TWI473407B - 非反向—升降壓兩用型直流轉直流數位控制系統 - Google Patents

非反向—升降壓兩用型直流轉直流數位控制系統 Download PDF

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Description

非反向—升降壓兩用型直流轉直流數位控制系統
　　 本發明係有關於一種非反向—升降壓兩用型直流轉直流數位控制系統，尤其是指一種應用於射頻電路模組的供電系統，藉由直接鎖定導通週期來避免脈波震盪的現象，並透過參考電壓修正電路將參考電壓值進行適度修改，驅使數位補償電路忽略直流輸出電壓誤差值而收斂於穩定，進而改善輸出電壓震盪的現象，輸出一穩定、大範圍的直流電壓，以匹配射頻電路模組中功率放大器的可調電壓操作需求者。
　　隨著無線電子產品之廣泛使用，在正常工作狀態下是否使內部電池具有節能之功用，已經受到越來越多消費者之關注；一般的可攜式產品（例如：手機、平板電腦、筆記型電腦等）中，最主要的電能消耗來自下述三個重要元件：顯示器面板、天線收發端，以及數位處裡器，而天線收發端會大幅耗電的元兇則是功率放大器（Ｐｏｗｅｒ　Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）；目前一般功率放大器已具備可調操作電壓的功能，可以在訊號不需要最大強度時，節省大量的額外能量消耗，以進一步地延長電池使用時間；舉例而言，當無線電子產品距離基地站比較近時，僅需要些許強度提升即可克服輕微的訊號衰減，達到成功地傳送射頻信號；因此在電源的選擇上，可依據不同的需求，輸出較高或是低於電池電壓值之升降壓兩用型直流－直流電源轉換器（ｂｕｃｋ－ｂｏｏｓｔ　ＤＣ－ＤＣ　ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）就成了最合適的取代者，可避免功率放大器需要低功耗低電壓操作時，導致傳統升壓型轉換器無法供給適當電壓，造成於電源轉換器和功率放大器間大量的電能損失。
　　一般之升降壓兩用型轉換器係具有四個開關，藉由開關的切換達到其輸出範圍可同時涵蓋降壓和升壓兩個區間；也因如此，其最明顯之缺失即是切換損失（ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ　ｌｏｓｓｅｓ）；而目前用以改善上述之缺失常用之方法為『升∕降壓模式分離操作』（ｂｕｃｋ∕ｂｏｏｓｔ　ｏｐｅｒａｔｉｏｎ），其原理是判斷欲輸出電壓和輸入電壓的關係，以決定轉換器欲使用哪個模式進行操作，使得無論單獨操作在哪個模式，導通週期控制的切換開關都僅有２個，另外２個開關會一直維持在開路或導通的情況，並不會有任何切換動作出現，透過此方式即可減少一週期內的開關切換次數，藉以改善切換損失；然，藉由升∕降壓模式分離操作卻衍生出如何決定模式切換時機的問題，而當模式切換不完善即發生脈波震盪（ｐｕｌｓｅ－ｓｋｉｐｐｉｎｇ）的現象，係因導通週期其極值的限制導致線定度偏差；而轉換器若是操作在導通週期極值附近的區間，控制器所送出的導通週期就會相當不穩定，並偶發性地出現大幅度抖動，而抖動一旦發生在穩態，輸出電壓就會產生不規則，進而產生大幅度的脈波震盪現象；而不幸地，升∕降壓模式分離操作的模式切換點恰好就會落在導通週期線性度最糟糕的位置；當上述脈波震盪發生時，不穩定的輸出供電可能會造成功率放大器操作電壓不準，甚至在震盪過程中輸出電壓會掉到過低的電位，導致射頻電磁信號在發送時出現局部失真的錯誤，此又可統稱為導通週期不連續（ｄｕｔｙ－ｄｉｓｃｏｎｔｉｎｕｉｔｙ）之現象。
