TWI431910B

TWI431910B - Control System and Method of Inductance Saturation Detection and Anti - saturation

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Publication number: TWI431910B
Application number: TW100121403A
Authority: TW
Original assignee: Univ Nat Taipei Technology
Priority date: 2011-06-20
Filing date: 2011-06-20
Publication date: 2014-03-21
Also published as: TW201301728A

Description

電感飽和偵測及反飽和之控制系統及方法

本發明是有關於一種電感偵測之控制系統及方法，特別是指一種適用於切換式電源供應裝置之電感飽和偵測及反飽和之控制系統及方法。

切換式電源供應裝置具有效率高、體積小、重量輕及較大輸入電壓範圍的優點，但是也有下列幾個缺點：較大的輸出漣波與雜訊、動態響應較慢且容易產生電磁干擾，而這些缺點隨著應用場合的增加，也愈來愈受到重視，要求也愈來愈嚴苛。

就切換式電源供應裝置的設計而言，電感是扮演儲能、傳遞能量和濾波的元件。

參閱圖1，當負載電流值I 未超過電流門檻值I _thd 時，電感的電感量L 隨著負載電流值I 的增加無明顯變化而處於一近似線性區，但是，一旦當負載電流值I 超過電流門檻值I _thd ，其電感量L 下降，造成其儲存電能的容量降低而進入一飽和區。

參閱圖2，當電感處於未飽和狀態，電感電流漣波Δi _L (t )的交流成份隨時序呈規則的線性變化，此時，電感電流漣波Δi _L (t )的振幅為第一振福Δi ₁ 。

參閱圖3，當電感達到飽和狀態時，電感電流漣波Δi _L (t )的交流成份會呈非線性的變化，此時，電感電流漣波Δi _L (t )的振幅為第二振福Δi ₂ 。

比較圖2及圖3可知，圖3的第二振福Δi ₂ 相較於圖2的第一振福Δi ₁ 變大，且第二振福Δi ₂ 的上升斜率變的非常陡峭，造成電感電流漣波Δi _L 上升，使得最大峰值電流增加，易導致電感飽和，如此會使得電源供應器效率降低，且易使得開關切換功率晶體損毀、電容壽命減短，以及電路誤動作。

為了克服飽和的問題，已知現有技術有作法如下。

一、在相同的電感量下，加大鐵芯的尺寸，此時有效截面積變大，因此可避免大電流負載下影響電感飽和，但是這會加大設計的空間；

二、使用較好的鐵芯，飽和磁通密度較高的材質，像是MPP鐵芯，但價格昂貴。電感飽和會造成諧波失真(Harmonic Distortion)、湧浪電流(Inrush Current)和功率消耗(Power Loss)等問題，另外，應用在輸出低壓大電流和動態響應(Dynamic Response)上，較易發生電感飽和的問題。

三、利用較高的切換頻率(Switching Frequency)，可以快速動態響應上(Fast Dynamic Response)之電感飽和的問題，然而，提高切換頻率，切換損失也會相對地增加，易導致效率降低，且控制電路複雜，需要快速地偵測動態響應的信號，即時地改變切換頻率，補償飽和的狀態，但若處理不當，可能會造成迴路不穩定。

四、目前半導體廠商所生產的零件已有提供電感飽和(Inductor Saturation)的保護，藉由電流偵測電阻(Current Sensing Resistor)來判斷電感是否飽和。當電感飽和時，關閉上橋(High Side)功率開關，讓電感去磁，以改善飽和現象，但缺點是無法在電感持續飽和下進行調控以解決飽和的問題，讓電路仍能繼續運作。

五、使用斜率補償(Slope Compensation)偵測電感飽和問題，由於斜率補償是確保責任週期大於50%，以增加系統的穩定性，此缺點無法改善電感飽和的現象，且電路設計較無彈性，因為責任週期必須大於50%。

就電源拓撲架構而言，於穩態運作時，其電感激磁和去磁於任何時刻都必須滿足伏-秒平衡原理，若是伏-秒不平衡，易造成電感飽和且伴隨著電感量急劇下降，因此會有很大的突波電流流過開關元件，導致電路損壞。

