TWI554001B

TWI554001B - 用於控制電力級的切換式轉換器之控制器和方法、電子裝置、用於充電調制器之控制器

Info

Publication number: TWI554001B
Application number: TW101132481A
Authority: TW
Inventors: 艾瑞克Ｍ索利
Original assignee: 英特希爾美國公司
Priority date: 2011-10-06
Filing date: 2012-09-06
Publication date: 2016-10-11
Also published as: TW201316653A

Description

用於控制電力級的切換式轉換器之控制器和方法、電子裝置、用於充電調制器之控制器

本發明是關於一種具有升壓能力的充電調制器。

相關申請案之交互參照

此申請案主張在西元2011年10月6日所提出的美國臨時申請案序號第61/544,044號以及在西元2011年10月6日所提出的美國臨時申請案序號第61/544,058號的利益，該二件美國臨時申請案是由此將其整體以參照方式而納入本文。

在習用充電器中，轉接器(adapter)將電力提供給充電器與系統負載。隨著系統負載增大，充電電流被減小以使得轉接器電流不會成為超過其極限。一旦充電電流已經減小到零，任何附加的系統負載致使轉接器成為超過其極限。

某些組態允許系統負載取得比轉接器的最大功率額定值為更大許多。此可持續一段時間期間(例如：數秒)而直到溫度額定值為超過或直到任務為完成。舉例而言，英特爾(Intel)公司已經將一種“加速(turbo)”模式採用到其之Sandy Bridge與Ivy Bridge中央處理單元(CPU,central processing unit)，以允許CPU暫時超過轉接器的功率額定值，此種情況可能持續而直到CPU變得過熱或用其他方式完成其任務。

根據本發明的一個實施例之一種用於控制從轉接器接收電流之電力級的轉換器之控制器包括：電流誤差系統、調制器、及開關控制系統。該轉接器可將電流提供到電力級以及到負載，且該轉換器為運作在降壓模式中以用於將電池充電且在升壓模式中以用於將該電池放電到負載。該電流誤差系統將轉接器電流與預定轉接器電流位準比較，且發展指示其的控制訊號。該調制器是基於該控制訊號來發展至少一個脈衝控制訊號，且具有使用該至少一個脈衝控制訊號，以用於控制該轉換器的輸出。該開關控制系統控制該電流誤差系統與調制器，以當轉接器電流為小於或等於預定轉接器電流位準時，將轉換器操作在降壓模式中，且控制該電流誤差系統與調制器，以當轉接器電流超過預定轉接器電流位準時，將轉換器操作在升壓模式中。

根據一個實施例之一種構成以接收轉接器電流、構成以耦接充電式電池、且具有系統負載的電子裝置包括：電源節點、電池節點、轉換器、及轉換器控制系統。該電源節點是用於接收轉接器電流且用於獲得電流到系統負載，且該電池節點是用於耦接到電池。該轉換器被耦接到電源節點與電池節點，且經構成以操作在降壓模式中而用於使用轉接器電流來將電池充電，且操作在升壓模式中而用於將該電池放電到電源節點。該轉換器控制系統包括：電流監視系統、調制器、及開關控制系統。該電流監視系統將轉接器電流與預定轉接器電流位準比較，且發展指示其的控制訊號。該調制器是基於該控制訊號來發展至少一個脈衝控制訊號，且具有使用該至少一個脈衝控制訊號，以用於控制該轉換器的輸出。該開關控制系統控制該電流監視系統與調制器，以當轉接器電流為小於或等於預定轉接器電流位準時，將轉換器操作在降壓模式中，控制該電流監視系統與調制器，以當轉接器電流超過預定轉接器電流位準時，將轉換器操作在升壓模式中。

一種控制電力級的轉換器之方法被描述，其中轉接器將電流提供到電力級以及到負載，且其中該轉換器為運作在降壓模式中以用於將電池充電，且在升壓模式中以用於將電池放電到負載。該種方法包括：將轉接器電流與預定轉接器電流位準比較，且提供指示其的控制訊號；基於該控制訊號來調制至少一個脈衝控制訊號；當轉接器電流為小於或等於預定轉接器電流位準時，施加該至少一個脈衝控制訊號以將該轉換器操作在降壓模式中；及當轉接器電流超過預定轉接器電流位準時，施加該至少一個脈衝控制訊號，以將該轉換器操作在升壓模式中。

以下說明被提出致使一般技藝人士能夠作成且使用如在特定應用與其要求之情況內所提供的本發明。然而，較佳實施例的種種修改將對於熟習此技藝人士為顯明，且在本文所定義的概括原理可被應用到其他實施例。因此，本發明無意被受限於本文所顯示及描述的特定實施例，而是要符合其與在本文所揭示的原理與新穎特徵為一致的最大範疇。

