TWI487254B - 校正超常失衡狀況的直流對直流轉換器、供所述直流對直流轉換器使用的方法、校正超常失衡狀況的系統、及供直流對直流轉換器使用的超常失衡再平衡器 - Google Patents

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Description

校正超常失衡狀况的直流對直流轉換器、供所述直流對直流轉換器使用的方法、校正超常失衡狀况的系統、及供直流對直流轉換器使用的超常失衡再平衡器
【優先權】
本申請要求以下美國專利申請的優先權：
●　迪莫塞‧馬海爾於2010年1月21日提交的標題為“WAY OUT OF BALANCE(WOB) CURRENT CORRECTION FOR USE WITH A MULTI-PHASE DC-DC CONVERTER”(供多相位DC-DC轉換器使用的超常失衡(WOB)電流校正)的美國專利申請No. 12/691,438(律師案卷號No. ELAN-01233US1)；
●　迪莫塞‧馬海爾(Timothy Maher)於2010年1月21日提交的標題為“COMPONENT FAULT DETECTION FOR USE WITH A MULTI-PHASE DC-DC CONVERTER”(供多相位DC-DC轉換器使用的組件故障偵測)的美國專利申請No. 12/691,589(律師案卷號No. ELAN-01234US1)；
●　迪莫塞‧馬海爾於2009年6月16日提交的標題為“TWO-PHASE WAY OUT OF BALANCE(WOB) CURRENT CORRECTION FOR USE WITH A TWO-PHASE DC-DC CONVERTER”(供兩相位DC-DC轉換器使用的兩相位超常失衡(WOB)電流校正)的美國臨時專利申請No. 61/187,598(律師案卷號No. ELAN-01233US0)，所有這些專利申請通過引用結合於此。
●　迪莫塞‧馬海爾於2009年6月16日提交的標題為“SOFT START(SS) FAULT DETECTOR FOR USE WITH A TWO-PHASE DC-DC CONVERTER”(供兩相位DC-DC轉換器使用的軟啟動(SS)故障偵測器)的美國臨時專利申請No. 61/187,607(律師案卷號No. ELAN-01234US0)；以及
本發明諸實施例一般涉及多相位DC-DC轉換器、供多相位DC-DC轉換器使用的方法、以及供多相位DC-DC轉換器使用的超常失衡(WOB)再平衡器。
DC-DC轉換器一般將直流電從第一電壓位準和電流位準轉換成第二電壓和電流位準。例如，降壓DC-DC轉換器可將10Amps下12V的電壓輸入(V輸入 )轉換成100Amps下約1.2V的電壓輸出(V輸出 )。作為一更具體的示例，兩相位DC-DC轉換器可包括脈寬調變器(也簡稱為調變器)，其包括第一脈寬調變輸出(PWM1輸出 )和第二PWM輸出(PWM2輸出 )。PWM1輸出 和PWM2輸出 處輸出的信號，也稱為PWM1輸出 信號和PWM2輸出 信號，異相180°。換言之，PWM2輸出 信號落後(或領先)於PWM1輸出 信號180°。
常規地，PWM1輸出 和PWM2輸出 所輸出的這些異相180°的信號直接驅動一對驅動器-MOSFET級，它們可被稱為DrMOS1和DrMOS2。DrMOS1可被視為是兩相位DC-DC轉換器的第一通道的一部分，而DrMOS2可被視為是兩相位DC-DC轉換器的第二通道的一部分。
該DC-DC轉換器所輸出的電壓位準優選地是具有相對嚴格容限(例如±1%)的經調節的電壓位準。另外，優選該兩相位DC-DC轉換器的兩個通道一般是平衡的，即每個通道一般大致處理相同量的功率和電流，從而這兩個通道之一不因處理太多功率和電流而受損。然而，高頻負載瞬變事件會不合需要地影響通道之間的這一平衡，從而不利地影響兩相位DC-DC轉換器所產生的電壓、並且可能損壞DC-DC轉換器內的組件。當例如與DC-DC轉換器的電壓輸出連接的一個或多個負載(例如CPU)在先前掉電之後上電、或者在相對高頻的情况下在高功率工作狀態(例如以最大時脈頻率工作)與低功率工作狀態(例如休眠模式或待機模式)之間交替(但不限於此)時，這些高頻負載瞬變狀况可發生。
DC-DC轉換器可經歷故障，例如因為感應器和/或驅動器-MOSFET級或其一部分缺失、失效、連接不正確、或變得斷開。這些故障如果不正確處理會導致對DC-DC轉換器以及DC-DC轉換器連接在其中的更大電路的損壞。
本發明的具體實施例涉及供多相位DC-DC轉換器使用的超常失衡(WOB)再平衡器。這種多相位DC-DC轉換器可以是例如包括脈寬調變器的兩相位DC-DC轉換器，該脈寬調變器輸出第一脈寬調變信號(PWM1輸出 )和第二脈寬調變信號(PWM2輸出 )，該第二脈寬調變信號(PWM2輸出 )基本上與第一脈寬調變信號(PWM1輸出 )異相180°。該DC-DC轉換器還可包括第一和第二驅動器MOSFET級(DrMOS1和DrMOS2)，且每個DrMOS級都具有一個輸入和一個輸出。例如，每個DrMOS級都可包括一個驅動器和一對功率場效應電晶體(FET)。此外，該DC-DC轉換器可包括第一電感器(L1)和第二電感器(L2)，該第一電感器(L1)具有取决於第一驅動器MOSFET級(DrMOS1)的輸出驅動的一個端子，而第二電感器(L2)具有取决於第二驅動器MOSFET級(DrMOS2)的輸出驅動的一個端子。根據一實施例，WOB再平衡器包括WOB偵測器和脈衝路徑導向器。WOB偵測器適於偵測DC-DC轉換器內的WOB狀况。脈衝路徑導向器適於取决於來自WOB偵測器的反饋調節通過第一通道的電流與通過第二通道的電流之間的平衡。如果多相位DC-DC轉換器包括兩個以上通道，例如它是三相DC-DC轉換器，則脈衝路徑導向器可調節兩個以上通道之間的平衡。
根據一實施例，WOB偵測器適於偵測在指示通過第一通道的電流的第一電流(IL1)比指示通過第二通道的電流的第二電流(IL2)大了超過預定偏置電流時的第一WOB狀况。另外，WOB偵測器適於偵測在指示通過第二通道的電流的第二電流(IL2)比指示通過第一通道的電流的第一電流(IL1)大了超過預定偏置電流時的第二WOB狀况。
根據一實施例，脈衝路徑導向器適於從脈寬調變器接收第一和第二脈寬調變信號(PWM1輸出 和PWM2輸出 )，並且取决於來自WOB偵測器的反饋選擇性地向第一和第二驅動器MOSFET級(DrMOS1和DrMOS2)的輸入提供第一和第二脈寬調變信號(PWM1輸出 和PWM2輸出 )的脈衝，以調節通過第一通道的電流與通過第二通道的電流之間的平衡。例如，脈衝路徑導向器可選擇性地向第一驅動器MOSFET級(DrMOS1)的輸入或第二驅動器MOSFET級(DrMOS2)的輸入提供第一脈寬調變信號(PWM1輸出 )的各個脈衝，且可選擇性地向第一驅動器MOSFET級(DrMOS1)的輸入或第二驅動器MOSFET級(DrMOS2)的輸入提供第二脈寬調變信號(PWM2輸出 )的各個脈衝。或者，脈衝路徑導向器可適於在向第一和第二驅動器MOSFET級(DrMOS1和DrMOS2)的輸入提供第一和第二脈寬調變信號(PWM1輸出 和PWM2輸出 )之前交換由脈寬調變器輸出的第一和第二脈寬調變信號(PWM1輸出 和PWM2輸出 )的相位，以調節通過第一通道和第二通道的電流之間的平衡。
本發明的各個實施例還涉及包括WOB再平衡器的多相位DC-DC轉換器。
