TWI575910B - 決策回授等化器及其控制方法 - Google Patents

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Description

決策回授等化器及其控制方法
本發明是關於決策回授等化器，尤其是關於可提高運算效能之決策回授等化器及其控制方法。
圖1係一種習知決策回授等化器(Decision Feedback Equalizer,DFE)的功能方塊圖。傳送訊號x(n)經過通道10以及受雜訊r(n)影響後形成決策回授等化器100的輸入訊號y(n)，其中n代表時間索引(time index)。決策回授等化器100包含前饋等化器110、決策器120、反饋等化器130、通道估測器140、前饋等化器係數計算單元150以及反饋等化器係數計算單元160。前饋等化器(Feed Forward Equalizer,FFE)110的主要功能在於處理輸入訊號y(n)中的前導干擾(pre-cursor inter symbol interference)訊號與一部分的後滯干擾(post-cursor inter symbol interference)訊號，而反饋等化器(Feed Backward Equalizer,FBE)130的主要功能在於處理輸入訊號y(n)中的後滯干擾訊號，之後決策器120再依據前饋等化器110及反饋等化器130的濾波結果來產生決策訊號x’(n)。
其中，前饋等化器110操作時所需的前饋等化器係數f以及反饋等化器130操作時所需的反饋等化器係數b係分別由前饋等化器係數計算單元150及反饋等化器係數計算單元160產生。前饋等化器係數計算 單元150依據通道估測器140根據輸入訊號y(n)所產生的通道脈衝響應(Channel Impulse Response,CIR)估測向量h來產生前饋等化器係數f，而反饋等化器係數計算單元160則依據通道脈衝響應估測向量h以及前饋等化器係數f來產生反饋等化器係數b。
最小均方誤差(Minimum Mean Square Error,MMSE)等化器 為決策回授等化器常見的型態之一，其至少具有不會放大雜訊r(n)的優點，而快速橫向遞回最小平方(Fast Transversal Recursive Least Squares,FT-RLS)為常見的用來計算前饋等化器係數f與反饋等化器係數b的演算法，其優點為收斂速度快。MMSE決策回授等化器的最佳化前饋等化器係數f及最佳反饋等化器係數b可以分別表示如下：
b=H H ×f (2)其中，通道脈衝響應估測向量h=[h(△)h(△-1)...h(△-LF+1)]，△代表決策延遲(decision delay)，LF為前饋等化器110的長度(length)，前饋等化器110為一第(LF-1)階等化器且LF為一正整數，Φ hh 代表通道自相關(channel autocorrelation)矩陣，代表雜訊能量，I代表單位矩陣，而通道脈衝響應估測矩陣H可以表示如下： 其中LB為反饋等化器130的長度(length)，反饋等化器130為一第(LB-1)階等化器，LB同樣為一正整數。
由方程式(1)及(2)可知，前饋等化器係數f的計算複雜度遠大 於反饋等化器係數b，因此提出更有效率的計算方式以提升決策回授等化器的效能成為本領域的一個重要課題。
鑑於先前技術之不足，本發明之一目的在於提供一種決策回授等化器及其控制方法，以提高決策回授等化器的運算效能。
本發明揭露一種決策回授等化器，包含：一通道估測器，依據一輸入訊號，以一通道脈衝響應估測頻率產生一通道脈衝響應估測向量；一前饋等化器係數計算單元，耦接該通道估測器，依據該通道脈衝響應估測向量，以一第一頻率產生一前饋等化器係數；一反饋等化器係數計算單元，耦接該通道估測器及該前饋等化器係數計算單元，依據該通道脈衝響應估測向量及該前饋等化器係數，以一第二頻率產生一反饋等化器係數；一前饋等化器，耦接該前饋等化器係數計算單元及該決策器，依據該輸入訊號與該前饋等化器係數產生一前饋等化濾波結果；一反饋等化器，耦接該反饋等化器係數計算單元及該決策器，依據一決策訊號與該反饋等化器係數產生一反饋等化濾波結果；以及一決策器，依據該前饋等化濾波結果及該反饋等化濾波結果產生一更新後決策訊號；其中該第一頻率與該第二頻率中至少之一小於該通道脈衝響應估測頻率。
本發明另揭露一種決策回授等化器之控制方法，包含：依據一輸入訊號以一通道脈衝響應估測頻率產生一通道脈衝響應估測向量；依據該通道脈衝響應估測向量，以一第一頻率產生一前饋等化器係數；依據該通道脈衝響應估測向量及該前饋等化器係數，以一第二頻率產生一反饋等化器係數；依據該輸入訊號與該前饋等化器係數產生一前饋等化濾波結 果；以及依據一決策訊號與該反饋等化器係數產生一反饋等化濾波結果；依據該前饋等化濾波結果及該反饋等化濾波結果產生一更新後決策訊號；其中該第一頻率與該第二頻率中至少之一小於該通道脈衝響應估測頻率。
本發明之決策回授等化器及其控制方法能夠以不同的頻率 更新前饋等化器係數及反饋等化器係數，以減少決策回授等化器的計算負荷，進而提升其效能。