超過轉接器功率額定值之情況將引起安全性的關注。為了避免犯下在轉接器的過電流情況，如本文所述的一種充電調制器被逆向操作在升壓模式中以將來自電池的放電電流提供到系統負載。隨著系統負載增大而為高於轉接器功率極限，電池放電電流增大以阻止轉接器成為超過其最大電流極限。偵測何時升壓以及如何控制轉換器是此揭露內容的主題。甚者，電池放電電流極限被提出，其可能與充電電流極限有密切的關係。

圖1是一種電子裝置109的簡化方塊圖，電子裝置109包括根據本發明之一個實施例所實施的一種充電調制器111。經顯示在101的AC線路電壓被提供到AC轉接器103的輸入，AC轉接器103將AC電壓轉換為DC轉接器電壓VADP。VADP顯示為被提供到適合的連接器105，其與經提供到電子裝置109之相容的連接器107配接。以此方式，VADP被提供到充電調制器111的一個輸入，充電調制器111將輸出電壓VOUT提供到系統負載113。電池119將電池電壓VBAT提供到充電調制器111的另一個輸入以當AC轉接器103為不可利用時而用於發展VOUT。電池119與系統負載113顯示為參考到接地(GND)，瞭解的是，GND概括代表任何適合的正或負電壓位準及/或多個接地型式，諸如：電力接地、訊號接地、類比接地、機殼接地、等等。

電子裝置109可為任何型式的電子裝置，包括行動、可攜式、或手持式裝置，諸如例如：任何型式的個人數位助理(PDA,personal digital assistant)、個人電腦(PC,personal computer)、可攜式電腦、膝上型電腦等等、手機、個人媒體裝置等等。電子裝置109的主要功能是由系統負載113所實行，系統負載113可包括一或多個不同的系統負載元件。在圖示的實施例中，系統負載113包括處理器，諸如：微處理器或控制器或類似者，其被耦接到常用於電子裝置之任何組合的任何型式的記憶體，諸如：種種型式的RAM與ROM以及類似者。

圖2是根據本發明之一個實施例所實施的充電調制器111的更詳細示意及方塊圖。充電調制器111包括控制器200與電力級204，電力級204包括或用其他方式被耦接到其可為可移式的電池119。電力級204包括由電子開關Q1與Q2以及電感器L所形成的轉換器，其為運作在“降壓(buck)”模式中以使用來自AC轉接器103的VADP來將電池119充電、及在“升壓(boost)”模式中以將電池119的電壓升壓以便將電池119放電到系統負載113。

VADP被提供到感測電阻器RSA的一端，其被耦接到節點CSIP，其經構成作為對於控制器200的輸入。在一個實施例中，控制器200被實施在積體電路(IC,integrated circuit)，其中輸入/輸出(I/O,input/output)節點(以方形符號所顯示)被實施作為IC的接腳，雖然分離實施同樣被思及。節點與接腳被指為相同名稱，除非在本文另為指出。RSA的另一端被耦接到節點CSIN，其作為控制器200的另一個接腳。雖然未顯示，可能有與CSIN以及CSIP接腳為串聯耦接的濾波元件(例如：電阻、電容或其組合)。

節點CSIN還被使用作為(或用其他方式被耦接到)充電調制器111的輸出節點，充電調制器111發展其被提供到系統負載113的輸出電壓VOUT。節點CSIN被耦接到電子開關Q1的汲極，開關Q1的源極是在相位(PHASE)節點被耦接到電子開關Q2的汲極。Q2的源極被耦接到GND。PHASE節點被構成作為控制器200的一個接腳，其被耦接到電感器L的一端，電感器L的另一端被耦接到節點CSOP，其被耦接到另一個感測電阻器RSB的一端。RSB的另一端被耦接到節點CSON，其進而被耦接到電池119的正端子，電池119的負端子被耦接到GND。CSOP與CSON被構成作為控制器200的接腳，且CSOP發展電池電壓VBAT。雖然未顯示，可能有與CSON以及CSOP接腳為串聯耦接的濾波元件(例如：電阻、電容、或其組合)。諸如電晶體元件或類似者的切換裝置可能被耦接在VBAT與VOUT之間以當該AC轉接器103被切離時而將電池電力提供到系統負載113。

在圖示的實施例中，電子開關Q1與Q2可各自被實施為如熟習此技藝人士所習知的N通道式金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET,metal oxide semiconductor field effect transistor)。其他型式的電子切換裝置可能被使用，包括其他型式的FET與類似者、以及諸如雙極接面電晶體(BJT,bipolar junction transistor)或絕緣閘極式雙極電晶體 (IGBT,insulated-gate bipolar transistor)與類似者之其他型式的電晶體等等。