本發明的具體實施例還涉及供諸如上述兩相位DC-DC轉換器的多相位DC-DC轉換器使用的方法。根據一實施例，一種方法包括：監視多相位DC-DC轉換器內的WOB狀况；以及取决於所偵測到的WOB狀况調節通過DC-DC轉換器的多個通道的電流之間的平衡。
根據一實施例，監視WOB狀况可包括偵測在指示通過第一通道的電流的第一電流(例如IL1)比指示通過第二通道的電流的第二電流(例如IL2)大了超過預定偏置電流時的第一WOB狀况。另外，監視WOB狀况可包括偵測在指示通過第二通道的電流的第二電流(例如IL2)比指示通過第一通道的電流的第一電流(例如IL1)大了超過預定偏置電流時的第二WOB狀况。
根據一實施例，取决於偵測到的WOB狀况調節平衡可包括取决於偵測到的WOB狀况選擇性地向第一和第二驅動器MOSFET級(DrMOS1和DrMOS2)的輸入提供第一和第二脈寬調變信號(PWM1輸出 和PWM2輸出 )的脈衝。這可包括選擇性地向第一驅動器MOSFET級(DrMOS1)的輸入或或第二驅動器MOSFET級(DrMOS2)的輸入提供第一脈寬調變信號(PWM1輸出 )的各個脈衝，且選擇性地向第一驅動器MOSFET級(DrMOS1)的輸入或第二驅動器MOSFET級(DrMOS2)的輸入提供第二脈寬調變信號(PWM2輸出 )的各個脈衝。根據一替代實施例，取决於偵測到的WOB狀况調節平衡可包括在向第一和第二驅動器MOSFET級(DrMOS1和DrMOS2)提供第一和第二脈寬調變信號(PWM1輸出 和PWM2輸出 )之前交換由脈寬調變器輸出的第一和第二脈寬調變信號(PWM1輸出 和PWM2輸出 )的相位。
本發明內容並不旨在歸納本發明的所有實施例。本發明諸實施例的其它和替代實施例、以及各個特徵、方面和優點將從以下闡述的詳細描述、附圖和申請專利範圍中變得更加顯而易見。
圖1A示出根據本發明一實施例的兩相位DC-DC轉換器100。參照圖1A，兩相位DC-DC轉換器100包括脈寬調變器102(還簡稱為調變器)，其包括第一脈寬調變輸出(PWM1輸出 )和第二PWM輸出(PWM2輸出 )。PWM1輸出 和PWM2輸出 處輸出的信號，也可稱為PWM1輸出 信號和PWM2輸出 信號，基本上異相180°。換言之，PWM2輸出 信號落後(或領先)於PWM1輸出 信號基本上180°。在圖1A中示出的還有組件故障偵測器120，其在以下參照圖3和12更詳細地描述。
兩相位DC-DC轉換器100還包括顯示為DrMOS1和DrMOS2的一對驅動器-MOSFET級106_1和106_2。在一實施例中，每個DrMOS能用作具有低輸出阻抗的位準移位器。例如，每個DrMOS可連接在12V電軌和接地(gnd)之間，可在其輸入端接收在0與5V之間變化的邏輯位準PWM信號，且可輸出具有(與在其輸入處接收的PWM信號)基本上相同的脈寬和占空比但在0與V輸入 (例如12V)之間變化的PWM信號。為此，每個DrMOS級106可包括例如如圖1C所示的驅動器電路系統和一對功率場效電晶體(FET)。或者，每個DrMOS級106可包括例如如1D所示的驅動器電路系統、單個功率FET、以及二極管。其它DrMOS級配置也是可能的，且在本發明的範圍內。
輸入至DrMOS1的信號將被稱為PWM1，而輸入至DrMOS2的信號將被稱為PWM2。DrMOS1響應於輸入至DrMOS1的相對低功率PWM1方波信號產生相對高功率的方波信號。同樣，DrMOS2響應於輸入至DrMOS1的相對低功率PWM2方波產生相對高功率的方波信號。常規地，PWM1與PWM1輸出 信號相同，而PWM2與PWM2輸出 信號相同。
DrMOS1 106_1和DrMOS2 106_2的方波輸出被分別提供給電感器L1和L2的一側(即，一端)。當兩個通道完全匹配和平衡時，通過電感器L1和L2的電流是異相180°且振幅相等的鋸齒形信號。為了感測通過電感器的電流，極低電阻(例如1mΩ)電阻器R1和R2能被連接至電感器L1和L2的另一側(即，端)(且電阻器R1和R2的另一側/端是提供兩相位DC-DC轉換器的輸出電壓V輸出1 和V輸出2 的輸出端子)。可使用用於允許感測通過兩個電感器L1和L2(或更一般地兩個通道)的電流的替換電路系統。例如，替代如圖1所示地將R1和R2與L1和L2串聯連接，電感器本身的直流電阻(DCR)可用於感測電感器電流，或者電阻器R1和R2可與L1和L2並聯連接以提取各個電感器中的串聯電阻。其它變異是可能的，且在本發明的範圍之內。
在一個實施例中，V輸出1 和V輸出2 可連接在一起(例如短接在一起)以提供DC-DC轉換器的輸出(V輸出 )。另外，可存在反饋電路系統，用於向脈寬調變器提供V輸出1 、V輸出2 和/或V輸出 或指示這些電壓的信號以例如調節PWM1輸出 和PWM2輸出 的占空比以使V輸出1 、V輸出2 和/或V輸出 處於期望調節位準。然而，由於這種反饋電路系統是衆所周知的且對本發明諸實施例而言不是重要的，因此現在示出這種反饋電路系統且不再贅述。
圖1A所示的還有標示為108_1和108_2的一對電流感測放大器ISEN AMP1和ISEN AMP2，它們分別輸出指示電阻器R1和R2兩端的電壓的感測電流IL1和IL2，這導致由感測放大器所輸出的電流IL1和IL2實質上追隨通過電感器L1和L2的電流。換言之，電流IL1指示通過電感器L1的電流，更一般地指示通過DC-DC轉換器的第一通道的電流。同樣，電流IL2指示通過電感器L2的電流，更一般地指示通過DC-DC轉換器的第二通道的電流。示例性鋸齒電流IL1和IL2在圖1B中部示出，且如下所述。當使用替換電路系統來感測通過電感器L1和L2的電流(例如使用DCR電路系統來代替R1和R2)時，至感測放大器ISEN AMP1 108_1和ISEN AMP2 102_2的輸出可從電路的不同節點分接。
如果第一通道的組件(包括DrMOS1、L1和R1)與第二通道的組件(包括DrMOS2、L1和R1)完全匹配，則IL1和IL2應具有相同振幅且異相180°，並且兩個通道都將提供相同的電流和功率。然而，由於不可避免的組件失配，一個通道將往往提供比另一個通道更大的電流和功率。存在可用來補償這些組件失配的公知電路系統和技術，但這種補償不是本發明的主題。因此，不示出針對組件失配作補償的電路系統和技術並且不作贅述。
如上所述，DC-DC轉換器輸出的電壓位準優選地是具有嚴格容限(例如±1%)的經調節的電壓位準。這種經調節的電壓位準可例如通過數位碼動態編程。另外，優選該兩相位DC-DC轉換器的兩個通道一般是平衡的，即每個通道一般處理相同量的功率和電流，從而這兩個通道之一不因處理太多功率和電流而受損。然而，高頻負載瞬變事件會不合需要地影響這些通道之間的這種電流和功率平衡，從而不利地影響兩相位DC-DC轉換器所產生的電壓、並且可能損壞DC-DC轉換器內的組件。當例如與DC-DC轉換器的電壓輸出相連接的一個或多個負載(例如CPU)在先前掉電之後上電(但不限於此)時，這些高頻負載瞬變狀况可發生。如下所述的本發明的具體實施例可用來響應於這種高頻負載瞬變事件平衡兩相位DC-DC轉換器的兩個通道之間的電流和功率。
如上所述，常規上，PWM1(即輸入至DrMOS1的信號)與PWM1輸出 信號相同，而PWM2(即輸入至DrMOS2的信號)與PWM2輸出 信號相同。相反，在圖1A的實施例中，添加了脈衝路徑導向器(PPD)電路系統104，其可被視為包括兩個子PPD導向器PPD1和PPD2。PPD1和PPD2各自接收PWM1輸出 和PWM2輸出 信號兩者。PPD1所輸出的信號是提供給DrMOS1的PWM1信號，而PPD2所輸出的信號是提供給DrMOS2的PWM2信號。以此方式，PPD1可向DrMOS1選擇性地提供PWM1輸出 信號和/或PWM2輸出 信號的脈衝，而PPD2可向DrMOS2選擇性地提供PWM2輸出 信號和/或PWM1輸出 信號的脈衝。以下將討論對PPD1和PPD2或類似的脈衝路徑導向器的控制。