有關本發明的特徵、實作與功效，茲配合圖式作實施例詳細 說明如下。
110‧‧‧通道
200、600‧‧‧決策回授等化器
120、210、610‧‧‧前饋等化器
130、230、630‧‧‧反饋等化器
140、220‧‧‧決策器
150‧‧‧前饋等化器係數計算單元
160、260‧‧‧反饋等化器係數計算單元
170、240‧‧‧通道估測器
250‧‧‧快速前饋等化器係數計算單元
251、510‧‧‧控制模組
252‧‧‧先驗前向預測誤差計算模組
253‧‧‧後驗前向預測誤差計算模組
254‧‧‧前向預測的最小成本計算模組
255‧‧‧轉換因子計算模組
256‧‧‧已正規化的增益向量計算模組
257‧‧‧前向預測係數向量計算模組
520‧‧‧記憶體
530‧‧‧乘法器
540‧‧‧加法器
550、560‧‧‧多工器
S310~S360、S510~S565‧‧‧步驟
〔圖1〕為習知決策回授等化器的功能方塊圖；〔圖2〕為本發明決策回授等化器之一實施方式的功能方塊圖；〔圖3〕為本發明快速前饋等化器係數計算單元之一實施例的功能方塊圖；〔圖4〕為本發明計算前饋等化器係數f之一實施例的流程圖；〔圖5〕為本發明快速前饋等化器係數計算單元以硬體電路實作之其中一種功能方塊圖；〔圖6〕為本發明之乘法的計算量與乘法器陣列的關係圖；〔圖7〕為習知與本發明對於更新先驗前向預測誤差之計算量的比較圖；〔圖8A〕為通道脈衝響應估測向量h的波形圖；〔圖8B〕為前饋等化器係數f的波形圖； 〔圖9〕為本發明之決策回授等化器200以不同頻率計算前饋等化器係數f及反饋等化器係數b之一實施例的時序圖；〔圖10〕為本發明之決策回授等化器200以不同頻率計算前饋等化器係數f及反饋等化器係數b之另一實施例的時序圖；〔圖11〕為本發明之決策回授等化器200以不同頻率計算前饋等化器係數f及反饋等化器係數b之另一實施例的時序圖；〔圖12〕為本發明之決策回授等化器200以不同頻率計算前饋等化器係數f及反饋等化器係數b之一實施方式的流程圖；〔圖13〕為本發明決策回授等化器之另一實施方式的功能方塊圖；以及〔圖14〕為本發明之決策回授等化器200計算前饋等化器係數f及反饋等化器係數b的時序圖。
在實施為可能的前提下，本技術領域具有通常知識者能夠依本說明書之揭露內容來選擇等效之元件或步驟來實現本發明，亦即本發明之實施並不限於後敘之實施例。
圖2為本發明決策回授等化器之一實施方式的功能方塊圖。決策回授等化器200包含前饋等化器210、決策器220、反饋等化器230、通道估測器240、快速前饋等化器係數計算單元250以及反饋等化器係數計算單元260。決策回授等化器200係為一最小均方誤差決策回授等化器(Minimum Mean Square Error Decision Feedback Equalizer,MMSE-DFE。
快速橫向遞回最小平方演算法在計算上式(1)的前饋等化器 係數f時，會進行以下的迭代運算，迭代次數取決於前饋等化器120的長度LF，為LF：1.更新先驗前向預測誤差(a priori forward prediction error)Φ；2.更新後驗前向預測誤差(a posteriori forward prediction error)ψ；3.更新前向預測的最小成本(minimum cost of the forward predictor)α；4.更新轉換因子(conversion factor)γ；5.更新已正規化的增益向量(normalized gain factor)c；以及6.更新前向預測係數向量(forward predictor coefficient vector)w。上述的迭代運算可以用以下的虛擬程式碼(pseudo code)來表示，其中「//」及其右側的文字代表程式中的註解，參數i用來控制迭代的進行： 上述包含步驟1~6的迭代運算在進行LF次(i=0~LF-1)後，便可依據已正規化的增益向量c及轉換因子γ來更新前饋等化器係數f。上述的步驟2、3、4的計算方法為本技術領域具有通常知識者可得知，因此在上述的虛擬程式碼中不列出其詳細步驟。
上述的虛擬程式碼包含2層的迭代運算，外層的迭代運算包含上述的步驟1~6，而步驟1、步驟5及步驟6本身各自為內層的迭代運算。由於步驟2、3、4本身為不涉及迭代的純量運算，所以計算複雜度(computation complexity)較低；而步驟1、5、6本身為涉及迭代的向量運算(由參數j控制迭代的進行)，因此為影響上述虛擬程式碼的計算複雜度的關鍵。進一步來說，步驟1之內層迭代的迭代次數與參數i的值有關，其計算複雜度約為O(0.5)；步驟5、6之內層迭代的迭代次數與前饋等化器120的長度LF的值有關，各自的計算複雜度約為O()；而步驟2、3、4的計算複雜度總和約為O(L F )，所以以快速橫向遞回最小平方計算前饋等化器係數f的總計算複雜度約為O(2.5+L F )。如果能降低前饋等化器係數計算單元的計算複雜度，則能有效提升決策回授等化器的效能。
