TWI526006B - 射頻前端電路及具有該電路的移動終端 - Google Patents

Description

射頻前端電路及具有該電路的移動終端

本發明涉及射頻領域，尤其涉及一種射頻前端電路及具有該電路的移動終端。

在現代無線通信系統中，移動終端中的射頻前端電路是實現射頻信號無線傳輸的關鍵部件。全球移動通信系統(Global System for Mobile Communications，GSM)是當前應用最為廣泛的移動電話標準，世界絕大多數地區都有依據該電話標準建立的移動通信系統。據GSM聯合委員會報導，GSM在全球有15億的用戶，並且用戶遍佈140多個國家。因為許多GSM網路營運商與其他國外營運商有漫遊協議，因此當用戶到其他國家之後，仍然可以繼續使用他們的移動電話，為廣大的GSM用戶，特別是商務用戶，提供了極大的便利。

在GSM蜂窩通信系統中，射頻前端電路是實現射頻信號無線傳輸的核心部件，功率控制電路則是射頻前端電路的重要組成部分。功率控制是GSM蜂窩通信系統中一項提高頻譜利用率和減少功率損耗的關鍵技術，在保持鏈路通話品質的前提下盡可能地控制移動終端和基地台的發射功率，從而達到減少鏈路間相互干擾的目的。集成在射頻前端電路中的功率控制電路的主要功能是控制功率放大電路的輸出功率，一般由基帶電路裏的數位類比轉換器(Digital to Analog Converter，DAC)輸出的ramp信號控制，通常用Vramp表示。

GSM的工作頻段通常可以包括GSM900和DCS1800，其中GSM900工作頻段中的發射頻率為880-915MHz，DCS1800工作頻段中的發射頻率為1710-1785MHz。GSM協定規定，移動終端發射功率是可以被基地台控制的。基地台透過下行慢速相關控制頻道(Slow Associated Control Channel，SACCH)，發出命令控制手機的發射功率級別，每兩個相鄰功率等級之間的發射功率相差2dB，GSM900工作頻段的最大發射功率級別是5(33dBm)，最小發射功率級別是19(5dBm)，DCS1800工作頻段的最大發射功率級別是0(30dBm)，最小發射功率級別是15(0dBm)。GSM標準對於每個功率級別的功率變化範圍都是有著嚴格的要求，對於最大等級的要求標準是功率變化在±2dB。因此，對功率控制電路的控制能力也提出了嚴格的要求。

功率放大電路增益的壓縮與輸入信號的大小有關，當輸入信號維持在一個很小的信號時，其輸入與輸出間維持線性的關係，即功率放大電路的增益保持恆定；但當輸入信號增大到一定範圍時，功率放大電路的增益將不再保持恆定，而是趨於減小，此現象稱為增益壓縮。通常，當小信號增益下降1dB時所對應的輸出功率為1dB增益壓縮點功率，如圖1中P_1dB所示。一般來說，當輸出功率小於1dB增益壓縮點功率，功率放大電路工作在線性放大模式，對應圖1中線性區。當輸入功率很大時，輸出功率不再隨輸入功率發生變化，功率放大電路進入飽和狀態，此時的輸出功率叫做飽和功率，對應圖1中飽和區。在飽和區輸入功率每增加3dB，輸出功率變化小於0.1dB。輸出功率在1dB增益壓縮點功率和飽和功率之間，仍有一段緩慢變化的階段，對應圖2中準線性區。在準線性區輸入功率每增加1dB，輸出功率增加0.1～0.5dB；一般的GSM移動終端的射頻前端電路由功率放大電路和功率控制電路構成，如圖2所示，包括功率控制電路201和功率放大電路202。功率放大電路202由驅動器207、驅動器208、輸出放大器209和偏壓電路210構成，其中驅動器207、驅動器208和輸出放大器209級聯，偏壓電路210為驅動器207、驅動器208和輸出放大器209提供偏壓電壓，射頻輸入信號RFIN輸入驅動器208，輸出放大器209輸出射頻輸出信號RFOUT。驅動器207和驅動器208由功率控制電路供電，放大器由電源電壓Vbat 203供電。功率控制電路201主要由放大器211、PMOS電晶體和電阻203、204組成，移動終端的基帶控制信號Vramp連接到放大器211的正向輸入端，放大器211的輸出端連接到PMOS電晶體212的閘極，PMOS電晶體212的源極連接到電源電壓Vbat 203，PMOS電晶體212的汲極為功率控制電路的輸出節點206。輸出節點206為驅動器207和驅動器208供電。輸出節點206連接電阻204，電阻204連接電阻205，電阻205接地。電阻204和電阻205之間的節點回饋至放大器211負輸入端。圖2所示的射頻前端電路工作在最大輸出功率時，功率放大電路的放大器209工作在飽和區，同時功率控制電路的輸出電壓206不隨系統供電電源電壓變化，如圖3所示。功率放大器在最大輸出功率時工作在飽和區，最大輸出功率主要由負載阻抗R_load和系統供電電源電壓Vbat決定，

