特定值之狀態下使上述開關之導通/斷開狀態變化，而於連接一個上述開關之狀態下切換所覆蓋之上述電壓控制振盪器之振盪頻率之範圍。

(6)一種收訊方法，其包含如下步驟：分配天線所收訊到之高頻信號；輸出將上述經分配之高頻信號與以包含電壓控制振盪器之局部振盪器振盪之局部振盪頻率混合而得之收訊信號；及於調查施加於上述電壓控制振盪器之控制電壓與上述電壓控制振盪器之局部振盪頻率之對應之局部振盪頻率搜索之執行時，使構成上述局部振盪器之各部中之無關於上述局部振盪頻率搜索動作之各部為暫停狀態。

4‧‧‧調諧器部

410‧‧‧LNA

412‧‧‧I/Q混頻器

413‧‧‧I/Q混頻器

414‧‧‧移相器

415‧‧‧可變LPF

416‧‧‧可變LPF

417‧‧‧基頻放大器

418‧‧‧基頻放大器

420‧‧‧局部振盪器

425‧‧‧可變分頻器

430‧‧‧VCO

Fc(f)‧‧‧振盪頻率

Claims (5)

1. 一種收訊裝置，其包含：至少1個分配器，其分配由天線所收訊到之高頻信號；高頻處理部，其構成為輸出將由上述分配器分配之上述高頻信號、與以包含電壓控制振盪器之局部振盪器產生之局部振盪頻率混合而得之收訊信號；及控制部，其包含處理部，該處理部係構成為：執行調查施加於上述電壓控制振盪器之控制電壓與上述電壓控制振盪器之上述局部振盪頻率之間的對應之局部振盪頻率校準(local oscillator frequency calibration)，且於上述局部振盪頻率校準執行時，判斷是否上述收訊裝置中之另一調諧器部(turner)為啟動(active)，且回應於判斷另一調諧器部為啟動而將上述局部振盪器之與上述局部振盪頻率校準之動作無關(uninvolved)的部件設為暫停狀態(dormant state)；其中於上述局部振盪頻率校準期間，被設為上述暫停狀態之上述部件包含：混頻器(mixer)，其將由上述分配器所分配之上述高頻信號與由上述局部振盪器所產生之上述局部振盪頻率混合；及放大器，其放大由上述混頻器所混合之上述高頻信號。
2. 如請求項1之收訊裝置，其中上述控制部係於上述局部振盪頻率校準結束時，使被設為上述暫停狀態之上述部件之動作重新開始。
3. 如請求項1之收訊裝置，其中上述控制部係於上述局部振盪頻率校準執行時，藉由對與上述局部振盪頻率校準之動作無關之上述部件，流通不會使其動 作完全停止之程度之小電流，而將上述部件設為上述暫停狀態。
4. 如請求項3之收訊裝置，其中上述電壓控制振盪器包含振盪器與頻率選擇元件，上述頻率選擇元件包含利用開關切換導通/斷開狀態之複數個調諧用電容器、電壓控制調諧用電容器、及調諧用電感器，且上述複數個調諧用電容器與上述電壓控制調諧用電容器相互並聯連接；且上述控制部係於上述局部振盪頻率校準執行時，藉由於將施加於上述電壓控制調諧用電容器之控制電壓固定為特定值之狀態下使上述開關之導通/斷開狀態變化，而切換於連接一個上述開關之狀態下所覆蓋之上述電壓控制振盪器之振盪頻率之範圍。
5. 一種由收訊裝置進行之收訊方法，其包含如下步驟：分配由天線所收訊到之高頻信號；輸出將上述經分配之高頻信號與以包含電壓控制振盪器之局部振盪器產生之局部振盪頻率混合而得之收訊信號；及於執行調查施加於上述電壓控制振盪器之控制電壓與上述電壓控制振盪器之局部振盪頻率之間的對應之局部振盪頻率校準時，判斷是否上述收訊裝置中之另一調諧器部為啟動，且回應於判斷另一調諧器部為啟動而將上述局部振盪器之與上述局部振盪頻率校準之動作無關之部件設為暫停狀態；其中於上述局部振盪頻率校準期間，被設為上述暫停狀態之上述部件包含：混頻器，其將由分配器所分配之上述高頻信號與由上述局部振盪器所產生之上述局部振盪頻率混合；及放大器，其放大由上述混頻器所混合之上述高頻信號。