經分析後發現，計算已正規化的增益向量c的步驟5以及計 算前向預測係數向量w的步驟6涉及許多0的運算。更詳細地說，已正規化的增益向量c及前向預測係數向量w在不同次的外層迭代運算中分別如表1及表2所示，其中「x」僅用以代表不為0的數值，不代表所有的x為同一數值。
由表1及表2可以發現，在外層迭代運算的第一次迭代後(i=0)，在已正規化的增益向量c中，除了元素c[0]外，其餘的元素皆為0，在前向預測係數向量w中，全部的元素則均為0；外層迭代運算的第2次迭代後(i=1)，在已正規化的增益向量c中，除了元素c[0]與c[1]外，其餘的元素皆為0，在 前向預測係數向量w中，除了元素w[0]外，其餘的元素皆為0；以此類推，在外層迭代運算的第LF次迭代後(i=LF-1)，在已正規化的增益向量c中，全部的元素均不為0，在前向預測係數向w中，僅有元素w[LF-1]為0。請注意，在此例中，i=0對應前述之外層迭代運算的第一次迭代，i=1對應前述之外層迭代運算的第二次迭代，以此類推；然而在其他的實作方法中，參數i的初始值及在連續兩次的迭代中的變化量可能有所不同，故第N次迭代應以實際上迭代的發生次數為準。
依據以上的分析，在進行步驟5及步驟6之內層迭代運算時， 可以只針對已正規化的增益向量c及前向預測係數向量w中不為0的元素做計算，而不計算已正規化的增益向量c及前向預測係數向量w中為0的元素，以節省前饋等化器係數計算單元計算時間或硬體資源。更詳細地說，內層迭代運算的迭代次數(與控制參數j有關)可以依據外層迭代運算正在進行的迭代次數N(即第N次迭代)做調整，來減少內層迭代運算的計算量，其中N=1~LF。調整後之步驟5的虛擬程式碼如下： 其中，在第N次外層迭代中，步驟5的迭代次數由LF-1次減少為N-1次。更詳細地說，在第一次外層迭代中(N=1)，步驟5的迭代次數由LF-1減少為零(意即：不須進行計算)；在第二次外層迭代中(N=2)，步驟5的迭代次數由LF-1減少為1；在第三次外層迭代中(N=3)，步驟5的迭代次數由LF-1減少為2；以此類推；在第LF-1次外層迭代中(N=LF-1)，步驟5的迭代次 數由LF-1減少為LF-2；在第LF次外層迭代中(N=LF)，步驟5的迭代次數則維持不變仍為LF-1。由此可知，調整後用來計算已正規化的增益向量c的步驟5，其計算複雜度約由O()降為O(0.5)，而快速前饋等化器係數計算單元250的計算量約降為原來的一半。
類似地，調整後之步驟6的虛擬程式碼如下： 其中，在第N次外層迭代中，步驟6的迭代次數由LF減少為N-1次。更詳細地說，在第一次外層迭代中(N=1)，步驟6的迭代次數由LF減少為0(意即：不須進行計算)；在第二次外層迭代中(N=2)，步驟6的迭代次數由LF減少為1；在第三次外層迭代中(N=3)，步驟6的迭代次數由LF減少為2；以此類推；在第LF-1次外層迭代中(N=LF-1)，步驟6的迭代次數由LF減少為LF-2；在第LF次外層迭代中(N=LF)，步驟6的迭代次數由LF減少為LF-1。由此可知，調整後用來計算前向預測係數向量w的步驟6，其計算複雜度約由O()降為O(0.5)，而快速前饋等化器係數計算單元250的計算量約降為原來的一半。
請注意，其他的實作方法中，控制參數j的初始值及在連續 兩次的內層迭代中的變化量可能有所不同，其係依據迴圈內部的算式對應變化，此類變化為本技術領域具有通常知識者所熟知，故本發明的實施方式不以上述的虛擬程式碼為限。
圖3為本發明快速前饋等化器係數計算單元250之一實施例的功能方塊圖，包含控制模組251、先驗前向預測誤差計算模組252、後驗 前向預測誤差計算模組253、前向預測的最小成本計算模組254、轉換因子計算模組255、已正規化的增益向量計算模組256以及前向預測係數向量計算模組257。請一併參閱圖4，其係本發明快速前饋等化器係數計算單元250之控制模組之一實施例的流程圖。首先控制模組251根據控制參數i是否滿足預設的條件，來判斷是否應該執行外層的迭代運算(步驟S310)。若外層迭代運算還已完成(步驟S310判斷為否)，則控制模組251可更新並輸出前饋等化器係數f(步驟S360)；然而若外層迭代運算還未完成(步驟S310判斷為是)，控制模組251先令先驗前向預測誤差計算模組252初始先驗前向預測誤差Φ，也就是設定先驗前向預測誤差Φ的初始值等於h[i]（步驟S315)(h代表通道脈衝響應估測向量)，然後控制模組251再控制先驗前向預測誤差計算模組252、後驗前向預測誤差計算模組253、前向預測的最小成本計算模組254以及轉換因子計算模組255分別更新前述的Φ、ψ、α及γ等參數(步驟S320，對應虛擬程式碼的步驟1~4)。之後的步驟S330、S332及S334為第一個內層迭代(對應虛擬程式碼的步驟5)，由控制模組251依據控制參數j來控制已正規化的增益向量計算模組256，以進行用來更新已正規化的增益向量c的迭代運算。請注意，控制模組251在步驟S332中判斷是否執行此內層迭代時是將控制參數j與控制參數i做比較，隱含內層迭代的迭代次數實際上與外層迭代的迭代數N有關。之後的步驟S340、S342及S344為第二個內層迭代(對應虛擬程式碼的步驟6)，由控制模組251依據控制參數j來控制前向預測係數向量計算模組257，以進行用來更新前向預測係數向量w的迭代運算。最後在步驟S350中改變控制參數i。
