TWI458252B

TWI458252B - 線性振動馬達之驅動控制電路

Info

Publication number: TWI458252B
Application number: TW100102064A
Authority: TW
Inventors: Tsutomu Murata
Original assignee: Sanyo Electric Co; Sanyo Semiconductor Co Ltd
Priority date: 2010-01-28
Filing date: 2011-01-20
Publication date: 2014-10-21
Also published as: JP2011155817A; TW201145799A; CN102142809A; KR20110088411A; KR101173807B1; CN102142809B; JP5603607B2; US20110181210A1; US8547048B2

Description

線性振動馬達之驅動控制電路

本發明係關於用於對振子相對於定子直線狀往復振動的線性振動馬達進行驅動控制的驅動控制電路。

以往，線性振動馬達被用於電動剃鬍刀等特定用途，但近年來擴大了其用途。例如，被採用作為這樣一種元件，其在當用戶按下觸摸板時向用戶反饋用於表示操作感覺的振動。伴隨著這樣的觸覺用途的擴大，可以預想今後線性振動馬達的出貨量將持續發展。

線性振動馬達較佳為以與其固有振動頻率(以下，適當地稱為諧振頻率)儘可能近的頻率進行驅動，在該諧振頻率和驅動頻率一致時發生最強的振動。

專利文獻1：日本特開2001-16892號公報

由於線性振動馬達的固有振動頻率是根據振子的質量及彈簧常數而確定的，故在產品之間其固有振動頻率也會有差異。因此，在對線性振動馬達的驅動電路統一設定固定的驅動頻率的現有方法中，在產品中也會在馬達的固有振動頻率和驅動頻率之間發生大的偏差，其成為降低良率的要因。另外，即使在當初馬達的固有振動頻率和驅動頻率一致，隨著時間的變化兩者也會有偏差，振動也會變弱。

相對於此，本發明人發現一種根據在電磁鐵的線圈產生的感應電壓的零交叉的檢測位置，來推定線性振動馬達的固有振動頻率，以該固有振動頻率和驅動信號的頻率一致的方式可適性地(adaptively)控制驅動信號的周期寬度的方法。

本發明是鑑於上述狀況而研創的，其目的在於提供一種技術、即提高在以線性振動馬達的固有振動頻率和驅動信號的頻率一致的方式可適性地控制驅動信號的周期寬度時，對線圈中產生的感應電壓的零交叉進行檢測的檢測精度。

關於本發明的一態樣的線性振動馬達之驅動控制電路，係具有定子和振子，兩者的至少一方由電磁鐵構成，並向該電磁鐵的線圈提供驅動電流，以使振子相對於定子振動，該線性振動馬達之驅動控制電路具備：驅動信號生成部，其生成用以使正電流和負電流夾著非通電期間交替流向線圈的驅動信號；驅動部，其生成與驅動信號生成部所生成的驅動信號相應的驅動電流，並提供給線圈；感應電壓檢測部，其在非通電期間檢測在線圈產生的感應電壓；以及零交叉檢測部，檢測由感應電壓檢測部檢測出的感應電壓的零交叉，驅動信號生成部由零交叉的檢測位置來推定線性振動馬達的固有振動頻率，使驅動信號的頻率接近該固有振動頻率，零交叉檢測部設定有檢測窗，該檢測窗用以迴避檢測出感應電壓以外的電壓的零交叉，使在該檢測窗內檢測出的零交叉有效，使在該檢測窗外檢測出的零交叉無效。

此外，以上構成要素的任意組合、以及在方法、裝置、系統等之間變換本發明的表現之後的構成要素，其作為本發明的方式也是有效的。

根據本發明，能夠提高在以線性振動馬達的固有振動頻率和驅動信號的頻率一致的方式可適性地控制驅動信號的周期寬度時，對線圈中產生的感應電壓的零交叉進行檢測的檢測精度。

(基本構成)

第1圖是表示本發明實施方式的線性振動馬達200的驅動控制電路100的構成圖。首先，線性振動馬達200具有定子210和振子220，兩者的至少一方由電磁鐵構成。在本實施方式中，定子210由電磁鐵構成。定子210是在磁性材料的芯211捲繞線圈L1而形成的，並且當給線圈L1通電時作為磁鐵作用。振子220包括永久磁鐵221，永久磁鐵221的兩端(S極側和N極側)分別經由彈簧222a、222b被固定在框架223上。定子210和振子220隔著預定間隙並排配置。此外，也可與第1圖的例子相反，振子220由電磁鐵構成，定子210由永久磁鐵構成。

驅動控制電路100向上述線圈L1提供驅動電流，以使振子220相對於定子210直線狀往復振動。驅動控制電路100具備：驅動信號生成部10、驅動部20、感應電壓檢測部30及零交叉檢測部40。

驅動信號生成部10生成驅動信號，該驅動信號用以使正電流和負電流夾著非通電期間交替流向線圈L1。驅動部20生成與驅動信號生成部10所生成的驅動信號相應的驅動電流，並將該驅動電流提供給線圈L1。感應電壓檢測部30連接在線圈L1的兩端，檢測線圈L1的兩端電位差。主要在非通電期間檢測在線圈L1產生的感應電壓。零交叉檢測部40檢測由感應電壓檢測部30檢測出的感應電壓的零交叉。

驅動信號生成部10根據由零交叉檢測部40檢測出的感應電壓的零交叉的檢測位置，來推定線性振動馬達200的固有振動頻率，使上述驅動信號的頻率儘可能地接近該固有振動頻率。即、以上述驅動信號的頻率與該固有振動頻率一致的方式，可適性地改變上述驅動信號的頻率。

更具體而言，驅動信號生成部10計算上述驅動信號的一周期的終止位置和應該與其終止位置對應的零交叉的檢測位置之間的差分，並將該差分相加在現有的驅動信號的周期寬度上，來可適性地控制上述驅動信號的周期寬度。在以通常的相位(零→正電壓→零→負電壓→零)的方式形成上述驅動信號的一周期的情況下，上述應該與終止位置對應的零交叉的檢測位置，成為從上述感應電壓的負電壓向正電壓零交叉的位置。相反地，在以反相(零→負電壓→零→正電壓→零)的方式形成上述驅動信號的一周期的情況下，上述應該與終止位置對應的零交叉的檢測位置，成為從上述感應電壓的正電壓向負電壓零交叉的位置。

以下，對驅動控制電路100的構成進行更具體地說明。首先，對驅動部20、感應電壓檢測部30、零交叉檢測部40的構成進行說明。零交叉檢測部40包括比較器41及邊緣檢測部42。比較器41比較由感應電壓檢測部30檢測出的感應電壓和用以檢測零交叉的基準電壓。比較器41在該感應電壓交叉該基準電壓的時序使輸出反轉。例如，從低位準信號反轉為高位準信號。邊緣(edge)檢測部42將比較器41的輸出進行了反轉的位置作為邊緣進行檢測。

第2圖是表示驅動部20、感應電壓檢測部30及比較器41的構成例圖。在第2圖中，示出用H橋電路構成驅動部20、以及用差動放大電路構成感應電壓檢測部30的例子。

該H橋電路包括：第1電晶體M1、第2電晶體M2、第3電晶體M3及第4電晶體M4。此外，在第2圖中，為了說明的方便，線性振動馬達200的線圈L1也描繪在驅動部20的框內。第1電晶體M1和第3電晶體M3的第1串聯電路、以及第2電晶體M2及第4電晶體M4的第2串聯電路，分別連接在電源電位Vdd和接地電位之間。在第1電晶體M1和第3電晶體M3的連接點(以下，稱為A點)與第2電晶體M2和第4電晶體M4的連接點(以下，稱為B點)之間，連接有線圈L1。