轉換器(開關Q1與Q2以及電感器L)和感測電阻器RSB共同實施充電調制器111的電力級204。電力級204的操作是由控制器200所控制，如在本文所進一步描述。轉接器電流IADP是在AC轉接器103被連接時而流通過感測電阻器RSA。充電電流ICHG流通過感測電阻器RSB而表示對於電池119的充電電流。ICHG還表示當在升壓模式時的放電電流，如下文所進一步描述，當電池119亦提供電力(放電)時。負載電流ILD被顯示從電力級204流出以將負載電流提供到系統負載113。

在一個實施例中，電池119的電壓VBAT範圍為在約9到13伏特(V)之間，且轉接器電壓VADP為約19V。CSIN節點被耦接到“系統匯流排”節點，其發展VOUT為在約19V。在圖示的實施例中，電力級204是當電池119正在被充電且ICHG為正時而被操作在降壓轉換器模式(或降壓模式)之中，且電力級204是當電池119正在放電且ICHG為負時而被操作在升壓轉換器模式(或升壓模式)之中以將電池電壓升壓到轉接器電壓位準。負ICHG(-ICHG)亦可被稱作為正放電電流IDCHG。

CSIP與CSIN節點/接腳被分別提供到在控制器200之內的電流感測放大器201的非反相或正(+)輸入與反相或負(-)輸入以供感測轉接器電流IADP。電流感測放大器201的輸出發展其被提供到交越多工器(CROSS MUX,crossover multiplexer)203的上方輸入的轉接器電流反饋(ACFB,adapter current feedback)電壓。轉接器電流參考(ACREF,adapter current reference)電壓被提供到CROSS MUX 203的下方輸入，CROSS MUX 203接收控制訊號BOOST。CROSS MUX 203的右上方輸出被提供到轉接器電流誤差放大器205的負輸入，且CROSS MUX 203的右下方輸出被提供到誤差放大器205的正輸入。誤差放大器205的輸出被提供到最小電流選擇多工器(IMIN MUX,minimum current select multiplexer)207的一個輸入。

CSOP與CSON節點被分別提供到其由訊號BOOST所控制的另一個CROSS MUX 209的上方與下方輸入。CROSS MUX 209的上方與下方輸出被分別提供到其用於感測充電電流ICHG的充電感測放大器211的正與負輸入。感測放大器211的輸出發展其被提供到充電電流誤差放大器215的負輸入的充電電流反饋(CCFB,charge current feedback)電壓。充電電流參考(CCREF,charge current reference)電壓被提供到CROSS MUX 213的上方輸入，且放電電流參考(DCREF,discharge current reference)電壓被提供到CROSS MUX 213的下方輸入。CROSS MUX 213的上方輸出被提供到誤差放大器215的正輸入。誤差放大器215的輸出被提供到IMIN MUX 207的另一個輸入。IMIN MUX 207的輸出被提供到節點ICOMP，其進而被耦接到在ICOMP與GND之間所耦接的補償電容器C1。在圖示的實施例中，C1被提供在控制器200的外部而致能補償的調整且/或如所期望而致能其他適合形式的補償。

誤差放大器205、215與217是在其輸出提供電流訊號的互導(gm)放大器。IMIN MUX 207選擇誤差放大器205與215之中的最低或“較負”電流位準(較大電流汲取)且提供電流IMIN_SEL來將電容器C1充電以在ICOMP節點之上發展ICOMP電壓。若二個電流均為正，較低的電流被選擇作為IMIN_SEL；若一個電流為正且另一者為負，負電流被選擇作為IMIN_SEL；若二個電流均為負，具有較大量(較負)的電流被選擇作為IMIN_SEL。

CSON節點感測電池電壓VBAT且被提供到其包括電阻器R1與R2的電阻分壓器，電阻器R1與R2是在控制器200之內而被串聯耦接在節點CSON與GND之間。電阻器R1與R2的中間接面發展充電電壓反饋(CVFB,charge voltage feedback)電壓，其被提供到充電電壓誤差放大器217的負輸入。充電電壓參考(CVREF,charge voltage reference)電壓被提供到誤差放大器217的正輸入。誤差放大器217的輸出被耦接到節點VCOMP，其進而被耦接到包括在VCOMP與GND之間所串聯耦接的電容器C2與電阻器R3之一種補償電路。在圖示的實施例中，C2與R3被提供在控制器200的外部而致能補償的調整。

ICOMP與VCOMP節點被提供到VMIN緩衝器219的個別輸入，VMIN緩衝器219選擇ICOMP與VCOMP電壓位準之中的較低者來作為在其輸出的COMP電壓。CROSS MUX 209的上方與下方輸出亦被分別提供到放大器221的正與負輸入，放大器221是在一個端子接收COMP且在另一個端子提供控制電壓VCTRL。若放大器221的增益為G，則放大器221操作以產生VCTRL=COMP-G(CSOP-CSON)。放大器221的增益G是相當低的增益以實施低增益的內部電流迴路，如在本文所進一步描述。

