TWI515441B - 雙極性獨立高電壓取樣網路及其取樣方法 - Google Patents

雙極性獨立高電壓取樣網路及其取樣方法 Download PDF

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Description

雙極性獨立高電壓取樣網路及其取樣方法
本發明係關於差動輸入信號的獨立取樣，特別係關於在一取樣網路中進行差動輸入信號的獨立取樣，上述之取樣網路可以是類比數位轉換器的一輸入級。
第一圖為刊登在1982年十二月號之國際工業電子協會固態電路期刊(IEEE Journal of Solid State Circuits)第1008-13頁，由R.C.Yen與P.R.Gray發表的論文「金屬氧化物半導體之開關式電容的儀表放大器」(A MOS Switched-Capacitor Instrumentation Amplifier)中所揭露的一差動式雙重關聯之取樣儀表放大器電路(differential double-correlated sampling instrumentation amplifier circuit)100之一方塊示意圖。如第一圖所示，電路100使用了由信號ψ2控制的一開關S3來短路兩個輸入端子VIN +與VIN -。上述之信號ψ2為一邏輯信號，其電壓擺動(voltage swing)的範圍相近於電源供應電壓。當不使用電荷幫浦(charge bump)來控制輸入取樣網路時，電路100無法對超過電源供應電壓的訊號進行取樣。
第二圖為傳統的一類比數位轉換器之驅動電路，其接收單一端子的輸入信號以便為類比數位轉換器提供一差動信號。如第二圖所示， 上述之類比數位轉換器驅動電路需要電阻式分壓器(resistive divider)以及一額外的緩衝放大器(buffer amplifier)來限縮類比數位轉換器之輸入端子上的差分電壓到接近類比數位轉換器的電源供應電壓的一電壓擺動(voltage swing)範圍。
根據本發明的一實施例，提供了一種電路與方法，其可用於對差動電壓信號達成完全獨立的取樣。此獨立取樣網路適用於被取樣的信號之電壓遠大於所供應電源之電壓的情景。根據本發明之一取樣網路，其能取樣之差動信號的電壓範圍可以介於負的最大汲級至源級(drain-to-source)的電壓VDSMAX到正的電壓VDSMAX之間，即使是在其常模電壓(common mode voltage)超出了供應電壓的情況下，例如類比數位轉換器之一輸入級。雙極性獨立輸入取樣網路可以包含一極性比較器與作為整流器使用的取樣開關。整流可以確保一單極性取樣網路只需要對預訂電壓內的信號進行取樣。根據本發明的一取樣網路可以對電壓範圍位於-VDSMAX到VDSMAX之間的差動信號進行取樣，即使是在其常模電壓(common mode voltage)超出了供應電壓的情況下。在一實施例中，最大供應電壓為3V的類比數位轉換器可以對±3V的差動信號進行取樣，或者是具有10V共模電壓的信號進行取樣。
根據本發明之一雙極性獨立取樣網路可以對具有-VDSMAX到VDSMAX之電壓擺動的差動輸入信號進行取樣。這樣的取樣網路具有(i)較佳的噪訊抑制能力與更好的線性性能，因為其不具有電阻式分壓器(resistive divider)或緩衝放大器(buffer amplifier)；(ii)較低的功率損耗與較少的老化與漂移(aging and drift)現象，因為其具有較短的類比信號處理電路；以及(iii) 能夠對遠超過電源供應電壓的信號進行取樣。在一實施例中，取樣開關的來源端子連接到低阻抗點，其可以與內部的電荷幫浦相接，進而相對於取樣開關的來源端子之電位來控制取樣開關的閘電壓。
本發明的內容係陳述於下列實施例及其附屬的圖示。
100‧‧‧差動式雙重關聯之取樣儀表放大器電路
200‧‧‧驅動電路
401‧‧‧輸入端子
402‧‧‧輸入端子
402a‧‧‧電荷幫浦
402b‧‧‧電荷幫浦
403‧‧‧類比數位轉換器
404‧‧‧輸入端子
405‧‧‧輸入端子
406a‧‧‧電荷幫浦
406b‧‧‧電荷幫浦
407a‧‧‧電荷幫浦
407b‧‧‧電荷幫浦
412a‧‧‧電容
412b‧‧‧電容
414a‧‧‧電容
414b‧‧‧電容
418‧‧‧電容
430‧‧‧VCM電壓
600‧‧‧獨立取樣網路
604‧‧‧開關控制
700‧‧‧輸入取樣網路