在第2圖中，第1電晶體M1及第2電晶體M2由P通道MOSFET構成，在各自的源極-汲極之間，作為體二極體而連接有第1二極體D1及第2二極體D2。第3電晶體M3及第4電晶體M4由N通道MOSFET構成，在各自的源極-汲極之間，作為體二極體而連接有第3二極體D3及第4二極體D4。

在第1電晶體M1、第2電晶體M2、第3電晶體M3及第4電晶體M4的閘極，由驅動信號生成部10(更嚴格地說，為後述的解碼器14)輸入上述驅動信號。透過該驅動信號，當第1電晶體M1和第4電晶體M4被控制為導通、及第2電晶體M2和第3電晶體M3被控制為斷開時，在線圈L1流動正電流，當第1電晶體M1和第4電晶體M4被控制為斷開、及第2電晶體M2和第3電晶體M3被控制為導通時，在線圈L1流動負電流。

上述差動放大電路包括：運算放大器OP1、第1電阻R1、第2電阻R2、第3電阻R3及第4電阻R4。運算放大器OP1的反轉輸入端子經由第1電阻R1與B點連接，非反轉輸入端子經由第2電阻R2與A點連接。運算放大器OP1的反轉輸入端子和輸出端子經由第3電阻R3相連接。基準電壓Vref作為偏置(offset)電壓，其經由第4電阻R4被施加至運算放大器OP1的非反轉輸入端子。

將第1電阻R1和第2電阻R2的電阻值設定成相同的值，將第3電阻R3和第4電阻R4的電阻值設定成相同的值。在該條件下，上述差動放大電路的放大率為R3/R1。例如，將第1電阻R1和第2電阻R2的電阻值設定為10KΩ，將第3電阻R3和第4電阻R4的電阻值設定為20KΩ，將線圈L1的兩端電壓(A-B間電壓)放大至2倍。

在比較器41(由開環的運算放大器構成)的反轉輸入端子施加了基準電壓Vref。比較器41的非反轉輸入端子與運算放大器OP1的輸出端子連接，在該非反轉輸入端子施加了運算放大器OP1的輸出電壓。在基準電壓Vref作為偏置電壓(例如，1/2Vdd)施加到上述差動放大電路的情況下，為了符合運算放大器OP1和比較器41的範圍，作為比較器41的參考電壓而使用了基準電壓Vref。此外，在上述差動放大電路未施加偏置電壓的情況下，作為比較器41的參考電壓而使用了接地電壓。

如此，透過上述差動放大電路放大線圈L1的兩端電壓(A-B間電壓)之後輸入至比較器41，因此能夠提高在線圈L1產生的感應電壓的零交叉的檢測精度。

第3圖是表示實施方式的驅動控制電路100的動作例的時序圖。該動作例是用單相全波驅動線性振動馬達200的例子。此時，設定非通電期間。非通電期間被設定在正電流通電期間及負電流通電期間的每一個的前後。即、全周期中的第1半周期由非通電期間、正電流通電期間及非通電期間構成，第2半周期由非通電期間、負電流通電期間及非通電期間構成。在以下的例子中，給半周期的180°中的非通電期間分配40°，給正(負)電流通電期間分配100°，給非通電期間分配40°。因此，一周期中的5/9被分配給通電期間，4/9被分配給非通電期間。以下，在本說明書中，將符合該比率的驅動方式稱為100度通電。

在第3圖中，在上述H橋電路的導通-1狀態(M1、M4導通，M2、M3斷開)下，在線圈L1中流動正電流。在上述H橋電路的斷開狀態(M1至M4都斷開)下，在線圈L1中未流動驅動電流。在上述H橋電路的導通-2狀態(M1、M4斷開，M2、M3導通)下，在線圈L1中流動負電流。

在線圈L1流動著正電流的狀態下，定子210被勵磁為N極，透過該磁力，振子220接受永久磁鐵221對S極側的力。透過該力，振子220抵抗彈簧222a向永久磁鐵221的S極側移動，一直移動到彈簧222a的收縮極限為止。在線圈L1末流動驅動電流的狀態下，定子210不勵磁，也不產生磁力。振子220透過彈簧222a的恢復力朝向中心位置移動。在線圈L1流動著負電流的狀態下，定子210被勵磁為S極，透過該磁力，振子220接受永久磁體221對N極側的力。透過該力，振子220抵抗彈簧222b向永久磁鐵221的N極側移動，一直移動到彈簧222b的收縮極限為止。

如此，驅動信號生成部10透過以斷開狀態→導通-1狀態→斷開狀態→導通-2狀態→斷開狀態這一循環周期的方式控制上述H橋電路，因此能夠使線性振動馬達200往復運動。

當上述H橋電路從導通-1狀態過渡到斷開狀態、第1電晶體M至第4電晶體M4都被切換為斷開時，經由上述體二極體流動著再生電流。上述H橋電路從導通-2狀態過渡到斷開狀態時也同樣。透過運用該再生電流，因此能夠提高能量轉換效率，能夠降低驅動控制電路100的消耗電力。

上述再生電流，在線圈L1中流動著和之前流動的電流為相反方向的電流。當流完上述再生電流時，在線圈L1中流動著由振子220的振動所感應的感應電流。在振子220停止的狀態下，無該感應電流流動。振子220停止的狀態，是在振子220到達振子220的振動範圍的兩端的瞬間發生的。

感應電壓檢測部30透過在非通電期間監視在線圈L1發生的反向電壓，因此能夠推定振子220的位置。該反向電壓為零的狀態表示振子220停止了(即、位於振動範圍的S極側最大到達地點或N極側最大到達地點)。

因此，零交叉檢測部40透過檢測線圈L1的兩端電壓(A-B間電壓)進行零交叉(除了由驅動電流及再生電流引起的零交叉以外)的定時(timing)，測定所檢測出的零交叉間的期間，因此能夠求出線性振動馬達200的固有振動頻率。此外，連續的零交叉間的期間表示線性振動馬達200的半振動周期寬度，跳過一個零交叉間的期間則表示其全振動周期寬度。

在本實施方式中，零交叉檢測部40在非通電期間只檢測線圈L1的兩端電壓(A-B間電壓)從負到正進行交叉的定時。這種情況下，第2圖所示的比較器41被設定為：在運算放大器OP1的輸出電壓比基準電壓Vref低的期間輸出低位準信號，當運算放大器OP1的輸出電壓變得比基準電壓Vref高時輸出高位準信號。

驅動信號生成部10利用測定出的線性振動馬達200的固有振動頻率所對應的周期寬度，來調整下一驅動信號的周期寬度。透過反覆進行該測定和調整，因此驅動控制電路100能夠以其諧振頻率或與其相近的頻率持續地驅動線性振動馬達200。

返回到第1圖，對驅動信號生成部10進行更具體的說明。驅動信號生成部10包括：第1鎖存電路11、主計數器12、循環計數器13、解碼器14、第2鎖存電路15、差分計算電路16、第3鎖存電路17、加法運算電路18及第4鎖存電路19。

第1鎖存電路11鎖存應該與上述驅動信號的一周期的終止位置對應的計數終止值，在由第3時鐘信號CLK3指示的定時，將其輸出至主計數器12及解碼器14。此外，也可輸出至差分計算電路16。在第1鎖存電路11中，在線性振動馬達200開始驅動時，由未圖示的暫存器等設定上述計數終止值的初始值。驅動開始之後，從第4鎖存電路19輸入的值成為上述計數終止值。

主計數器12，由第1鎖存電路11設定上述計數終止值，從計數初始值至該計數終止值為止反覆計數。計數初始值通常被設定為0。例如，作為該計數終止值而設定為199的情況下，主計數器12成為在0至199範圍內反覆遞增計數的200進制計數器。主計數器12的計數值被輸出至循環計數器13、解碼器14及第2鎖存電路15。