圖1B示出PPD1和PPD2的某些示例性細節。儘管圖1B中的每個PPD被示為使用一對「及」(AND)閘、一個「或非」(NOR)閘以及一個反向器來實現，但可使用替代邏輯電路系統來執行PPD的脈衝重新導向或交換功能，並且這在本發明的範圍之內。
再參看圖1A，在該圖右側，示出了根據本發明一實施例的超常失衡(WOB)偵測器112，其偵測何時IL1電流和IL2電流彼此相差一指定偏置電流(I偏置 )以上達至少指定時段(例如PWM1輸出 和PWM2輸出 信號的兩個連續周期)。圖1B示出根據一具體實施例可用來實現WOB偵測器112的電路系統。
一般而言，WOB偵測器112在PWM1輸出 和PWM2輸出 信號的一周期中的任一點處即時地確定何時IL1比IL2大了指定的偏置電流，且何時IL2比IL1大了指定的偏置電流。如果偵測到了這種WOB狀况(例如IL1比IL2大了指定的偏置電流)，但在該周期結束之前不再偵測到該狀况(例如IL1不再比IL2大了指定的偏置電流)，則該電路像常規的DC-DC轉換器一樣工作，因為PWM1與PWM1輸出 相同，且PWM2與PWM2輸出 相同。然而，如果在PWM1輸出 信號的整個周期中IL1保持比IL2大了指定的偏置電流，則如以下更詳細地所述的，PWM1輸出 信號的一個或多個脈衝將被移(重定向)至PWM2。同樣，如果在PWM2輸出 信號的整個周期中IL2保持比IL1大了指定的偏置電流，則PWM2輸出 信號的一個或多個脈衝將被移(重導向)至PWM1。
WOB偵測器112和脈衝路徑導向器104(例如PPD1和PPD2)通過將調變器102輸出的一個或多個脈衝從具有較高電流的通道移至具有較低電流的通道來輔助再平衡兩相位DC-DC轉換器。因此，WOB偵測器112和脈衝路徑導向器104(例如PPD1和PPD2)可被統稱為WOB再平衡器。WOB偵測器112偵測兩相位DC-DC轉換器內的WOB狀况。脈衝路徑導向器104取决於來自WOB偵測器的反饋調節通過第一電感器(L1)的電流與通過第二電感器(L2)的電流之間的平衡。更一般地，脈衝路徑導向器104取决於來自WOB偵測器的反饋調節兩個通道中的電流之間的平衡。如果存在兩個以上通道則可使用相似的技術。例如，當存在兩個以上通道時，對於每個通道，可偵測指示通過該通道的電流的電流。另外，可偵測這些偵測到的電流的平均值。通過每個通道的電流可與平均通道電流作比較，並且如果通過通道的電流比所有通道的均值大了超過指定偏置，則脈衝路徑導向器可將來自具有太多電流的通道的脈衝重導向至電流低於平均通道電流的一個或多個其它通道。這僅僅是如何平衡通過三個或更多通道的電流的一個示例。閱讀本說明書的本領域普通技術人員將理解，有其它選擇可用並且這在本發明的範圍內。
圖1A示出WOB偵測器112可被視為包括WOB子偵測器1和WOB子偵測器2。圖1B中的虛線將WOB偵測器112的電路系統分成WOB子偵測器1和WOB子偵測器2。WOB子偵測器1將偵測何時IL1比IL2大了指定的偏置。WOB子偵測器2將偵測何時IL2比IL1大了指定的偏置，該指定偏置可能但不必是WOB子偵測器1所使用的相同偏置。當IL1和IL2相差不超過指定偏置時，WOB偵測器將不會偵測到WOB狀况。換言之，當IL1和IL2彼此在指定偏置內時它們沒有超常失衡。
如圖1B中可見，電流感測放大器ISEN AMP1驅動PMOS電晶體M1和M2的閘極。例如，電流感測放大器ISEN AMP1在其輸出可包括連接有二極管的P溝道MOSFET(未示出)，其用作電晶體M1和M2的主電流反射鏡。通過由M1和M2反射的主反射鏡(即連接有二極管的P溝道MOSFET)的電流取决於由電流感測放大器ISEN AMP1感測的電流(例如通過R1的電流)。電晶體M1和M2分別在其汲極提供電流IM1和IM2，其指示提供給其閘極的IL1電流的幅值。為簡化起見，可假設M1和M2之比為1:1。
電晶體M1的汲極處的電流IM1被提供給包括NMOS電晶體M8和M7的電流反射鏡CM1的輸入，其中M8連接有二極管且由此形成CM1的輸入。為簡化起見，假設M8和M7之比為1:1。這導致M7嘗試將電流彙集至接地，其等於IM1。開關S1選擇性地向M7的汲極提供偏置電流I偏置 。假設S1通常是閉合的，則只要IM4+I偏置 IM1，M7即可彙集等於IM1的電流。如以下將解釋的，只要電流IL1不超常失衡，即在可接受平衡內，S1就閉合。
因為M7嘗試將等於IM1的電流彙集至接地，如果IM4+I偏置 <IM1，則M4的汲極和M7的汲極(即由這些汲極形成的節點N1)被拉至低壓電軌。(低壓電軌可以是Vss或接地，但對於其餘討論將假設為接地。)由此，如果M7可將節點N1拉至接地，則這指示通道1比通道2具有顯著更多的電流，即通道1是WOB。換言之，如果M7嘗試拉取比可用更多的電流，則電晶體的源極被拉至接地，且NMOS電晶體M7從飽和工作區轉變成歐姆區。
另一電流感測放大器ISEN AMP2驅動電晶體M4和M3的閘極。例如，電流感測放大器ISEN AMP2在其輸出可包括連接有二極管的N溝道MOSFET(未示出)，其用作電晶體M4和M3的主電流反射鏡。通過由M4和M3反射的主反射鏡(即連接有二極管的N溝道MOSFET)的電流取决於由電流感測放大器ISEN AMP2感測的電流(例如通過R2的電流)。電晶體M4和M3分別在其汲極提供電流IM4和IM3，其指示提供給其閘極的電流IL2的幅值。為簡化起見，可假設M4和M3之比為1:1。
另一電流反射鏡CM2包括NMOS電晶體M6和M12，其中M12連接有二極管且由此形成CM2的輸入。M3的汲極處的電流IM3被提供給CM2的輸入，這將導致M6嘗試將等於M3的電流彙集至接地。開關S2選擇性地向M6的汲極提供偏置電流I偏置 。假設S1通常是閉合的，則只要IM2+I偏置 IM3，M6即可彙集等於IM3的電流。如以下將解釋的，只要電流IL2不超常失衡(WOB)，即在可接受平衡內，S2就閉合。
因為M6嘗試將等於IM3的電流彙集至接地，如果IM2+I偏置 <IM3，則M6的汲極和M2的汲極(即由這些汲極形成的節點N2)被拉至低壓電軌。由此，如果M6可將節點N2拉至接地，則這指示通道2比通道1具有顯著更多的電流，即通道2是WOB。換言之，如果M6嘗試拉取比可用更多的電流，則電晶體的源極被拉至接地，且NMOS電晶體M6從飽和工作區轉變成歐姆區。
WOB子偵測器1包括連接至節點N1的輸出電路系統，其將產生指示何時IL1>IL2+I偏置 的一個或多個輸出。在圖1B中，輸出電路系統包括施密特觸發器、反向器和三個NOR閘，且該輸出電路產生WOB_L2H和WOB_L2Hn輸出。可使用替換電路系統且在本發明的範圍內。在一實施例中，當IL1>IL2+I偏置 時WOB_L2H變高，而WOB_L2Hn是互補的。類似地，WOB子偵測器2包括連接至節點N2的輸出電路系統，其將產生指示何時IL2>IL1+I偏置 的一個或多個輸出。在圖1中，輸出電路系統包括施密特觸發器、反向器和三個NOR閘，且該輸出電路產生WOB_L1H和WOB_L1Hn輸出。可以使用替換電路系統且在本發明的範圍內。在一實施例中，當IL2>IL1+I偏置 時WOB_L1H變高，而WOB_L1Hn是互補的。在圖1中，WOB_L1Hn和WOB_L2H被提供給PPD1來控制PPD1，而WOB_L1H和WOB_L2Hn被提供給PPD2來控制PPD2。