701‧‧‧整流器電路
703‧‧‧極性比較器
704‧‧‧類比數位轉換器
705‧‧‧輸入端子
706‧‧‧輸入端子
707‧‧‧輸出信號
708‧‧‧端子
709‧‧‧端子
711a‧‧‧電荷幫浦
711b‧‧‧電荷幫浦
711c‧‧‧電荷幫浦
711d‧‧‧電荷幫浦
800‧‧‧輸入取樣網路
803‧‧‧開關電容極性比較器
CSA‧‧‧取樣電容
CSB‧‧‧取樣電容
PHI1‧‧‧時脈信號
PHI2‧‧‧時脈信號
PHI1b‧‧‧反相信號
PHI2b‧‧‧反相信號
S1(第三圖)‧‧‧NMOS裝置
S4(第三圖)‧‧‧PMOS裝置
S1~S6‧‧‧開關
S1a~S1b‧‧‧開關
S2a~S2b‧‧‧開關
Vs‧‧‧差動信號
Vin‧‧‧輸入差分信號
VP‧‧‧正輸入端子
VM‧‧‧負輸入端子
VIN +‧‧‧輸入端子
VIN -‧‧‧輸入端子
ψ2‧‧‧信號
第一圖為先前技術之一差動式雙重關聯之取樣儀表放大器電路100的一方塊示意圖。
第二圖為一傳統的類比數位轉換器之驅動電路，其接收單端的輸入信號以便為類比數位轉換器提供一差動信號。
第三圖為獨立取樣網路600的一方塊示意圖。
第四圖為差動式獨立類比數位轉換器之輸入取樣網路400的一方塊示意圖，其可以準確地對輸入電壓進行取樣。輸入取樣網路400由互補(complementary)卻又不重疊(non-overlapping)的時脈信號PHI1與PHI2控制。
第五圖為第四圖之時脈信號PHI1與PHI2的波形示意圖。
第六圖為根據本發明一實施例的一輸入取樣網路700的一方塊示意圖，輸入取樣網路700包含了整流器電路701以提供一正的差動信號到上述的輸入取樣網路400。
第七圖為根據本發明一實施例的輸入取樣網路800的一方塊示意圖。輸入取樣網路800之開關電容極性比較器(switched capacitor polarity comparator)803偵測取樣電路400的輸出差分信號之信號極性。
第三圖為揭露在發明人於2013年三月15日向美國專利商標局所提出的專利申請「獨立高電壓取樣網路(ISOLATED HIGH VOLTAGE SAMPLING NETWORK)」內的獨立取樣網路600。上述之專利申請案可作為本案的參考。在某一實作技術的支持下，獨立取樣網路600的取樣範圍可以從負二倍(minus 2)的二級管電壓降(diode drop)一直到兩倍的最大汲級至源級(drain-to-source)的電壓VDSMAX。如第三圖所示，正型金屬氧化物二極體(PMOS)裝置S4對正輸入端子VP進行取樣，而負型金屬氧化物二極體(NMOS)裝置S1對負輸入端子VM進行取樣。當橫跨正輸入端子VP與負輸入端子VM的差動輸入電壓差達到負二倍的二級管電壓降時，PMOS裝置S4與NMOS裝置S1的本體二極體(body diode)便開啟，以便限制取樣到的差動電壓為負二倍的二級管電壓降。
第四圖為差動式獨立類比數位轉換器之輸入取樣網路400的一方塊示意圖，其可以準確地對輸入電壓進行取樣。該輸入取樣網路400由互補(complementary)卻又不重疊(non-overlapping)的時脈信號PHI1與PHI2控制。此兩個時脈信號PHI1與PHI2的波形示於第五圖。如第四圖所示，上述之輸入取樣網路400包含電荷幫浦406a、406b、407a、與407b，開關S1a、S1b、S2a、與S2b，以及類比數位轉換器403的取樣電容CSA與CSB。時脈信號PHI1b為時脈信號PHI1的反相信號。時脈信號PHI2b為時脈信號PHI2的反相信號。反相信號係用於連接到PMOS開關的電荷幫浦上，因為負的閘極至源極之電壓將讓PMOS開關導通。在上述的輸入取樣網路400當中，當時脈信號PHI1處在邏輯高電位時，開關S1a與S2b是導通的，而開關S2a與S1b是關閉的，因 此橫跨輸入端子401與402的差動信號VS會呈現在類比數位轉換器403的輸入端子404與405。當時脈信號PHI2處在邏輯高電位時，開關S2a與S1b是導通的，而開關S1a與S2b是關閉的，因此橫跨輸入端子401與402的差動信號VS會以相反的極化形式(也就是-VS)呈現在類比數位轉換器403的輸入端子404與405。令相反極化形式的輸入信號進入到類比數位轉換器403之中，可以令類比數位轉換器403內部電路的差異互相抵消，因此可以增進正確性。然而，當輸入電壓VS低於負一倍的二級管電壓降時，當時脈信號PHI1為邏輯高電位時，輸入取樣開關S1b與S2a的寄生二極體(parasitic diode)將會導通，進而導致明顯地取樣誤差。據此，和第三圖所示之獨立取樣網路600一樣，橫跨取樣網路400之端子401與402的輸入電壓VS範圍將會被限制在負一倍的二級管電壓降與正的最大汲級至源級(drain-to-source)的電壓VDSMAX之間。電荷幫浦406a、406b、407a、與407b的實作方式可以和第三圖所示的電荷幫浦402a與402b一樣。
