TWI454073B - 於無線電接收器中產生頻道估值之技術 - Google Patents

Description

於無線電接收器中產生頻道估值之技術

本發明係有關一個無線通訊系統中之無線電接收器，以及係有關一個可產生有關處理無線電信號之頻道估值的方法。

現代無線通訊中用以載送資料之無線電信號的發射，係可基於許多不同而通常由一個標準明訂之通訊系統，來加以實現。行動無線電接收器裝置，係包含有一些類比射頻(RF)/中頻(IF)級段，彼等係經安排使經由一個或多個天線，來接收及發射無線電信號。該RF/IF級段之輸出，通常係被轉換成基帶，其中有一個類比數位轉換器(ADC)，可將新進之類比信號，轉換成數位樣本，彼等接著會被處理，以供信號偵測，以及將該資料解碼成一些可信度值之形式。該ADC可能替代地直接在IF下運作，在該情況中，對基帶之轉換係在數位域中被執行。

在一個寬帶CDMA(寬帶碼分多址)蜂巢式網路系統中，不同之實體頻道，係使用一些名為正交可變展頻因數(OVSF)碼之分開的展頻序列，在碼域中被多工化。在使用多重發射天線之情況中，係以相同之展頻和擾頻碼，來調變兩者天線所發射之碼元，但該碼元序列係屬不同。第1圖係一個可例示兩個發射天線A1、A2之示意圖。就每個天線A1、A2而言，一個碼元序列係供應給一個乘法器M1、M2，其可以一個展頻/擾頻碼，乘以該碼元序列。該等發射天線A1、A2，係預期在同一頻道碼上面發射(在第1圖之情況中，為CPICH(公共導頻通道)下行鏈路碼)。有一個加法器ADD1、ADD2，可容許其他頻道被加進來自每個天線之發射中。

第1圖係以示意圖來例示雙聯天線發射，在此情況中，該CPICH頻道，係包含有多數之導頻碼元，而使用3GPP WCDMA系統(例如，見2005年十二月之3GPP規範TS 25.211 “Technical Specification Group Radio Access Network Physical Channels;and Mapping of Transport Channels onto Physical Channel(FDD)”(群組無線電存取網路技術規範；實體頻道及發射頻道對實體頻道(FDD)之映射))所明訂之開迴路發射分集(空時發射分集(STTD))方案，或者使用3GPP WCDMA系統(例如，見2005年六月之3GPP規範TS 25.214“Technical Specification Group Radio Acces Network;Physical Layer Procedures(FDD)”(群組無線電存取網路技術規範；實體層程序(FDD))所明訂之閉迴路發射分集(發射適性陣列(TxAA)))方案，來發射資料。使用多重發射天線，係需要預測來自該用戶設備(UE)中之接收器處的每個發射天線之頻道。

誠如第1圖中所示，為支援該用戶設備(UE)接收器處之頻道預測，每個天線可發射一個不同之碼元序列。每個發射天線有關之調變CPICH碼元序列，係顯示在第2圖中。第2圖中之碼元S係一常數，。該CPICH展頻因數為256，以及係以相同之展頻和擾頻碼，來調變兩者天線有關之碼元。天線A1可發射總等於S之碼元d₁ (k)，

d ₁ (k )=S ’

而天線A2可發射等於+S或-S之碼元d₂ (k)，

d ₂ (k )=ξ(k )．S ，

其中，

以及k為自該CPICH訊框邊界起計得之碼元指數。誠如由第2圖可見到的是，該符號證實了如下之性質，

ξ(2k )+ξ(2k +1)=(-1) ^k +(-1) ^{k +1} =0。

第3圖係顯示該UE處之CPICH的解擾頻/解展頻電路，而有關應用至對應於該頻道脈衝響應之接頭的接收之信號樣本的不同延遲值。該電路係包含有一組以參考數字2指明之解調器(finger)，彼等各可解擾頻一個延遲版本之接收信號。上述對應於該頻道的第個延遲之CPICI解擾頻/解展頻的輸出處之信號為，

其中，(逐個地)係來自天線A1(逐個地A2)對應於第1個頻道延遲之頻道增益，以及k為碼元指數。

該頻道預測係就每個延遲數值，以相同之方式加以執行。就對傳統式耙式接收器處理之應用而言，執行該頻道預測有關之延遲的選擇，在完成之方式中，係接取大部份之頻道能量。該延遲選擇之正確實現，係不在此說明內容之範圍內，以及係為本技藝之專業人員所習見。