VCTRL被提供到脈衝寬度調變(PWM,pulse width modulation)比較器223，其在另一個輸入接收斜波(RAMP)電壓且在其輸出發展PWM訊號。RAMP是由斜波產生器226所提供，其中，RAMP被顯示為三角形斜波或類似者(雖然替代的斜波組態被思及)。在一個實施例中，RAMP以預定時脈頻率振盪。在一個實施例中，RAMP的頻率是約400千赫(KHz,kilohertz)。RAMP是藉由脈衝寬度調變比較器223來與VCTRL比較以發展PWM。PWM被提供到CROSS MUX 225的上方輸入且被提供到同步閘極控制器229的輸入。同步閘極控制器229被耦接到PHASE與GND節點(耦接到電力級204)且將輸出提供到CROSS MUX 225的下方輸入。在一個實施例中，同步閘極控制器229還可被耦接到CSIN節點來感測Q1的汲極到源極電壓(VDS)以在若期望時而在升壓模式中實施二極體仿真。CROSS MUX 225的上方輸出被耦接到節點UGATE而經提供到Q1的閘極，且CROSS MUX 225的下方輸出被耦接到節點LGATE而經提供到Q2的閘極。

VCTRL還被提供到保持比較器227的正輸入，其在負輸入接收一個保持臨限電壓HOLD TH。HOLD TH被設定到低於RAMP電壓的最小位準之下的電壓，RAMP電壓是斜升在最小斜波電壓RAMP VALLEY與峰值斜波電壓RAMP PEAK之間。HOLD TH被設定在低於RAMP VALLEY為某預定量的電壓，該預定量被概括選擇為等於或大於脈衝寬度調變比較器223與保持比較器227的預期偏移電壓的總和，藉以確保該保持比較器227以比該脈衝寬度調變比較器223為較低的電壓臨限而切換。保持比較器227的輸出將訊號HOLD提供到鎖存器231的HOLD輸入。升壓比較器233分別在其正與負輸入來接收ACFB與ACREF，且具有輸出以將訊號MODE提供到鎖存器231的IN輸入。升壓(BOOST)訊號是在鎖存器231的Q輸出被提供。

斜波產生器226、脈衝寬度調變比較器223、同步閘極控制器229與CROSS MUX 225共同形成一種調制器，其基於控制電壓VCTRL而驅動UGATE與LGATE以控制該電力級204的轉換器部分。在降壓模式中，調制器部分是根據降壓操作而驅動該轉換器以將電池119充電。在升壓模式中，調制器的輸出是由CROSS MUX 225所倒轉，根據升壓操作而驅動該轉換器以將電池119放電。注意的是，替代的調制器與調制器型式可被使用以提供升壓功能性。

快速模式改變電路235包括：電流感測放大器237與243、比較器239與245、以及延遲方塊241與247。CSIP與CSIN節點被分別耦接到各個感測放大器237與243的正與負輸入。感測放大器237的輸出被提供到比較器239的正輸入，比較器239是在其負輸入接收ACREF且將OVER 訊號提供到延遲方塊241的輸入。延遲方塊241的輸出被提供到鎖存器231的設定(S)輸入。感測放大器243的輸出被提供到比較器245的負輸入，比較器245是在其正輸入接收ACREF且將UNDER訊號提供到延遲方塊247的輸入。延遲方塊247的輸出被提供到鎖存器231的重設(R)輸入。

各個CROSS MUX(203、209、213、225)是以如由BOOST所控制的相同方式操作。在正常或“降壓”模式中，BOOST為低，且各個CROSS MUX將其輸入直接通過到其輸出，使得上方輸入被耦接到上方輸出且下方輸入被耦接到下方輸出。在當BOOST被判定為高時的升壓模式中，該等輸入被交叉耦接到該等輸出，使得上方輸入被改為耦接到下方輸出且下方輸入被改為耦接到上方輸出。注意的是，各個CROSS MUX(203、209、213、225)可能被置放在個別訊號路徑中的其他位置以使對應訊號為倒置。

指示轉接器電流IADP之跨於感測電阻器RSA(在CSIP與CSIN節點之間)的電壓是由電流感測放大器201(例如：增益為20)來增大增益，且位準是相對於GND所移位以提供ACFB電壓。當BOOST為低，ACFB與ACREF(轉接器電流參考)直接通過到誤差放大器205來發展第一控制電流訊號。以類似方式，指示充電電流ICHG之跨於感測電阻器RSB(在CSOP與CSON節點之間)的電壓是由感測放大器211(例如：增益為20)來增大增益，且位準是相對於GND所移位以提供CCFB電壓。當BOOST為低時，CCFB與 CCREF(充電電流參考)被提供到誤差放大器215來發展第二控制電流訊號。較負電流位準(如前所述)是由IMIN MUX 207所選擇而提供為IMIN_SEL，其由ICOMP節點所補償(經由電容器C1)。以此方式，請求較少的電流之放大器被選擇作為潛在控制操作。