　　而當升降壓兩用型轉換器負載端所需要的參考電壓值座落在模式切換區間時，即發生上述之導通週期不連續現象，亦即導通週期會出現非線性、不連續的狀況，抖動的導通週期造成輸出電壓忽大忽小，使得輸出電壓完全無法收歛到參考電壓；而目前用來改善模式切換區間所導致輸出電壓不穩的方法有重疊導通週期法（ｄｕｔｙ－ｏｖｅｒｌａｐｐｉｎｇ），其原理係將升∕降壓兩個模式的導通週期訊號，在一個切換週期內給重疊起來，去取得近似平均的結果，進而製造出原本僅有單一組導通週期所無法產生的電壓值；然，利用重疊導通週期法卻產生下述缺失：（ａ）由於重疊導通週期法係在一個切換週期內輪流使用升壓∕降壓個別操作一次，導致轉換器的４個開關全部都需要進行切換，其效率會因為切換損失的增加而下滑；（ｂ）重疊導通週期法必須操作在一個特定的限制條件下才能確保脈波震盪的現象不會發生，而由於重疊的導通週期要平均出合適之輸出電壓並非只有一種組合，而是會有很多種可能；舉例而言，當輸出需要的電壓條件為Ｍ＝０﹒９８（Ｍ＝Ｖｏ ∕Ｖｂａｔ ，其中Ｖｏ 為輸出電壓，而Ｖｂａｔ 為輸入電壓）時，要平均出準確的目標輸出，組合可以是『降壓模式∕９２％＋升壓模式∕４％』重疊產生，也可以是『降壓模式∕９０％＋升壓模式∕６％』平均，甚至是其他更多的可能，同樣的輸出平均值，但兩個模式的導通週期組合卻可能不斷在變化；因此，可知兩個模式的導通週期仍然會有各自變動的空間，必須在『解集合』中將導通週期鎖定在一組固定解，才能避免導通週期不斷出現相異的組合而造成脈波震盪的發生。
　　今，發明人即是鑑於上述現有之升降壓兩用型轉換器變壓器因導通週期不連續之現象導致實際實施時產生多處缺失，於是乃一本孜孜不倦之精神，並藉由其豐富之專業知識及多年之實務經驗所輔佐，而加以改善，並據此研創出本發明。
　　本發明主要目的為提供一種應用於射頻電路模組的供電系統，藉由直接鎖定導通週期來避免脈波震盪的現象，並透過參考電壓修正電路將參考電壓值進行適度修改，驅使數位補償電路忽略直流輸出電壓誤差值而收斂於穩定，改善輸出電壓震盪的現象，並輸出一穩定、大範圍的直流電壓，以匹配射頻電路模組中功率放大器的可調電壓操作需求者。
　　為了達到上述實施目的，本發明人提出一種非反向—升降壓兩用型直流轉直流數位控制系統，其係應用於射頻電路模組，射頻電路模組包含一功率放大器以及一耦接功率放大器之天線，其中非反向—升降壓兩用型直流轉直流數位控制系統係包括有一非反向—升降壓兩用型直流轉直流控制模組，以及一耦接非反向—升降壓兩用型直流轉直流控制模組輸出端之負迴授模組；其中非反向—升降壓兩用型直流轉直流控制模組係利用導通週期的不同改變開關狀態的時間比例，以將直流輸入電壓以降壓模式或升壓模式輸出一直流輸出電壓，且射頻電路模組係耦接非反向—升降壓兩用型直流轉直流控制模組之輸出端；而負迴授模組則包括有一供直流輸出電壓、直流輸入電壓，以及一參考電壓輸入之參考電壓修正電路，參考電壓修正電路係產生一離散誤差訊號至一數位補償電路，經數位補償電路運算後輸出一離散導通週期訊號至一數位脈波寬度調變模組，而數位脈波寬度調變模組以類似三角波之數位訊號與離散導通週期訊號比較後輸出一導通週期，以控制非反向—升降壓兩用型直流轉直流控制模組之開關的導通與截止狀態，使得非反向—升降壓兩用型直流轉直流控制模組之直流輸出電壓能追隨參考電壓並達到穩定。