為單純計，在下文中，吾等將省略該延遲指數，以致解擾頻/解展頻後之信號係被寫為：

y (k )=Sh ₁ (k )+ξ(k )Sh ₂ (k )+n (k )。

該第1個頻道接頭，係就來自每個天線h ₁ (k )和h ₂ (k )的頻道，分開加以執行。

該問題則是，如何就該頻道估值最佳善用該接收之導頻碼元。

吾等將導入變數：

其中，星號係表示共軛複數。就一個緩慢變化之頻道而言，及,以及由於該性質ξ(2k )+ξ(2k +1)=0所致，

所以，就一個緩慢變化之頻道而言，Z ₁ (k )(逐個地Z ₂ (k ))，係該頻道h ₁ (2k )(逐個地h ₂ (2k ))有關之雜訊估值。

有一種解決方案(例如，如2003年十一月6日所頒佈之美國專利申請案第10/139,904號的“Transmit Diversity Pilot Processing”(發射分集導頻處理)中所引述)，善用了上述之性質。該頻道估值係每兩個CPICI碼元執行一次。

其中，f (．)為一濾波函數，而使L₁ 和L₂ 分別為該濾波器響應之反因果和因果部分的長度。就一個無限脈衝響應(IIR)濾波器而言，該因果部分之長度係屬無限，L ₂ =+∞。

就高度時變性頻道而言，該近似值和將不再有效，以及上述之解決方案，會造成該預測之頻道的品質劣化。

另一種基於該兩天線A1和A2之頻道的和值與差值之預測的方法，係提議在2003年十一月6日所頒佈之美國專利申請案第10/139,904號的“Transmit Diversity Pilot Processing”(發射分集導頻處理)中。然而，該專利中所提議之方法，並不會就每個CPICH碼元，更新每個天線有關之頻道的估值，以及若使用一個有限脈衝響應(FIR)濾波器，來提昇該頻道預測，將會導致複雜性之增加。由於該兩天線之頻道的和值與差值之接收信號的樣式並不均勻，其將需要依據位置而使用不同之FIR濾波器。

依據本發明，有一種可產生頻道估值來處理經過一個無線通訊網路中之第一和第二發射頻道所接收的信號之方法提供，每個頻道係對應於一個單獨之發射天線，以及每個信號係包含有多數導自此信號中所發射之碼元的樣本。此種方法所包含之步驟有：

產生一個第一變數z₁ (k)和第二變數z₂ (k)，該第一變數係一個數值序列，每一第k個數值係第2k個和第2k+1個樣本和該碼元S之共軛複數的一個函數，該第二變數係一個數值序列，每一第k個數值係第2k個和第2k+1個樣本、該等天線中的一個(該等第一和第二天線中的第二個)上面所發射之第2k個和第2k+1個碼元的符號、和該碼元S之共軛複數的一個函數；以及提供一組濾波器係數，以及使用該等第一和第二變數和該組濾波器係數，來產生第一和第二頻道估值。

在一個實施例中，該方法所包含之步驟有：藉由分別及時重複該等第一變數z₁ (k)和第二變數z₂ (k)，來產生一個第三變數y₁ (k)和第四變數y₂ (k)；以及藉由對該等第四和第三變數，應用一個單一組之濾波器係數，來產生該等頻道估值。

在另一實施例中，該方法包含之步驟有：藉由合併一個單一組之對應毗連對，來提供導自該單一組之濾波器係數的第一組濾波器係數{w ₀ (l )}和第二組濾波器係數{w ₁ (1 )}，該第一組係自該單一組之第一值開始，以及該第二組係自該單一組之第二值開始；以及藉由對該等第一和第二變數，應用該等第一組和第二組之濾波器係數，來產生該等頻道估值。

依據本發明之另一特徵，有一種產生有關一個無線通訊系統之接收器中的第一和第二傳輸頻道之電路提供，每個頻道係對應於一個單獨之發射天線，以及每個信號係包含有多數導自此信號中所發射之碼元的樣本。此種電路係包含有：一個變數產生單元，其在運作上可產生一個第一和第二變數，該第一變數係一個數值序列，每一第k個數值係第2k個和第2k+1個樣本和該碼元S之共軛複數的一個函數，該第二變數係一個數值序列，每一第k個數值係第2k個和第2k+1個樣本、該等天線中的一個上面所發射之第2k個和第2k+1個碼元的符號、和該碼元S之共軛複數的一個函數；一個可保存一組濾波器係數之儲存單元；和一個構件，其可使用該組濾波器係數和該等第一和第二變數，來產生該等第一和第二發射頻道之第一和第二頻道估值。