當WOB子偵測器1偵測到IL1>IL2+I偏置 (其可被稱為IL1是WOB)時，以下兩者同時發生：開關S1打開以使I偏置 不再被提供給節點N1；且IL1>IL2+I偏置 的偵測被用來控制PPD1和PPD2。更具體地，當在來自調變器的PWM1輸出 變高時IL1為WOB時，PPD1和PPD2將被控制成使PWM2(即對DrMOS2的輸入)接收PWM1輸出 和PWM2輸出 信號兩者的脈衝、同時阻斷PWM1輸出 (即，對DrMOS1的輸入保持為低)，以嘗試使兩個通道再平衡。換言之，通常將用來驅動DrMOS1的脈衝將被移至另一通道以改為驅動DrMOS2。
類似地，當WOB子偵測器2偵測到IL2>IL1+I偏置 (其可被稱為IL2是WOB)時，以下兩者同時發生：開關S2打開以使I偏置 不再被提供給節點N2；且IL2>IL1+I偏置 的偵測被用來控制PPD1和PPD2。更具體地，當在來自調變器的PWM2輸出 變高時IL2為WOB時，PPD1和PPD2將被控制成使PWM1(即，對DrMOS1的輸入)接收PWM1輸出 和PWM2輸出 信號兩者的脈衝、同時阻斷PWM2輸出 (即，對DrMOS2的輸入保持為低)，以嘗試使兩個通道再平衡。換言之，通常將用來驅動DrMOS2的脈衝將被移至另一通道以改為驅動DrMOS1。
為提供滯後，在需要時可添加另外一對電流源，該對電流源之一被連接至節點N1與接地之間，而另一個則被連接在節點N2與接地之間。這些電流源可用於選擇性地將來自節點N1和N2的電流彙集至接地。當開關S1打開時連接在節點N1與接地之間的附加電流源的開關可被閉合，而當開關S2打開時連接在節點N2與接地之間的附加電流源的開關將被閉合。添加滯後有助於系統返回至更接近平衡，而不是就處於WOB邊緣。
在一實施例中，此脈衝的移動可花兩個周期來展開。更具體地，在周期1，PWM1可顯著增大通過電感器L1的電流以使WOB_L1H變高(即WOB子偵測器1偵測到IL1>IL2+I偏置 )。然後(例如約500ns之後)響應於PWM2，DrMOS2將向電感器L2提供脈衝。通常該通過電感器L2的電流的增大將把WOB_L1H信號重置回低。然而，如果高側和低側通道都失衡，則在周期2期間WOB_L1H可保持為高。當PWM1輸出 信號的下一脈衝由調變器輸出時，脈衝路徑導向器(例如PPD1和PPD2)將把該脈衝提供給PWM2(即DrMOS2的輸入)，而非PWM1(即，非DrMOS1的輸入)。WOB再平衡器也將PWM2輸出 信號的下一個脈衝提供給PWM2(即DrMOS2的輸入)從而導致DrMOS2接收到期望送往DrMOS1的脈衝和期望送往DrMOS2的脈衝兩者，而DrMOS1則沒有接收到任何脈衝。以此方式，系統可通過調節相位次序來重新平衡。
根據諸具體實施例，可另外設置電路系統來確保沒有一個DrMOS會接收太多脈衝從而損壞DrMOS和/或電感器。例如，這種附加電路系統可用來確保沒有一個DrMOS會接收超過調變器102所輸出的最後Y個脈衝中的X個脈衝，其中X>Y(例如X=3且Y=2)。
圖2示出根據一實施例以確保沒有一個DrMOS會接收太多脈衝的方式來實現PPD1和PPD2(或更一般地脈衝路徑導向器104)的電路系統。相應地，這種電路系統可被稱為限制器電路系統，因為它限制可接收/移動的脈衝的量。圖2所示的其它電路系統確保移動整個脈衝，而不是僅僅移動脈衝的一部分。圖2還包括允許啟用和禁用脈衝路徑導向器104的電路系統。
圖3示出組件故障偵測器120的示例性細節。組件故障偵測器120可使用從圖1和2的電路中習得/推斷的信息/信號來確定例如在DC-DC轉換器100啟動期間是否存在故障。例如，圖3的組件故障偵測器可用來確定電感器(L1或L2)或DrMOS(DrMOS1或DrMOS2)之一或其一部分何時缺失、失效、或未正確連接。圖3的細節如下所述。
圖4A示出常規DC-DC轉換器的模擬結果，其示出在約220us和280us IL1和IL2失衡至可視為WOB的點，這是因引入模擬高頻負載瞬變而引起的。圖4B示出相同DC-DC轉換器但添加和使用了WOB再平衡器的模擬結果，其中引入了相同的模擬高頻負載瞬變。如根據圖4B可理解的，WOB再平衡器將使通過電感器L1和L2的電流IL1和IL2分別更接近彼此地追隨，這是合乎需要的。更一般地，WOB再平衡器將使兩個通道中的電流和功率更接近彼此地追隨。
圖5A、5B、5C、5D、5E、5F、5G、5H和5J(統稱為圖5)的波形用來示出圖1實施例的操作的更多細節。圖5A和5B分別示出由圖1中的調變器輸出的PWM1輸出 和PWM2輸出 信號。圖5C和5D分別示出輸入至DrMOS1的PWM1信號和輸入至DrMOS2的PWM2信號。換言之，圖5C示出PPD1的輸出而圖5D示出PPD2的輸出。圖5E和5F分別是圖1中節點N2和N1上的電壓，它們是提供給WOB子偵測器2和WOB子偵測器1的輸出電路系統的電壓。圖5G和5H分別是由WOB子偵測器1和WOB子偵測器2輸出的邏輯高信號WOB_1H和WOB_2H。更具體地，當IL1>IL2+I偏置 時WOB_L1H響應於節點N1被拉至接地而變高，且當IL2>IL1+I偏置 時WOB_L2H響應於節點N2被拉至接地而變高。圖5J是指示通過電感器L1和L2的電流的感測電流信號IL1和IL2。
在圖5中，高頻負載瞬變在約30us開始。如根據圖5可以理解，在30us之前，節點N1和N2上的電壓基本上保持於5V，從而使WOB_L1H和WOB_L2H保持為低，這使PWM1追隨(即基本上等於)PWM1輸出 並使PWM2追隨PWM2輸出 。然而，從約30us開始，節點N2被拉至接地達0.5us，返回至5V達0.5us，然後拉至接地達另一個1us，這使WOB_L2H變高同時N2被拉至接地。負載瞬變還使節點N1從約32us開始被拉至接地達約1us，這使WOB_L1H變高同時N1被拉至接地。WOB_L1H和WOB_L2H信號以及其互補的WOB_L1Hn和WOB_L2Hn被用來控制PPD1和PPD2，如上所述。這導致PWM2輸出 的(圖5B中的)脈衝502和506被移至(圖5C中的)PWM1，而PWM1輸出 的(圖5A中的)脈衝504被移至(圖5D中的)PWM2，以平衡兩相位DC-DC轉換器的兩個通道。
圖6與圖5相似，但僅有一個脈衝602從PWM2輸出 移至PWM1，且沒有脈衝從PWM1輸出 移至PWM2。
圖7與圖5和6相似，且有更激烈的高頻負載瞬變施加於模擬中，這導致更多的脈衝(即脈衝704、708和712)從PWM1輸出 移至PWM2，且有更多的脈衝(即脈衝702、706和710)從PWM2輸出 移至PWM1。
圖8和9與圖5-7相似，但針對不同的模擬響應。
再參看圖1A，在具體實施例中，脈衝路徑導向器104從脈寬調變器102處接收第一和第二脈寬調變信號(PWM1輸出 和PWM2輸出 )。另外，脈衝路徑導向器104取决於來自WOB偵測器112的反饋，選擇性地向第一和第二驅動器MOSFET級(DrMOS1和DrMOS2)的輸入提供第一和第二脈寬調變信號(PWM1輸出 和PWM2輸出 )的脈衝，以調節第一電流(IL1)與第二電流(IL2)之間的平衡，且由此調節通過第一電感器(L1)的電流與通過第二電感器(L2)的電流之間的平衡。在一實施例中，脈衝路徑導向器104選擇性地向第一驅動器MOSFET級(DrMOS1)的輸入或第二驅動器MOSFET級(DrMOS2)的輸入提供第一脈寬調變信號(PWM1輸出 )的各個脈衝，且可選擇性地向第一驅動器MOSFET級(DrMOS1)的輸入或第二驅動器MOSFET級(DrMOS2)的輸入提供第二脈寬調變信號(PWM2輸出 )的各個脈衝。