在CSON所發展的電池電壓VBAT被提供到電阻分壓器R1與R2。誤差放大器217將電池電壓反饋與CVREF(充電電壓參考)比較，且誤差放大器217的輸出驅動VCOMP節點。

充電電流輸出是跨於CSOP-CSON所測量且設定低增益的內部電流迴路以使電力級204為除Q。如圖所示，當BOOST為低，CSOP與CSON被提供到放大器221以COMP來調整VCTRL訊號。在一個實施例中，放大器221具有相當低的增益(例如：增益為5)。VMIN緩衝器219選擇ICOMP與VCOMP之中的較低電壓來作為其饋入該內部電流迴路的COMP，其中該充電電流電壓值的倍數(例如：5)是從COMP所減去以發展VCTRL。

VCTRL是與RAMP比較以產生PWM來控制電力級204的Q1與Q2之切換。在當BOOST為低時的降壓模式中，PWM控制UGATE以供控制Q1之切換，且同步閘極控制器229控制LGATE以供控制Q2之切換。在降壓模式中，電力級204被操作為降壓式的轉換器，由於VBAT的電壓是小於VADP。在降壓模式期間，當PWM成為高時，UGATE被驅動為高以接通Q1，而當PWM成為低時，UGATE被驅動為低以截斷Q1。停滯時間控制可經實施以使得Q1與Q2不會同時被接通。在降壓模式中，於各個PWM週期期間，Q2是在Q1被截斷後而被接通。

未由PWM所驅動的開關Q1或Q2被稱作為“同步”開關。當在降壓模式中且並非在升壓模式中，Q1是主開關且Q2是同步開關。在一個實施例中，同步開關被驅動以仿真二極體(二極體仿真)。尤其，當通過電感器L的電流是在PWM於降壓模式期間成為低之後而達到大約為零，Q2是在其餘期間被切斷。為了作出此決定，同步閘極控制器229將PHASE的電壓與GND比較以決定Q2的汲極到源極電壓(VDS)且當其為大約相等(其可能相對於預定偏移電壓)而將Q2切斷。CSIN可被提供到同步閘極控制器229以監測Q1的VDS而在若期望時將Q1在升壓模式期間操作於二極體仿真。

當在升壓模式時，PWM訊號改為驅動LGATE以控制Q2(其在升壓模式中為主開關)的切換且Q1是同步開關。在升壓模式中，電池119是透過RSB來放電且電力級204被操作為升壓式轉換器。當放電電流是高於連續電流模式(CCM,continuous current mode)/不連續電流模式(DCM,discontinuous current mode)臨限時，Q1被操作在同步模式且概括如同Q2被切換到相反狀態。因此，在高於CCM/DCM臨限的各個PWM週期期間，當Q2被接通時，Q1為截斷，且反之亦然(雖然二者是根據停滯時間控制操作而可能不會同時被接通)。然而，當在升壓模式中的放電電流是低於 CCM/DCM臨限，Q1被保持為截斷，其中，其本體二極體成為起作用者。如熟習此技藝人士所瞭解，存在用來控制同步開關的其他技術。

CCM/DCM臨限可基於輸入電壓VADP(在CSIP)、輸出電壓VOUT、電感器L的電感L、及其為RAMP頻率的操作頻率來決定。在一個實施例中，VADP與RAMP頻率是相當地固定，使得CCM/DCM臨限是根據VOUT而變化。在另一個實施例中，CCM/DCM臨限是基於VOUT的平均位準而為預定。不同於CCM/DCM界限的其他臨限可取決於特定的實施或操作參數而經選取。

誤差放大器205、215、與217之中的一者控制由IMIN MUX 207與VMIN緩衝器219所選擇的操作。本質上，無論哪個裝置均操作要求較少的電流或電壓以降低PWM控制迴路操作的工作週期。在當BOOST為低時的降壓模式中，當VCTRL維持為高於HOLD TH電壓位準時，保持比較器227判定HOLD訊號為高以保持鎖存器231的HOLD輸入為高而保持BOOST經鎖存為低。若VCTRL下降為低於HOLD TH，PWM脈衝降低到零且保持比較器227判定HOLD為低以解除該鎖存器231的HOLD輸入。比較器233於是當ACFB上升為高於ACREF時而判定MODE為高，其致使BOOST成為高。當BOOST成為高時，CROSS MUX 203、209、213、與225之中的各者均切換狀態以進入升壓操作模式。