在一個實施例中，該電路係包含有：又一個變數產生單元，藉由分別及時重複該等第一變數z₁ (k)和第二變數z₂ (k)，來產生一個第三變數y₁ (k)和第四變數y₂ (k)；和一個構件，其可藉由對該等第四和第三變數，應用一個單一組之濾波器係數，來產生該等頻道估值。

在另一個實施例中，該電路係包含有：一個濾波器係數產生單元，其可藉由合併一個單一組之對應毗連對，而提供來自該單一組之濾波器係數的第一和第二組濾波器係數，該第一組係自該單一組之第一值開始，以及該第二組係自該單一組之第二值開始；和一個構件，其可藉由對該等第一和第二變數，應用該等第一和第二組之濾波器係數，來產生該等頻道估值。

本發明亦提供有：一個可利用此種電路之無線電接收器，和一個可實現該方法之電腦程式產品。在下文說明之實施例中，本發明具有之優點是，在一個單一發射天線之情況中，該單一濾波器係可被利用，而不需要以一個他型濾波器來替代它。亦即，該單一組之濾波器係數，係就來自一個單一發射天線之頻道預測而言係屬適當，而具有維持相同之濾波器延遲的優點。

圖式簡單說明

為更佳理解本發明，以及為顯示其如何能被實現，茲將藉由範例來論述所附諸圖，其中：

第1圖係一個可例示導頻通道有關之發射分集的示意圖；

第2圖係一個可例示導頻通道有關之發射碼元的列表；

第3圖係一個接收電路之示意方塊圖；

第4A圖係本發明的一個實施例之示意方塊圖；

第4B圖係本發明的另一個實施例之示意方塊圖；

第5圖係例示一些新的濾波器係數之導出；

第6圖係一個可顯示一個性能比較之曲線圖；而

第7圖則係例示該兩發射分集頻道中的一個對濾波前之對應的預測之頻道數值。

第4A圖係本發明的一個實施例之示意方塊圖。天線A3係上述如第3圖中之用戶設備處的接收天線，以及參考數字2係指示一個單一解調器。在實行中，如第3圖中所示，係存在有多重之解調器。其中如上文參照先存技藝所說明，每個延遲指數，亦存在有多重之樣本y(k)，但為清晰計，彼等在第4A圖和第4B圖和下文之說明中已被省略。

該等樣本係供應進一個變數產生單元4a內，後者在運作上可產生兩個變數z₁ (k)和z₂ (k)。在第4A和4B圖中，彼等係示意顯示來自不同之對應區塊，但此僅係概略表示圖。在實行中，該變數產生單元4a，可被實現為一個適當程式規劃之處理器，舉例而言，一個執行個別之可選擇式碼序列的處理器。該變數產生單元4a，可接收來自一個儲存器6之恆定碼元值S和該等符號值ξ(k )。該等碼元值S和符號值ξ(k )係屬已知，因為彼等如早已討論過的，構成了該CPICH頻道上面所發射之已知的導頻碼元。該變數產生單元4a，可計算該碼元S之共軛複數S ^* ，或者直接自該儲存器6接收它。

該等變數z₁ (k)和z₂ (k)，在產生上係依據：

第4A和4B圖亦例示一個具有多數濾波器係數w (1 )之濾波器8。該濾波器可為一個有限脈衝響應(FIR)濾波器，其中，每個自-L₁ 延伸至L₂ 之濾波器接頭，有一個濾波器係數，而L ₁ <+∞，L ₂ <+∞。

在一個單一發射天線(單一頻道)之情況中，該濾波器舉例而言，係對應於一個被用來提昇該單一頻道預測之品質的低通維納(Wiener)濾波器(亦即，基於維納濾波器理論)。

參照第4A圖，該等濾波器係數w (l )，可被用來將該等變數y₁ (k)、y₂ (k)，導入進一個變數產生單元4b內，使產生該等頻道估值，

y ₁ (2k )=y ₁ (2k +1)=z ₁ (k )

y ₂ (2k )=y ₂ (2k +1)=z ₂ (k )。

該等頻道估值和，係藉由在一個頻道預測單元12中，濾波該等變數y₁ (k)和y₂ (k)而獲致：

在下文中，如第4B圖中所例示，吾等亦提議有此方法之低複雜性實現體。一個濾波器係數產生單元10，可接收該等濾波器係數w ₀ (l )，w ₁ (l )，以及可如第5圖中所示，自該等原有之濾波器係數，產生新的濾波器係數，