每當主計數器12的一計數循環終止時，循環計數器13就遞增，保持主計數器12的計數循環次數。在此，所謂“一計數循環”是指從主計數器12的上述計數初始值計數至上述計數終止值為止。由於一計數循環對應於一驅動周期，故計數循環次數對應於驅動周期次數。

解碼器14利用從主計數器12提供的計數值，生成與上述計數終止值相應的周期寬度的驅動信號。解碼器14的詳細構成見後述。第2鎖存電路15依序鎖存從主計數器12提供的計數值，並將在由零交叉檢測部40檢測出零交叉的位置所鎖存的計數值輸出至差分計算電路16。檢測出該零交叉的位置，透過從邊緣檢測部42輸入的邊緣信號進行通知。如果檢測出該零交叉的位置理想上恆常以相同的定時發生，則第2鎖存電路15的輸出恆常成為相同的計數值。

差分計算電路16計算從第2鎖存電路15輸入的計數值和當前的計數終止值之間的差分。在第1圖中，描繪了從第1鎖存電路11輸入當前的計數終止值的例子。此外，既可以是差分計算電路16保持當前的計數終止值的構成，也可以是從第4鎖存電路19提供的構成。

在檢測出零交叉的位置的計數值(=從第2鎖存電路15輸入的計數值)比當前的計數終止值小的情況下，差分計算電路16從前者中減去後者。例如，在檢測出零交叉的位置的計數值為197、當前的計數終止值為199的情況下，差分計算電路16輸出-2。

在檢測出零交叉的位置的計數值比當前的計數終止值大的情況下，從第2鎖存電路15輸入的計數值成為與當前的計數終止值相應的增量值。這種情況下，差分計算電路16直接輸出從第2鎖存電路15輸入的計數值。例如，在檢測出零交叉的位置的本來計數值為201、當前的計數終止值為199的情況下，從第2鎖存電路15輸入的計數值為2，差分計算電路16直接輸出2。由於該計數值在199時被復位，故從第2鎖存電路15輸入的計數值不是201而是2。

第3鎖存電路17鎖存從差分計算電路16輸入的差分值，在由第1時鐘信號CLK1指示的定時，將該差分值輸出至加法運算電路18。加法運算電路18將從第3鎖存電路17輸入的差分值相加在從第4鎖存電路19輸入的當前的計數終止值上。第4鎖存電路19鎖存從加法運算電路18輸入的值，在由第2時鐘信號CLK2指示的定時，將該值輸出至第1鎖存電路11。在第4鎖存電路19中，在線性振動馬達200開始驅動時，也由未圖示的暫存器等設定上述計數終止值的初始值。

由加法運算電路18生成的值作為新的計數終止值，經由第4鎖存電路19及第1鎖存電路11被設定在主計數器12及解碼器14中。因此，在主計數器12及解碼器14中，恆常被設定為反映之前零交叉的檢測位置的計數終止值。

第4圖是表示邊緣信號、第1時鐘信號CLK1、第2時鐘信號CLK2及第3時鐘信號CLK3的一例的時序圖。邊緣信號是由邊緣檢測部42設定在第2鎖存電路15。第1時鐘信號CLK1是使邊緣信號延遲半時鐘的信號。該半時鐘的延遲為考慮了差分計算電路16進行的運算處理之延遲。第2時鐘信號CLK2是使第1時鐘信號CLK1延遲半時鐘的信號。該半時鐘的延遲為考慮了加法運算電路18進行的運算處理之延遲。

第3時鐘信號CLK3是使第2時鐘信號CLK2延遲數個時鐘的信號。該數個時鐘的延遲是用以抑制在當前的驅動周期的計數終止之前變更當前的驅動周期的計數終止值的延遲。例如，在未設置第1鎖存電路11的情況、即在當前的驅動周期中在其終止位置之前檢測出零交叉的情況下，反映了該零交叉位置的新的計數終止值可能不是從下次的驅動周期開始應用，而是從當前的驅動周期開始應用。這種情況下，由於基於更新前的計數終止值確定通電期間，故無法維持通電期間和非通電期間的比率。在本實施方式中，也無法維持100度通電。

透過在第4鎖存電路19和主計數器12之間設置第1鎖存電路11，因此延遲使主計數器12設定的當前的計數終止值更新成反映了零交叉位置的新的計數終止值的定時。

(解碼器構成)

第5圖是表示解碼器14的構成例圖。解碼器14根據在上述計數終止值上乘以用以固定通電期間相對於上述驅動信號一周期的比率的係數而得到的值，來決定上述驅動信號的通電期間所對應的計數寬度。如上述，在上述驅動信號的一周期中包括正電流通電期間和負電流通電期間。因此，在上述100度通電的情況下，各通電期間相對於上述驅動信號的一周期的比率為100°/360°(≒0.28)。另外，各通電期間的半周期相對於上述驅動信號的一周期的比率為50°/360°(≒0.14)。

另外，解碼器14根據在上述計數終止值上乘以用以決定上述驅動信號的通電期間的中心位置的係數而得到的值，來決定上述驅動信號的通電期間的開始位置及終止位置所對應的計數值。如上述，上述驅動信號的一周期，是透過在前後設定有非通電期間的正電流通電期間以及在前後設定有非通電期間的負電流通電期間而形成的。在此，正電流通電區間的長度及負電流通電期間的長度被設定為相等，非通電期間的長度也都被設定為相等。

因此，用以決定上述驅動信號的正電流通電期間的中心位置的係數被設定為0.25，用以決定上述驅動信號的負電流通電期間的中心位置的係數被設定為0.75。此外，在上述驅動信號的相位相反的情況下，用以決定負電流通電期間的中心位置的係數被設定為0.25，用以決定正電流通電期間的中心位置的係數被設定為0.75。

由此，解碼器14能夠計算出各通電期間所對應的計算寬度、及各通電期間的中心位置所對應的計數值。並且，透過從該中心位置所對應的計數值中減去上述計數寬度的一半的值，因此能夠計算出各通電期間的開始位置所對應的計數值。另外，透過在該中心位置所對應的計數值上相加上述計數寬度的一半的值，因此能夠計算出各通電期間的終止位置所對應的計數值。

以下，進行更具體的說明。解碼器14包括：驅動寬度計算部51、正驅動中心值計算部52、負驅動中心值計算部53、正側減法運算部54、正側加法運算部55、負側減法運算部56、負側加法運算部57、正驅動信號生成部58及負驅動信號生成部59。

驅動寬度計算部51將各通電期間(以下，適當地稱為驅動期間)的半周期相對於上述驅動信號的一周期的比率作為係數進行保持。在上述100度通電的情況下，保持0.14。從第1鎖存電路11提供計數終止值給驅動寬度計算部51。驅動寬度計算部51在該計算終止值上乘以該係數。由此，能夠計算出各驅動期間的半周期所對應的計數寬度。

正驅動中心值計算部52保持用以決定上述驅動信號的正電流通電期間(以下，適當地稱為正驅動期間)的中心位置的係數。在本實施方式中，保持0.25。從第1鎖存電路11提供計數終止值給正驅動中心值計算部52。正驅動中心值計算部52在其計數終止值上乘以該係數。由此，能夠計算出各正驅動期間的中心位置所對應的計數值。

負驅動中心值計算部53保持用以決定上述驅動信號的負電流通電期間(以下，適當地稱為負驅動期間)的中心位置的係數。在本實施方式中，保持0.75。從第1鎖存電路11提供計數終止值給負驅動中心值計算部53。負驅動中心值計算部53在其計數終止值上乘以該係數。由此，能夠計算出各負驅動期間的中心位置所對應的計數值。