如吾人所知，電感之跨壓v _L 與流過電感之電流i _L 兩者之關係可由公式(1)表示，並可改寫成公式(2)。

由公式(2)可知，電感電流漣波Δi _L 的大小完全取決於伏秒值v _L Δt 和電感量L 。若不考量溫度對電感的影響，當電感飽和造成電感量L 下降，易導致電感電流漣波Δi _L 變大，當電感未飽和時，電感量L 無明顯變化，藉由公式(2)得知，因此電感電流漣波Δi _L 會隨負載電流上升而維持不變。

因而，當電感飽和時，電感電流漣波變大，且電感量快速下降，開關切換功率晶體損耗增加，同時輸出電壓漣波(Output Ripple Voltage)變大，輸出電壓急劇降低，導致電子設備的可靠度和壽命降低。

因此，本發明之目的，即在提供一種當電感飽和時仍能持續運作的電感飽和偵測及反飽和之控制系統及方法。

於是，本發明的電感飽和偵測及反飽和之控制系統適用於一切換式電源供應裝置，該切換式電源供應裝置具有一載有一輸入電壓源的輸入端、一載有一輸出電流之輸出端，及一電性連接該輸出端及該輸出端之間且載有該輸出電流的電感，該控制系統包括一電阻、一第一感測器、一控制模組、一電流產生模組及一反飽和電感。

該電阻與該電感串聯；該第一感測器跨接該電阻，用以偵知該輸出電流；該控制模組電性連接該第一感測器，內含有一類比/數位轉換器及一數位/類比轉換器，並內建一控制邏輯及至少一輸出電流值對應一驅動值之關聯表，該類比/數位轉換器將類比輸入訊號轉換為數位值，該控制邏輯接收經該類比/數位轉換器數位化的輸出電流值後自該關聯表取得該輸出電流值對應的驅動值，由該數位/類比轉換器經數位/類比轉換成為一驅動訊號。

該電流產生模組電性連接該控制模組並接受該控制模組之驅動訊號而產生一補償電流，且該補償電流是與該電感的電流方向相反；該反飽和電感電性連接該電流產生模組及該電感，接受該電流產生模組產生的補償電流之注入以調控該電感的磁場強度。

較佳的，該控制系統還包括一第二感測器及一第三感測器；該第二感測器電性連接該切換式電源供應裝置之輸入端及該控制模組，用以依據該輸入電壓源偵知一輸入電壓並提供給該控制模組；該第三感測器跨接該電阻及該控制模組，用以偵知該輸出電流漣波並提供給該控制模組；該控制模組電性連接該第二感測器及該第三感測器，且該控制模組之程序邏輯接收該第二感測器之輸入電壓、該第三感測器之漣波及該第一感測器之輸出電流，經該類比/數位轉換器數位化成為一輸入電壓值、一漣波振幅值及該輸出電流值後代入該程序邏輯的預定判斷程序以決定是否驅動該電流產生模組產生該補償電流。

較佳的，該程序邏輯的預定判斷程序是將該輸入電壓值區分為數個區間，並對應各該區間的該漣波振幅值分配不同的第一門檻值，且對應各該區間的該輸出電流值分配不同的第二門檻值；藉此，該程序邏輯對應於各該區間的漣波振幅值大於各該第一門檻值及輸出電流值大於各該第二門檻值時，始驅動該電流產生模組產生該補償電流。

較佳的，該電流產生模組包括一輸出一偏壓的偏壓控制器及一受該驅動訊號及該偏壓調控以輸出該補償電流的電壓/電流轉換器。

較佳的，該第一偵測器是一放大器、該第二偵測器是一電壓分壓器，及該第三偵測器是一差動放大器。

本發明的電感飽和偵測及反飽和之控制方法適用於一切換式電源供應裝置，該切換式電源供應裝置具有一載有一輸入電壓源的輸入端、一載有一輸出電流之輸出端，及一電性連接該輸出端及該輸出端之間且載有該輸出電流的電感，該控制方法包括下述步驟：(a)偵知該電感之輸出電流值；(b)依據至少一輸出電流值對應一驅動值之關聯表，將該輸出電流值代入該關聯表以取得該輸出電流值對應的驅動值，並將該驅動值經數位/類比轉換成為一驅動訊號；(c)提供一電流產生模組，以該驅動訊號驅使該電流產生模組產生一補償電流，且該補償電流與該電感的電流方向相反；及(d)提供一反飽和電感，電性連接該電流產生模組及該電感，接受該電流產生模組產生的補償電流之注入以調控該電感的磁場強度。