　　如上所述之非反向—升降壓兩用型直流轉直流數位控制系統，其中參考電壓修正電路係包括有一多工器、一編碼器以及一類比至數位轉換電路，多工器用以接收導通週期鎖定訊號，並根據導通週期鎖定訊號選擇性地輸出直流輸入電壓與參考電壓兩者之一，而類比至數位轉換電路用以接收直流輸出電壓，於編碼器中將多工器之輸出電壓與類比至數位轉換電路之輸出電壓的差值取樣及量化，以產生離散誤差訊號，其中導通週期鎖定訊號的啟動係當參考電壓落入導通週期之非線性區域；再者，導通週期之非線性區域係包含於降壓模式時，直流輸出電壓與直流輸入電壓之比例介於０﹒９５與１之間，以及於升壓模式時，直流輸出電壓與直流輸入電壓之比例介於１與１﹒０５之間；藉此，將導通週期鎖定於上述之兩個特定準位，使得非反向—升降壓兩用型直流轉直流控制模組皆僅需要單一種操作模式就能達到所需之功效，與傳統重疊導通週期法相較下，可減少一週期內的開關切換次數，進而改善開關的切換損失；此外，藉由直接鎖定導通週期亦可避免脈波震盪的現象，再透過參考電壓修正電路將參考電壓值進行適度修改，直接消除了原先直流輸出電壓和參考電壓之間的誤差值，使得直流輸出電壓保持絕對的穩定性，改善非反向—升降壓兩用型直流轉直流控制模組在模式切換區間的操作缺陷。
　　如上所述之非反向—升降壓兩用型直流轉直流數位控制系統，其中非反向—升降壓兩用型直流轉直流控制模組係包括一耦接直流輸入電壓正極之第一開關、一分別耦接第一開關與直流輸入電壓負極之第二開關、一分別耦接第一開關與第二開關之電感、一分別耦接電感與直流輸入電壓負極之第三開關、一分別耦接電感與第三開關之第四開關，以及一分別耦接第四開關與直流輸入電壓負極之電容。
　　如上所述之非反向—升降壓兩用型直流轉直流數位控制系統，其中數位補償電路係包括一補償電壓對照表轉換電路，且於降壓模式或升壓模式切換的同時，重置補償電壓對照表轉換電路，使得離散誤差訊號歸零；此外，可於參考電壓修正電路輸出端進一步耦接一暫態時間估測模組，於降壓模式或升壓模式切換時，控制補償電壓對照表轉換電路於一特定時間後啟動重置，使直流輸出電壓不致變化過大；藉此，暫態時間估測模組對於特定時間的估測，於此特定時間點後重置補償電壓對照表轉換電路，將使得非反向—升降壓兩用型直流轉直流控制模組在模式切換之後會加快到達穩態的過程，進而抑制輸出錯誤或過大的暫態震盪情形發生，改善傳統數位補償電路因回溯延遲、暫態速度不佳等因素於模式切換瞬間造成電壓不穩之現象，同時降低電感電流瞬間爆衝、燒毀元件的可能；其中，特定時間之計算方式係以直流輸入電壓與直流輸出電壓之差值除以離散導通週期訊號於一個切換週期內之最大變化量，並將上述結果乘以切換週期。
　　如上所述之非反向—升降壓兩用型直流轉直流數位控制系統，其中於數位脈波寬度調變模組輸出端進一步耦接一死域時間控制電路，用以控制死域時間使非反向—升降壓兩用型直流轉直流控制模組之開關於切換其間不造成能量浪費。
　　本發明之目的及其電路設計功能上的優點，將依據以下圖面所示之電路圖，配合具體實施例予以說明，俾使審查委員能對本發明有更深入且具體之瞭解。
　　首先，請參閱第一圖所示，為本發明其一較佳實施例之非反向—升降壓兩用型直流轉直流數位控制系統應用於射頻電路模組之電性關係配置方塊圖，本發明之非反向—升降壓兩用型直流轉直流數位控制系統（１）可應用於射頻電路模組（２），其中射頻電路模組（２）包含一功率放大器（２１）以及一耦接功率放大器（２１）之天線（２２），其中非反向—升降壓兩用型直流轉直流數位控制系統（１）係包括有：
　　一非反向—升降壓兩用型直流轉直流控制模組（１１），係利用導通週期ｃ（ｔ）的不同改變開關狀態的時間比例，以將直流輸入電壓Ｖｂａｔ 以降壓模式或升壓模式輸出一直流輸出電壓Ｖｏ ，且射頻電路模組（２）係耦接非反向—升降壓兩用型直流轉直流控制模組（１１）之輸出端；其中，請參閱第二圖所示，係非反向—升降壓兩用型直流轉直流控制模組與射頻電路模組之內部電路圖；於本實施例中，非反向—升降壓兩用型直流轉直流控制模組（１１）係包括一耦接直流輸入電壓Ｖｂａｔ 正極之第一開關Ｓ１ 、一分別耦接第一開關Ｓ１ 與直流輸入電壓Ｖｂａｔ 負極之第二開關Ｓ２ 、一分別耦接第一開關Ｓ１ 與第二開關Ｓ２ 之電感Ｌ、一分別耦接電感Ｌ與直流輸入電壓Ｖｂａｔ 負極之第三開關Ｓ３ 、一分別耦接電感Ｌ與第三開關Ｓ３ 之第四開關Ｓ４ ，以及一分別耦接第四開關Ｓ４ 與直流輸入電壓Ｖｂａｔ 負極之電容Ｃ，而射頻電路模組（２）則與上述之電容Ｃ並聯；其中第一～四開關Ｓ１ 、Ｓ２ 、Ｓ３ 、Ｓ４ 可選自金氧半場效電晶體（ＭＯＳＦＥＴ）或絕緣柵雙極電晶體（ ＩＧＢＴ）其中之一，於本實施例，第一～四開關Ｓ１ 、Ｓ２ 、Ｓ３ 、Ｓ４ 係選自金氧半場效電晶體；以及