正側減法運算部54透過從正驅動中心值計算部52提供的正驅動期間的中心位置所對應的計數值中減去驅動寬度計算部51提供的計數寬度，來計算正驅動期間的開始位置所對應的計數值。正側加法運算電路55透過在從正驅動中心值計算部52提供的正驅動期間的中心位置所對應的計數值上相加從驅動寬度計算部51提供的計數寬度，來計算正驅動期間的終止位置所對應的計數值。

負側減法運算部56透過從負驅動中心值計算部53提供的負驅動期間的中心位置所對應的計數值中減去驅動寬度計算部51提供的計數寬度，來計算負驅動期間的開始位置所對應的計數值。負側加法運算部57透過在從負驅動中心值計算部53提供的負驅動期間的中心位置所對應的計數值上相加從驅動寬度計算部51提供的計數寬度，來計算負驅動期間的終止位置所對應的計數值。

正驅動信號生成部58，其從主計數器12被提供有作為同步時鐘的計數值，從正側減法運算部54被提供有正驅動期間的開始位置所對應的計數值，及從正側加法運算部55被提供有正驅動期間的開始位置所對應的計數值。正驅動信號生成部58根據作為同步時鐘的計數值，將從正驅動期間的開始位置所對應的計數值至正驅動期間的終止位置所對應的計數值為止有意義的信號(例如，高位準信號)作為正驅動信號進行輸出。除此之外的期間，輸出沒有意義的信號(例如，低位準信號)。

此外，正驅動信號生成部58能夠利用所設定的佔空比(duty ratio)的PWM信號來生成該正驅動信號。由正驅動信號生成部58生成的正驅動信號被輸入至驅動部20，更具體地為第1電晶體M1的閘極及第4電晶體M4的閘極。此外，在第1電晶體M1的前級設置有未圖示的反相器，該正驅動信號被反相，並被輸入至第1電晶體M1的閘極。

對於負驅動信號生成部59，其從主計數器12被提供有作為同步時鐘的計數值，從負側減法運算部56被提供有負驅動期間的開始位置所對應的計數值，及從負側加法運算部57被提供有負驅動期間的開始位置所對應的計數值。負驅動信號生成部59根據作為同步時鐘的計數值，將從負驅動期間的開始位置所對應的計數值至負驅動期間的終止位置所對應的計數值為止有意義的信號(例如，高位準信號)作為負驅動信號進行輸出。除此以外的期間，輸出沒有意義的信號(例如，低位準信號)。

此外，負驅動信號生成部59能夠用所設定的佔空比的PWM信號來生成該負驅動信號。由負驅動信號生成部59生成的負驅動信號被輸入至驅動部20，更具體地為第2電晶體M2的閘極及第3電晶體M3的閘極。此外，在第2電晶體M2的前級設置有未圖示的反相器，該負驅動信號被反相，並被輸入至第2電晶體M2的閘極。

第6圖是表示驅動信號的一周期的波形圖。在第6圖中，網點區域表示正驅動期間(前)及負驅動期間(後)。正驅動開始值a所對應的計數值是由正側減法運算部54生成的，正驅動中心值b所對應的計數值是由正驅動中心值計算部52生成的，正驅動終止值c所對應的計數值是由正側加法運算部55生成的。同樣地，負驅動開始值d所對應的計數值是由負側減法運算部56生成的，負驅動中心值e所對應的計數值是由負驅動中心值計算部53生成的，負驅動終止值f所對應的計數值是由負側加法運算部57生成的。

如第5圖所示，透過採用解碼器14，因此即使驅動信號生成部10透過上述驅動信號的頻率的變更而變更了其周期寬度，也能夠以維持上述驅動信號的通電期間和非通電期間之比的方式來調整上述驅動信號。另外，即使驅動信號生成部10變更上述驅動信號的周期寬度，也能夠以維持一周期中的通電期間的信號相位的相對位置關係的方式來調整上述驅動信號。

第7圖是用以說明驅動信號的通電期間寬度的控制的圖。第7圖(a)是表示驅動周期為默認(default)狀態時的、線圈驅動電壓的推移的圖，第7圖(b)是表示將驅動周期調整得比默認狀態長之後的、線圈驅動電壓(無通電期間寬度的調整)的推移的圖，第7圖(c)是表示將驅動周期調整得比默認狀態長之後的、線圈驅動電壓(有通電期間寬度的調整)的推移的圖。

在第7圖(a)中，被設定為上述100度通電。即、1驅動周期中的通電期間和非通電期間之比被設定為5：4。在第7圖(b)中，示出將驅動周期調整得比默認狀態長之後也維持默認狀態下的通電期間寬度的例子。這種情況下，對線性振動馬達200的驅動力會下降，線性振動馬達200的振動會變弱。

在第7圖(c)中，被控制為將驅動周期調整得比默認狀態長之後也維持1驅動周期中的通電期間和非通電期間之比。在本實施方式中，被控制為維持上述100度通電。該控制是透過解碼器14內的驅動寬度計算部51的作用而達成的。

在此，說明了將驅動周期調整得比默認狀態長的例子，但是調整得比默認狀態短的例子也同樣。當在將驅動周期調整得比默認狀態短之後也維持默認狀態下的通電期間寬度時，對線性振動馬達200的驅動力會上升，線性振動馬達200的振動會變弱。在這點上，在本實施方式中，被控制為將驅動周期調整得比默認狀態短之後也維持100度通電。

第8圖是用以說明驅動信號的相位控制圖。第8圖表示被調整為線性振動馬達200的諧振頻率之後的、線圈L1的兩端電壓的推移。此外，為了簡化說明，而省略描繪了再生電壓。第1段波形是表示驅動信號的相位最佳狀態下，線性振動馬達200被驅動的狀態。

第2段波形是表示自其第2周期起，驅動信號的相位為相位延遲的狀態下，線性振動馬達200被驅動的狀態。該狀態是在將驅動周期調整得比之前短的情況下、即調整後也維持著各通電期間的開始位置及終止位置為其調整前的位置的情況下發生的。

第3段波形是表示自其第2周期起，驅動信號的相位為相位超前的狀態下，線性振動馬達200被驅動的狀態。該狀態是在將驅動周期調整得比之前長的情況下、即調整後也維持著各通電期間的開始位置及終止位置為其調整前的位置的情況下發生的。

即、當在各通電期間的開始位置及終止位置固定的情況下變更了驅動周期寬度時，驅動信號的相位發生延遲或超前。相對於此，在本實施方式中，當變更了驅動周期時，由於可適性地調整了各通電期間的開始位置及終止位置，故能夠保持驅動信號的相位為最佳。該開始位置及終止位置的調整，在解碼器14內主要透過正驅動中心值計算部52及負驅動中心值計算部53的作用而達成。

如以上說明，根據本實施方式的驅動控制電路100，透過使用所測定出的線性振動馬達200的固有振動頻率所對應的周期寬度來調整下一驅動信號的周期寬度，因此無論線性振動馬達200是什麽狀態，都能夠以與其固有振動頻率儘可能接近的頻率持續驅動。

因此，能夠吸收在線性振動馬達200的產品間產生的固有振動頻率的差異，可防止批量生產馬達時的良品率的降低。另外，由於即使彈簧222a、222b等隨時間變化，也能夠以隨時間變換後的固有振動頻率所對應的驅動頻率進行驅動，故能夠抑制振動變弱的問題。

另外，能夠在以線性振動馬達200的固有振動頻率和驅動信號的頻率一致的方式可適性地控制驅動信號的周期寬度時，將其周期寬度變更帶來的影響抑制在最小限度。具體而言，透過以即使變更了驅動信號的周期寬度也維持一周期中的通電期間和非通電期間的比率的方式來調整通電期間寬度，因此能夠維持對線性振動馬達200的驅動力。因此，透過驅動力的變動，能夠抑制線性振動馬達200的振動變弱。