較佳的，該控制方法的步驟(a)還包括下述子步驟：依據該輸入電壓源偵知一輸入電壓值及依據該輸出電流偵知一漣波振幅值；及步驟(b)還包括下述子步驟：將該輸入電壓值、該漣波振幅值及該輸出電流值代入一預定判斷程序以決定是否驅動該電流產生模組產生該補償電流。

較佳的，該預定判斷程序包括下述步驟：將該輸入電壓值區分為數個區間，並判斷該輸入電壓值位於何區間；對應各該區間的該漣波振幅值分配不同的第一門檻值，並判斷對應於各該區間的漣波振幅值是否大於各該第一門檻值；對應各該區間的該輸出電流值分配不同的第二門檻值，並判斷對應於各該區間的輸出電流值是否大於各該第二門檻值；當判斷對應該輸入電壓值位於區間的漣波振幅值大於該第一門檻值及輸出電流值大於該第二門檻值時，始驅動該電流產生模組產生該補償電流。

本發明的電感飽和偵測及反飽和之控制系統及方法之功效在於：當電感飽和時，能持續在負載電流過載(Over Load)下繼續運作，並同時解決飽和的問題，進而更進一步提高系統整體的可靠度。

有關本發明之前述及其他技術內容、特點與功效，在以下配合參考圖式之較佳實施例的詳細說明中，將可清楚的呈現。

參閱圖4，本發明的較佳實施例中，電感飽和偵測及反飽和之控制系統100是應用於一切換式電源供應裝置200，由於切換式電源供應裝置200是已知現有的裝置，以下僅介紹相關於本發明的元件，其餘元件由於非本發明的重點，在此不多加介紹。

本較佳實施例中，就切換式電源供應裝置200相關於本發明的元件為一載有一輸入電壓源V _i 的輸入端51、一載有一輸出電流之輸出端52，及一電性連接輸出端51及輸出端52之間且載有輸出電流的電感53。

電感飽和偵測及反飽和之控制系統100包括一控制模組1、一第一感測器21、一第二感測器22、一第三感測器23、一電流產生模組3、一反飽和電感4及一電阻6；其中，電阻6與電感53串聯，且電阻6的兩端跨接有第一感測器21及第三感測器23，第二感測器22電性連接輸入端51及控制模組1，第一感測器21及第三感測器23都跨接電阻6及電性連接控制模組1。

茲將各元件的作用介紹如下。

本較佳實施例中，第一偵測器21是一放大器，且配合電阻6設計，使得流經該電阻6的輸入電壓等於輸出電流；第二偵測器22是一電壓分壓器，主要是將輸入電壓源V _i 分壓出一輸入電壓；第三偵測器23是一差動放大器，主要是利用差動放大原理偵知輸出電流之漣波振幅，且漣波振幅是輸出電流之波峰-波峰的差值。

控制模組1具有一控制邏輯10、一關聯表13、一類比/數位轉換器111及一數位/類比轉換器112，該類比/數位轉換器111是將輸入電壓、輸出電流、漣波振幅的類比輸入訊號，分別以數位化轉換為輸入電壓值、漣波振幅值、輸出電流值；並且，控制邏輯10是依據輸出電流值自關聯表13取得輸出電流值對應的驅動值，由數位/類比轉換器112經數位/類比轉換成為一驅動訊號。

由於偵測電感電流可用來判斷電感是否飽和，因此，本發明的技術採用以第一感測器21偵知的輸出電流值為主要判斷因素，至於第二偵測器22偵知的輸入電壓值及第三感測器23偵知的漣波振幅值是做為輔助判斷因素，並利用輸入電壓值、輸出電流值及漣波振幅值代入程序邏輯10的一預定判斷程序(容後再述)以決定是否驅動電流產生模組3產生補償電流i _c 。

電流產生模組3電性連接控制模組1並接受控制模組1之驅動訊號而產生一補償電流i _c ，且補償電流i _c 是與電感53的主繞組L _m 的電流i _Lm 方向相反；本實施例中，電流產生模組3是一電壓控制電流源電路，包括一輸出一偏壓V_B _ias 的偏壓控制器31及一受該驅動訊號及該偏壓V_B _ias 調控以輸出該補償電流的電壓/電流轉換器32。