在另一實施例中，在向第一和第二驅動器MOSFET級(DrMOS1和DrMOS2)提供第一和第二脈寬調變信號(PWM1輸出 和PWM2輸出 )之前，脈衝路徑導向器104交換由脈寬調變器102輸出的第一和第二脈寬調變信號(PWM1輸出 和PWM2輸出 )的相位。再一次，這用來調節第一電流(IL1)與第二電流(IL2)之間的平衡，且由此調節通過第一與第二電感器(L1與L2)的電流之間的平衡。
更一般地，脈衝路徑導向器104調節多相位DC-DC轉換器的各個通道中的電流之間的平衡，以由此平衡通道中的電流和功率。
現在將使用圖12來歸納可用來再平衡通過多相位DC-DC轉換器的電流的本發明的各個方法。參看圖12，在步驟1202，監視多相位DC-DC轉換器內的WOB狀况。此外，如步驟1204所示，通過多相位DC-DC轉換器的多個通道的電流之間的平衡取决於在步驟1202偵測到的WOB狀况來進行調節。
根據具體實施例，步驟1202可包括偵測在指示通過第一電感器(例如圖1A和1B中的L1)的電流的第一電流(例如IL1)比指示通過第二電感器(例如圖1A和1B中的L2)的電流的第二電流(例如IL2)大了超過預定偏置電流時的第一WOB狀况。另外，步驟1202可包括偵測在指示通過第二電感器(例如圖1A和1B中的L2)的電流的第二電流(IL2)比指示通過第一電感器(L1)的電流的第一電流(IL1)大了超過預定偏置電流時的第二WOB狀况。更一般地，步驟1202可包括偵測在指示通過DC-DC轉換器的第一通道的電流的第一電流比指示通過DC-DC轉換器的第二通道的電流的第二電流大了超過預定偏置電流時的第一WOB狀况。另外，步驟1202可包括偵測在通過DC-DC轉換器的第二通道的第二電流比通過DC-DC轉換器的第一通道的第一電流大了超過預定偏置電流時的第二WOB狀况。因為本文中所述的WOB狀况涉及超常失衡的電流，所以WOB狀况可更為具體地稱為“WOB電流狀况”。由此，第一WOB狀况可稱為“第一WOB電流狀况”，而第二WOB狀况可稱為“第二WOB電流狀况”。
根據具體實施例，步驟1204可包括取决於在步驟1202偵測到的WOB狀况，向第一與第二驅動器MOSFET級(例如圖1A和1B中的DrMOS1和DrMOS2)提供第一與第二脈寬調變信號(例如PWM1輸出 與PWM2輸出 )的脈衝，以調節第一電流(例如IL1)與第二電流(例如IL2)之間的平衡。這將具有調節兩個通道中的電流之間的平衡的效果，例如調節通過第一電感器(L1)的電流與通過第二電感器(L2)的電流的平衡。這可包括選擇性地向第一驅動器MOSFET級(DrMOS1)的輸入或第二驅動器MOSFET級(DrMOS2)的輸入提供第一脈寬調變信號(PWM1輸出 )的各個脈衝，且可選擇性地向第一驅動器MOSFET級(DrMOS1)的輸入或第二驅動器MOSFET級(DrMOS2)的輸入提供第二脈寬調變信號(PWM2輸出 )的各個脈衝。
根據其它實施例，步驟1204可包括在向第一和第二驅動器MOSFET級(例如圖1A和1B中的DrMOS1和DrMOS2)提供第一和第二脈寬調變信號(PWM1輸出 和PWM2輸出 )之前，交換由脈寬調變器輸出的第一和第二脈寬調變信號(例如PWM1輸出 和PWM2輸出 )的相位，以調節兩個通道中的電流之間的平衡。
現在將再次參考圖3，其如上所述是組件故障偵測器120的一個實施例，組件故障偵測器120可用於確定何時存在例如由於電感器(L1或L2)或DrMOS(DrMOS1或DrMOS2)之一或其一部分缺失、失效、未正確連接、或斷開所引起的故障。在一實施例中，這通過對從PWM1輸出 移至PWM2和/或從PWM2輸出 移至PWM1的脈衝的數量計數來實現。如果例如在系統啟動期間在一個方向上移動的脈衝的數量超過在另一方向上移動的脈衝的數量達至少指定臨界值量，則這指示故障。這種故障在偵測到時可用來關斷電路以避免或最小化對其中使用DC-DC轉換器的更大電路的損壞。此外或替換地，這種故障在被偵測到時可用來產生組件故障偵測信號，該組件故障偵測信號可被提供給另一子系統。還應注意，組件故障偵測器可在除啟動、或軟啟動之外的期間使用，如下所述。
參看圖3，數位加法/减法計數器310被示為包括加法輸入、减法輸入、時脈(clk)輸入、重置(rst)輸入、以及多個輸出(示為Q0-Q7，且Q0為最低有效位(LSB))。加法/减法計數器310的加法輸入被示為在脈衝從PWM1輸出 移至PWM2的任何時候接收脈衝，而减法輸入被示為在脈衝從PWM2輸出 移至PWM1的任何時候接收脈衝(但至加法輸入和减法輸入的輸入可被反轉)。時脈輸入被示為接收使用NAND閘和圖2中產生的PWM1-2n和PWM2-1n信號所產生的時脈信號，但不限於此。例如，時脈信號可替換地通過對PWM1輸出 和PWM2輸出 信號求或產生。第二NAND閘將響應於例如在軟啟動狀况期間增壓的基準電壓達到指定電壓(例如0.5V)的指定狀况重置數位加法/减法計數器。在圖3的配置中，加法/减法計數器將從芯片(加法/减法計數器位於其中)啟用之時起進行加法/减法計數，直至增壓中的基準電壓達到0.5V。這種基準電壓可以是例如數模轉換器(DAC)的輸出，但不限於此。如果在基準電壓達到指定位準(例如0.5V)之前加法/减法計數器310加法(或减法)計數至指定計數值(例如16)，則偵測到軟啟動故障(SS故障)。然而，如果到基準電壓達指定位準(例如0.5V)時計數器沒有加法(或减法)計數至指定值(例如16)，則對重置引脚的輸入變高且保持為高(直到掉電和另一軟啟動發生)，並且沒有偵測到故障。
由於脈衝的移動是WOB偵測器112所偵測到的WOB狀况的結果，因此組件缺陷偵測器120實質上監視一種WOB狀况的發生比另一種WOB狀况頻繁多少。換言之，如果在預定時段期間WOB狀况之一比另一種WOB狀況多發生至少指定次數，則組件故障偵測器120可偵測到故障。
再參看圖1A，根據一實施例，組件故障偵測器120監視在DC-DC轉換器的指定時段(例如軟啟動)期間(或更一般地，在DC-DC轉換器位於其內的較大電路的諸如軟啟動的指定時段期間)WOB偵測器112的輸出。如果在軟啟動的初始部分(其可以是時間和/或電壓相關的)期間DC-DC轉換器的一個通道處於WOB比另一個通道多至少指定臨界值量次(例如，第一通道處於WOB比第二通道多16次，或反之)，則偵測到SS故障，否則則沒有偵測到SS故障。作為一更具體示例，如果第一通道在軟啟動的初始部分期間處於WOB達20次，而第二通道在軟啟動的初始部分期間處於WOB只有4次，則因為第一通道處於WOB比第二通道多16次而能偵測到SS故障。
組件故障偵測器120可在除啟動外的其它時段期間使用，例如通過在啟動之後周期性地重置加法/减法計數器310。如果在計數器310被重置之前一個通道處於WOB比另一個通道多至少指定臨界值量次，則偵測到故障狀况。如上所述，當偵測到故障時，DC-DC轉換器可被關閉以避免或最小化對其內使用DC-DC轉換器的較大電路的損壞。這種關閉可例如通過三態化驅動器MOSFET級的MOSFET的輸出來進行，但不限於此。另外，或替換地，這種故障在被偵測到時可用來產生可被提供給另一子系統的組件故障偵測信號，該另一子系統可儲存組件故障偵測信息和/或確定並控制如何處理所偵測到的故障。
只要電路至少包括WOB偵測器112電路，組件故障偵測器120就可在具有或不具有如上所詳述的WOB再平衡器的情况下使用。因此，WOB偵測器112可被視為是組件故障偵測電路的一部分。換言之，組件故障偵測電路可被視為還包括本文中所述的WOB偵測器112和組件故障偵測器120或類似的這種電路。
圖10(包括圖10A-10C)和圖11(包括圖11A-11F)示出圖1的電感器L1在200us斷開的模擬。如從圖10B和圖11E可以理解，這將導致在L1電感器斷開之後約40us SS故障信號(在圖3中標示)變高。在此示例中，當比從PWM2輸出 移至PWM1的脈衝多16個的脈衝從PWM1輸出 移(重定向)至PWM2時，SS故障變高。