另外，透過以即使變更了驅動信號的周期寬度也維持一周期中的通電期間的相對位置關係的方式，將各通電期間的開始位置及終止位置調整成最佳位置，因此能夠抑制驅動效率的下降。即、當驅動信號的相位偏離時，在振子220的位置和驅動力的供給位置會發生偏差，驅動效率會下降。在這點上，透過將驅動信號的相位維持在最佳位置，因此能夠以相同的消耗電力得到最大限度的振動。

(上升控制)

以下，對本實施方式的驅動控制電路100進行的上述驅動控制上可追加的第1上升控制進行說明。如第6圖所示，上述驅動信號的一周期是透過在前後設定有非通電期間的正電流通電期間以及在前後設定有非通電期間的負電流通電期間而形成的。由此，如第3圖所示，能夠高精度地檢測感應電壓的零交叉，並且如第8圖所示能夠提高驅動效率。

因此，以在上述驅動信號中的最初周期的正電流通電期間(反相情況下，為負電流通電期間)之前設定非通電期間為原則。只是，該非通電期間導致使線性振動馬達200的上升時間朝延遲的方向上發生作用。因此，為了改善該問題，驅動信號生成部10可執行下述的上升控制。

即、驅動信號生成部10在線性振動馬達200開始驅動之後，將在上述驅動信號的至少最初的通電期間之前應該設定的非通電期間寬度，設定得比在線性振動馬達200穩定動作時在各通電期間之前應該設定的非通電期間寬度還短。例如，驅動信號生成部10也可在線性振動馬達200開始驅動之後，將在上述驅動信號的至少最初的通電期間之前應該設定的非通電期間寬度設定成零。

對於下述這樣的通電期間，即在其之前應設定有比在穩定動作時在各通電期間之前應該設定的非通電期間寬度還短的非通電期間這樣的通電期間，其既可以只是最初的通電期間，也可以是從最初的通電期間至第n(n為自然數)個通電期間的通電期間。在後者的情況下，隨著從最初的通電期間逐漸接近第n個通電期間，也可延長在各自之前應該設定的非通電期間寬度。

另外，在通電期間之前設定了比在穩定動作時在各通電期間之前應該設定的非通電期間寬度還短的非通電期間寬度的期間，驅動信號生成部10也可停止上述驅動信號的周期寬度的調整處理。這種情況下，也可停止由感應電壓檢測部30及零交叉檢測部40進行的上述感應電壓的零交叉檢測處理。

接著，對本實施方式的驅動控制電路100進行的上述驅動控制上可追加的第2上升控制進行說明。如第5圖所示，驅動信號生成部10能夠用PWM信號來生成各通電期間的信號。由此，能夠調整驅動能力，以符合線性振動馬達200的性能。

第2上升控制是以利用PWM信號來生成各通電期間的信號為前提的。驅動信號生成部10在線性振動馬達200開始驅動之後，將在上述驅動信號的至少最初的通電期間生成的PWM信號的佔空比，設定得比在線性振動馬達200穩定動作時在各通電期間生成的PWM信號的佔空比還高。例如，驅動信號生成部10也可在線性振動馬達200開始驅動之後，將在上述驅動信號的至少最初的通電期間生成的PWM信號的佔空比設定成1。

生成了比在穩定動作時在各通電期間生成的PWM信號的佔空比還高的佔空比的PWM信號的通電期間，既可以只是最初的通電期間，又可以是從最初的通電期間至第m(m為自然數)個通電期間的通電期間。在後者的情況下，伴隨著從最初的通電期間逐漸接近第m個通電期間，也可降低在各通電期間生成的PWM信號的佔空比。

另外，在生成了比穩定動作時在各通電期間生成的PWM信號的佔空比還高的佔空比的PWM信號的期間，驅動信號生成部10也可停止上述驅動信號的周期寬度的調整處理。在這種情況下，也可停止由感應電壓檢測部30及零交叉檢測部40進行的上述感應電壓的零交叉檢測處理。

第1上升控制及第2上升控制既可以分別單獨使用，也可以一起使用。以下，說明採用第1上升控制及第2上升控制的至少一方的情況下的解碼器14的構成例。

第9圖是表示追加了上升控制功能的解碼器14的構成例圖。第9圖所示的解碼器14採用在第5圖所示的解碼器14中追加了上升控制部60的構成。在執行第1上升控制的情況下，上升控制部60修正從主計數器12向正驅動信號生成部58及負驅動信號生成部59輸入的計數值。

例如，將在通電期間之前應該設定的非通電期間寬度設定為零的情況下，上升控制部60將在穩定動作時在各通電期間之前應該設定的非通電期間寬度所對應的計數寬度，相加在從主計數器12輸入的計數值上。由此，正驅動信號生成部58及負驅動信號生成部59能夠省略在正電流通電期間及負電流通電期間的各自之前應該設定的非通電期間。

此外，同樣的處理也可透過將在通電期間之前應該設定的非通電期間寬度設定為零的期間，將主計數器12的計數初始值設定成在穩定動作期間的計數初始值上相加了上述計數寬度之後的值而執行。在本實施方式中，也可將主計數器12的計數初始值設定為上述100度通電開始時的計數值。該處理也可透過除解碼器14以外的未圖示的其他上升控制部來執行。

在執行第2上升控制的情況下，上升控制部60對正驅動信號生成部58及負驅動信號生成部59設定上述驅動信號的至少最初的通電期間生成的PWM信號的佔空比。此時，設定了比在穩定動作時在各通電期間生成的PWM信號的佔空比還高的佔空比。

第10圖是用以說明第1上升控制的圖。第10圖(a)是表示在未執行第1上升控制的情況下的、線圈驅動電壓及線性振動馬達200的振動的推移的圖，第10圖(b)是表示在執行了第1上升控制的情況下的、線圈驅動電壓及線性振動馬達200的振動的推移的圖。

在第10圖(a)、第10圖(b)中，描繪了在驅動信號的第2周期內線性振動馬達200的振動到達期望水準(即、穩定動作時的水準)的例子。在第10圖(b)中，驅動信號生成部10將在上述驅動信號的最初的通電期間之前應該設定的非通電期間寬度設定成零。

第10圖(a)內的期間t1表示在未執行第1上升控制的情況下的、從驅動開始時至振動到達期望水準為止的期間，第10圖(b)內的期間t2表示執行了第1上升控制的情況下的、從驅動開始時至振動到達期望水準為止的期間。比較期間t1和期間t2可知，期間t2短，透過執行第1上升控制因此能夠縮短從驅動開始時至振動到達期望水準為止的期間。

第11圖是用以說明第2上升控制的圖。第11圖(a)是表示在未執行第2上升控制的情況下的、線圈驅動電壓的推移的圖，第11圖(b)是表示在執行了第2上升控制的情況下的、線圈驅動電壓的推移的圖。在第11圖(a)中，驅動信號生成部10在驅動開始後根據最初的通電期間的信號利用PWM信號生成了各通電期間的信號。在第11圖(b)中，驅動信號生成部10在驅動開始後利用非PWM信號生成了最初的通電期間的信號，利用PWM信號生成了第2周期以後的通電期間的信號。

如以上說明，如果採用第1上升控制，則能夠縮短從驅動開始至線圈L1通電為止的時間，能夠縮短從線性振動馬達200開始驅動時至得到期望振動為止的上升時間。另外，如果採用第2上升控制，則能夠使上升時的驅動力提高得比穩定動作時的驅動力還高，能夠縮短該上升時間。

(停止控制)