亦即，就該等濾波器係數w ₀ (l )而言，每個毗連對之濾波器係數w (l )係使相合併，直至最後之係數為止，後者係被採為一個單一值w ₀ (L ₂ /2-1)=w (L ₂ )。就該等濾波器係數w ₁ (l )而言，該第一值被採為單一值，以及接著後繼毗連對之濾波器係數w (l )係使相合併。

該等變數z₁ (k)，z₂ (k)和該等新的濾波器係數w ₀ (l )，w ₁ (l )，係供應給一個頻道預測單元12'，其可藉由濾波z₁ (k)和z₂ (k)如下，而分別得到該等頻道估值：

在第4B圖中，此係藉由區塊12a、12b、12c、12d，以概略圖來顯示，其中，區塊12e係表示合併之偶數(2k)和奇數(2k+1)值，來產生該等最後之頻道估值。

第6圖係例示上文說明之方法的效應。此圖係顯示依據就不同之CPICH碼片(chip)(CPICH E_c /I_or )有關的頻道估值均方誤差(MSE)之性能比較。該頻道係屬平衰減(flat fading)，都普勒頻率為250Hz，以及小區幾何形狀I_or /I_oc =3dB。該頻道預測係使用一個FIR濾波器，來加以執行，而L₁ =L₂ =4。

本說明書所說明之方法的性能，係被標記為“提議性方法”。該標記為“替代性解決方案”之曲線，係論及上述基於緩慢變化之頻道近似值和的方法之性能。

就比較而言，吾等亦包括標記為“No Transmit Diversity”之無發射分集的情況，其中，吾等係解釋相較於發射分集減去3dB之情況的每個天線之CPICH功率中的差異。而且，在此一情況中，自該兩天線所發射的導頻樣式之間，並無干擾存在，以及因而所成就之曲線，係對應於上述可完成之性能方面的上界限。

該等結果係顯示，上述提議之方法，可達成該上界限之最佳性能，以及就CPICH E_c /I_or =-10dB而言，可產生一個1dB之MSE增益。

下文之說明，係解釋上述提議之方法有關的基礎。

考慮該等新的序列y₁ (k)和y₂ (k)，其中，吾等係複製奇數和偶數之碼元指標有關的z₁ (k)和z₂ (k)，

y ₁ (2k )=y ₁ (2k +1)=z ₁ (k )

y ₂ (2k )=y ₂ (2k +1)=z ₂ (k )

第7圖係顯示實際之頻道h₁ (k)和其估值y₁ (k)的一個範例。由此曲線圖可以顯見，雖然y₁ (2k)和y₁ (2k+1)係相等，彼等係對應於2k和2k+1之時刻下的頻道(h₁ (2k)和h₁ (2k+1))之估值，以及係受到不同雜訊項目之影響：

同理適用於y₂ (2k)和y₂ (2k+1)：

y ₂ (2k )=h ₂ (2k )+noise ₂ (2k )

y ₂ (2k +1)=h ₂ (2k +1)+noise ₂ (2k +1)

由此一觀點，吾等發明人注意到，該頻道預測性能，可藉由濾波該等序列y₁ (2k)和y₁ (2k+1)來加以提昇，使產生該頻道估值，而非如舊有解決方案中所為，對z₁ (k)和z₂ (k)應用濾波，並且使用該等近似值和。吾等發明人注意到，上述使用具有發射分集之CPICH的頻道估值，可依據以下之程序，就每個頻道延遲而獲致。

1.計算z₁ (k)和z₂ (k)，使依據：

2.由z₁ (k)和z₂ (k)得到y₁ (k)和y₂ (k)，使依據：

y ₁ (2k )=y ₁ (2k +1)=z ₁ (k )

y ₂ (2k )=y ₂ (2k +1)=z ₂ (k )

3.濾波y₁ (k)和y₂ (k)，而得到該等頻道估值和，

依據上述所使用之特定濾波，吾等發明人注意到，此一程序可被簡化以免除複雜性。特言之，若使用的為一個FIR濾波器，以係數，，L ₁ <+∞，L ₂ <+∞，濾波係透過一個簡單之褶積來加以執行。