實作上，圖3的快速前饋等化器係數計算單元250可由硬體 電路來實現，請參考圖5，其係圖3的快速前饋等化器係數計算單元250之其中一種硬體電路實作方式。控制模組510例如是以基於有限狀態機(finite state machine)的硬體邏輯電路，用來控制圖4之流程的進行。依據控制模組510所輸出的控制訊號Ctrl，多工器550及560選擇將通道脈衝響應估測向量h或暫存於記憶體520中的數值(例如上述的參數Φ、ψ、α、γ、c以及w)分別輸出至乘法器530及加法器540。乘法器530及加法器540分別用來執行各步驟中的乘法運算及加法運算。圖3的各個模組藉由圖5所示的硬體執行各自所對應的程式碼，以實現各自的功能。
由虛擬程式碼可知，步驟S334實際上包含一個乘法運算 (×w[j-1])及一個減法運算(c[j-1]-{×w[j-1]})，其中以乘法運算較花費硬體資源及時間，故以其為主要討論對象。圖5的快速前饋等化器係數計算單元250的乘法器530實際上可以是一個乘法器陣列(包含複數乘法單元)，來執行上述的乘法運算，請參考圖6。圖6顯示本發明之乘法的計算量與乘法器陣列之關係圖，此處以LF=19為例。在此假設乘法器530包含4個乘法單元，當N=3時，步驟S334會被執行兩次(因為內層迭代的次數為N-1)，所以乘法器530會用到其中2兩個乘法單元(斜線部分)；當N=9時，步驟S332會被執行八次，此時乘法器530會被用到兩次(等效八個乘法單元)來完成所需的乘法運算，以此類推。在習知的方法中，無論第幾次的外層迭代(即無論迭代數N為何)，步驟S334皆會執行十八次，所以即使是第一次迭代(N=1，本發明無需使用乘法器530)，乘法器530仍會被使用四次以上。兩相比較之下可以發現，(1)在相同的硬體資源下，本發明中快速前饋等化器係數計算單元250所需的計算時間只需 習知的一半左右；或(2)若要在相同的時間內完成計算，本發明的快速前饋等化器係數計算單元250的硬體成本只需習知的一半左右。
同樣的推論適用步驟S340、S342及S344所對應的第二個內 層迭代(即對應虛擬程式碼的步驟6)，亦即本發明在虛擬程式碼的步驟6亦可省下一半的計算時間或是一半的硬體成本。因此在圖4的流程中，當第一及第二內層迭代所需的迭代次數皆與外層迭代的迭代數N相關時，有助於節省快速前饋等化器係數計算單元250的計算時間，而著實大幅改善快速前饋等化器係數計算單元250的效能，不僅加快前饋等化器係數f的產生速率也同時加快反饋等化器係數計算單元260產生反饋等化器係數b的速率，使得判決回授等化器的整體效能得以提升；抑或是節省快速前饋等化器係數計算單元250的硬體資源。
事實上，上述用來計算先驗前向預測誤差Φ的步驟1亦為一 個迭代運算，減少其計算量有助於節省快速前饋等化器係數計算單元250的計算時間，而進一步提升決策回授等化器的效能，或節省快速前饋等化器係數250計算單元的硬體資源。由虛擬程式碼的步驟1可以得知，先驗前向預測誤差Φ=Φ-h[j]×w[k]，其中h[j]代表通道脈衝響應估測向量h之元素，通道脈衝響應估測向量h包含LF個元素，LF為前饋等化器120的長度(length)，通道脈衝響應估測向量h的LF個元素例如為h[0]、h[1]、...、h[LF-1]。此外，步驟1之的迭代次數為係取決於外層迭代運算正在進行的迭代次數N。舉例來說，在第一次外層迭代中(N=1)，步驟1的迭代次數為零(意即：不須進行計算)；在第二次外層迭代中(N=2)，步驟1根據h[0]進行迭代運算，其迭代次數為1；在第三次外層迭代中(N=3)，步驟1根據 h[1]~h[0]進行迭代運算，其迭代次數為2；在第四次外層迭代中(N=4)，步驟1根據h[2]~h[0]進行迭代運算，其迭代次數為3；以此類推；在第LF-1次外層迭代中(N=LF-1)，步驟1根據h[LF-2]~h[0]進行迭代運算，且其迭代次數為LF-2；在第LF次外層迭代中(N=LF)，步驟1根據h[LF-1]~h[0]進行迭代運算，且其迭代次數則為LF-1。然而，在多數的情況下，通道脈衝響應估測向量h的LF個元素中僅有LCIR個元素大於一預設值(LCIR<LF)，其餘(LF-LCIR)個元素則小於該預設值而可以視為零，其中LCIR可視為通道脈衝響應估測向量h的長度。舉例來說，若通道脈衝響應估測向量h的LF個元素為h[0]~h[LF-1]，則其中LCIR個元素h[0]~h[LCIR-1]大於一預設值，其餘(LF-LCIR)個元素h[LCIR]~h[LF-1]則小於該預設值而可以視為零。又根據步驟1中先驗前向預測誤差Φ的計算公式Φ=Φ-h[j]×w[k]可知，當h[j]=0時，Φ不變。
依據以上的分析，在進行步驟1之內層迭代運算時，可以僅 針對通道脈衝響應估測向量h中大於一預設值的元素做計算(例如：h[0]~h[LCIR-1])，而不對通道脈衝響應估測向量h中小於該預設值而可以視為零的元素作計算，以節省快速前饋等化器係數計算單元250的計算時間或硬體資源。舉例來說，當控制參數j小於通道脈衝響應估測向量h的長度LCIR時才執行計算。調整後之步驟1的虛擬程式碼如下： 其所達成的效果如圖7所示，不論外層迭代的迭代數N為何，步驟1的迭代次數總是不會超過通道脈衝響應估測向量h的長度LCIR，也就是說在整 個外層迭代運算的過程中，調整後的步驟1可以省下橫線區域的計算量。