　　一負迴授模組（１２），係耦接非反向—升降壓兩用型直流轉直流控制模組（１１）之輸出端，其包括有一供直流輸出電壓Ｖｏ 、直流輸入電壓Ｖｂａｔ ，以及一參考電壓Ｖｒｅｆ 輸入之參考電壓修正電路（１２１），請參閱第三圖所示，係參考電壓修正電路內部電性關係配置方塊圖，其中參考電壓修正電路（１２１）係包括有一多工器（１２１１）、一編碼器（１２１３）以及一類比至數位轉換電路（１２１２），多工器（１２１１）用以接收導通週期鎖定訊號ＤＴｓ－ｌｏｃｋ ，並根據導通週期鎖定訊號ＤＴｓ－ｌｏｃｋ 選擇性地輸出直流輸入電壓Ｖｂａｔ 與參考電壓Ｖｒｅｆ 兩者之一，而類比至數位轉換電路（１２１２）用以接收直流輸出電壓Ｖｏ ，並於編碼器（１２１３）中將多工器（１２１１）之輸出電壓與類比至數位轉換電路（１２１２）之輸出電壓的差值取樣及量化，產生離散誤差訊號ｅ〔ｎ〕，而導通週期鎖定訊號ＤＴｓ－ｌｏｃｋ 的啟動係當參考電壓Ｖｒｅｆ 落入導通週期ｃ（ｔ）之非線性區域；其中，導通週期ｃ（ｔ）之非線性區域係包含於降壓模式時，直流輸出電壓Ｖｏ 與直流輸入電壓Ｖｂａｔ 之比例介於０﹒９５與１之間，以及於升壓模式時，直流輸出電壓Ｖｏ 與直流輸入電壓Ｖｂａｔ 之比例介於１與１﹒０５之間；上述之參考電壓修正電路（１２１）產生一離散誤差訊號ｅ〔ｎ〕至一數位補償電路（１２２），經數位補償電路（１２２）運算後輸出一離散導通週期訊號ｄ〔ｎ〕至一數位脈波寬度調變模組（１２３），數位脈波寬度調變模組（１２３）則以類似三角波之數位訊號與離散導通週期訊號ｄ〔ｎ〕比較後輸出一導通週期ｃ（ｔ），以控制非反向—升降壓兩用型直流轉直流控制模組（１１）之開關的導通與截止狀態，使得非反向—升降壓兩用型直流轉直流控制模組（１１）之直流輸出電壓Ｖｏ 能追隨參考電壓Ｖｒｅｆ 並達到穩定。
　　再者，數位補償電路（１２２）包括一補償電壓對照表（ｌｏｏｋ ｕｐ ｔａｂｌｅ，ＬＵＴ）轉換電路（１２２１），由於進入數位補償電路（１２２）之離散誤差訊號ｅ〔ｎ〕動態範圍不大，大約僅為３～４位元，因此可以使用對照表方式來取代乘法器以實現出數位補償器，使得當離散誤差訊號ｅ〔ｎ〕進入時，只需根據其數值去選擇相對應的記憶體位址，並取出其內容再使用加法器運算，即可得到目前之離散導通週期訊號ｄ〔ｎ〕；於本較佳實施例中，數位補償電路（１２２）可為一數位ＰＩＤ（ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ　ｉｎｔｅｇｒａｌ　ｄｅｒｉｖａｔｉｖｅ）補償器。
　　根據上述之非反向—升降壓兩用型直流轉直流數位控制系統（１）於實施使用時，其模式分離操作的方法係將降壓模式與升壓模式的導通率分別設定為１００％與５％，以作為導通週期ｃ（ｔ）保持恒定值的特定目標；藉此，當非反向—升降壓兩用型直流轉直流控制模組（１１）進入到降壓模式的不連續操作區（亦即參考電壓Ｖｒｅｆ 落在０﹒９５＜Ｍ＜１的範圍），１００％導通率即表示導通週期ｃ（ｔ）全開，此時直流輸出電壓Ｖｏ 應等於直流輸入電壓Ｖｂａｔ （Ｍ＝１），這也是模式切換區間內唯一可以穩定停留的狀態，同時直流輸出電壓Ｖｏ 可以確保高於參考電壓Ｖｒｅｆ ，不會讓功率放大器（２１）發生誤動作；而當非反向—升降壓兩用型直流轉直流控制模組（１１）進入到升壓模式的不連續操作區（亦即參考電壓Ｖｒｅｆ 