為單純計，吾等假定L₁ 和L₂ 兩者為偶數，以及若情況並非如此，吾等可在兩端附加一些零。吾等可界定兩組導自數之新的濾波器係數{w ₀ (l )}和{w ₁ (l )}，使為

此時足以觀察到的是，

此種新實現之FIR濾波，係需要為先前之半數的乘法和加法。

本發明之上述實施例，係具有比起一個單一發射天線之情況中的額外優點，該濾波器並不需要非要被更換，而可以其已有之濾波器係數以供使用。此具有之優點是，有一個共用濾波器，可被使用在單一發射天線和多重發射天線之情況中。

2‧‧‧解調器

4a‧‧‧變數產生單元

4b‧‧‧變數產生單元

6‧‧‧儲存器

8‧‧‧濾波器

12‧‧‧頻道預測單元

12a,12b,12c,12d,12e‧‧‧區塊

A1,A2‧‧‧發射天線

A3‧‧‧天線

ADD1,ADD2‧‧‧加法器

M1,M2‧‧‧乘法器

UE‧‧‧用戶設備

S‧‧‧碼元

z₁ (k),z₂ (k),y₁ (k),y₂ (k)‧‧‧變數

第1圖係一個可例示導頻通道有關之發射分集的示意圖；第2圖係一個可例示導頻通道有關之發射碼元的列表；第3圖係一個接收電路之示意方塊圖；第4A圖係本發明的一個實施例之示意方塊圖；第4B圖係本發明的另一個實施例之示意方塊圖；第5圖係例示一些新的濾波器係數之導出；第6圖係一個可顯示一個性能比較之曲線圖；而第7圖則係例示該兩發射分集頻道中的一個對濾波前之對應的預測之頻道數值。

2．．．解調器

4a．．．變數產生單元

4b．．．變數產生單元

6．．．儲存器

8．．．濾波器

12．．．頻道預測單元

A1,A2．．．發射天線

A3．．．天線

S．．．碼元

z₁ (k),z₂ (k),y₁ (k),y₂ (k)．．．變數

Claims (21)