除了調整方程式(1)之步驟1、5、6的計算方法以減少快速前 饋等化器係數250計算單元的計算量之外，本發明亦可調整方程式(2)的計算方法以減少反饋等化器係數計算單元260的計算量。在一個範例中，如圖8A及圖8B分別顯示通道脈衝響應估測向量h及前饋等化器係數f的波形圖，由圖8A及圖8B可以發現兩者有大多數的地方為0，又由方程式(2)可知反饋等化器係數b為以上兩者的乘積(b=H H ×f)，因此反饋等化器係數計算單元260可僅在兩者均非零時才計算反饋等化器係數b，即可大幅降低反饋等化器係數計算單元260的計算量。
通道脈衝響應估測向量h的多個元素代表多個的路徑，路徑 可分為靜態路徑(static path)與動態路徑(dynamic path)，舉例來說，固定建築物可形成靜態路徑，而移動車輛產生的都普勒效應(Doppler Effect)可形成動態路徑。在多個的路徑中僅有少量的變動路徑的情況下，輸入訊號y(n)中的前導干擾訊號與後滯干擾訊號中至少之一的變動速率會降低，使得最佳前饋等化器係數f的改變速率與最佳反饋等化器係數b的改變速率中至少之一降低。因此，本發明根據此特徵來降低前饋等化器係數f之計算頻率與反饋等化器係數b之計算頻率中至少之一，以使決策回授等化器200在相同的硬體資源下具有更高的效能。
圖14為本發明之決策回授等化器200計算前饋等化器係數f及 反饋等化器係數b的時序圖。當決策回授等化器200應用於基於幀(frame)的數位通訊時(例如地面數位多媒體廣播(Digital Terrestrial Multimedia Broadcast,DTMB)或地面數位視訊廣播(Digital Video Broadcasting-Terrestrial,DVB-T))，第一列表示輸入訊號y(n)依序傳入決策回授等化器200的訊號幀，每個訊號幀包含標頭及資料本體，舉例來說，第一訊號幀F1包含標頭H1與資料本體B1，第二訊號幀F2包含標頭H2與資料本體B2，以此類推。第二列為通道估測器240依據訊號幀的標頭所依序產生的通道脈衝響應估測向量h；更詳細地說，通道估測器240在完整取得第一個訊號幀F1的標頭H1(時間T1H)時，依據標頭H1開始計算第一通道脈衝響應估測向量h1，並在時間T1c完成計算；類似地，通道估測器240在完整取得第二個訊號幀F2的標頭H2(時間T2H)時，依據標頭H2開始計算第二通道脈衝響應估測向量h2，並在時間T2c完成計算；以此類推。第三列為快速前饋等化器係數計算單元250依據通道脈衝響應估測向量h所依序產生的前饋等化器係數f；更詳細地說，快速前饋等化器係數計算單元250在通道估測器240完成第一通道脈衝響應估測向量h1的計算(時間T1c)之後，開始依據第一通道脈衝響應估測向量h1計算第一前饋等化器係數f1；在通道估測器240完成第二通道脈衝響應估測向量h2的計算(時間T2c)之後，開始依據第二通道脈衝響應估測向量h2計算第二前饋等化器係數f2；以此類推。第四列為反饋等化器係數計算單元260依據通道脈衝響應估測向量h以及前饋等化器係數f所依序產生的反饋等化器係數b；更詳細地說，反饋等化器係數計算單元260在快速前饋等化器係數計算單元250完成第一前饋等化器係數f1的計算(時間T1f)之後，根據第一通道脈衝響應估測向量h1以及第一前饋等化器係數f1計算第一反饋等化器係數b1；在快速前饋等化器係數計算單元250完成第二前饋等化器係數f2的計算(時間T2f)之後，根據第二通道脈衝 響應估測向量h2以及第二前饋等化器係數f2計算反饋等化器係數b2；以此類推。
在多個的路徑中僅有少量的變動路徑，且變動路徑之延遲時 間較其餘靜態路徑長的情況下，輸入訊號y(n)中的前導干擾訊號的變動速率會降低，使得導致最佳前饋等化器係數f的改變速率降低。由於前饋等化器係數f的計算複雜度大於反饋等化器係數b的計算複雜度，所以如果降低快速前饋等化器係數計算單元250產生前饋等化器係數f的頻率，則在相同的硬體資源下，決策回授等化器200的效能將可大幅提高。
圖9為本發明之決策回授等化器200以不同頻率計算前饋等 化器係數f及反饋等化器係數b之一實施例的時序圖，此實施例中快速前饋等化器係數計算單元250計算前饋等化器係數f的頻率為通道脈衝響應估測向量h的生成頻率的一半，而反饋等化器係數計算單元260計算反饋等化器係數b的頻率與通道脈衝響應估測向量h的生成頻率相同。更詳細地說，在第一個訊號幀F1的期間，快速前饋等化器係數計算單元250依據第一通道脈衝響應估測向量h1計算得到第一前饋等化器係數f1，且反饋等化器係數計算單元260依據通第一道脈衝響應估測向量h1及第一前饋等化器係數f1計算得到第一反饋等化器係數b1；在第二個訊號幀F2的期間，快速前饋等化器係數計算單元250不計算新的前饋等化器係數f，而反饋等化器係數計算單元260在第二通道脈衝響應估測向量h2計算完成後(時間T2c)，依據第二通道脈衝響應估測向量h2及第一前饋等化器係數f1計算得到第二反饋等化器係數b2；在第三個訊號幀F3的期間，快速前饋等化器係數計算單元250依據第三通道脈衝響應估測向量h3計算得到第三前饋等化器係數f3，且反饋等化器係 數計算單元260依據第三通道脈衝響應估測向量h3及第三前饋等化器係數f3計算得到第三反饋等化器係數b3；在第四個訊號幀F4的期間，快速前饋等化器係數計算單元250不計算新的前饋等化器係數f，而反饋等化器係數計算單元260在第四通道脈衝響應估測向量h4計算完成後(時間T4c)，依據第四通道脈衝響應估測向量h4及第三前饋等化器係數f3計算得到第四反饋等化器係數b4；以此類推。