其中Vbat是系統供電電源(通常是移動終端的電池)電壓，其正常工作的電壓範圍4.2V～3.5V。由公式(1)計算可知，當系統供電電源電壓從4.2～3.5V變化時，輸出功率的變化超過1.3dB，如圖4所示。根據GSM標準的要求，移動終端系統對每個功率等級的功率波動變化範圍都是有著嚴格要求的，對於最大輸出功率等級的波動變化範圍要求是系統輸出功率變化在±2dB以內。如果移動終端系統在某一個功率等級的功率波動變化超過了GSM標準規定的範圍，將導致移動終端無法和基地台進行有效的連接、惡化系統性能、用戶將不能進行通話。在實際移動終端產品的生產過程中，考慮到系統校準、生產一致性、產品良率等因素後，移動終端系統對射頻功率放大器的輸出功率波動範圍有著更加嚴格的要求，一般來說要求每個等級的輸出功率波動範圍在±1dB以內。如果不對圖2所述的射頻功率放大器進行系統供電電源電壓的變化補償，將導致功率放大器的輸出功率隨系統供電電源的變化而波動，在最大輸出功率等級時的輸出功率波動超過1.3dB，考慮到晶片製造時一致性因素，在大規模產品量產時會帶來嚴重的產品良率問題，導致製造成本增加。

針對現有技術中存在的上述問題，本發明提供了一種射頻前端電路及具有該電路的移動終端。

根據本發明，一方面提供了一種射頻前端電路，包括功率控制電路501和功率放大電路502，功率放大電路501包括驅動器503、504和第一放大器506，驅動器503、504輸出的信號經匹配電路輸入第一放大器506，匹配電路用於使第一放大器工作在線性區或準線性區；功率控制電路501包括低壓差穩壓器LDO、移動終端電源電壓變化檢測電路和補償電路；驅動器503、504連接到低壓差穩壓器LDO，第一放大器506連接到移動終端電源；移動終端電源電壓變化檢測電路控制低壓差穩壓器LDO的輸出電壓值，從而減小第一放大器輸出功率隨移動終端電源電壓的變化量。

進一步地，低壓差穩壓器LDO包括第二放大器518，PMOS電晶體508，電阻R1，電阻R2和電阻R3；移動終端的基帶控制信號519連接到第二放大器518的正向輸入端，第二放大器518的輸出端連接到PMOS電晶體508的閘極，PMOS電晶體508的源極連接到移動終端電源電壓520，PMOS電晶體508的汲極為驅動器503、504供電；PMOS電晶體508的汲極還連接電阻R1的一端，電阻R1的另一端分別連接第二放大器518的負向輸入端和電阻R2的一端，電阻R2的另一端連接電阻R3的一端，電阻R3的另一端接地。

進一步地，PMOS電晶體508的汲極輸出電壓，V _ramp 為基帶控制信號電壓。

進一步地，移動終端電源電壓變化檢測電路包括第三放大器516，參考電壓提供電路，電阻R5，電阻R6和參考電壓輸入電路；參考電壓提供電路輸出的參考電壓通過參考電壓輸入電路進入到第三放大器516的負向輸入端，電阻R6連接移動終端電源電壓520和第三放大器516的正向輸入端，電阻R5位於第三放大器516的輸出端和第三放大器516的正向輸入端之間；參考電壓輸入電路為導線或者電阻R7。