反飽和電感4與電流產生模組3及電感53電性連接，接受電流產生模組3產生的補償電流i _c 之注入以調控電感53的磁場強度。本實施例中，反飽和電感4採用鐵氧體鐵芯(Ferrite Core)，由於鐵氧體鐵芯具有價格低廉且廣為使用之優勢，所以選擇鐵氧體鐵芯做為儲能元件，並且當鐵氧體鐵芯的電感達到飽和時，其導磁率隨磁場強度的增加而迅速降低，造成電感電流漣波的斜率變陡，因此比較容易偵測飽和現象。

以下配合圖4詳細說明本實施例的技術原理。

參閱圖5，當電感飽和時，電感的磁通密度B 會隨著磁場強度H 增加而上升至飽和磁通B _SAT 。因此，若要使磁通密度B 減少，必須加入一個與原磁場方向相反的直流磁場強度，以降低直流磁場強度H _dc 值及交流磁場強度ΔH ，以達到反飽和的作用。

參閱圖6，本發明的技術原理是將原本電感53的主繞組N _m 加入反飽和電感4的補償繞組N _c ，並在補償繞組N _c 注入一個與主繞組N _m 電流方向相反的直流電流源i _c 於補償線圈中，用以抵銷飽和所造成電感電流漣波變大的現象。其中，反飽和調控所須注入的直流電流i _c ，而注入直流電流i _c 的大小，在不考量溫度所造成的變化，根據所選擇鐵芯規格的最大磁通密度B _max 以公式(3)表示。

切換式電源供應裝置200的規格範例可如表1及表2所示，需說明的是表1及表2的規格並非限制。

由於電感飽和會造成電感電流漣波之最大值I _pk 增加，因此，本發明係感測電感電流，利用注入反向直流電流i _c ，以降低電感電流漣波之最大值I _pk 及最大磁通密度B _max ，以達到反飽和的目的，進一步改善電感飽和的問題。

參閱圖7，經過如圖6的反飽和調控後，相較於圖5，可以使得直流磁場強度H _dc 下降且交流磁場強度△H 縮小，因此對應之電感電流漣波也會相對變小。

參閱圖8，本發明的電感飽和偵測及反飽和之控制方法的較佳實施例是由三個步驟S801~S803實現，分別介紹如下。

步驟S801：建立關聯表13 ；本實施例中，建立關聯表13的程序流程如圖9所示。

在執行如圖9的程序流程前，需實驗記錄電感53的飽和狀態，將電感53的輸出電流值分為數個區間作為查表(Lookup Table)，例如以C至P來代表輸出電流值的七個區間，再將輸入驅動值對應到反飽和調控所注入的補償電流i _c ，以手動調整反飽和所需的補償電流i _c 並同時量測轉換效率。之後，記錄在不同負載和輸入電壓下所測得之最佳反飽和調控點、效率以及此所對應之輸入驅動值。

參閱圖9，當程序取得輸出電流值(步驟S901)後，會判斷輸出電流值介於所劃分數個區間中的哪一個區間(步驟S902)，也就是屬於C至P中代表輸出電流值的哪個區間，緊接著，藉由查表法得到最佳反飽和調控及效率下所對應之輸入驅動值(步驟S903)。

步驟S802：偵測電感飽和 ；本實施例中，該控制方法還將輸入電壓值、漣波振幅值及輸出電流值代入如圖10的預定判斷程序來判斷是否飽和。其中，偵測輸入電壓值的目的是因為輸入電壓變動會影響漣波振幅值的大小。例如：於相同的負載下，就降壓型轉換器而言，當輸入電壓值愈高，則漣波振幅值愈大，較容易發生飽和，因此於反飽合調控時，所注入的電流將會比低輸入電壓所須注入的電流來的大，所以加入偵測輸入電壓值以作為電感飽和之輔助判斷。除此之外，偵測漣波振幅值的大小亦可以用來輔助判斷電感是否飽和；另一方面，由於反飽和調控會改變電感電流漣波的大小，影響電感飽和的判斷，因此，必須加入輸出電流值的偵測，由於在過載易造成電感飽和，故輸出電流值大小為電感飽和之主要因素。

參閱圖10，電感飽和的判斷程序包括下述步驟，其中各區間和門檻值是對應預先實驗找出的電感飽和臨界值。

如步驟S201~S203，將輸入電壓值區分為數個區間，如步驟S201的第一區間是0x70至0x8B，如步驟S202的第二區間是0x8C至0xA5，如步驟S203的第三區間是0xA6至0xB8。