計算完成的前饋等化器係數f與反饋等化器係數b，分別用來 更新前饋等化器210與反饋等化器230的濾波係數，兩者可同時更新或不同時更新。在不同時更新的一範例中，由於反饋等化器係數b的生成速率高於前饋等化器係數f的生成速率，所以反饋等化器230更新濾波係數的速率可以高於前饋等化器210更新濾波係數的速率。例如在圖9中反饋等化器230在每次反饋等化器係數b計算完成時(時間T1b、T2b、T3b、...)，依據當下最新生成的反饋等化器係數b更新濾波係數，而前饋等化器210則在每次前饋等化器係數f1、f3、f5、...計算完成時(時間T1f、T3f、T5f、...)，依據前饋等化器係數f1、f3、f5、...更新濾波係數。在某些實際應用上，前饋等化器210與反饋等化器230同時更新的表現比較優越；此時，計算頻率慢的，例如前饋等化器係數f的計算，可使用前次的結果與本次反饋等化器係數b計算的結果一起進行更新。更詳細地說，在同時更新的一範例中，在第一個訊號幀F1的期間，前饋等化器210在時間T1f依據第一前饋等化器係數f1更新濾波係數，而反饋等化器230在時間T1b依據第一反饋等化器係數b1更新濾波係數；在第二個訊號幀F2的期間，前饋等化器210同樣依據第一前饋等化器 係數f1再次更新濾波係數，而反饋等化器230在時間T2b依據第二反饋等化器係數b2更新濾波係數；以此類推。
圖10為本發明之決策回授等化器200以不同頻率計算前饋等 化器係數f及反饋等化器係數b之另一實施例的時序圖。有別於前一實施例，在這個實施例中，快速前饋等化器係數計算單元250計算前饋等化器係數f的頻率以及反饋等化器係數計算單元260計算反饋等化器係數b的頻率皆為通道脈衝響應估測向量h的生成頻率的一半。更詳細地說，在第一個訊號幀F1的期間，快速前饋等化器係數計算單元250依據第一通道脈衝響應估測向量h1計算得到第一前饋等化器係數f1，且反饋等化器係數計算單元260依據第一通道脈衝響應估測向量h1及第一前饋等化器係數f1計算得到第一反饋等化器係數b1；在第二個訊號幀F2的期間，快速前饋等化器係數計算單元250不計算新的前饋等化器係數f，而反饋等化器係數計算單元260亦不計算新的反饋等化器係數b；在第三個訊號幀F3的期間，快速前饋等化器係數計算單元250依據第三通道脈衝響應估測向量h3計算得到第三前饋等化器係數f3，且反饋等化器係數計算單元260依據第三通道脈衝響應估測向量h3及第三前饋等化器係數f3計算得到第三反饋等化器係數b3；在第四個訊號幀F4的期間，快速前饋等化器係數計算單元250不計算新的前饋等化器係數f，而反饋等化器係數計算單元260亦不計算新的反饋等化器係數b；以此類推。
在圖10的實施例中，前饋等化器210與反饋等化器230同時更新各自的濾波係數，亦即兩者在訊號幀F1、F3、F5...的期間同時更新。
實作上，快速前饋等化器係數計算單元250及反饋等化器係數計算單元260是依據通道估測器240的通道脈衝響應估測向量h的變動率 來決定計算濾波係數的頻率。當輸入訊號y(n)中的前導干擾訊號變化緩慢時，決策回授等化器200無需快速地計算前饋等化器係數f即可達到不錯的效果，故可以相對應地降低快速前饋等化器係數計算單元250的計算頻率；類似地，當輸入訊號y(n)中的後滯干擾訊號變化緩慢，此時決策回授等化器200無需快速地更新反饋等化器係數b即可達到不錯的效果，故可以相對應地降低反饋等化器係數計算單元260的計算頻率來降低系統的計算量，以降低系統的功耗。前導干擾訊號及後滯干擾訊號的變化程度可以藉由將當前的與先前的通道脈衝響應估測向量h做比較而得知。在一個實施例中，通道脈衝響應估測向量h的比較可以由通道估測器240執行後產生控制訊號通知快速前饋等化器係數計算單元250及反饋等化器係數計算單元260，快速前饋等化器係數計算單元250及反饋等化器係數計算單元260依據該控制訊號決定計算前饋等化器係數f與反饋等化器係數b的頻率；在其他的實施例中，如果可事先確定決策回授等化器200所使用的環境中，輸入訊號y(n)中的前導干擾訊號的變化比後滯干擾訊號的變化更為緩慢，則可以將快速前饋等化器係數計算單元250的計算頻率及反饋等化器係數計算單元260的計算頻率預先設定為固定的比例，計算前饋等化器係數f與反饋等化器係數b的頻率是可以預設的，例如圖9所示的1：2。