1. 一種產生頻道估值來處理經由一個無線通訊網路中之第一和第二發射頻道所接收的信號之方法，每個頻道係對應於一個單獨之發射天線，以及每個信號係包含有多數導自此信號中所發射之碼元的樣本，此種方法所包含之步驟有：產生一個第一變數z₁ (k)和第二變數z₂ (k)，該第一變數係一個數值序列，每一第k個數值係第2k個和第2k+1個樣本和一碼元S之共軛複數的一個函數，該第二變數係一個數值序列，每一第k個數值係第2k個和第2k+1個樣本、該等天線中的一個上面所發射之第2k個和第2k+1個碼元的符號、和該碼元S之共軛複數的一個函數；以及提供一組濾波器係數，以及使用該等第一和第二變數和該組濾波器係數，來產生一第一頻道估值和一第二頻道估值。
2. 如申請專利範圍第1項之方法，其中包含之步驟有：藉由分別及時重複該第一變數z₁ (k)和該第二變數z₂ (k)，來產生一第三變數y₁ (k)和一第四變數y₂ (k)；以及藉由對該第四和第三變數，應用一個單一組之濾波器係數，來產生該等頻道估值。
3. 如申請專利範圍第1項之方法，其中包含之步驟有：藉由分別合併一個單一組之濾波器係數之毗連對，來提供導自該單一組之濾波器係數的第 一組濾波器係數{w ₀ (l )}和第二組濾波器係數{w ₁ (l )}，該第一組濾波器係數{w ₀ (l )}係自該單一組之第一值開始，以及該第二組濾波器係數{w ₁ (l )}係自該單一組之第二值開始；以及藉由對該第一和第二變數，應用該第一組和第二組濾波器係數，來產生該等頻道估值。
4. 如申請專利範圍第1項之方法，其中包含之步驟有：選擇性地使用該單一組之濾波器係數，使在透過來自一個單一天線之發射頻道接收一個信號的情況中，產生一個頻道估值。
5. 如申請專利範圍第1項之方法，其中，該第一和第二變數在產生上，係依據：
6. 如申請專利範圍第3項之方法，其中，該第一和第二濾波器係數，在提供上係依據：
7. 如申請專利範圍第3項之方法，其中，產生該等頻道估值之步驟係包括：使用該第一組濾波器係數，來產生用 於該等頻道估值之偶數指數；以及使用該第二組濾波器係數，來產生用於該等頻道估值之奇數指數。
8. 如申請專利範圍第6項之方法，其中，該等頻道估值在產生上，係依據：
9. 一種在一個無線通訊系統之接收器中用以產生第一和第二發射頻道之頻道估值的電路，各頻道對應至一單獨之發射天線，此種電路係包含有：一個變數產生單元，其在運作上可產生一第一變數和一第二變數，該第一變數係一個數值序列，每一第k個數值係第2k個和第2k+1個樣本和一碼元S之共軛複數的一個函數，該第二變數係一個數值序列，每一第k個數值係第2k個和第2k+1個樣本、該等天線中的一個上面所發射之第2k個和第2k+1個碼元的符號、和該碼元S之共軛複數的一個函數；一個可保存一組濾波器係數之儲存單元；和一個構件，其可使用該組濾波器係數和該第一和第二變數，來產生用於該第一和第二發射頻道之第一和第二頻道估值。
10. 如申請專利範圍第9項之電路，其中係包含有：一個濾波器係數產生單元，其可藉由分別合併一個單一組之濾 波器係數之毗連對，而提供來自該單一組之濾波器係數的第一和第二組濾波器係數，該第一組濾波器係數係自該單一組之第一值開始，以及該第二組濾波器係數係自該單一組之第二值開始。
11. 如申請專利範圍第9項之電路，其中係包含有：一個進一步變數產生單元，其可藉由分別及時重複該第一變數z₁ (k)和該第二變數z₂ (k)，來產生一第三變數y₁ (k)和一第四變數y₂ (k)。
12. 一種用於通訊系統之無線電接收器，此接收器係包含有如申請專利範圍第9項之電路。
13. 一種無線通訊系統，其係包含有：第一和第二發射天線，彼等各係安排來經由第一和第二發射頻道來發射信號；和一個如申請專利範圍第12項之無線電接收器。
14. 一種用以產生頻道估值來處理經由無線通訊網路中之第一和第二發射頻道所接收之信號的電腦程式產品，每個頻道係對應於一個單獨之發射天線，以及每個信號係包含有多數導自該信號中所發射之碼元的樣本，該電腦程式產品包含有收錄在一電腦可讀媒體上之程式碼，以及該程式碼受組配使得當在一處理器上執行時：產生一第一變數z₁ (k)和一第二變數z₂ (k)，該第一變數係一個數值序列，每一第k個數值係第2k個和第2k+1個樣本和一碼元S之共軛複數的一個函數，該第二變數係一個數值序列，每一第k個數值係第2k個和第2k+1個 樣本、該等天線中的一個上面所發射之第2k個和第2k+1個碼元的符號、和該碼元S之共軛複數的一個函數；以及提供一組濾波器係數，以及使用該等第一和第二變數和該組濾波器係數，來產生第一和第二頻道估值。
15. 如申請專利範圍第14項之電腦程式產品，其中該碼被組配來執行以下步驟：藉由分別及時重複該第一變數z₁ (k)和該第二變數z₂ (k)，來產生一第三變數y₁ (k)和一第四變數y₂ (k)；以及藉由對該第四和第三變數應用一單一組之濾波器係數，來產生該等頻道估值。
16. 如申請專利範圍第14項之電腦程式產品，其中該碼被組配來執行以下步驟：藉由分別合併一單一組之濾波器係數之毗連對，來提供導自該單一組之濾波器係數的第一組濾波器係數{w ₀ (l )}和第二組濾波器係數{w ₁ (l )}，該第一組係自該單一組之第一值開始，以及該第二組係自該單一組之第二值開始；以及藉由對該第一和第二變數應用該第一組和第二組之濾波器係數，來產生該等頻道估值。
17. 如申請專利範圍第14項之電腦程式產品，其中該碼被組配來選擇性地使用該單一組之濾波器係數，使在透過來自一單一天線之發射頻道接收一信號的情況下，產生一 頻道估值。
18. 如申請專利範圍第14項之電腦程式產品，其中該第一和第二變數在產生上，係依據：
19. 如申請專利範圍第16項之電腦程式產品，其中該第一和第二濾波器係數，在提供上係依據：
20. 如申請專利範圍第16項之電腦程式產品，其中產生該等頻道估值之步驟係包含：使用該第一組濾波器係數來產生用於該等頻道估值之偶數指數；以及使用該第二組濾波器係數來產生用於該等頻道估值之奇數指數。
21. 如申請專利範圍第19項之電腦程式產品，其中，該等頻道估值在產生上，係依據：