圖13是用於歸納可用來偵測多相位DC-DC轉換器內的組件故障的本發明的各個方法的高級流程圖。參看圖13，在步驟1302監視多相位DC-DC轉換器的通道的WOB狀况。步驟1302與上述步驟1202相似，因此無需贅述。在步驟1304，取决於偵測到的WOB狀況來監視組件故障。例如，如果在預定時段期間WOB狀况之一比另一種WOB狀况多發生至少指定次數，則在步驟1304可偵測到故障。預定時段可以是例如軟啟動的指定初始部分。另外，或替換地，預定時段可以是在DC-DC轉換器工作期間周期性地重置的指定時間量。在另一實施例中，預定時段可以是最後的M個時脈周期，從而導致組件故障偵測器實質上監視WOB狀况的移動平均。如上所述，如果例如DC-DC轉換器的電感器(例如L1或L2)和/或驅動器-MOSFET級(例如DrMOS1或DrMOS2)或其一部分缺失、失效、不正確地連接或斷開，則組件故障可發生。
圖14是包括一對多相位DC-DC轉換器100的示例性系統(例如計算機系統)的一部分的框圖，每一個多相位DC-DC轉換器100還具有相應的組件故障偵測器120。參照圖14，該系統包括例如母板的印刷電路板(PCB)1402，其上定位有向每一個多相位DC-DC轉換器100提供Vdd(例如5V)和V輸入 (例如12V)的AC/DC電源1410。Vdd和V輸入 相同(例如12V)也是可能的，在該情形中AC/DC電源僅需產生單個電壓位準。AC/DC電源1410可替換地定位於PCB 1402之外。多相位DC-DC轉換器100之一被示為用來產生第一電壓位準(V輸出 _a)，該位準被用來向中央處理單元(CPU)1420供電。另一個多相位DC-DC轉換器100被示為用來產生第二電壓位準(V輸出 _b)，該位準被用來向圖形處理單元(GPU)1430供電或用來向第二CPU(例如如經常在具有多個CPU的服務器中實現)供電。取决於CPU 1420和GPU 1430的功率要求，V輸出 _a和V輸出 _b可相同或不同。每個多相位DC-DC轉換器100內都有WOB再平衡器，其包括WOB偵測器112和脈衝路徑導向器114。圖14所示系統的部分可在還包括其它模塊的計算機系統中使用，其它模塊諸如但不限於記憶體(例如隨機存取記憶體(RAM)、快閃記憶體、快取記憶體等)、存儲設備(例如硬碟、DVD-R/RW、CD-R/RW或RAM)、有線介面模塊(例如USB、RS-232串行端口、以太網卡)、被配置成使用無線協議(例如藍牙、WiFi、IEEE 802.11等)通信的無線介面模塊、顯示器等。
前面的描述是關於本發明的優選實施例的。這些實施例是出於例示和描述的目的提供的，但並非旨在是窮盡的或將本發明限於所公開的精確形式。許多修改和變體對本領域技術人員將是顯而易見的。選擇和描述諸實施例是為了最佳地描述本發明的原理和實踐應用，從而使得本領域技術人員能够理解本發明。相信略微的修改和變化在本發明的精神和範圍內，例如具有兩個以上通道/相位、和/或將本發明應用於除所示降壓轉換器拓撲外的DC/DC轉換器拓撲。其目的是，本技術的範圍要由所附申請專利範圍書及其等效方案來限定。
100．．．兩相位DC-DC轉換器
102．．．脈寬調變器
104．．．脈衝路徑導向器(PPD)
106、106_1、106_2．．．驅動器-MOSFET級
108_1、108_2．．．電流感測放大器
112．．．超常失衡(WOB)偵測器
120．．．組件故障偵測器
310．．．數位加法/减法計數器
502、504、506、602、702、704、706、708、710、712．．．由脈衝路徑導向器所移動的脈衝
1202、1204、1302、1304．．．步驟
1402．．．印刷電路板(PCB)
1410．．．AC/DC電源
1420．．．中央處理單元(CPU)
1430．．．圖形處理單元(GPU)
DrMOS1、DrMOS2．．．驅動器MOSFET級
IOfs．．．偏置電流
IL1、IL2．．．感測電流
L1、L2．．．電感器
M1-M8．．．電晶體
N1、N2．．．圖1B中的節點
PWM1out、PWM2out‧‧‧脈寬調變器的脈寬調變輸出
PWM1、PWM2‧‧‧對驅動器MOSFET級的信號輸入
R1、R2‧‧‧電阻器
SS故障‧‧‧軟啟動故障
S1、S2‧‧‧開關
Vin‧‧‧輸入電壓
vout1、vout2、Vout_a、Vout_b‧‧‧輸出電壓
WOB_L2H、WOB_L2Hn、WOB_L1H、WOB_L1Hn‧‧‧超常失衡偵測器的輸出
圖1A示出根據本發明一實施例的包括WOB再平衡器的兩相位DC-DC轉換器。
圖1B示出根據本發明一具體實施例的圖1A的兩相位DC-DC轉換器和WOB再平衡器的附加細節。
圖1C和1D示出圖1A和1B中所示的驅動器MOSFET級的示例性附加細節。
圖2示出根據一實施例的用以實現圖1A中介紹的脈衝路徑導向器的電路系統。
圖3示出根據本發明一實施例的組件故障偵測器。
圖4A示出常規DC-DC轉換器的模擬結果，其示出在約220us和280us IL1和IL2失衡至可視為超常失衡(WOB)的點，這是因引入了模擬高頻負載瞬變而引起的。
圖4B示出根據本發明一實施例的在引入相同的模擬高頻負載瞬變的情况下實現再平衡的DC-DC轉換器的模擬結果。
圖5(包括5A、5B、5C、5D、5E、5F、5G、5H和5J)示出模擬波形圖，其用來示出可如何利用圖1A和1B的實施例將多個相位從一個通道移至另一個通道以平衡兩相位DC-DC轉換器的兩個通道的細節。
圖6(包括6A、6B、6C、6D、6E、6F、6G、6H和6J)與圖5相似，但僅有一個脈衝從PWM2輸出 移至PWM1，且沒有脈衝被從PWM1輸出 移至PWM2。
圖7(包括7A、7B、7C、7D、7E、7F、7G、7H和7J)與圖5和圖6相似，但模擬中施加了更激烈的高頻負載瞬變，這導致多得多的脈衝從PWM1輸出 移至PWM2，並從PWM2輸出 移至PWM1。
圖8(包括8A、8B、8C、8D、8E、8F、8G、8H和8J)和圖9(包括9A、9B、9C、9D、9E、9F、9G、9H和9J)針對不同的模擬響應與圖5-7相似。
圖10(包括10A、10B和10C)和圖11(包括11A、11B、11C、11D、11E和11F)示出圖1A和1B的電感器L1在200us斷開時的模擬。
圖12是用於歸納可用來再平衡通過多相位DC-DC轉換器的電流的本發明的各個方法的高級流程圖。
圖13是用於歸納可用來偵測多相位DC-DC轉換器內的組件故障的本發明的各個方法的高級流程圖。
圖14是實現本發明諸實施例的一示例性系統的框圖。
100‧‧‧兩相位DC-DC轉換器
102‧‧‧脈寬調變器
104‧‧‧脈衝路徑導向器(PPD)
106_1、106_2‧‧‧驅動器-MOSFET級
108_1、108_2‧‧‧電流感測放大器
112‧‧‧超常失衡(WOB)偵測器
120‧‧‧組件故障偵測器
DrMOS1、DrMOS2‧‧‧驅動器MOSFET級
L1、L2‧‧‧電感器
PWM1out、PWM2out‧‧‧脈寬調變器的脈寬調變輸出
PWM1、PWM2‧‧‧對驅動器MOSFET級的信號輸入
R1、R2‧‧‧電阻器
Vin‧‧‧輸入電壓
vout1、vout2‧‧‧輸出電壓
WOB_L2H、WOB_L2Hn、WOB_L1H、WOB_L1Hn‧‧‧超常失衡偵測器的輸出

Claims (21)