請注意，由於快速前饋等化器係數計算單元250涉及較複雜 的計算，所以在允許的情況下，以降低快速前饋等化器係數計算單元250的計算頻率為優先，以便有效地減少決策回授等化器200整體的計算量；然而，在其他的實施例中，快速前饋等化器係數計算單元250的計算頻率亦可設計為高於反饋等化器係數計算單元260的計算頻率(如圖11所示)，此時 前饋等化器210更新濾波係數的頻率可以高於反饋等化器230更新濾波係數的頻率，也可以是兩者同時更新。
圖12為本發明之決策回授等化器200以不同頻率計算前饋等 化器係數f及反饋等化器係數b之一實施方式的流程圖。當完成通道脈衝響應的估測後(步驟S510)，決定是否需改變前饋等化器係數f及反饋等化器係數b的計算頻率(步驟S515)。如果需要(例如兩者的計算頻率尚未決定或是通道脈衝響應估測向量h有劇烈的改變)，則依據通道脈衝響應估測向量h決定前饋等化器係數f及反饋等化器係數b的計算頻率(步驟S520)；如果不需要，則進行步驟S530，亦即判斷是否需計算前饋等化器係數f。如果需要計算，則在步驟S535中計算新的前饋等化器係數f；如果不需要計算，或是已計算完畢，則接下來判斷是否需更新前饋等化器的濾波係數(步驟S540)。 如果需更新，則將新的前饋等化器係數f套用(apply)或加載(load)至前饋等化器(步驟S545)；如果不需要更新，接下來則判斷是否需計算反饋等化器係數b(步驟S550)。如果需要計算，則在步驟S555中計算新的反饋等化器係數b；如果不需要計算，或是已計算完畢，則接下來判斷是否需更新反饋等化器的濾波係數(步驟S560)。如果需更新，則將新的反饋等化器係數b套用或加載至反饋等化器(步驟S565)；如果不需要更新或是已更新完畢，則計算下一個通道脈衝響應估測向量h(回到步驟S510)。
步驟S530及步驟S550的判斷可以(1)由通道估測器240執行再 對應控制快速前饋等化器係數計算單元250及反饋等化器係數計算單元260，例如當通道估測器240發現對應的等化器係數計算單元需要計算係數時，便以控制訊號通知其計算；或是(2)由快速前饋等化器係數計算單元250 及反饋等化器係數計算單元260各別執行，例如快速前饋等化器係數計算單元250及反饋等化器係數計算單元260各自儲存計算頻率(例如以控制參數表示或儲存於暫存器)，再依據收到通道脈衝響應估測向量h的次數及該計算頻率做判斷。
據以計算前饋等化器係數f的第一頻率及據以計算反饋等化 器係數b的第二頻率可以以訊號幀的頻率或是通道脈衝響應估測向量h的生成頻率為參考對象，例如是通道脈衝響應估測向量h的生成頻率的整數倍。 對圖9的實施方式而言，圖12的流程每執行2次，步驟S530只有1次會判斷為是，而步驟S550這在2次中皆判斷為是；對圖10的實施方式而言，圖12的流程每執行2次，步驟S530及步驟S550只有1次會判斷為是；對圖11的實施方式而言，圖12的流程每執行2次，步驟S530在這2次中皆判斷為是，而步驟S550只有1次會判斷為是。也就是說，本發明只要藉由調整前饋等化器係數f與反饋等化器係數b中至少之一的計算頻率(例如藉由適當調整步驟S530與步驟S550中至少之一的判斷條件)，使其低於訊號幀或通道脈衝響應估測向量h的產生頻率，即可有助減少決策回授等化器200的計算量。其中又因為計算前饋等化器係數f需要較大的計算量，所以只要能夠降低前饋等化器係數f的計算頻率，則可明顯改善決策回授等化器的效能。再者，如先前所述，如果快速前饋等化器係數計算單元250的計算頻率及反饋等化器係數計算單元260的計算頻率已事先決定，則步驟S515及步驟S520可略過。
此外，本發明還可以適時地微調前饋等化器係數f及反饋等化 器係數b來達到更佳的效果。圖13為本發明決策回授等化器之另一實施方式的功能方塊圖。決策回授等化器600的前饋等化器610及反饋等化器630除了 分別具有前述前饋等化器210及反饋等化器230的功能外，還可依據決策器220的輸入(與前饋等化器610的前饋等化濾波結果及反饋等化器630的反饋等化濾波結果有關)及輸出來分別微調自身的等化器係數。兩者可以利用習知的最小均方(Least Mean Square,LMS)演算法、遞回最小平方(Recursive Least Square,RLS)演算法或與這兩者等效或相似的演算法來微調係數。以最小均方演算法為例，前饋等化器610及反饋等化器630可以藉由調整以下方程式的學習率(learning rate)(亦或稱為更新率(update rate))，來更新或微調各自的等化器係數。
f '= f +μ 1 e*r f (4)
b '= b +μ 2 e*r b (5)f’及b’分別為微調後的前饋等化器係數及反饋等化器係數，f及b分別為微調前的前饋等化器係數及反饋等化器係數，μ 1及μ 2為學習率，e為決策器220決策後與決策前之誤差值(亦即誤差值e與前饋等化器610的前饋等化濾波結果、反饋等化器630的反饋等化濾波結果及決策器220所輸入的決策訊號相關)，γ f 及γ b 為等化器輸入訊號。對應前述的微調機制，圖12之流程圖可以在步驟S580後加上微調前饋等化器係數f及微調反饋等化器係數b的步驟。請注意，上述的前饋等化器210及前饋等化器610亦可以由分數間隔(fractionally-spaced)型的前饋等化器實作。
