TWI446696B

TWI446696B - Gate drive

Info

Publication number: TWI446696B
Application number: TW101124009A
Authority: TW
Original assignee: Univ Nat Taipei Technology
Priority date: 2012-07-04
Filing date: 2012-07-04
Publication date: 2014-07-21
Also published as: TW201404012A

Description

閘極驅動裝置

本發明是有關於一種功率開關所使用的閘極驅動裝置，特別是指一種只需一正電壓之電源供電而可交替產生一正電壓及兩倍負電壓的驅動信號的閘極驅動裝置。

MOSFET功率開關的切換損耗(Switch loss)是總損耗的重要因素，因為MOSFET功率開關在切換瞬間會產生阻抗，切換頻率越高則損耗也越大；因為MOSFET功率開關的閘極可視為一閘極電容，MOSFET功率開關配合使用的閘極驅動裝置只會接受正電壓源供電，當閘極驅動裝置輸入一脈波控制訊號時，該脈波控制訊號的電壓為正(+)對於MOSFET功率開關的閘極電容充電，以及該脈波控制訊號的電壓為零(0)時對於MOSFET功率開關的閘極電容放電，但由於在截止時無法快速放電而導致切換損耗增加。

為了降低前述的切換損耗，亦有論文提出應用於閘極驅動裝置的諧振(resonant)電路，如：Kaiwei Yao及F.C.Lee於2002年在期刊Power Electron.,vol.17,no.2,pp.180-186提出的論文“A novel resonant gate driver for high frequency synchronous buck converter”(一種用於高頻同步降壓轉換器的諧振閘極驅動裝置)，然而，諧振電路會增加費用及複雜度。另一種技術方案的閘極驅動裝置是應用正輸出及負輸出電壓去驅動n通道MOSFET功率開關，藉此降低閘極驅動裝置在截止時的放電時間，但是此種技術方案不但需要正電壓源也需要負電壓源以驅動n通道MOSFET功率開關，在工業應用上不方便。

因此，本發明之目的，即在提供一種只需一正電壓之電源供電及受脈波控制訊號驅動而可交替產生正電壓及兩倍負電壓以降低切換損耗且易於實現的閘極驅動裝置。

於是，本發明的閘極驅動裝置包含一充電驅動器及一第一電荷幫浦；該充電驅動器接受一正電壓之電源供電並具有一對功率開關，該對功率開關共同接收一脈波控制訊號且二者輸出連接於一第一節點，該脈波控制訊號具有一第一模式及一第二模式以調控該對功率開關的導通與否；該第一電荷幫浦具有一第一充電迴路及一第一放電迴路，該第一充電迴路的一端耦接於該第一節點及該第一放電迴路的一端，該第一充電迴路的另一端與該第一放電迴路的另一端耦接於一第二節點。

該閘極驅動裝置還包含一第二電荷幫浦，該第二電荷幫浦具有一第二充電迴路、一第二放電迴路及一儲能元件，該第二充電迴路的一端耦接於該第二節點及該第二放電迴路的一端，該第二充電迴路的另一端與該第二放電迴路的另一端耦接於該儲能元件；在該第一模式下，該第一充電迴路及該第二充電迴路以該電壓源對該儲能元件充電，在該第二模式下，該第一放電迴路及該第二放電迴路對該儲能元件放電，且該儲能元件於該第一模式及該第二模式交替產生一正電壓及兩倍負電壓的驅動信號。

較佳的，所述閘極驅動裝置更包含一耦接於該第一節點、該第一充電迴路及該第一放電迴路的第一電壓箝制電路，及耦接於該第二節點、該第二充電迴路及該第二放電迴路的第二電壓箝制電路。