進一步地，移動終端電源電壓變化檢測電路的輸出電壓，其中V _ref 為參考電壓提供電路的輸出電壓，V _bat 為移動終端電源電壓。

進一步地，參考電壓提供電路為帶隙參考源電路517。

進一步地，補償電路為電阻R4，電阻R4的一端與第三放大器連接，補償電阻的另一端連接在電阻R2和電阻R3之間。

進一步地，驅動器503、504的供電電壓：

其中V _ramp 為基帶控制信號電壓，V _ref 為參考電壓提供電路的輸出電壓，V _bat 為移動終端電源電壓。

進一步地，功率放大電路501工作在最大輸出功率等級時，第一放大器506工作在線性區或準線性區。

根據本發明，另一方面提供了一種移動終端，包括基帶控制晶片81，射頻收發器82，射頻前端電路83和天線84，射頻前端電路83為所述的射頻前端電路。

本發明可以對移動終端系統中的射頻功率放大器進行系統供電電源電壓變化的補償，減小輸出功率的波動。使用該補償方法後，當系統供電電源電壓從4.2V到3.5V變化時，功率放大器的輸出功率保持恆定。另一方面，可以保證在實際移動終端產品大規模生產、測試過程中提高產品的良率，節約製造成本。

本發明的其他特徵和優點將在隨後的說明書中闡述。本發明的目的和其他優點可透過在說明書、申請專利範圍以及附圖中所特別指出的結構來實現和獲得。

雖然在下文中將結合一些示例性實施及使用方法來描述本發明，但本領域技術人員應當理解為並不旨在將本發明限制於這些實施例；反之，旨在覆蓋包含在所附的申請專利範圍所定義的本發明的精神與範圍內的所有替代品、修正及等效物。

以下將結合附圖及實施例來詳細說明本發明的實施方式，借此對本發明如何應用技術手段來解決技術問題，以及達成技術效果的實現過程能充分理解，並據以實施。需要說明的是，在不衝突的情況下本發明實施例以及實施例中的各個特徵可以相互結合，這些均落在本發明的保護範圍之內。

從圖1所示的功率放大電路工作模式可以看出，當功率放大電路的輸出功率沒有達到最大功率等級時，由於驅動器的輸出功率較低，功率放大電路的輸出放大器工作在線性區模式，這時功率放大電路的輸出功率大小是由驅動器和輸出放大器的增益Gp決定的，與電源電壓變化無關，即

P _out =G _P ‧P _{in_am} 　(2)

其中，Gp是驅動器的增益和輸出放大器的增益的乘積，Pin_am是射頻輸入信號的功率。

為了補償功率放大電路在系統供電電源電壓變化時輸出功率的變化，需要把功率放大電路中輸出放大器在最大功率輸出時的工作模式調整到準線性區甚至線性區。為了達到這一目的，本發明在驅動器輸出放大器之間設置匹配電路，匹配電路的類型可以為L型、T型或者Pi型，也可以是L型、T型和Pi型匹配電路的任意組合，包括相互組合和自身的組合(例如兩個L型匹配電路組合)，並且級聯的級數也不限於兩級，例如三級或更多級；匹配電路中各元件的參數可以根據實際的情況進行選定，這對於本領域技術人員而言是容易理解的；L型、T型和Pi型的匹配電路分別如圖9a-圖9c所示。透過對匹配電路進行阻抗變換，可以把輸出放大器的輸入功率降低。當功率放大電路工作在最大輸出功率等級時(GSM900工作頻段的輸出功率為33dBm，DCS1800工作頻段的輸出功率為30dBm)，由於輸出放大器的輸入功率降低，因此輸出放大器的工作模式由原來的飽和區退回到了準線性區。由於功率放大器進入到了準線性區，這時功率放大器的特性為當輸入功率每增加1dB時，輸出功率增加0.1～0.5dB。透過檢測系統供電電源電壓Vbat的變化，調整功率控制電路的輸出電壓，進而調整輸出放大器的輸入功率，實現補償輸出功率隨系統供電電源電壓變化的目的。