雖然本發明的實施例如上所述，然而該些實施例並非用來限定本發明，本技術領域具有通常知識者可依據本發明之明示或隱含之內容對本發明之技術特徵施以變化，凡此種種變化均可能屬於本發明所尋求之專利保護範疇，換言之，本發明之專利保護範圍須視本說明書之申請專利 範圍所界定者為準。
S510~S565‧‧‧步驟

Claims (15)

  1. 一種決策回授等化器，包含：一通道估測器，依據一輸入訊號，以一通道脈衝響應估測頻率產生一通道脈衝響應估測向量；一前饋等化器係數計算單元，耦接該通道估測器，依據該通道脈衝響應估測向量，以一第一頻率產生一前饋等化器係數；一反饋等化器係數計算單元，耦接該通道估測器及該前饋等化器係數計算單元，依據該通道脈衝響應估測向量及該前饋等化器係數，以一第二頻率產生一反饋等化器係數；一前饋等化器，耦接該前饋等化器係數計算單元及一決策器，依據該輸入訊號與該前饋等化器係數產生一前饋等化濾波結果；一反饋等化器，耦接該反饋等化器係數計算單元及該決策器，依據一決策訊號與該反饋等化器係數產生一反饋等化濾波結果；以及該決策器，依據該前饋等化濾波結果及該反饋等化濾波結果產生一更新後決策訊號；其中該第一頻率與該第二頻率中至少之一小於該通道脈衝響應估測頻率。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的決策回授等化器，其中該第一頻率小於該第二頻率。
  3. 如申請專利範圍第2項所述的決策回授等化器，其中該前饋等化器及該反饋等化器分別以該前饋等化器係數及該反饋等化器係數同時更新各自的濾波係數，該前饋等化器係數及該反饋等化器係數非依據同一通道脈衝響應估測向量產生。
  4. 如申請專利範圍第2項所述的決策回授等化器，其中該第二頻率小於該通道脈衝響應估測頻率。
  5. 如申請專利範圍第1項所述的決策回授等化器，其中該通道估測器係將該通道脈衝響應估測向量與一先前通道脈衝響應估測向量做比較以產生一比較結果，並依據該比較結果輸出控制訊號至該前饋等化器係數計算單元與該反饋等化器係數計算單元中至少之一，以決定該第一頻率及該第二頻率。
  6. 如申請專利範圍第1項所述的決策回授等化器，其中該前饋等化器係數計算單元及該反饋等化器係數計算單元係各自將該通道脈衝響應估測向量與一先前通道脈衝響應估測向量做比較以產生一比較結果，並依據該比較結果分別決定該第一頻率及該第二頻率。
  7. 如申請專利範圍第1項所述的決策回授等化器，其中該前饋等化器依據該前饋等化濾波結果、該反饋等化濾波結果及該決策訊號，調整該前饋等化器係數，以及該反饋等化器依據該前饋等化濾波結果、該反饋等化濾波結果及該決策訊號，調整該反饋等化器係數。
  8. 如申請專利範圍第7項所述的決策回授等化器，其中該前饋等化器基於一演算法調整該前饋等化器係數，該反饋等化器基於該演算法調整該反饋等化器係數，該演算法係為最小均方演算法及遞回最小平方演算法的其中之一。
  9. 一種決策回授等化器之控制方法，包含：依據一輸入訊號以一通道脈衝響應估測頻率產生一通道脈衝響應估測向量； 依據該通道脈衝響應估測向量，以一第一頻率產生一前饋等化器係數；依據該通道脈衝響應估測向量及該前饋等化器係數，以一第二頻率產生一反饋等化器係數；依據該輸入訊號與該前饋等化器係數產生一前饋等化濾波結果；以及依據一決策訊號與該反饋等化器係數產生一反饋等化濾波結果；依據該前饋等化濾波結果及該反饋等化濾波結果產生一更新後決策訊號；其中該第一頻率與該第二頻率中至少之一小於該通道脈衝響應估測頻率。
  10. 如申請專利範圍第9項所述的控制方法，其中該第一頻率小於該第二頻率。
  11. 如申請專利範圍第10項所述的控制方法，更包含：分別以該前饋等化器係數及該反饋等化器係數同時更新一前饋等化器及一反饋等化器的濾波係數，該前饋等化器係數及該反饋等化器係數非依據同一通道脈衝響應估測向量產生。
  12. 如申請專利範圍第10項所述的控制方法，其中該第二頻率小於該通道脈衝響應估測頻率。
  13. 如申請專利範圍第9項所述的控制方法，更包含：將該通道脈衝響應估測向量與一先前通道脈衝響應估測向量做比較以產生一比較結果；以及依據該比較結果決定該第一頻率及該第二頻率。
  14. 如申請專利範圍第9項所述的控制方法，更包含：依據該前饋等化濾波結果、該反饋等化濾波結果及該決策訊號，調整該 前饋等化器係數；以及依據該前饋等化濾波結果、該反饋等化濾波結果及該決策訊號，調整該反饋等化器係數。
  15. 如申請專利範圍第14項所述的控制方法，更包含：基於一演算法調整該前饋等化器係數；以及基於該演算法調整該反饋等化器係數；其中該演算法係為最小均方演算法及遞回最小平方演算法的其中之一。
TW104133017A 2015-10-07 2015-10-07 決策回授等化器及其控制方法 TWI575910B (zh)

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