落在１＜Ｍ＜１﹒０５的範圍），５％導通率表示導通週期ｃ（ｔ）很小但是已經落入正常的連續區間了，因此穩態時不會出現抖動的情況；又此時的５％導通率換算直流輸出電壓Ｖｏ 約略為Ｍ＝１﹒０５的數值，同樣會高於參考電壓Ｖｒｅｆ ，滿足功率放大器正確操作的前提；藉此，只要負迴授模組（１２）偵測到參考電壓進入『模式切換區間』，無論如何會強制把送出的導通週期ｃ（ｔ）鎖定在上述恒定值，完成穩定直流輸出電壓Ｖｏ 的目的，相較於傳統係以追求『輸出電壓連續性』的技術手段，本發明係以強制鎖定導通週期ｃ（ｔ）使得當模式切換時可達到直流輸出電壓Ｖｏ 達到穩定之功效。
　　進一步地說明，請參閱第三圖所示，當非反向—升降壓兩用型直流轉直流控制模組（１１）正常操作時多工器（１２１１）會直接將參考電壓Ｖｒｅｆ 送至類比至數位轉換電路（１２１２）來運算離散誤差訊號ｅ〔ｎ〕，但若是導通週期鎖定訊號ＤＴｓ－ｌｏｃｋ 啟動時，多工器（１２１１）會改為送出直流輸入電壓Ｖｂａｔ ；舉例而言，當直流輸入電壓Ｖｂａｔ 為３﹒０Ｖｏｌｔ，且非反向—升降壓兩用型直流轉直流控制模組（１１）在『降壓模式∕導通率為１００％』的特定條件操作，此時電流路徑上的離散元件因為有寄生電阻而造成些許壓降，直流輸出電壓Ｖｏ 因此為２﹒９５Ｖｏｌｔ，因此，只要多工器（１２１１）送入編碼器（１２１３）的資訊將原本的參考電壓Ｖｒｅｆ 改為２﹒９５Ｖｏｌｔ的數值，負迴授模組（１２）就會誤認為輸出目標為２﹒９５　Ｖｏｌｔ，並自然的將導通週期ｃ（ｔ）往１００％趨近，數位補償電路（１２２）將直流輸出電壓Ｖｏ 最終穩定在２﹒９５Ｖｏｌｔ，且因直流輸出電壓Ｖｏ 和修改過的參考電壓值皆為２﹒９５Ｖｏｌｔ，導致離散誤差訊號ｅ〔ｎ〕必然為０，數位補償電路（１２２）因此認為系統穩定所以不會再去修正離散導通週期訊號ｄ〔ｎ〕，導通週期ｃ（ｔ）即能長時間鎖定在『降壓模式∕導通率為１００％』的特定條件，而且能擁有閉迴路補償後良善的穩定性規格，在暫態收斂的過程中也不會出現輸出錯誤或過大的暫態震盪。
　　此外，上述之模式分離操作會使得離散導通週期訊號ｄ〔ｎ〕被嚴重放大；舉例來說，當參考電壓Ｖｒｅｆ 突然上升到很高的電壓值，此時在降壓模式中就算離散導通週期訊號ｄ〔ｎ〕上升到最大值也無法滿足直流輸出電壓Ｖｏ 的需求，非反向—升降壓兩用型直流轉直流控制模組（１１）只好切換到升壓模式以求繼續提升直流輸出電壓Ｖｏ ；由於模式改變，導致離散導通週期訊號ｄ〔ｎ〕可能需要在模式切換的前後由一個較大的數值瞬間變得很小，但是數位補償電路（１２２）修正離散導通週期訊號ｄ〔ｎ〕有限的特性，下修離散導通週期訊號ｄ〔ｎ〕可能需要耗費數個至上百個切換週期；在這段下修的期間內，非反向—升降壓兩用型直流轉直流控制模組（１１）已切至升壓模式工作，造成導通週期ｃ（ｔ）異常偏高，直流輸出電壓Ｖｏ 因而在模式切換的瞬間突然暴衝；因此，本發明於降壓模式或升壓模式切換的同時，係進一步重置補償電壓對照表轉換電路（１２２１），使得離散誤差訊號ｅ〔ｎ〕歸零；藉此，令非反向—升降壓兩用型直流轉直流控制模組（１１）得以順利地更動操作模式，避免離譜的瞬間電壓暴衝。
　　再者，請參閱第四圖所示，為本發明其二較佳實施例之非反向—升降壓兩用型直流轉直流數位控制系統應用於射頻電路模組之電性關係配置方塊圖；本實施例係與上述其一較佳實施例類似，差異處在於本實施例中係於參考電壓修正電路（１２１）輸出端進一步耦接一暫態時間估測模組（１２４），於降壓模式或升壓模式切換時，控制補償電壓對照表轉換電路（１２２１）於一特定時間Ｔ後啟動重置，使直流輸出電壓Ｖｏ 不致變化過大；其中，上述之特定時間Ｔ係以直流輸入電壓Ｖｂａｔ 與直流輸出電壓Ｖｏ 