如步驟S204~S206，對應各區間的漣波振幅值分配不同的第一門檻值，如步驟S204是接續步驟S201，介於第一區間0x70至0x8B的輸入電壓值，其所產生的漣波振幅值對應的第一門檻值是V _Sat
1 ；如步驟S205是接續步驟S202，介於第二區間0x8C至0xA5的輸入電壓值，其所產生的漣波振幅值對應的第一門檻值是V _Sat
2 ；如步驟S206是接續步驟S203，介於第三區間0xA6至0xB8的輸入電壓值，其所產生的漣波振幅值對應的第一門檻值是V _Sat
3 。

如步驟S207~S209，對應各區間的輸出電流值分配不同的第二門檻值，如步驟S204是接續步驟S201，介於第一區間0x70至0x8B的輸入電壓值，其所產生的輸出電流值對應的第二門檻值是V _Load
1 ；如步驟S205是接續步驟S202，介於第二區間0x8C至0xA5的輸入電壓值，其所產生的輸出電流值對應的第二門檻值是V _Load
2 ；如步驟S206是接續步驟S203，介於第三區間0xA6至0xB8的輸入電壓值，其所產生的輸出電流值對應的第二門檻值是V _Load
3 。

依據前述步驟，如步驟S204至步驟S206判斷對應輸入電壓值於各區間的漣波振幅值大於各第一門檻值V _Sat
1 、V _Sat
2 、V _Sat
3 ，以及如步驟S207至步驟S209判斷輸出電流值大於各第二門檻值V _Load
1 、V _Load
2 、V _Load
3 時，就可得知目前處於電感飽和狀態，此時才開始驅動電流產生模組3。

步驟S803：反飽和調控 ；本實施例中，若是代入如圖10的預定判斷程序判斷結果為飽和，則接續如圖11的反飽和調控之驅動程序來輸出驅動值，藉由驅動值經數位/類比轉換器112產生驅動訊號驅動該電流產生模組3產生補償電流i _c 。

參閱圖11，反飽和調控之驅動程序流程是判斷電感是否飽和(步驟S301)？當電感飽和，輸出致能訊號(步驟S302)以啟動數位/類比轉換器112，並提供驅動值(步驟 S303)給數位/類比轉換器112，經由數位/類比轉換器112轉換後為驅動訊號，然後由電流產生模組3依據驅動訊號產生對於反飽和電感4所需的注入直流電流i _c ，以實現反飽和調控之目的。

參閱圖12，負載150%時，降壓型轉換器的開關S ₁ 及S ₂ 的閘極驅動訊號v _gs
1 及v _gs
2 ，其中，開關S ₁ 的責任週期的大小十分接近0.42。

參閱圖13，負載150%時，電感電流漣波i _Lm 之交流成份△i _Lm ，其峰對峰值大約為1.4A，與相關之其他載比較，電感電流漣波變大，且斜率變陡，表示電感飽和。

參閱圖14，負載150%時，差動放大訊號之交流成份與電流感測放大器之輸出訊號，其中，的斜率與振幅，因為電感飽和而造成變化，而電流感測放大器之輸出訊號為2.7V，其負載電流為3.6A。

參閱圖15，負載150%時，加入反飽和調控後，此時電感電流漣波i _Lm 之交流成份△i _Lm 的大小遠小於圖13的電感電流漣波i _Lm 之交流成份△i _Lm 的大小，其峰對峰值大約為960mA，此結果驗證了於此情況下確實可以達到反飽和之目的。

參閱圖16，負載150%時，輸出電壓漣波v _o,ripple ，其峰對峰值大約為16mV。

參閱圖17，負載150%時，加入反飽和調控後，輸出電壓漣波v _o,ripple ，其峰對峰值大約為10mV，與圖16做比較，由於電感電流漣波變小，同時也改善輸出電壓漣波的大小。

參閱圖18，負載150%時，加入反飽和調控後，於額定輸入電壓之電感跨壓v _Lm 、輔助繞組的跨壓v _Lc 與電感電流漣波i _Lm 的交流成份△i _Lm 及反飽和調控電流i _c 之交流成份△i _c 。由於所設計之直流電流源並非為理想電流源，由圖18及圖19可得知輔助繞組與主繞組彼此有相互耦合的行為，加上反飽和所用之鐵心屬於低導磁率，故此電感可視為耦合電感。