較佳的，所述第一電壓箝制電路包括一第一電容及一與該第一電容連接的第一二極體，該第二電壓箝制電路包括一第二電容及一與該第二電容連接的第二二極體。

較佳的，該對功率開關包括一第一電晶體及一第二電晶體，該第一電晶體及該第二電晶體之控制端共同接收該脈波控制訊號；該第一充電迴路及該第一放電迴路分別具有一第三電晶體及一第四電晶體，該第三電晶體及該第四電晶體之控制端接地；該第二充電迴路及該第二放電迴路分別具有一第五電晶體及一第六電晶體，該第五電晶體及該第六電晶體之控制端接地。

較佳的，該第一電晶體係一n通道的MOSFET元件，該第二電晶體係一p通道的MOSFET元件，該第三電晶體係一n通道的MOSFET元件，及第四電晶體係一p通道的MOSFET元件，該第五電晶體係一n通道的MOSFET元件，及第六電晶體係一p通道的MOSFET元件。

本發明的閘極驅動裝置的功效在於：只需要一正電壓之電源供電就可交替產生正電壓及兩倍負電壓的驅動信號來驅動n通道或p通道的功率開關；無論是n通道的功率開關之閘極電容被施予負輸出電壓，或p通道的功率開關之閘極電容被施予正輸出電壓，皆可於截止期間時快速放電而降低洩漏電流，也因此能夠減少能量損耗。

有關本發明之前述及其他技術內容、特點與功效，在以下配合參考圖式之較佳實施例的詳細說明中，將可清楚的呈現。

參閱圖1，本發明的閘極驅動裝置100的較佳實施例包含一充電驅動器10、一第一電荷幫浦11及一第二電荷幫浦12，充電驅動器10接受一正電壓(+V_CC )之電源供電，並具有一反相器B₁ 及一對功率開關，本較佳實施例中，該對功率開關是包括一第一電晶體Q₁ 及一第二電晶體Q₂ ，第一電晶體Q₁ 係一n通道的MOSFET元件及第二電晶體Q₂ 係一p通道的MOSFET元件。

第一電晶體Q₁ 及第二電晶體Q₂ 之閘極共同接收一脈波控制訊號PWM且二者輸出連接於一第一節點X₁ ，脈波控制訊號PWM具有一第一模式及一第二模式以調控第一電晶體Q₁ 及第二電晶體Q₂ 的導通與否，其中，第一模式是一高準位電壓而第二模式是一低準位電壓，而脈波控制訊號PWM是由第一模式及第二模式交替的一脈波，可以是波寬調變(PWM)或變頻調變(PFM)所產生，功率開關導通與否之控制方式係當高準位電壓時，功率開關導通(ON)，當低準位電壓時，功率開關不導通(OFF)。

第一電荷幫浦11具有一第一充電迴路111及一第一放電迴路112，第一充電迴路111的一端耦接於第一節點X₁ 及第一放電迴路112的一端，該第一充電迴路111的另一端與第一放電迴路112的另一端耦接於一第二節點X₂ ，其中，第一充電迴路111及第一放電迴路112分別具有一第三電晶體Q₃ 及一第四電晶體Q₄ ，第三電晶體Q₃ 係一n通道的MOSFET元件及第四電晶體Q₄ 係一p通道的MOSFET元件；此外，第一電荷幫浦11還具有一第一箝制電路113，第一箝制電路113包括一第一電容C₁ 及一第一二極體D₁ ，第一電容C₁ 的一端耦接於第一節點X₁ 及第三電晶體Q₃ 的控制端之間，第一電容C₁ 的另一端串接於第一二極體D₁ 的陽極端，第一二極體D₁ 的陰極端接地。

本發明的技術特點在於：該閘極驅動裝置100還包含一第二電荷幫浦12，該第二電荷幫浦12具有一第二充電迴路121、一第二放電迴路122及一儲能元件C_gs ，第二充電迴路121的一端耦接於第二節點X₂ 及第二放電迴路122的一端，第二充電迴路121的另一端與第二放電迴路122的另一端耦接於儲能元件C_gs ，其中，第二充電迴路121及第二放電迴路122分別具有一第五電晶體Q₅ 及一第六電晶體Q₆ ，第五電晶體Q₅ 係一n通道的MOSFET元件及第六電晶體Q₆ 係一p通道的MOSFET元件；此外，第二電荷幫浦12還具有一第二箝制電路123，第二箝制電路123包括一第二電容C₂ 及一第二二極體D₂ ，第二電容C₂ 的一端耦接於第二節點X₂ 及第五電晶體Q₅ 的控制端之間，第二電容C₂ 的另一端串接於第二二極體D₂ 的陽極端，第二二極體D₂ 的陰極端接地。