圖1本發明實施例提的射頻前端電路結構圖。整個射頻前端電路由兩部分構成，功率放大電路502和功率控制器電路501。功率放大電路102包括驅動器503、驅動器504、匹配電路505、輸出放大器506和偏壓電路507。驅動器503、驅動器504、匹配電路505和輸出放大器506級聯，偏壓電路507為驅動器503、驅動器504和輸出放大器506提供偏壓電壓。驅動器503和驅動器504的供電電壓由功率控制電路提供，輸出放大器506的供電直接由系統供電電源(Vbat)520提供。射頻輸入信號RFIN輸入驅動器503，輸出放大器輸出射頻輸出信號RFOUT。透過對圖5中的匹配電路505進行阻抗變換，可以把輸出放大器506的輸入功率526降低。當功率放大電路工作在最大輸出功率等級時(GSM900工作頻段的輸出功率為33dBm，DCS1800工作頻段的輸出功率為30dBm)，由於輸出放大器506的輸入功率526降低，因此輸出放大器506的工作模式由原來的飽和區退回到了準線性區。

功率控制電路501主要由一個輸出電壓可變的低壓差穩壓器(Low voltage drop out regulator，LDO)和系統供電電源電壓Vbat 520變化檢測電路構成。

LDO由放大器518，PMOS電晶體508，電阻R1，電阻R2和電阻R3組成。移動終端的基帶控制信號Vramp 519連接到放大器518的正向輸入端，放大器518的輸出連接到PMOS電晶體508的閘極，PMOS電晶體508的源極連接到電源電壓Vbat 520，PMOS電晶體的汲極為LDO的輸出節點524。PMOS電晶體508的汲極連接電阻R1，電阻R1通過節點525回饋回放大器518的負向輸入端。電阻R2位於節點525和節點523之間，電阻R3連接節點523和地。LDO的輸入電壓V_ramp和輸出電壓V_out1之間的關係運算式為：

系統供電電源電壓Vbat 520變化檢測電路502由放大器516，帶隙參考源電路517，電阻R5，電阻R6，電阻R7構成。帶隙參考源電路517的輸出電壓Vref 521通過電阻R7進入到放大器516的負向輸入端，電阻R6連接電源電壓Vbat 520和放大器516的正向輸入端，回饋電阻R5位於放大器516的輸出節點522和其正向輸入端之間；替代地，省略電阻R7而直接將帶隙參考源電路517的輸出電壓Vref 521接入放大器516的負向輸入端。檢測電路的輸入電壓V_ref、V_bat和輸出電壓V_out2之間關係運算式為：

當系統供電電源電壓Vbat 520發生變化時，放大器516的輸出電壓會隨之變化，這樣就實現了對系統供電電源電壓的檢測。放大器516的輸出端節點522通過電阻R4連接到LDO的節點523。通過電阻R4，把檢測到的電源電壓變化值傳遞給LDO，調整LDO的輸出電壓，透過計算得出關係運算式如下，

下面詳細說明該運算式的推導過程。

圖5中，節點522的輸出電壓為

圖5中，節點525的輸出電壓為

V ₅₂₅=V _ramp 　(6)

設LDO的輸出電流I，節點523的輸出電壓為V₅₂₃，根據基爾霍夫電壓電流定律，流入和流出電路節點的電流是相同的，因此

由(6)～(9)，消去I和V₅₂₃，得到LDO輸出電壓運算式

將(5)帶入(10)，得到運算式(4)。

LDO輸出電壓524隨系統供電電源電壓Vbat 520的變化曲線如圖6所示，當系統供電電源(電池)電壓下降時，增大LDO輸出電壓524，從而使驅動器503和驅動器504的輸出功率增大，使得功率放大器502的輸出放大器的輸入功率526隨著系統供電電源電壓Vbat 520的下降而增加，這樣功率放大器驅動級和輸出級整體上就實現了功率補償的效果，採用電壓補償技術之後的射頻功率放大器輸出功率與Vramp的關係如圖7所示，當系統供電電源電壓從4.2V到3.5V變化時，輸出放大器506的輸出功率保持恆定。