參閱圖19，於額定輸入電壓及150%負載下，且加入反飽和調控時，S ₃ 的閘極驅動訊號v _gs
3 與S ₃ 的汲-源極之跨壓v _ds
3 。由圖19可知，由於電感飽和，因此開關S ₃ 必須持續導通，以進行反飽和調控。

參閱圖20，由無反飽和與反飽和調控於不同負載下之效率圖中之效率曲線可知，本發明所提出之反飽和調控，與無反飽的對照組相比對，轉換器輸出功率(15W~18W)範圍內，做反飽和調控時，由於輔助繞組的銅損增加，雖然使得效率比無反飽和調控略低一些，但是改善了電感飽和的問題。

綜上所述，本發明的電感飽和偵測及反飽和之控制系統及方法之功效在於：當電感飽和時，能持續在負載電流過載下繼續運作，並同時解決飽和的問題，進而更進一步提高系統整體的可靠度，故確實能達成本發明之目的。

惟以上所述者，僅為本發明之較佳實施例而已，當不能以此限定本發明實施之範圍，即大凡依本發明申請專利範圍及發明說明內容所作之簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋之範圍內。

100‧‧‧電感飽和偵測及反飽和之控制系統

200‧‧‧切換式電源供應裝置

1‧‧‧控制模組

10‧‧‧控制邏輯

111‧‧‧類比/數位轉換器

112‧‧‧數位/類比轉換器

13‧‧‧關聯表

21‧‧‧第一感測器

22‧‧‧第二感測器

23‧‧‧第三感測器

3‧‧‧電流產生模組

31‧‧‧偏壓控制器

32‧‧‧電壓/電流轉換器

4‧‧‧反飽和電感

51‧‧‧輸入端

52‧‧‧輸出端

53‧‧‧電感

6‧‧‧電阻

圖1是一曲線圖，說明電感量與負載電流的關係；圖2是一曲線圖，說明電感未飽和時之電感電流漣波的交流成份；圖3是一曲線圖，說明電感飽和時之電感電流漣波的交流成份；圖4是一電路方塊圖，說明本發明的電感飽和偵測及反飽和之控制系統的較佳實施例；圖5是一曲線圖，說明電感的磁通密度B 會隨著磁場強度H 增加而上升至飽和磁通；圖6是一示意圖，說明本發明是將電感的主繞組加入反飽和電感的補償繞組；圖7是一曲線圖，說明經過反飽和調控後使得直流磁場強度H _dc 下降且交流磁場強度△H 縮小；圖8是一流程圖，說明本發明的電感飽和偵測及反飽和之控制方法的較佳實施例；圖9是一流程圖，說明建立關聯表的程序流程；圖10是一流程圖，說明電感飽和的判斷程序；圖11是一流程圖，說明反飽和調控之驅動程序；圖12是一波形圖，說明降壓型轉換器的開關S ₁ 及S ₂ 的閘極驅動訊號；圖13是一波形圖，說明電感電流漣波i _Lm 之交流成份；圖14是一波形圖，說明差動放大訊號之交流成份與電流感測放大器之輸出訊號；圖15是一波形圖，說明圖13加入反飽和調控後的電感電流漣波i _Lm 之交流成份；圖16是一波形圖，說明輸出電壓漣波v _o,ripple ；圖17是一波形圖，說明圖16加入反飽和調控後的輸出電壓漣波v _o,ripple ；圖18是一波形圖，說明加入反飽和調控後的電感跨壓v _Lm 、輔助繞組的跨壓v _Lc 、電感電流漣波i _Lm 的交流成份△i _Lm 及反飽和調控電流i _c 之交流成份△i _c ；圖19是一波形圖，說明加入反飽和調控時的S ₃ 的閘極驅動訊號v _gs
3 與S ₃ 的汲-源極之跨壓v _ds
3 ；及圖20是一曲線圖，說明無反飽和與反飽和調控於不同負載下之效率圖中之效率曲線。