以下，對本實施方式的驅動控制電路100的上述驅動控制上可追加的停止控制進行說明。驅動信號生成部10在線性振動馬達200驅動終止之後，相對於在該驅動時生成的驅動信號的相位，生成反相的驅動信號。驅動部20透過將與驅動信號生成部10所生成的反相的驅動信號相應的反相的驅動電流提供給線圈L1，來加速線性振動馬達200的停止。當向線圈L1提供該反相的驅動電流時，定子210發揮用以停止振子220動作的制動作用。在本說明書中，所謂線性振動馬達200驅動終止時意指不包括用以停止控制的逆驅動期間在內的正規的驅動終止時。

驅動信號生成部10也可利用PWM信號來生成在線性振動馬達200驅動終止之後生成的反相的驅動信號的、各通電期間的信號。透過調整該PWM信號的佔空比，因此能夠靈活地調整制動力。

如上述，驅動信號生成部10能夠利用PWM信號來生成各通電期間的信號。在以利用PWM信號來生成各通電期間的信號為前提的情況下，驅動信號生產部10可採用下述的停止控制。即、驅動信號生成部10也可將在線性振動馬達200驅動終止之後在反相的驅動信號的通電期間所生成的PWM信號的佔空比，設定得比在線性振動馬達200驅動時在驅動信號的各通電期間所生成的PWM信號的佔空比要低。

另外，驅動信號生成部10也可根據線性振動馬達200驅動時的驅動信號的供給期間來調整線性振動馬達200驅動終止之後反相的驅動信號的供給期間。例如，上述驅動時的驅動信號的供給期間越短，驅動信號生成部10將上述驅動終止之後反相的驅動信號的供給期間設定得越短。例如，使上述反相的驅動信號的供給期間與上述驅動時的驅動信號的供給期間成比例。此外，在上述驅動時的驅動信號的供給期間超過了預定的基準期間的區域中，上述反相的驅動信號的供給期間也可以是固定的。上述驅動信號的供給期間也可根據驅動周期次數進行特定。

另外，驅動信號生成部10也可根據線性振動馬達200驅動時的驅動信號的供給期間來調整在線性振動馬達200驅動終止之後反相的驅動信號的通電期間所生成的PWM信號的佔空比。例如，上述驅動時的驅動信號的供給期間越短，驅動信號生成部10將該PWM信號的佔空比設定得越低。例如，使該PWM信號的佔空比與上述驅動時的驅動信號的供給期間成比例。此外，在上述驅動時的驅動信號的供給期間超過了預定的基準期間的區域中，上述PWM信號的佔空比也可是固定的。

第12圖是表示追加了停止控制功能的解碼器14的構成例圖。第12圖所示的解碼器14採用在第5圖所示的解碼器14中追加了停止控制部16的構成。在線性振動馬達200驅動終止時，停止控制部61指示正驅動信號生成部58及負驅動信號生成部59，以使相對於在該驅動時生成的驅動信號的相位而生成反相的驅動信號。此時，也可指示利用PWM信號來生成該反相的驅動信號的、通電期間的信號。

另外，在根據線性振動馬達200驅動時的驅動信號的供給期間來調整上述反相的驅動信號的供給期間的情況下，停止控制部61從循環計數器13中接受計數循環次數(即、驅動周期次數)的提供。停止控制部61指示正驅動信號生成部58及負驅動信號生成部59，以使得生成反映了該驅動周期次數的、上述反相的驅動信號。根據線性振動馬達200驅動時的驅動信號的供給期間來調整上述PWM信號的佔空比的情況也同樣。

第13圖是用以說明上述停止控制的基本概念圖。第13圖(a)是表示未執行停止控制的情況下的、線圈驅動電壓的推移的圖，第13圖(b)是表示執行了停止控制的情況下的、線圈驅動電壓的推移的圖，第13圖(c)是表示透過PWM信號執行了停止控制的情況下的、線圈驅動電壓的推移的圖。

在第13圖(b)、第13圖(c)中，描繪了驅動終止後的反相的驅動信號的周期為一次的例子，但是也可以為多次。在多次且利用PWM信號來生成該驅動信號的通電期間的信號的情況下，也可伴隨著該反相的驅動信號的周期的推進，降低該PWM信號的佔空比。

第14圖是用以說明在上述停止控制中反相的驅動信號的周期次數為固定的例子的圖。第14圖(a)是表示在驅動時的驅動信號的周期次數為較多的情況下的、線圈驅動電壓及線性振動馬達200的振動的推移的圖，第14圖(b)是表示在驅動時的驅動信號的周期次數為較少的情況下的、線圈驅動電壓及線性振動馬達200的振動的推移的圖。

在第14圖中，描繪了在驅動終止時生成的反相的驅動信號的周期次數被固定為2的例子。第14圖(a)描繪了驅動時的驅動信號的周期次數為4的例子，第14圖(b)描繪了驅動時的驅動信號的周期次數為2的例子。在第14圖(a)中可知，透過將反相的驅動信號的2周期份提供給線圈L1，因此能夠在線性振動馬達200驅動終止之後使線性振動馬達200的振動較快收斂。

另一方面，在第14圖(b)中，透過將反相的驅動信號的2周期份提供給線圈L1，因此能夠在線性振動馬達200驅動終止之後使線性振動馬達200的振動較快地收斂，然後，產生反相的振動(參照橢圓區域)。這意味著向線性振動馬達200驅動時的振動給予過剩的制動力。

第15圖是用以說明在上述停止控制中反相的驅動信號的周期次數為可變的例子。第15圖(a)是表示驅動時的驅動信號的周期次數為較多的情況下的、線圈驅動電壓及線性振動馬達200的振動的推移的圖，第15圖(b)是表示在驅動時的驅動信號的周期次數為較少的情況下的、線圈驅動電壓及線性振動馬達200的振動的推移的圖。

第15圖(a)是與第14圖(a)相同的圖。第15圖(b)描繪了驅動時的驅動信號的周期次數為2、驅動終止後產生的反相的驅動信號的周期次數為1的例子。在第15圖(b)中可知，透過將反相的驅動信號的1周期份提供給線圈L1，因此在線性振動馬達200驅動終止之後使線性振動馬達200的振動較快收斂。與第14圖(b)相比可知，在第15圖(b)中，在線性振動馬達200中不發生反相的振動。

在第14圖中，不考慮線性振動馬達200驅動終止前的、線性振動馬達200的驅動的強度，而提供了固定的制動力。因此，會產生該制動力或者過大或者過小的問題。相對於此，在第15圖中，透過提供反映了線性振動馬達200的振動的強度的制動力，因此能夠達成最佳的停止控制。

如以上說明，如果採用上述的停止控制，則能夠縮短線性振動馬達200驅動終止時的振動停止時間。另外，透過用PWM信號來生成上述反相的驅動信號的、通電期間的信號，因此能夠靈活地設定制動力。另外，透過根據線性振動馬達200驅動時的驅動信號的供給期間來調整上述反相的驅動信號的供給期間，因此能夠與該驅動時的驅動信號的供給期間的長短無關，可達成最佳的停止控制。在觸覺用途中，透過急速改變振動，因此用戶容易感受到接觸引起的振動。透過採用上述的停止控制，因此能夠急速改變振動。

(檢測窗設定)

接著，對設定用以迴避零交叉檢測部40檢測出上述感應電壓以外的電壓的零交叉的檢測窗的例子進行說明。零交叉檢測部40使在該檢測窗內檢測出的零交叉有效，使在該檢測窗外檢測到的零交叉無效。在此，所謂“上述感應電壓以外的電壓的零交叉”主要是指，由驅動信號生成部10通電的驅動電壓的零交叉及再生電壓的零交叉(參照第3圖)。因此，該檢測窗原則上被設定在下述期間、即將在正(負)電流通電期間和負(正)電流通電期間之間設定的非通電期間向內側縮窄後得到的期間。