當BOOST在升壓模式中被判定為高時，對於誤差放大器205的輸入翻轉，致使ICOMP、COMP與VCNTRL上升。一旦VCTRL上升為高於HOLD TH且PWM脈衝被再次產生時，則BOOST的狀態被鎖上且不會改變而直到VCTRL再次成為低於HOLD TH，除非是由快速模式改變電路235所切換，快速模式改變電路235是在下文來進一步描述。當在升壓模式中的系統負載減小而使得ACFB僅僅為低於ACREF設定點，ACFB為低於ACREF並且VCTRL被驅動下降且MODE為低。當VCTRL成為低於HOLD TH，保持比較器227將HOLD拉低，其將鎖存器231的HOLD輸入拉低，使得BOOST成為低而切換到降壓模式。

總之，在當BOOST為低時的降壓模式中，CROSS MUX 203、209、213、與225之中的各者直接將其輸入耦接通過到其輸出且電力級204被操作為正常降壓模式調制器。在此情形，ACFB<ACREF或CCFB<CCREF之中的一者驅動COMP與VCTRL為較高，PWM訊號驅動UGATE，且內部電流迴路被組態為用於負反饋。當BOOST成為高以用於升壓模式時，則CROSS MUX 203、209、213、與225之中的各者將其輸入交叉耦接到其輸出而造成電力級204為操作在升壓模式中以將電池電壓升壓到VADP的電壓位準。在此情形，ACFB<ACREF及CCFB<CCREF及CVFB<CVREF驅動COMP為較低，PWM訊號驅動LGATE，且內部電流迴路被重新組態為用於負反饋。

轉接器控制迴路概括在當轉接器直到電池達到其放電電流極限時而在其電流極限之穩態中調節ACFB=ACREF，如本文所述。然而，在涉及升壓模式改變的系統負載步進之下，此可能會因為ICOMP或VCOMP必須放電將VCTRL拉到HOLD TH以在模式之間切換而為緩慢。快速模式改變電路235有利於降壓與升壓模式之間的相當快速切換。

電流感測放大器237的增益是低於電流感測放大器201的增益為相差預定量，且比較器239將放大器237的輸出與ACREF比較。當在降壓模式時，若轉接器電流IADP是響應於負載增加步進而快速增大以使得ACFB上升高於ACREF為相差對應量，則比較器239切換且判定OVER為高。若OVER至少在延遲方塊241的持續期間維持為高，則延遲方塊241觸發且設定該鎖存器231來將BOOST拉高，而不論IN或HOLD的狀態為何而切換到升壓模式。

在一個實施例中，電流感測放大器237的增益是約10%低於電流感測放大器201的增益(例如：增益為18)，使得當ACFB是在延遲期間為約10%高於ACREF，操作切換到升壓模式。在一個實施例中，延遲方塊241的延遲是在約100-200微秒(μs)的範圍中以在沒有響應於假訊號之跳脫的情況下而達成相當快速的響應。該延遲可能在替代組態中為任何適合的量。

同理，電流感測放大器243的增益是高於電流感測放大器201的增益為相差預定量，且比較器245將放大器243的輸出與ACREF比較。當在升壓模式時，若轉接器電流IADP是響應於負載減小而快速減小以使得ACFB下降低於ACREF為相差對應量，則比較器245切換且判定UNDER為高。若UNDER至少在延遲方塊247的持續期間維持為高，則延遲方塊247觸發且重設該鎖存器231來將BOOST拉低，而不論IN或HOLD的狀態為何而切換回到降壓模式。

在一個實施例中，電流感測放大器243的增益是約10%高於電流感測放大器201的增益(例如：增益為22)，使得當ACFB是在延遲期間為約10%低於ACREF，操作從升壓模式切換到降壓模式。在一個實施例中，延遲方塊247的延遲是同樣為約100微秒(μs)以在沒有響應於假訊號之跳脫的情況下而達成相當快速的響應。

快速模式改變電路235致能響應於較快速的負載暫態而在降壓與升壓操作模式之間的較快速轉變。延遲方塊241與247插入充分的延遲以避免響應於其不具有充分的持續期間來辨明切換模式的瞬間尖峰或負載轉變而在降壓與升壓模式之間的切換。延遲方塊241與247的延遲為充分短以致能在模式間的切換是比轉接器與電池控制迴路要快。

參考值ACREF、CCREF、DCREF、與CVREF可能為固定在預定位準。替代而言，該等參考值之中的一或多者可能為可程式規劃。在一種可程式規劃組態中，一或多個內部或外部可程式規劃裝置(未顯示)提供可程式規劃參考值之中的一或多者。

通常，諸如電池19的充電式電池是相較於充電電流而額定為不同放電電流。舉例來說，電池19可相較於其充電電流而額定為較大放電電流。在降壓模式中，CROSS MUX 213選擇CCREF來提供到誤差放大器215以調節最大充電電流位準。在升壓模式中，CROSS MUX 213選擇DCREF 來提供到誤差放大器215以調節最大放電電流位準。若最大充電與放電電流是相等或大約相等，則單一個充電參考可經使用且被直接提供到誤差放大器215以調節最大充電與放電電流位準二者。