之差值除以離散導通週期訊號ｄ〔ｎ〕於一個切換週期內之最大變化量，並將上述結果乘以切換週期之結果；於實際實施使用時，當參考電壓Ｖｒｅｆ 突然改變導致非反向—升降壓兩用型直流轉直流控制模組（１１）的操作模式需要切換時，啟動導通週期鎖定訊號ＤＴｓ－ｌｏｃｋ ，並透過參考電壓修正電路（１２１）將參考電壓Ｖｒｅｆ 修正為直流輸入電壓Ｖｂａｔ ，此時，非反向—升降壓兩用型直流轉直流控制模組（１１）即以直流輸入電壓Ｖｂａｔ 為目標去收斂直流輸出電壓Ｖｏ ，而當直流輸出電壓Ｖｏ 到達直流輸入電壓Ｖｂａｔ 附近時，進入數位補償電路（１２２）的離散誤差訊號ｅ〔ｎ〕值就會減小，直流輸入電壓Ｖｂａｔ 和直流輸出電壓Ｖｏ 之誤差值也掉入到離散導通週期訊號ｄ〔ｎ〕的修正範圍之內，於此情況下再將補償電壓對照表轉換電路（１２２１）重置，使得導通週期ｃ（ｔ）的瞬間改變不會造成直流輸出電壓Ｖｏ 變化過大，避免數位補償電路（１２２）等效開路的情形發生；請參閱第五～六圖所示，係本實施例其暫態時間估測模組分別未於一特定時間後，以及於一特定時間後啟動重置補償電壓對照表轉換電路之暫態響應示意圖，由圖中可清楚看出特定時間Ｔ即是在進行補償電壓對照表轉換電路（１２２１）重置之前，於直流輸出電壓Ｖｏ 趨近直流輸入電壓Ｖｂａｔ 所需要的時間，也因此模式切換整個步驟會有一小段的過程，用在縮小電壓差距（ｏｕｔｐｕｔ　ｇａｐ），而藉由暫態時間估測模組（１２４）對於特定時間Ｔ的估測，於特定時間Ｔ點重置補償電壓對照表轉換電路（１２２１），將使得非反向—升降壓兩用型直流轉直流控制模組（１１）在模式切換之後會加快到達穩態的過程，進而抑制輸出錯誤或過大的暫態震盪情形發生。
　　請再參閱第七圖所示，係為本發明其三較佳實施例之非反向—升降壓兩用型直流轉直流數位控制系統應用於射頻電路模組之電性關係配置方塊圖；本實施例係與上述其一較佳實施例類似，差異處在於本實施例中於數位脈波寬度調變模組（１２３）輸出端進一步耦接一死域時間（ｄｅａｄ ｔｉｍｅ）控制電路（１３），用以控制死域時間使非反向—升降壓兩用型直流轉直流控制模組（１１）之開關於切換其間不造成能量浪費；死域時間之發生係因非反向—升降壓兩用型直流轉直流控制模組（１１）中之開關，其寄生電容Ｃ上儲存之電能會使開關在導通和關閉的時間增長，開關同時導通的現象發生；舉例而言，請參閱第二圖所示，若第一開關Ｓ１ 和第二開關Ｓ２ 的切換間隔過短(亦即死域時間太小)，即有可能會出現第一、二開關Ｓ１ 、Ｓ２ 同時導通的現象（因其中一個尚未完全關閉），造成直流輸入電壓Ｖｂａｔ 直接對接地短路而產生一個瞬間直通電流（ｓｈｏｏｔ－ｔｈｒｏｕｇｈ　ｃｕｒｒｅｎｔ），不僅浪費掉能量且亦容易傷害非反向—升降壓兩用型直流轉直流控制模組（１１）系統的元件，而反之，若死域時間設計太大，則兩個開關同時關閉的時間則會過長；於實施使用時，係依據開關切換所需時間，將死域時間固定於一時間，以避免各個開關在切換動作時發生能量浪費的情形。
　　由上述之非反向—升降壓兩用型直流轉直流數位控制系統之實施說明可知，本發明具有以下優點：
  1. 本發明藉由直接鎖定導通週期來避免脈波震盪的現象，滿足導通週期恆定的第一要件，再透過參考電壓修正電路將參考電壓值進行適度修改，直接消除了原先直流輸出電壓和參考電壓之間的誤差值，達成避免導通週期震盪的另一個條件，使得直流輸出電壓保持絕對的穩定性，改善非反向—升降壓兩用型直流轉直流控制模組在模式切換區間的操作缺陷。
  2. 本發明之非反向—升降壓兩用型直流轉直流數位控制系統將導通週期鎖定於所設計的兩個特定準位，不受參考電壓的變動影響，使得非反向—升降壓兩用型直流轉直流控制模組皆僅需要單一種操作模式就能達到所需之功效，與傳統重疊導通週期法相較下，可減少一週期內的開關切換次數，進而改善開關的切換損失。