在第一模式下，第一充電迴路111及該第二充電迴路 112以該正電壓(+V_CC )之電源對儲能元件C_gs 充電，在第二模式下，第一放電迴路112及第二放電迴路122對儲能元件C_gs 放電，且儲能元件C_gs 於第一模式及第二模式交替產生一正電壓(+V_CC )及兩倍負電壓(-2V_CC )的驅動信號v_gs 。

本實施例是將閘極驅動裝置100應用於控制n通道的MOSFET功率開關(圖未示)，且於本實施例是使用儲能元件C_gs 模擬n通道的MOSFET功率開關的閘極。

參閱圖2及圖3，以下介紹閘極驅動裝置100的兩種控制模式如何運作；需注意的是，本實施例是假設對於所有的二極體的前饋電壓為0，沿著第一電容C₁ 及第二電容C₂ 的電壓v_C1 及電壓v_C2 之值接近正電壓(+V_CC )。

<第一模式>

第一電晶體Q₁ 為導通(ON)及第二電晶體Q₂ 為不導通(OFF)。第一二極體D₁ 為前偏(forward biased)及第一電容C₁ 充電陡升至正電壓(+V_CC )。在此模式，在第三電晶體Q₃ 的閘極和源極的電壓v_gs3 為-V_CC ，造成第三電晶體Q₃ 被導通，第四電晶體Q₄ 的電壓v_gs4 為0，導致第四電晶體Q₄ 不導通。同時，第五電晶體Q₅ 的電壓v_gs5 為-V_CC ，造成第五電晶體Q₅ 被導通，第六電晶體Q₆ 的電壓v_gs6 為0，導致第六電晶體Q₆ 不導通。在此期間，第二電容C₂ 陡升充電至+V_CC ，使得驅動信號v_gs 之電壓等於+V_CC (正電壓)。

<第二模式>

第一電晶體Q₁ 為不導通及第二電晶體Q₂ 為導通。第一二極體D₁ 為逆偏(reverse biased)。在此模式，在第三電晶體Q₃ 的閘極和源極的電壓v_gs3 為0，造成第三電晶體Q₃ 被不導通，第四電晶體Q₄ 的電壓v_gs4 為V_CC ，導致第四電晶體Q₄ 導通。同時，第五電晶體Q₅ 的電壓v_gs5 為+V_CC ，造成第五電晶體Q₅ 被不導通，第六電晶體Q₆ 的閘極和源極的電壓v_gs6 為+2V_CC ，導致第六電晶體Q₆ 導通。因此，驅動信號v_gs 之電壓等於-2V_CC (兩倍負電壓)。

本實施例於模擬及實驗採用的條件如下：(i)電源電壓V_CC 為+5伏特；(ii)第一電容C₁ 的電容值設定為10 μ F；(iii)第二電容C₂ 的電容值設定為1 μ F；(iv)模擬閘極的電容C_gs 的電容值設定為220pF；(v)第一電晶體Q₁ 及第二電晶體Q₂ 採用型號IXDD414P的輸出暫存開關(output buffer switches)；(vi)第三電晶體Q₃ 、第四電晶體Q₄ 、第五電晶體Q₅ 及第六電晶體Q₆ 採用型號FDS8333C的積體電路，其包括n通道及p通道的MOSFET；(vii)第一二極體D₁ 及第二二極體D₂ 是採用型號1N5819的積體電路。