圖8顯示了本發明實施例提供的移動終端結構示意圖。移動終端基帶控制晶片81，射頻收發器82、射頻前端電路83以及天線84。基帶控制晶片81用於合成將要發射的基帶信號，或對接收到的基帶信號進行解碼；射頻收發器82，對從基帶控制晶片81傳輸來的基帶信號進行處理而生成射頻信號，並將所生成的射頻信號發送到射頻前端電路83，或對從射頻前端電路83傳輸來的射頻信號進行處理而生成基帶信號，並將所生成的基帶信號發送到基帶控制晶片81；射頻前端晶片83，用於對從射頻收發器82傳輸來的射頻信號進行諸如功率放大的處理，或接收信號並將該接收信號處理後發送至射頻收發器82；天線84，其與射頻前端電路83相連接，用於從外界接收信號或者發射從射頻前端電路傳輸來的信號。

具體而言，進行信號發射時，基帶控制晶片81把要發射的資訊編譯成基帶碼(基帶信號)並將其傳輸給射頻收發器82，射頻收發器82對該基帶信號進行處理生成射頻信號，並將該射頻信號傳輸到射頻前端電路83，射頻前端電路83將從射頻收發器82傳輸來的射頻信號進行功率放大並通過天線84向外發射；進行信號接收時，射頻前端電路83將通過天線84接收到的射頻信號傳輸給射頻信號收發器82，射頻信號收發器82將從射頻前端電路83接收到的射頻信號轉換為基帶信號，並將該基帶信號傳輸到基帶控制晶片81，最後由基帶控制晶片61將從射頻收發器傳輸來的基帶信號解譯為接收資訊。

替代地，該要發射的資訊或者接收資訊可以包括音頻資訊、位址資訊(例如手機號碼或網站位址)、文字資訊(例如短資訊文字或網站文字)、圖片資訊等。

該基帶控制晶片的主要元件為處理器(如DSP、ARM等)和記憶體(如SRAM、Flash等)。替代地，該基帶控制晶片由單一晶片實現。

201．．．功率控制電路

202．．．功率放大電路

203．．．電源電壓Vbat

204．．．電阻

205．．．電阻

206．．．輸出節點

211．．．放大器

212．．．閘極

210．．．偏壓電路

207．．．驅動器

208．．．驅動器

209．．．驅動器

501．．．功率放大電路

502．．．功率放大電路

503．．．驅動器

504．．．驅動器

505．．．匹配電路

506．．．輸出放大器

508．．．PMOS電晶體

516．．．放大器

517．．．帶隙參考源電路

518．．．第二放大器

519．．．基帶控制信號

520．．．系統供電電源

522．．．輸出節點

523．．．節點

524．．．輸出電壓

525．．．節點

526．．．輸入功率

507．．．偏壓電路

81．．．基帶控制晶片

82．．．射頻收發器

83．．．射頻前端電路

84．．．天線

附圖用來提供對本發明的進一步理解，並且構成說明書的一部分，與本發明的實施例一起用於解釋本發明，但並不構成對本發明的限制。

圖1是功率放大電路的工作模式；

圖2是現有技術中射頻前端電路的結構示意圖；

圖3是現有技術中功率放大電路的電壓輸出曲線；

圖4是現有技術中功率放大電路工作在飽和區時輸出功率隨電源電壓變化示意圖；

圖5是本發明實施例提供的射頻前端電路的結構示意圖；

圖6是本發明實施例提供電源電壓補償後的LDO輸出曲線；

圖7是本發明實施例提供電源電壓補償後的輸出功率曲線；

圖8是本發明實施例提供的移動終端；

圖9a-圖9c是L型、T型和Pi型的匹配電路。

502．．．功率放大電路

503．．．驅動器

504．．．驅動器

505．．．匹配電路

506．．．輸出放大器

508．．．PMOS電晶體

516．．．放大器

517．．．帶隙參考源電路

518．．．第二放大器

519．．．基帶控制信號

520．．．系統供電電源

522．．．輸出節點

523．．．節點

524．．．輸出電壓

525．．．節點

526．．．輸入功率

507．．．偏壓電路

Claims (10)