  3. 本發明藉由暫態時間估測模組對於特定時間的估測，於特定時間點後重置補償電壓對照表轉換電路，將使得非反向—升降壓兩用型直流轉直流控制模組在模式切換之後會加快到達穩態的過程，進而抑制輸出錯誤或過大的暫態震盪情形發生，改善傳統數位補償電路因回溯延遲、暫態速度不佳等因素於模式切換瞬間造成電壓不穩之現象，同時降低電感電流瞬間爆衝、燒毀元件的可能。
　　綜上所述，本發明之非反向—升降壓兩用型直流轉直流數位控制系統，的確能藉由上述所揭露之實施例，達到所預期之使用功效，且本發明亦未曾公開於申請前，誠已完全符合專利法之規定與要求。爰依法提出發明專利之申請，懇請惠予審查，並賜准專利，則實感德便。
　　惟，上述所揭之圖示及說明，僅為本發明之較佳實施例，非為限定本發明之保護範圍；大凡熟悉該項技藝之人士，其所依本發明之特徵範疇，所作之其它等效變化或修飾，皆應視為不脫離本發明之設計範疇。
(1)．．．反向一升降壓兩用型直流轉直流數位控制系統
(11)．．．非反向一升降壓兩用型直流轉直流控制模組
(12)．．．負迴授模組
(121)．．．參考電壓修正電路
(1211)．．．多工器
(1212)．．．類比至數位轉換電路
(1213)．．．編碼器
(122)．．．數位補償電路
(1221)．．．補償電壓對照表轉換電路
(123)．．．數位脈波寬度調變模組
(124)．．．暫態時間估測模組
(13)．．．死域時間控制電路
(2)．．．射頻電路模組
(21)．．．功率放大器
(22)．．．天線
Vo ．．．直流輸出電壓
Vbat ．．．直流輸入電壓
Vref ．．．參考電壓
e〔n〕．．．離散誤差訊號
d〔n〕．．．離散導通週期訊號
c(t)．．．導通週期
DTs-lock ．．．導通週期鎖定訊號
T．．．特定時間
L．．．電感
C．．．電容
S1 ．．．第一開關
S2 ．．．第二開關
S3 ．．．第三開關
S4 ．．．第四開關
第一圖：本發明其一較佳實施例之非反向—升降壓兩用型直流轉直流數位控制系統應用於射頻電路模組之電性關係配置方塊圖
第二圖：本發明其一較佳實施例之非反向—升降壓兩用型直流轉直流控制模組與射頻電路模組之內部電路圖
第三圖：本發明其一較佳實施例其參考電壓修正電路內部電性關係配置方塊圖
第四圖：本發明其二較佳實施例之非反向—升降壓兩用型直流轉直流數位控制系統應用於射頻電路模組之電性關係配置方塊圖
第五圖：本發明其二較佳實施例其暫態時間估測模組未於一特定時間後啟動重置補償電壓對照表轉換電路之暫態響應示意圖
第六圖：本發明其二較佳實施例其暫態時間估測模組於一特定時間後啟動重置補償電壓對照表轉換電路之暫態響應示意圖
第七圖：本發明其三較佳實施例之非反向—升降壓兩用型直流轉直流數位控制系統應用於射頻電路模組之電性關係配置方塊圖
(1)．．．非反向一升降壓兩用型直流轉直流數位控制系統
(11)．．．非反向一升降壓兩用型直流轉直流控制模組
(12)．．．負迴授模組
(121)．．．參考電壓修正電路
(122)．．．數位補償電路
(1221)．．．補償電壓對照表轉換電路
(123)．．．數位脈波寬度調變模組
(2)．．．射頻電路模組
(21)．．．功率放大器
(22)．．．天線
e〔n〕．．．離散誤差訊號
d〔n〕．．．離散導通週期訊號
c(t)．．．導通週期

Claims (11)

  1. 一種非反向—升降壓兩用型直流轉直流數位控制系統，係應用於射頻電路模組，其包括有：
    　　一非反向—升降壓兩用型直流轉直流控制模組，係利用導通週期的不同改變開關狀態的時間比例，以將直流輸入電壓以降壓模式或升壓模式輸出一直流輸出電壓，該射頻電路模組係耦接該非反向—升降壓兩用型直流轉直流控制模組之輸出端；以及