此時，需要從該非通電期間中至少排除再生電流流動的期間。但是，如果上述檢測窗設定得過窄，則無法檢測正規的感應電壓的零交叉的可能性高。因此，考慮檢測上述感應電壓以外的電壓的零交叉的可能性和無法檢測正規的感應電壓的零交叉的可能性之間的折衷關係，來決定上述檢測窗的期間。

接著，對在上述檢測窗內未檢測出零交叉的情況進行說明。在這種情況下，在上述檢測窗的開始位置處上述感應電壓的零交叉已終止的情況下，零交叉檢測部40假設在上述檢測窗的開始位置附近檢測出零交叉，並將假設的零交叉的檢測位置提供給驅動信號生成部10。所謂“在上述檢測窗的開始位置處上述感應電壓的零交叉已終止的情況”，是在上述檢測窗的開始位置處線圈L1的兩端電壓處於零交叉後的極性的情況。在第3圖所示的例子中，存在有在上述檢測窗的開始位置處線圈L1的兩端電壓為正的情況。

另外，在上述檢測窗內未檢測出零交叉的情況、即在上述檢測窗的終止位置處上述感應電壓的零交叉未終止的情況下，零交叉檢測部40假設在上述檢測窗的終止位置附近檢測出零交叉，並將假設的零交叉的檢測位置提供給驅動信號生成部10。所謂“在上述檢測窗的終止位置處上述感應電壓的零交叉未終止的情況”，是指在上述檢測窗的終止位置處線圈L1的兩端電壓處於零交叉前的極性的情況。以下，對用以達成這些處理的零交叉檢測部40的構成例進行說明。

第16圖是表示具有檢測窗設定功能的零交叉檢測部40的構成圖。第16圖所示的零交叉檢測部40採用在第1圖所示的零交叉檢測部40中追加了檢測窗設定部43及輸出控制部44的構成。檢測窗設定部43向輸出控制部44提供用於設定檢測窗的信號。更具體而言，提供檢測窗信號2及檢測窗開始信號。

第17圖是用以說明檢測窗信號1、檢測窗信號2及檢測窗開始信號的圖。檢測窗信號1是基於上述知識而生成的信號。即、是設定了向內側縮窄了非通電期間後的檢測窗的信號。檢測窗信號2與檢測窗信號1進行比較，是檢測窗的終止位置一直延伸到包括後續的通電期間的開始位置在內的位置的信號。由此，比較器41不僅根據上述感應電壓的零交叉，還根據提供給該通電期間的驅動電壓的零交叉，使輸出反轉。檢測窗開始信號是表示檢測窗的開始位置的信號。更具體而言，是在該檢測窗的開始位置處邊緣立起的信號。

返回到第16圖，輸出控制部44在上述檢測窗的開始位置處，比較器41的輸出未反轉的情況下，將由邊緣檢測部42檢測出的邊緣位置作為零交叉的檢測位置提供給驅動信號生成部10(更嚴格地說，為第2鎖存電路15)。輸出控制部44在上述檢測窗的開始位置處，比較器41的輸出已反轉的情況下，將上述檢測窗的開始位置作為零交叉的檢測位置提供給驅動信號生成部10(更嚴格地說，為第2鎖存電路15)。以下，對用以達成這些處理的輸出控制部44的構成例進行說明。

第18圖是表示輸出控制部44的構成例圖。該輸出控制部44包括：第1AND閘(gate)71、第2AND閘72及OR閘73。在第1AND閘71中輸入了上述檢測窗開始信號及比較器41的輸出信號。第1AND閘71，在兩者都為高位準信號時輸出高位準信號，在至少一方為低位準信號時輸出低位準信號。更具體而言，在上述檢測窗的開始位置處，比較器41的輸出已反轉的情況下，第1AND閘71輸出高位準信號。

在第2AND閘72輸入了上述檢測窗信號2及邊緣檢測部42的輸出信號。第2AND閘72，在兩者都為高位準信號時輸出高位準信號，在至少一方為低位準信號時輸出低位準信號。更具體而言，在上述檢測窗內，邊緣檢測部42的輸出信號的邊緣立起時，第2AND閘72輸出高位準信號。

在OR閘73中輸入了第1AND閘71的輸出信號及第2AND閘72的輸出信號。OR閘73基於兩者的輸出信號輸出邊緣信號。OR閘73，在兩者的輸出信號的至少一方為高位準時輸出高位準信號，在兩者的輸出信號都為低位準信號時輸出低位準信號。更具體而言，在上述檢測窗的開始位置處，比較器41的輸出已反轉的情況下，OR閘73輸出高位準信號。在上述檢測窗的開始位置處，比較器41的輸出未反轉的情況下，在上述檢測窗內，邊緣檢測部42的輸出信號的邊緣立起時輸出高位準信號。

第19圖是用以說明使用檢測窗信號1的零交叉檢測部40(未使用檢測窗開始信號)的動作圖。第19圖(a)是表示在檢測窗內發生了感應電壓的零交叉的情況下的、線圈L1的兩端電壓及邊緣信號的推移的圖，第19圖(b)是表示在檢測窗內未發生感應電壓的零交叉的情況下(驅動頻率<諧振頻率)的、線圈L1的兩端電壓及邊緣信號的推移的圖，第19圖(c)是表示在檢測窗內未發生感應電壓的零交叉的情況下(驅動頻率>諧振頻率)的、線圈L1的兩端電壓及邊緣信號的推移的圖。

在使用檢測窗信號1的零交叉檢測部40(未使用檢測窗開始信號)中，輸出控制部44只由第18圖所示的第2AND閘72構成。在該第2AND閘72中輸入了檢測窗信號1和邊緣檢測部42的輸出信號。

在第19圖(a)中，由於在根據檢測窗信號1設定的檢測框內發生感應電壓的零交叉，故在發生了該零交叉的位置處，邊緣信號的邊緣立起。此外，由於設定了該檢測窗，故在發生了再生電壓的零交叉的位置處，該邊緣信號的邊緣不立起。

在第19圖(b)中，示出線性振動馬達200的諧振頻率比上述驅動信號的頻率高、其差為比較大的狀態。因此，在上述檢測窗內，沒有發生應該生成上述感應電壓的零交叉的線性振動馬達200的停止狀態(即、位於振動範圍的S極側最大到達地點或N極側最大到達地點)。在進入上述檢測窗的時刻，該停止狀態終止了。這種情況下，在使用檢測窗信號1的零交叉檢測部40(未使用檢測窗開始信號)中，邊緣信號的邊緣不立起(參照橢圓區域)。

在第19圖(c)中，示出線性振動馬達200的諧振頻率比上述驅動信號的頻率低、其差為比較大的狀態。因此，在上述檢測窗內，沒有發生應該生成上述感應電壓的零交叉的線性振動馬達200的停止狀態。在從上述檢測窗出去後，該停止狀態發生了。這種情況下，在使用檢測窗信號1的零交叉檢測部40(未使用檢測窗開始信號)中，邊緣信號的邊緣不立起(參照橢圓區域)。

第20圖是用以說明使用檢測窗信號2及檢測窗開始信號的零交叉檢測部40的動作圖。第20圖(a)是表示在檢測窗內未發生感應電壓的零交叉的情況下(驅動頻率<諧振頻率)的、線圈L1的兩端電壓及邊緣信號的推移的圖，第20圖(b)是表示在檢測窗內未發生感應電壓的零交叉的情況下(驅動頻率>諧振頻率)的、線圈L1的兩端電壓及邊緣信號的推移的圖。