圖3是描繪其說明根據一個實施例之充電調制器111的操作之負載電流ILD、轉接器電流(IADP)、放電電流(-ICHG或IDCHG)、補償控制電壓VCTRL、與BOOST訊號對時間的簡化曲線圖。ILD被描繪為相對於零(0安培或“0A”)且從0A以固定速率斜升到未限定的電流位準，IADP是由ACFB所指出且被描繪為相對於ACREF，-ICHG是由CCFB所指出而被描繪在DCREF與CCREF之間且為相對於0A，COMP被描繪為相對於HOLD TH，且BOOST是二進位或數位值，其對於降壓模式被判定為低(或邏輯“0”)、且對於升壓操作模式被判定為高(或邏輯“1”)。

誤差放大器217的操作被忽略或用其他方式而未說明，其中假設的是，電池119為不在其最大電壓位準。注意的是，當電池119為完全充電，放大器217阻止降壓模式(或允許僅為最小的降壓模式)以阻止電池119的進一步充電。然而，升壓模式可能在當負載企圖取得比轉接器可提供者更多的電流時而被使用，在此情形，電池119被放電以補充負載電流。當電池119為未完全充電，迴路控制是在誤差放大器205與215之間。曲線圖描繪其被提供到系統負載113的負載電流ILD、如由ACFB所指示且相對於ACREF的轉接器電流IADP、相對於CCREF(降壓模式)與 DCREF(升壓模式)之通過電池119的負充電電流-ICHG、相對於HOLD TH的COMP電壓、以及BOOST訊號。負充電電流-ICHG亦可被稱為放電電流(IDCHG)。負載電流ILD被顯示為從零以線性速率增大到高值來說明控制操作。在此時間期間的ILD變化被假定為充分緩慢且快速模式改變電路235的操作未被說明或是用其他方式被忽略。

在第一時間t0，操作是在降壓模式，其中，負載電流ILD為低或零安培(A)，使得其指示轉接器電流IADP的ACFB為相當低。由於ILD為零或接近零，實質所有的轉接器電流為流通過RSB來將電池119充電。假設的是，電池119為未完全充電且其電壓為充分低以吸收全部的充電電流。因此，CCFB(充電電流反饋)達到或否則企圖超過CCREF(充電電流參考)且誤差放大器215控制COMP以將充電電流限制到其由CCREF所決定的最大位準。在時間t0之後，當ILD增大而直到後續時間t1，ACFB是和ILD成比例上升而維持低於ACREF，且誤差放大器215維持控制以將充電電流限制到由CCREF所決定的最大位準。在時間t0與t1之間的期間是充電電流限制期間。

在時間t1，ILD上升到一點，其中ACFB(轉接器電流反饋)達到或開始超過ACREF(轉接器電流參考)。ACREF指示最大轉接器電流位準，使得誤差放大器215是當ILD在時間t1之後而繼續上升時而開始企圖降低電流位準。在大約時間t1，誤差放大器215採取控制來將轉接器電流限制到ACREF所決定的最大位準。隨著ILD繼續上升，誤差放大器215限制轉接器電流位準而使得通過電池119的充電電流開始減小。以此方式，充電電流開始減小(或-ICHG增大)而使得較多電流為可用於提供到系統負載113的ILD。在時間t1之後的期間開始了轉接器電流限制期間。

在時間t1之後，當ILD繼續增大時，IADP被保持固定為基於ACREF且-ICHG繼續增大(充電電流減小)。VCTRL的位準減小到其當供應由系統負載113所請求ILD的完全位準時而保持IADP為固定之位準。在時間t0與後續時間t2之間，ILD維持為低於最大轉接器電流且剩餘電流是作為充電電流而被提供到電池119。

在後續時間t2，ILD達到最大轉接器電流且充電電流成為零。VCTRL已經減小到大約HOLD TH的電壓。隨著ILD繼續上升，保持比較器227將HOLD切換為低以解除鎖存器231的HOLD輸入。ACFB上升為高於ACREF且鎖存器231切換來判定BOOST為高以起始升壓操作模式。

在升壓操作模式中的時間t2之後，電力級204切換到升壓模式且電池119放電以將電流提供到ILD。隨著ILD上升，誤差放大器205維持控制將轉接器電流限制到其由ACREF所決定的最大位準。隨著ILD繼續上升，誤差放大器205調整COMP來控制其操作在升壓模式中的電力級204以提高電池119的放電電流位準。因此，當IADP維持在其最大位準時，VCTRL隨著ILD上升而上升以提高放電電流-ICHG來將剩餘電流供應到ILD。轉接器電流限制期間實際上為從時間t2到後續時間t3以將轉接器電流維持在其最大期望位準。