根據本發明的一實施例，如果能確保輸入取樣網路400只接收到正的輸入信號，則可以克服其缺點。第六圖為根據本發明一實施例的一輸入取樣網路700的一方塊示意圖。輸入取樣網路700包含了整流器電路701，用於提供一正的差動信號到上述的輸入取樣網路400。在第六圖當中，為了方便說明之故，只示出了單端形式的輸入取樣網路400。然而，輸入取樣網路400可以如第四圖所示出的差動輸入的形式。如第六圖所示，極性比較器703用來判斷橫跨於輸入端子705與706之上的輸入差分信號Vin的極性。極性比較器703的輸出信號707代表判斷結果，選擇性地啟動一開關對S3與S6或另一開關對S4與S5，以及其後相應的電荷幫浦711a至711d。當上述的輸入 差分信號Vin為正時，輸出信號707令開關S3與S6導通，使得輸入信號經過電荷幫浦711a與711d。當上述的輸入差分信號Vin為負時，輸出信號707令開關S4與S5導通，使得輸入信號經過電荷幫浦711b與711c。此舉導致的信號反轉將可能使類比數位轉換器取樣到錯誤的信號極性。電荷幫浦711a至711d的控制信號可由本領域普通技術人員熟知的組合電路所實現。上述整流所導致之信號反轉將可能使類比數位轉換器取樣到錯誤的信號極性。輸出信號707可以儲存在一正反器(flip-flop)或一暫存器中以便紀錄輸入差分信號Vin的極性，以便於恢復類比數位轉換器704的輸出信號之正確極性。在另一實施例中，開關S1(亦即相應於第四圖的開關S1a與S2b)與S2(亦即相應於第四圖的開關S2a與S1b)相應於時脈信號PHI1與PHI2的取樣相位必須交換，以便於補救上述信號反轉的問題。可以使用多工器(multiplexer)交換上述時脈信號PHI1與PHI2的取樣相位。由於橫跨端子708與709的輸入信號VS可以在稍微變成負的時候，還不會影響到取樣。因此，極性比較器703可以在信號接近其判斷門檻值附近時，提供某些程度的信號遲滯，以預防產生過多的信號反轉。可以根據類比數位轉換器的取樣時脈信號，取樣極性比較器703的輸出信號707，所以只會發生與類比數位轉換器的取樣時脈信號同步的信號反轉。
第七圖為根據本發明一實施例的輸入取樣網路800的一方塊示意圖。輸入取樣網路800之開關電容極性比較器(switched capacitor polarity comparator)803透過再利用開關S1與S2作為輸入開關，以便偵測取樣電路400的輸出差分信號之信號極性。
據此，根據本發明的一雙極性獨立輸入取樣網路可以使用獨立的取樣開關對大雙極性差分信號進行取樣。輸入信號的範圍可以顯著地 擴大到-VDSMAX至VDSMAX之間。任何在整流電路中發生的信號反轉可以藉由改變類比數位轉換器之後續模組的極性感測(polarity sensitivity)加以補償(例如交換在第六圖與第七圖中獨立取樣網路400的時脈信號PHI1與PHI2)。
上述的詳細說明用於描述本發明的特定實施例，但不應用於限定本發明。符合本發明精神的尚有多種變化與修改範例，本發明的範圍限於下列之權利要求範圍。
400‧‧‧類比數位轉換器
700‧‧‧輸入取樣網路
701‧‧‧整流器電路
703‧‧‧極性比較器
704‧‧‧類比數位轉換器
705‧‧‧輸入端子
706‧‧‧輸入端子
707‧‧‧輸出信號
708‧‧‧端子
709‧‧‧端子
711a‧‧‧電荷幫浦
711b‧‧‧電荷幫浦
711c‧‧‧電荷幫浦
711d‧‧‧電荷幫浦

Claims (20)

  1. 一種雙極性獨立輸入取樣網路，其用於接收一輸入信號與提供一取樣信號，包含：一極性比較器，用於判斷該輸入信號的一極性；一獨立整流器電路，用於根據該極性比較器所判斷之極性以提供一整流後的輸入信號；以及一獨立輸入取樣網路，用於接收該整流後的輸入信號以提供該取樣信號。
  2. 如申請專利範圍第1項的雙極性獨立輸入取樣網路，其中該輸入信號與該取樣信號為差動信號。