在使用檢測窗信號2及檢測窗開始信號的零交叉檢測部40中，使用了第18圖所示的輸出控制部44。第20圖(a)所示的線圈L1的兩端電壓的推移與第19圖(b)所示的線圈L1的兩端電壓的推移同樣。第20圖(b)所示的線圈L1的兩端電壓的推移與第19圖(c)所示的線圈L1的兩端電壓的推移同樣。

在第20圖(a)中，透過第18圖所示的第1AND閘71及OR閘73的作用，在檢測窗的開始位置處，邊緣信號的邊緣立起。在第20圖(b)中，透過延伸了檢測窗的終止位置的作用，在正電流通電開始位置處，邊緣信號的邊緣立起。

如以上說明，透過設定上述檢測窗，因此能夠提高在以線性振動馬達的固有振動頻率和驅動信號的頻率一致的方式可適性地控制驅動信號的周期寬度時對線圈L1中產生的感應電壓的零交叉進行檢測的檢測精度。即、能夠抑制誤檢測驅動電壓或再生電壓的零交叉。

當在設定了檢測窗的情況下線性振動馬達200的諧振頻率和驅動信號的頻率產生大偏差時，感應電壓的零交叉會從檢測窗移出。在本實施方式中，透過在檢測窗的開始位置附近或終止位置附近立起假設的邊緣，因此不會斷開而是持續進行上述驅動信號的周期寬度的可適性控制。即使線性振動馬達200的諧振頻率和驅動信號的頻率相差很大，透過該假設的邊緣也會使兩者慢慢接近。

由此，透過恆常以線性振動馬達200的諧振頻率和驅動信號的頻率一致的方式執行可適性控制，因此即使在生成驅動控制電路100內的基本時鐘的內建振盪器的精度下降，也無需修正內建振盪器的頻率，而顯然有助於驅動器IC(驅動控制電路100)的製造成本降低。

另外，透過利用檢測窗的終止位置附近立起的假設的邊緣在非通電期間的後續的通電期間的上升，因此能夠簡化信號控制。無需使用上述檢測窗開始位置信號等檢測窗信號以外的信號。

以上，依據實施方式說明了本發明。本領域的技術人員可以理解為：本實施方式只是示例，可對這些各構成要素或各處理過程的組合進行各種變形，這些變形例也包括在本發明的範圍內。

上述的第2上升控制可運用於透過不含有非通電期間的驅動信號來驅動線性振動馬達200的驅動控制電路。該驅動信號是其正電流通電期間和負電流通電期間不夾著非通電期間而交替設定的信號。即、上述的第2上升控制可運用於不執行上述驅動信號的周期寬度的可適性控制的驅動控制電路。上述的停止控制也同樣地運用於透過不含有非通電期間的驅動信號來驅動線性振動馬達200的驅動控制電路。即、也運用於不執行上述驅動信號的周期寬度的可適性控制的驅動控制電路。

10．．．驅動信號生成部

11．．．第1鎖存電路

12．．．主計數器

13．．．循環計數器

14．．．解碼器

15．．．第2鎖存電路

16．．．差分計算電路

17．．．第3鎖存電路

18．．．加法運算電路

19．．．第4鎖存電路

20．．．驅動部(H橋)

30．．．感應電壓檢測部(差動放大器)

40．．．零交叉檢測部

41．．．比較器

42．．．邊緣檢測部

43．．．檢測窗設定部

44．．．輸出控制部

51．．．驅動寬度計算部

52．．．正驅動中心值計算部

53．．．負驅動中心值計算部

54．．．正側減法運算部

55．．．正側加法運算部

56．．．負側減法運算部

57．．．負側加法運算部

58．．．正驅動信號生成部

59．．．負驅動信號生成部

60．．．上升控制部

61．．．停止控制部

71．．．第1AND閘

72．．．第2AND閘

73．．．OR閘

100．．．驅動控制電路

200．．．線性振動馬達

210．．．定子

211．．．磁性材料的芯

220．．．振子

221．．．永久磁鐵

222a、222b．．．彈簧

223．．．框架

L1．．．線圈

第1圖是表示本發明實施方式的線性振動馬達的驅動控制電路的構成圖。

第2圖是表示驅動部、感應電壓檢測部及比較器的構成例圖。

第3圖是表示實施方式的驅動控制電路的動作例的時序圖。

第4圖是表示邊緣信號、第1時鐘信號、第2時鐘信號及第3時鐘信號的一例的時序圖。

第5圖是表示解碼器的構成例圖。

第6圖是表示驅動信號的一周期的波形圖。

第7圖(a)至(c)是用於說明驅動信號的通電期間寬度的控制的圖。

第8圖是用以說明驅動信號的相位控制的圖。

第9圖是表示追加了上升控制功能的解碼器的構成例圖。

第10圖是用以說明第1上升控制的圖。第10圖(a)是表示在未執行第1上升控制的情況下的、線圈驅動電壓及線性振動馬達的振動的推移圖，第10圖(b)是表示執行了第1上升控制的情況下的、線圈驅動電壓及線性振動馬達的振動的推移圖。

第11圖是用以說明第2上升控制的圖。第11圖(a)是表示未執行第2上升控制的情況下的、線圈驅動電壓的推移圖，第11圖(b)是表示執行了第2上升控制的情況下的、線圈驅動電壓的推移圖。

第12圖是表示追加了停止控制功能的解碼器的構成例圖。

第13圖是用以說明上述停止控制的基本概念圖。第13圖(a)是表示未執行停止控制的情況下的、線圈驅動電壓的推移圖，第13圖(b)是表示執行了停止控制的情況下的、線圈驅動電壓的推移圖，第13圖(c)是表示根據PWM信號執行了停止控制的情況下的、線圈驅動電壓的推移圖。

第14圖是用以說明在上述停止控制中反相的驅動信號的周期次數為固定的例子的圖。第14圖(a)是表示驅動時的驅動信號的周期次數多的情況下的、線圈驅動電壓及線性振動馬達的振動的推移圖，第14圖(b)是表示驅動時的驅動信號的周期次數少的情況下的、線圈驅動電壓及線性振動馬達的振動的推移圖。

第15圖是用以說明在上述停止控制中反相的驅動信號的周期次數為可變的例子的圖。第15圖(a)是表示驅動時的驅動信號的周期次數多的情況下的、線圈驅動電壓及線性振動馬達的振動的推移圖，第15圖(b)是表示驅動時的驅動信號的周期次數少的情況下的、線圈驅動電壓及線性振動馬達的振動的推移圖。

第16圖是表示具有檢測窗設定功能的零交叉檢測部的構成圖。

第17圖是用以說明檢測窗信號1、檢測窗信號2及檢測窗開始信號的圖。

第18圖是表示輸出控制部的構成例圖。

第19圖是用以說明使用檢測窗信號1的零交叉檢測部(未使用檢測窗開始信號)的動作圖。第19圖(a)是表示在檢測窗內發生了感應電壓的零交叉情況下的、線圈的兩端電壓及邊緣信號的推移圖，第19圖(b)是表示在檢測窗內未發生感應電壓的零交叉的情況下(驅動頻率<諧振頻率)的、線圈的兩端電壓及邊緣信號的推移圖，第19圖(c)是表示在檢測窗內未發生感應電壓的零交叉的情況下(驅動頻率>諧振頻率)、的線圈的兩端電壓及邊緣信號的推移圖。

第20圖是用以說明使用檢測窗信號2及檢測窗開始信號的零交叉檢測部的動作圖。第20圖(a)是表示在檢測窗內未發生感應電壓的零交叉的情況下(驅動頻率<諧振頻率)的、線圈的兩端電壓及邊緣信號的推移圖，第20圖(b)是表示在檢測窗內未發生感應電壓的零交叉的情況下(驅動頻率>諧振頻率)的、線圈的兩端電壓及邊緣信號的推移圖。