    　　一負迴授模組，係耦接該非反向—升降壓兩用型直流轉直流控制模組之輸出端，其包括有一供該直流輸出電壓、該直流輸入電壓，以及一參考電壓輸入之參考電壓修正電路，該參考電壓修正電路產生一離散誤差訊號至一數位補償電路，經該數位補償電路運算後輸出一離散導通週期訊號至一數位脈波寬度調變模組，該數位脈波寬度調變模組以類似三角波之數位訊號與該離散導通週期訊號比較後輸出該導通週期，以控制該非反向—升降壓兩用型直流轉直流控制模組之開關的導通與截止狀態，使得該非反向—升降壓兩用型直流轉直流控制模組之該直流輸出電壓能追隨該參考電壓並達到穩定。
  2. 依據申請專利範圍第1項所述之非反向—升降壓兩用型直流轉直流數位控制系統，其中該參考電壓修正電路係包括有一多工器、一編碼器以及一類比至數位轉換電路，該多工器用以接收導通週期鎖定訊號，並根據該導通週期鎖定訊號選擇性地輸出該直流輸入電壓與該參考電壓兩者之一，該類比至數位轉換電路用以接收該直流輸出電壓，於該編碼器中將該多工器之輸出電壓與該類比至數位轉換電路之輸出電壓的差值取樣及量化，產生該離散誤差訊號，其中該導通週期鎖定訊號的啟動係當該參考電壓落入該導通週期之非線性區域。
  3. 依據申請專利範圍第2項所述之非反向—升降壓兩用型直流轉直流數位控制系統，其中該導通週期之非線性區域係包含於降壓模式時，該直流輸出電壓與該直流輸入電壓之比例介於０﹒９５與１之間，以及於升壓模式時，該直流輸出電壓與該直流輸入電壓之比例介於１與１﹒０５之間。
  4. 依據申請專利範圍第1項所述之非反向—升降壓兩用型直流轉直流數位控制系統，其中該非反向—升降壓兩用型直流轉直流控制模組係包括一耦接該直流輸入電壓正極之第一開關、一分別耦接該第一開關與該直流輸入電壓負極之第二開關、一分別耦接該第一開關與該第二開關之電感、一分別耦接該電感與該直流輸入電壓負極之第三開關、一分別耦接該電感與該第三開關之第四開關，以及一分別耦接該第四開關與該直流輸入電壓負極之電容。
  5. 依據申請專利範圍第4項所述之非反向—升降壓兩用型直流轉直流數位控制系統，其中該第一～四開關係選自金氧半場效電晶體（ＭＯＳＦＥＴ）或絕緣柵雙極電晶體（ ＩＧＢＴ）其中之一。
  6. 依據申請專利範圍第1項所述之非反向—升降壓兩用型直流轉直流數位控制系統，其中該數位補償電路包括一補償電壓對照表（ｌｏｏｋ ｕｐ ｔａｂｌｅ，ＬＵＴ）轉換電路。
  7. 依據申請專利範圍第6項所述之非反向—升降壓兩用型直流轉直流數位控制系統，其中於該降壓模式或該升壓模式切換的同時，係進一步重置該補償電壓對照表轉換電路，使得該離散誤差訊號歸零。
  8. 依據申請專利範圍第7項所述之非反向—升降壓兩用型直流轉直流數位控制系統，其中於該參考電壓修正電路輸出端進一步耦接一暫態時間估測模組，於該降壓模式或該升壓模式切換時，控制該補償電壓對照表轉換電路於一特定時間後啟動重置，使該直流輸出電壓不致變化過大。
  9. 依據申請專利範圍第8項所述之非反向—升降壓兩用型直流轉直流數位控制系統，其中該特定時間係以該直流輸入電壓與該直流輸出電壓之差值除以該離散導通週期訊號於一個切換週期內之最大變化量，並將上述結果乘以切換週期。
  10. 依據申請專利範圍第1項所述之非反向—升降壓兩用型直流轉直流數位控制系統，其中於該數位脈波寬度調變模組輸出端進一步耦接一死域時間（ｄｅａｄ ｔｉｍｅ）控制電路，用以控制死域時間使該非反向—升降壓兩用型直流轉直流控制模組之開關於切換其間不造成能量浪費。
  11. 依據申請專利範圍第1項所述之非反向—升降壓兩用型直流轉直流數位控制系統，其中該射頻電路模組係包含一功率放大器以及一耦接該功率放大器之天線。
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