  3. 如申請專利範圍第1項的雙極性獨立輸入取樣網路，其中該獨立整流器電路包含一第一對的獨立開關與一第二對的獨立開關，該第一對的獨立開關用於將該輸入信號作為一整流信號，該第二對的獨立開關用於將該輸入信號反相後作為該整流後的輸入信號。
  4. 如申請專利範圍第3項的雙極性獨立輸入取樣網路，其中上述的每一對獨立開關包含一電容性耦合的電荷幫浦(capacitively coupled charge purmp)與一電晶體(transistor)。
  5. 如申請專利範圍第1項的雙極性獨立輸入取樣網路，其中上述之極性比較 器係根據該取樣信號的一極性來判斷該輸入信號的該極性。
  6. 申請專利範圍第1項的雙極性獨立輸入取樣網路，其中上述之極性比較器令一個或多個接收該整流後輸入信號的電路改變其極性感測(polarity sensitivity)。
  7. 申請專利範圍第2項的雙極性獨立輸入取樣網路，包含一第一對獨立開關以提供該整流後的輸入信號作為該取樣信號，與一第二對獨立開關以將一整流信號進行反相，並且將反相後的該整流信號作為該取樣信號，其中上述之第一對獨立開關係受到一第一控制信號所控制，上述之第二對獨立開關係受到一第二控制信號所控制。
  8. 申請專利範圍第7項的雙極性獨立輸入取樣網路，其中上述之該第一控制信號與第二控制信號具有互補(complementary)卻又不重疊(non-overlapping)的波形。
  9. 申請專利範圍第8項的雙極性獨立輸入取樣網路，其中當該輸入信號的極性被判斷為負時，上述之該第一控制信號與第二控制信號的相位互換。
  10. 申請專利範圍第7項的雙極性獨立輸入取樣網路，其中上述之每一個獨立開關包含一電容性耦合的電荷幫浦(capacitively coupled charge pump)與一電晶體(transistor)。
  11. 一種雙極性獨立輸入取樣網路之取樣方法，用於接收一輸入信號與提供一取樣信號，包含：判斷該輸入信號的一極性；根據所判斷之極性以提供一整流後的輸入信號；以及接收該整流後的輸入信號以提供該取樣信號。
  12. 如申請專利範圍第11項的取樣方法，其中該輸入信號與該取樣信號為差動信號。
  13. 如申請專利範圍第11項的取樣方法，其中上述之根據所判斷之極性以提供該整流後的輸入信號之步驟係由一獨立整流器電路所實作，該獨立整流器電路包含一第一對的獨立開關以將該輸入信號作為一整流信號，當該輸入信號的極性被判斷為正時，該獨立整流器電路包含一第二對的獨立開關用於將該輸入信號反相後作為該整流後的輸入信號。
  14. 如申請專利範圍第13項的取樣方法，其中上述的每一對獨立開關包含一電容性耦合的電荷幫浦(capacitively coupled charge pump)與一電晶體(transistor)。
  15. 如申請專利範圍第11項的取樣方法，其中上述之判斷步驟係根據該取樣信號的一極性來判斷該輸入信號的該極性。
  16. 如申請專利範圍第11項的取樣方法，更包含根據該輸入信號的極性，改變一個或多個接收該整流後輸入信號的電路之極性感測(polarity sensitivity)。
  17. 如申請專利範圍第12項的取樣方法，其中上述之接收該整流後之輸入信號以提供該取樣信號的步驟係由一獨立輸入取樣網路所實現，其中該獨立輸入取樣網路包含一第一對獨立開關以提供該整流後的輸入信號作為該取樣信號，與一第二對獨立開關以將一整流信號進行反相，並且將反相後的整流信號作為該取樣信號，其中上述之第一對獨立開關係受到一第一控制信號所控制，上述之第二對獨立開關係受到一第二控制信號所控制。
  18. 如申請專利範圍第17項的取樣方法，其中上述之該第一控制信號與該第二控制信號具有互補(complementary)卻又不重疊(non-overlapping)的波形。
  19. 如申請專利範圍第18項的取樣方法，其中當該輸入信號的極性被判斷為負時，上述之該第一控制信號與該第二控制信號的相位互換。
  20. 如申請專利範圍第17項的取樣方法，其中上述之每一個獨立開關包含一電容性耦合的電荷幫浦(capacitively coupled charge pump)與一電晶體(transistor)。
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