在後續時間t3，電池119的放電電流達到由DCREF所決定的最大放電電流位準。在時間t3，ILD電流位準已經達到AC轉接器103的最大電流位準與電池119的放電電流位準之總和。ILD位準不應企圖超過此最大電流位準達一段相當可觀的時間期間。然而，若ILD如圖所示在時間t3之後而增大，誤差放大器215重新開始控制以阻止來自電池119的放電電流超過其由DCREF所指出的最大位準。在時間t3之後，操作進入一段放電電流限制期間，其中，電池119的放電電流位準被維持在其最大允許位準。以此方式，電池119被保護為免於超過其最大放電電流額定位準以保護電池且/或使得安全性為最佳化。

若ILD如圖所示在時間t3之後而繼續增大，電池119的放電電流位準被限制而使得附加電流是由AC轉接器103所提供。因此，AC轉接器103超過其最大電流位準。VOUT的系統匯流排電壓位準可能開始取決於AC轉接器103的組態而減小。此情況可能被允許持續一段有限時間期間，只要AC轉接器103不超過其最大電流位準達一段可觀量的時間期間或VOUT不減小相差可觀量。在一個實施例中，ILD可被允許上升為高於AC轉接器103與電池119二者的最大電流位準達一段有限時間期間。若ILD持續為高於AC轉接器103與電池119二者的最大電流位準，則故障或誤差情況可能被附加的保護電路或類似者(未顯示)所偵測，且電子裝置109可能被停機以阻止故障情況、損壞、或災難性的失效。

隨著ILD減小而朝相反方向的操作為實質類似。電池119補充未由轉接器所提供的過量負載電流且放電電流是當負載電流減小時而減小。當ACFB下降為低於ACREF且VCTRL下降為低於HOLD TH，操作切換回到降壓模式。如前所述，同步閘極控制器229將Q2操作在二極體仿真模式中，其中，Q2是當電感器電流下降到大約零而被切斷，如藉由監測Q2的VDS所決定。在一個實施例中，同步閘極控制器229在降壓模式期間實施Q2的最小接通時間以甚至在降壓模式期間來提供相當小位準的升壓電流。此在降壓模式中的升壓作用運作以阻止過早切換到升壓模式且使得在降壓/升壓切換點的切換振盪為最小或縮小。在一個實施例中，CSIN可被提供到同步閘極控制器229來監測Q1的VDS以將Q1在升壓模式期間根據二極體仿真來操作。

圖4是描繪相關(及/或正規化)轉接器電流IADP、充電電流(ICHG)、VCTRL與BOOST訊號對時間的曲線圖，其說明根據一個實施例之充電調制器111的暫態響應。在此情形中，系統負載(例如：ILD)是在ACREF為約4A而從3A增大到5A。轉接器電流是在ILD增大時而維持相當固定，使得充電電流是響應於VCTRL下降到HOLD TH而減小為零。BOOST訊號成為高以切換到升壓模式，且隨著ILD繼續增大，VCTRL增大以使放電電流增大，如由ICHG成為低於零而進一步為更負所指出。

雖然本發明已經有關於其某些較佳形式而被相當詳細描述，其他形式與變化為可能且被預期。熟習此技藝人士應理解的是，在沒有脫離如隨附申請專利範圍所界定之本發明的精神與範疇之情況下，可易於使用已揭示的概念與特定實施例來作為用於設計或修改其他結構以實行本發明的相同目的之基礎。

101‧‧‧AC線路電壓

103‧‧‧AC轉接器

105‧‧‧適合的連接器

107‧‧‧相容的連接器

109‧‧‧電子裝置

111‧‧‧充電調制器

113‧‧‧系統負載

115‧‧‧處理器

117‧‧‧記憶體

119‧‧‧電池

200‧‧‧控制器

201‧‧‧電流感測放大器

203、209、213、225‧‧‧交越多工器

204‧‧‧電力級

205、215、217‧‧‧誤差放大器

207‧‧‧最小電流選擇多工器

211‧‧‧感測放大器

219‧‧‧VMIN緩衝器

221‧‧‧放大器

223‧‧‧脈衝寬度調變比較器

226‧‧‧斜波產生器

227‧‧‧保持比較器

229‧‧‧同步閘極控制器

231‧‧‧鎖存器

233、239、245‧‧‧比較器

235‧‧‧快速模式改變電路

237、243‧‧‧電流感測放大器

241、247‧‧‧延遲方塊

本發明的裨益、特徵、與優點將關於以上說明與伴隨圖式而成為較佳瞭解，其中：圖1是其包括根據本發明的一個實施例所實施之充電調制器的一種電子裝置的簡化方塊圖；圖2是根據本發明的一個實施例所實施之圖1的充電調制器的更詳細示意及方塊圖；圖3是描繪其說明根據一個實施例之圖1的充電調制器的操作之選擇訊號的簡化曲線圖；且圖4是描繪其說明根據一個實施例的暫態響應之轉接器電流、充電電流、ICOMP電壓與BOOST訊號的曲線圖。