  1. 一種供兩相位直流對直流(DC-DC)轉換器使用的超常失衡(WOB)再平衡器，所述直流對直流轉換器包括脈寬調變器，其適於輸出第一脈寬調變信號(PWM1輸出 )和基本上與第一脈寬調變信號(PWM1輸出 )異相180°的第二脈寬調變信號(PWM2輸出 )，第一通道，包括具有輸入和輸出的第一驅動器MOSFET級(DrMOS1)，以及具有取决於所述第一驅動器MOSFET級(DrMOS1)的輸出而驅動的端子的第一電感器(L1)，第二通道，包括具有輸入和輸出的第二驅動器MOSFET級(DrMOS2)，以及具有取决於所述第二驅動器MOSFET級(DrMOS2)的輸出而驅動的端子的第二電感器(L2)，其中所述超常失衡再平衡器包括：超常失衡偵測器，其適於偵測兩相位直流對直流轉換器內的超常失衡狀况；以及脈衝路徑導向器，其適於取决於來自所述超常失衡偵測器的反饋而調節通過所述第一通道的電流與通過所述第二通道的電流之間的平衡；其中所述脈衝路徑導向器適於當所述超常失衡偵測器沒有偵測到超常失衡狀况時，向所述第一通道提供所述第一脈寬調變信號(PWM1輸出 )的一或多個脈衝，且向所述第二通道提供所述第二脈寬調變信號(PWM2輸出 )的一或多個脈衝；以及 回應於所述超常失衡偵測器偵測到超常失衡狀况，選擇性地向所述第二通道提供所述第一脈寬調變信號(PWM1輸出 )的一或多個脈衝，或選擇性地向所述第一通道提供所述第二脈寬調變信號(PWM2輸出 )的一或多個脈衝，從而取决於來自所述超常失衡偵測器的反饋而調節通過所述第一通道的電流與通過所述第二通道的電流之間的平衡。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的超常失衡再平衡器，其中，所述超常失衡偵測器適於偵測在指示通過所述第一通道的電流的第一電流(IL1)比指示通過所述第二通道的電流的第二電流(IL2)大了超過預定偏置電流時的第一超常失衡狀况，以及偵測在指示通過所述第二通道的電流的第二電流(IL2)比指示通過所述第一通道的電流的第一電流(IL1)大了超過預定偏置電流時的第二超常失衡狀况。
  3. 如申請專利範圍第2項所述的超常失衡再平衡器，其中，所述脈衝路徑導向器適於從所述脈寬調變器接收所述第一和第二脈寬調變信號(PWM1輸出 和PWM2輸出 )，以及取决於來自所述超常失衡偵測器的反饋，選擇性地向所述第一和第二驅動器MOSFET級(DrMOS1和DrMOS2)的輸入提供所述第一和第二脈寬調變信號(PWM1輸出 和PWM2輸出 )的脈衝，以調節通過所述第一通道的電流與通過所述第二通道的電流之間的平衡。
  4. 如申請專利範圍第3項所述的超常失衡再平衡器，其中，所述脈衝路徑導向器可選擇性地向第一驅動器MOSFET級(DrMOS1)的輸入或第二驅動器MOSFET級(DrMOS2)的輸入提供第一脈寬調變信號(PWM1輸出 )的各個脈衝，且可選擇性地向第一驅動器MOSFET級(DrMOS1)的輸入或第二驅動器MOSFET級(DrMOS2)的輸入提供第二脈寬調變信號(PWM2輸出 )的各個脈衝。
  5. 如申請專利範圍第1項所述的超常失衡再平衡器，其中，所述驅動器MOSFET級之每一者都包括一個驅動器和一對功率場效應電晶體(FET)。
  6. 一種供兩相位直流對直流轉換器使用的超常失衡再平衡器，所述直流對直流轉換器包括脈寬調變器，其適於輸出第一脈寬調變信號(PWM1輸出 )和基本上與第一脈寬調變信號(PWM1輸出 )異相180°的第二脈寬調變信號(PWM2輸出 )，第一通道，包括具有輸入和輸出的第一驅動器MOSFET級(DrMOS1)，以及具有取决於所述第一驅動器MOSFET級(DrMOS1)的輸出而驅動的端子的第一電感器(L1)，第二通道，包括具有輸入和輸出的第二驅動器MOSFET級(DrMOS2)，以及具有取决於所述第二驅動器MOSFET級(DrMOS2)的輸出而驅動的端子的第二電感器(L2)，其中所述超常失衡再平衡器包括：超常失衡偵測器，其適於偵測兩相位直流對直流轉換器內的超常失衡狀况；以及 脈衝路徑導向器，其適於取决於來自所述超常失衡偵測器的反饋而調節通過所述第一通道的電流與通過所述第二通道的電流之間的平衡；其中，所述脈衝路徑導向器適於當所述超常失衡偵測器沒有偵測到超常失衡狀况時，在向所述第一和第二驅動器MOSFET級(DrMOS1和DrMOS2)提供所述第一和第二脈寬調變信號(PWM1輸出 和PWM2輸出 )之前，不要交換由所述脈寬調變器輸出的所述第一和第二脈寬調變信號(PWM1輸出 和PWM2輸出 )的相位；以及回應於所述超常失衡偵測器偵測到超常失衡狀况，在向所述第一和第二驅動器MOSFET級(DrMOS1和DrMOS2)提供所述第一和第二脈寬調變信號(PWM1輸出 和PWM2輸出 )之前，選擇性地交換由所述脈寬調變器輸出的所述第一和第二脈寬調變信號(PWM1輸出 和PWM2輸出 )的相位，以調節通過所述第一和第二通道的電流之間的平衡。
  7. 一種供兩相位直流對直流轉換器使用的方法，所述兩相位直流對直流轉換器包括脈寬調變器，其適於輸出第一脈寬調變信號(PWM1輸出 )和基本上與第一脈寬調變信號(PWM1輸出 )異相180°的第二脈寬調變信號(PWM2輸出 )，第一通道，包括具有輸入和輸出的第一驅動器MOSFET級(DrMOS1)，以及具有取决於所述第一驅動器MOSFET 級(DrMOS1)的輸出而驅動的端子的第一電感器(L1)，第二通道，包括具有輸入和輸出的第二驅動器MOSFET級(DrMOS2)，以及具有取决於所述第二驅動器MOSFET級(DrMOS2)的輸出而驅動的端子的第二電感器(L2)，其中，所述方法包括：(a)監視所述兩相位直流對直流轉換器內的超常失衡狀况；(b)當沒有偵測到超常失衡狀况時，向所述第一通道提供所述第一脈寬調變信號(PWM1輸出 )的脈衝，且向所述第二通道提供所述第二脈寬調變信號(PWM2輸出 )的脈衝；以及(c)回應於偵測到超常失衡狀况，選擇性地向所述第二通道提供所述第一脈寬調變信號(PWM1輸出 )的一或多個脈衝，或選擇性地向所述第一通道提供所述第二脈寬調變信號(PWM2輸出 )的一或多個脈衝，從而調節通過所述第一通道的電流與通過所述第二通道的電流之間的平衡。
  8. 如申請專利範圍第7項所述的方法，其中，步驟(a)包括：(a.1)偵測在指示通過所述第一通道的電流的第一電流(IL1)比指示通過所述第二通道的電流的第二電流(IL2)大了超過預定偏置電流時的第一超常失衡狀况，以及(a.2)偵測在指示通過所述第二通道的電流的第二電流(IL2)比指示通過所述第一通道的電流的第一電流(IL1)大了超過預定偏置電流時的第二超常失衡狀况。
  9. 如申請專利範圍第8項所述的方法，其中，步驟(c)包括：取决於在步驟(a)所偵測到的超常失衡狀况，選擇性地向所述第一和第二驅動器MOSFET級(DrMOS1和DrMOS2)的輸入提供所述第一和第二脈寬調變信號(PWM1輸出 和PWM2輸出 )的脈衝，以調節通過所述第一通道的電流與通過所述第二通道的電流之間的平衡。
  10. 如申請專利範圍第9項所述的方法，其中，步驟(c)可包括選擇性地向第一驅動器MOSFET級(DrMOS1)的輸入或第二驅動器MOSFET級(DrMOS2)的輸入提供第一脈寬調變信號(PWM1輸出 )的各個脈衝，且選擇性地向第一驅動器MOSFET級(DrMOS1)的輸入或第二驅動器MOSFET級(DrMOS2)的輸入提供第二脈寬調變信號(PWM2輸出 )的各個脈衝。