參閱圖4及圖5，是利用如圖1的閘極驅動裝置100在前述的條件下的各元件的電壓波形，且切換頻率分別為10kHz及500kHz，其中，脈波控制訊號PWM的電壓皆為+5伏，在產生電壓v_gs 的正輸出電壓為+5伏及負輸出電壓為-10伏，顯示都有良好的轉換效果。

參閱圖6是切換頻率是10kHz的脈波控制訊號PWM、電壓v_C1 、電壓v_C2 及電壓v_gs 的波形；參閱圖7是切換頻率是500kHz的脈波控制訊號PWM、電壓v_C1 、電壓v_C2 及電壓v_gs 的波形；參閱圖8是切換頻率是10kHz的脈波控制訊號PWM、電壓v_X1 、電壓v_X2 及電壓v_gs 的波形；參閱圖9是切換頻率是500kHz的脈波控制訊號PWM、電壓v_X1 、電壓v_X2 及電壓v_gs 的波形。

歸納上述，本發明的閘極驅動裝置100係只需要一正電壓(+V_CC )之電源供電就可交替產生正電壓(+V_CC )及兩倍負電壓(-2V_CC )的驅動信號v_gs 來驅動n通道或p通道的功率開關；無論是n通道的功率開關之閘極被施予兩倍負電壓(-2V_CC )，或p通道的功率開關之閘極被施予正電壓(+V_CC )，皆可於截止期間時快速放電而降低洩漏電流，也因此能夠減少能量損耗，故確實能達成本發明之目的。

惟以上所述者，僅為本發明之較佳實施例而已，當不能以此限定本發明實施之範圍，即大凡依本發明申請專利範圍及發明說明內容所作之簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋之範圍內。

100‧‧‧閘極驅動裝置

10‧‧‧充電驅動器

11‧‧‧第一電荷幫浦

111‧‧‧第一充電迴路

112‧‧‧第一放電迴路

113‧‧‧第一箝制電路

12‧‧‧第二電荷幫浦

121‧‧‧第二充電迴路

122‧‧‧第二放電迴路

123‧‧‧第二箝制電路

B₁ ‧‧‧反相器

C₁ ‧‧‧第一電容

C₂ ‧‧‧第二電容

C_gs ‧‧‧儲能元件

D₁ ‧‧‧第一二極體

D₂ ‧‧‧第二二極體

PWM‧‧‧脈波控制訊號

Q₁ ‧‧‧第一電晶體

Q₂ ‧‧‧第二電晶體

Q₃ ‧‧‧第三電晶體

Q₄ ‧‧‧第四電晶體

Q₅ ‧‧‧第五電晶體

Q₆ ‧‧‧第六電晶體

V_CC ‧‧‧正電壓

v_gs ‧‧‧驅動信號

X₁ ‧‧‧第一節點

X₂ ‧‧‧第二節點

圖1是一電路圖，說明本發明的閘極驅動裝置的較佳實施例；圖2是一電路圖，說明本發明的閘極驅動裝置的較佳實施例處於第一模式；圖3是一電路圖，說明本發明的閘極驅動裝置的較佳實施例處於第二模式；圖4是一時序波形圖，說明本較佳實施例的各元件的電壓波形，且切換頻率分別為10kHz；圖5是一時序波形圖，說明本較佳實施例的各元件的電壓波形，且切換頻率分別為500kHz；圖6是一時序波形圖，說明本較佳實施例的切換頻率是10kHz的脈波控制訊號PWM、電壓v_C1 、電壓v_C2 及電壓v_gs 的波形；圖7是一時序波形圖，說明本較佳實施例的切換頻率是500kHz的脈波控制訊號PWM、電壓v_C1 、電壓v_C2 及電壓v_gs 的波形；圖8是一時序波形圖，說明本較佳實施例的切換頻率是10kHz的脈波控制訊號PWM、電壓v_X1 、電壓v_X2 及電壓v_gs 的波形；及圖9是一時序波形圖，說明本較佳實施例的切換頻率是500kHz的脈波控制訊號PWM、電壓v_X1 、電壓v_X2 及電壓v_gs 的波形。