1. 一種射頻前端電路，包括功率控制電路(501)和功率放大電路(502)，功率放大電路(502)包括驅動器(503、504)和第一放大器(506)，其中，驅動器(503、504)輸出的信號經匹配電路輸入第一放大器(506)，匹配電路用於使第一放大器工作在線性區或準線性區；功率控制電路(501)包括低壓差穩壓器LDO、移動終端電源電壓變化檢測電路和補償電路；驅動器(503、504)連接到低壓差穩壓器LDO，第一放大器(506)連接到移動終端電源；移動終端電源電壓變化檢測電路控制低壓差穩壓器LDO的輸出電壓值，從而減小第一放大器輸出功率隨移動終端電源電壓的變化量。
2. 如申請專利範圍第1項所述的射頻前端電路，其中，低壓差穩壓器LDO包括第二放大器(518)，PMOS電晶體(508)，電阻(R1)，電阻(R2)和電阻(R3)；移動終端的基帶控制信號(519)連接到第二放大器(518)的正向輸入端，第二放大器(518)的輸出端連接到PMOS電晶體(508)的閘極，PMOS電晶體(508)的源極連接到移動終端電源電壓(520),PMOS電晶體(508)的汲極為驅動器(503、504)供電；PMOS電晶體(508)的汲極還連接電阻(R1)的一端，電阻(R1)的另一端分別連接第二放大器(518)的負向輸入端和電阻(R2)的一端，電阻(R2)的另一端連接電阻(R3)的一端，電阻(R3)的另一端接地。
3. 如申請專利範圍第2項所述的射頻前端電路，其中，PMOS電晶體(508)的汲極輸出電壓 ，V _ramp 為基帶控制信號電壓。
4. 如申請專利範圍第2項所述的射頻前端電路，其中，移動終端電源電壓變化檢測電路包括第三放大器(516)，參考電壓提供電路，電阻(R5)，電阻(R6)和參考電壓輸入電路；參考電壓提供電路輸出的參考電壓通過參考電壓輸入電路進入到第三放大器(516)的負向輸入端，電阻(R6)連接移動終端電源電壓(520)和第三放大器(516)的正向輸入端，電阻(R5)位於第三放大器(516)的輸出端和第三放大器(516)的正向輸入端之間；參考電壓輸入電路為導線或者電阻(R7)。
5. 如申請專利範圍第4項所述的射頻前端電路，其中，移動終端電源電壓變化檢測電路的輸出電壓 ，其中V _ref 為參考電壓提供電路的輸出電壓，V _bat 為移動終端電源電壓。
6. 如申請專利範圍第4項所述的射頻前端電路，其中，參考電壓提供電路為帶隙參考源電路(517)。
7. 如申請專利範圍第4項所述的射頻前端電路，其中，補償電路為電阻(R4)，電阻(R4)的一端與第三放大器連接，補償電阻的另一端連接在電阻(R2)和電阻(R3)之間。
8. 如申請專利範圍第7項所述的射頻前端電路，其中，驅動器(503、504)的供電電壓： ，其中V _ramp 為基帶控制信號電壓，V _ref 為參考電壓提供電路的輸出電壓，V _bat 為移動終端電源電壓。
9. 如申請專利範圍第1-8項之任意一項所述的射頻前端電路，其中，功率放大電路(501)工作在最大輸出功率等級時，第一放大器(506)工作在線性區或準線性區。
10. 一種移動終端裝置，包括基帶控制晶片(81)，射頻收發器(82)，射頻前端電路(83)和天線(84)，其中，射頻前端電路(83)為如申請專利範圍第1-9項之任意一項所述的射頻前端電路。