  11. 一種供兩相位直流對直流轉換器使用的方法，所述兩相位直流對直流轉換器包括脈寬調變器，其適於輸出第一脈寬調變信號(PWM1輸出 )和基本上與第一脈寬調變信號(PWM1輸出 )異相180°的第二脈寬調變信號(PWM2輸出 )，第一通道，包括具有輸入和輸出的第一驅動器MOSFET級(DrMOS1)，以及具有取决於所述第一驅動器MOSFET級(DrMOS1)的輸出而驅動的端子的第一電感器(L1)，第二通道，包括具有輸入和輸出的第二驅動器MOSFET級(DrMOS2)，以及具有取决於所述第二驅動器MOSFET級(DrMOS2)的輸出而驅動的端子的第二電感器(L2)， 其中，所述方法包括：(a)監視所述兩相位直流對直流轉換器內的超常失衡狀况；(b)當沒有偵測到超常失衡狀况時，在向所述第一和第二驅動器MOSFET級(DrMOS1和DrMOS2)提供所述第一和第二脈寬調變信號(PWM1輸出 和PWM2輸出 )之前，不要交換由所述脈寬調變器輸出的所述第一和第二脈寬調變信號(PWM1輸出 和PWM2輸出 )的相位；以及(c)當偵測到超常失衡狀况時，在向所述第一和第二驅動器MOSFET級(DrMOS1和DrMOS2)提供所述第一和第二脈寬調變信號(PWM1輸出 和PWM2輸出 )之前，選擇性地交換由所述脈寬調變器輸出的所述第一和第二脈寬調變信號(PWM1輸出 和PWM2輸出 )的相位，以調節通過所述第一和第二通道的電流之間的平衡。
  12. 一種適於校正超常失衡狀况的兩相位直流對直流轉換器，所述兩相位直流對直流轉換器包括：脈寬調變器，其適於輸出第一脈寬調變信號(PWM1輸出 )和基本上與第一脈寬調變信號(PWM1輸出 )異相180°的第二脈寬調變信號(PWM2輸出 )，第一通道，包括具有輸入和輸出的第一驅動器MOSFET級(DrMOS1)，以及具有取决於所述第一驅動器MOSFET級(DrMOS1)的輸出而驅動的端子的第一電感器(L1)，第二通道，包括具有輸入和輸出的第二驅動器MOSFET級(DrMOS2)，以及具有取决於所述第二驅動器MOSFET 級(DrMOS2)的輸出而驅動的端子的第二電感器(L2)，超常失衡再平衡器，包括超常失衡偵測器和脈衝路徑導向器；其中所述超常失衡偵測器適於偵測所述兩相位直流對直流轉換器內的超常失衡狀况；以及其中所述脈衝路徑導向器適於回應於所述超常失衡偵測器偵測到第一超常失衡狀况，選擇性地將所述第一脈寬調變信號(PWM1輸出 )的一或多個脈衝移至所述第二通道，以及回應於所述超常失衡偵測器偵測到第二超常失衡狀况，選擇性地將所述第二脈寬調變信號(PWM2輸出 )的一或多個脈衝移至所述第一通道，從而取决於來自所述超常失衡偵測器的反饋而調節通過第一通道的電流與通過第二通道的電流之間的平衡。
  13. 如申請專利範圍第12項所述的直流對直流轉換器，其中，所述超常失衡偵測器適於偵測在指示通過所述第一通道的電流的第一電流(IL1)比指示通過所述第二通道的電流的第二電流(IL2)大了超過預定偏置電流時的所述第一超常失衡狀况，以及偵測在指示通過所述第二通道的電流的第二電流(IL2)比指示通過所述第一通道的電流的第一電流(IL1)大了超過預定偏置電流時的所述第二超常失衡狀况。
  14. 如申請專利範圍第13項所述的直流對直流轉換 器，其中，所述脈衝路徑導向器適於從所述脈寬調變器接收所述第一和第二脈寬調變信號(PWM1輸出 和PWM2輸出 )，以及取决於來自所述超常失衡偵測器的反饋，選擇性地向所述第一和第二驅動器MOSFET級(DrMOS1和DrMOS2)的輸入提供所述第一和第二脈寬調變信號(PWM1輸出 和PWM2輸出 )的脈衝，以調節通過所述第一通道的電流與通過所述第二通道的電流之間的平衡。
  15. 如申請專利範圍第14項所述的直流對直流轉換器，其中，所述脈衝路徑導向器可選擇性地向第一驅動器MOSFET級(DrMOS1)的輸入或第二驅動器MOSFET級(DrMOS2)的輸入提供第一脈寬調變信號(PWM1輸出 )的各個脈衝，且可選擇性地向第一驅動器MOSFET級(DrMOS1)的輸入或第二驅動器MOSFET級(DrMOS2)的輸入提供第二脈寬調變信號(PWM2輸出 )的各個脈衝。
  16. 如申請專利範圍第12項所述的直流對直流轉換器，其中，所述第一電感器(L1)包括另一個端子，且所述第二電感器(L2)包括與所述第一電感器(L1)的另一個端子相連以提供所述直流對直流轉換器的電壓輸出的又一個端子。
  17. 一種供多相位直流對直流轉換器使用的超常失衡再平衡器，其包括：脈寬調變器，適於輸出具有彼此不同相位的N個脈寬調變信號，其中N2， N個通道，每一個通道都包括具有輸入和輸出的驅動器MOSFET級以及具有取决於所述驅動器MOSFET級的輸出而驅動的端子的電感器，其中所述超常失衡再平衡器適於：偵測所述多相位直流對直流轉換器內的超常失衡狀况；以及取决於來自所述超常失衡偵測器的反饋來藉由選擇性地將所述N個脈寬調變信號的一或多個脈衝從一通道移至另一通道而調節通過所述N個通道的電流之間的平衡。
  18. 一種供包括N個通道的多相位直流對直流轉換器使用的方法，其中N2，其中，所述方法包括：(a)監視所述多相位直流對直流轉換器內的超常失衡狀况；以及(b)取决於在步驟(a)所偵測到的超常失衡狀况來藉由選擇性地將所述N個脈寬調變信號的一或多個脈衝從一通道移至另一通道而調節通過所述N個通道的電流之間的平衡。
  19. 一種適於校正超常失衡狀况的系統，包括：多相位直流對直流轉換器，其適於將第一DC電壓(V輸入 )轉換成第二DC電壓(V輸出 )，其中所述多相位直流對直流轉換器包括脈寬調變器，適於輸出具有彼此不同相位的N個脈寬調變信號，其中N2，N個通道，每一個通道都包括具有輸入和輸出的驅 動器MOSFET級以及具有取决於所述驅動器MOSFET級的輸出而驅動的端子的電感器，超常失衡再平衡器，其適於偵測所述多相位直流對直流轉換器內的超常失衡狀况，並取决於所偵測到的超常失衡狀况來藉由選擇性地將所述N個脈寬調變信號的一或多個脈衝從一通道移至另一通道而調節通過所述N個通道的電流之間的平衡；AC/DC電源，其適於產生所述第一DC電壓(V輸入 )，其中所述第一DC電壓(V輸入 )用於向所述N個通道的驅動器MOSFET級供電；以及處理單元，其適於由所述多相位直流對直流轉換器所產生的所述第二DC電壓(V輸出 )供電。
  20. 一種供多相位直流對直流轉換器使用的方法，所述多相位直流對直流轉換器包括脈寬調變器，適於輸出具有彼此不同相位的N個脈寬調變信號，其中N2；N個通道，每一個通道都包括具有輸入和輸出的驅動器MOSFET級以及具有取决於所述驅動器MOSFET級的輸出而驅動的端子的電感器；所述方法包括：偵測所述多相位直流對直流轉換器內的超常失衡狀况，當沒有偵測到超常失衡狀况時，向所述N個通道的一對應通道提供所述N個脈寬調變信號每一者的脈 衝；以及回應於偵測到超常失衡狀况，選擇性地不要向所述N個通道的所述對應通道提供所述N個脈寬調變信號的至少其中一者的一或多個脈衝，從而調節通過所述N個通道的電流之間的平衡。
  21. 一種適於校正超常失衡狀况的多相位直流對直流轉換器，所述多相位直流對直流轉換器包括：脈寬調變器，適於輸出具有彼此不同相位的N個脈寬調變信號，其中N2；N個通道，每一個通道都包括具有輸入和輸出的驅動器MOSFET級以及具有取决於所述驅動器MOSFET級的輸出而驅動的端子的電感器；超常失衡再平衡器，其適於偵測所述多相位直流對直流轉換器內的超常失衡狀况；當沒有偵測到超常失衡狀况時，向所述N個通道的一對應通道提供所述N個脈寬調變信號每一者的脈衝；以及回應於偵測到超常失衡狀况，選擇性地不要向所述N個通道的所述對應通道提供所述N個脈寬調變信號的至少其中一者的一或多個脈衝，從而調節通過所述N個通道的電流之間的平衡。
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