100．．．電感飽和偵測及反飽和之控制系統

200．．．切換式電源供應裝置

1．．．控制模組

10．．．控制邏輯

111．．．類比/數位轉換器

112．．．數位/類比轉換器

13．．．關聯表

21．．．第一感測器

22．．．第二感測器

23．．．第三感測器

3．．．電流產生模組

31．．．偏壓控制器

32．．．電壓/電流轉換器

4．．．反飽和電感

51．．．輸入端

52．．．輸出端

53．．．電感

6．．．電阻

Claims

一種電感飽和偵測及反飽和之控制系統，適用於一切換式電源供應裝置，該切換式電源供應裝置具有一載有一輸入電壓源的輸入端、一載有一輸出電流之輸出端，及一電性連接該輸出端及該輸出端之間且載有該輸出電流的電感，該控制系統包括：一電阻，與該電感串聯；一第一感測器，跨接該電阻，用以偵知該輸出電流；一控制模組，電性連接該第一感測器，內含有一類比/數位轉換器及一數位/類比轉換器，並內建一控制邏輯及至少一輸出電流值對應一驅動值之關聯表，該類比/數位轉換器將類比輸入訊號轉換為數位值，該控制邏輯接收經該類比/數位轉換器數位化的輸出電流值後自該關聯表取得該輸出電流值對應的驅動值，由該數位/類比轉換器經數位/類比轉換成為一驅動訊號；一電流產生模組，電性連接該控制模組，接受該控制模組之驅動訊號而產生一補償電流，且該補償電流是與該電感的電流方向相反；及一反飽和電感，電性連接該電流產生模組及該電感，接受該電流產生模組產生的補償電流之注入以調控該電感的磁場強度。
依據申請專利範圍第1項所述之電感飽和偵測及反飽和之控制系統，該控制系統還包括：一第二感測器，電性連接該切換式電源供應裝置之輸入端及該控制模組，用以依據該輸入電壓源偵知一輸入電壓並提供給該控制模組；及一第三感測器，跨接該電阻及該控制模組，用以偵知該輸出電流漣波並提供給該控制模組；該控制模組電性連接該第二感測器及該第三感測器，且該控制模組之程序邏輯接收該第二感測器之輸入電壓、該第三感測器之漣波及該第一感測器之輸出電流，經該類比/數位轉換器數位化成為一輸入電壓值、一漣波振幅值及該輸出電流值後代入該程序邏輯的預定判斷程序以決定是否驅動該電流產生模組產生該補償電流。
依據申請專利範圍第2項所述之電感飽和偵測及反飽和之控制系統，其中，該程序邏輯的預定判斷程序是將該輸入電壓值區分為數個區間，並對應各該區間的該漣波振幅值分配不同的第一門檻值，且對應各該區間的該輸出電流值分配不同的第二門檻值；藉此，該程序邏輯對應該輸入電壓值位於區間的漣波振幅值大於該第一門檻值及輸出電流值大於該第二門檻值時，始驅動該電流產生模組產生該補償電流。
依據申請專利範圍第1、2或3項所述之電感飽和偵測及反飽和之控制系統，其中，該電流產生模組包括一輸出一偏壓的偏壓控制器及一受該驅動訊號及該偏壓調控以輸出該補償電流的電壓/電流轉換器。
依據申請專利範圍第1、2或3項所述之電感飽和偵測及反飽和之控制系統，其中，該第一偵測器是一放大器、該第二偵測器是一電壓分壓器，及該第三偵測器是一差動放大器。
依據申請專利範圍第1、2或3項所述之電感飽和偵測及反飽和之控制系統，其中，該電感是一鐵氧體鐵芯。
一種電感飽和偵測及反飽和之控制方法，適用於一切換式電源供應裝置，該切換式電源供應裝置具有一載有一輸入電壓源的輸入端、一載有一輸出電流之輸出端，及一電性連接該輸出端及該輸出端之間且載有該輸出電流的電感，該控制方法包括下述步驟：(a)偵知該電感之輸出電流值；(b)依據至少一輸出電流值對應一驅動值之關聯表，將該輸出電流值代入該關聯表以取得該輸出電流值對應的驅動值，並將該驅動值經數位/類比轉換成為一驅動訊號；(c)提供一電流產生模組，以該驅動訊號驅使該電流產生模組產生一補償電流，且該補償電流與該電感的電流方向相反；及(d)提供一反飽和電感，電性連接該電流產生模組及該電感，接受該電流產生模組產生的補償電流之注入以調控該電感的磁場強度。
依據申請專利範圍第7項所述之電感飽和偵測及反飽和之控制方法，該控制方法的步驟(a)還包括下述子步驟：依據該輸入電壓源偵知一輸入電壓值及依據該輸出電流偵知一漣波振幅值；及步驟(b)還包括下述子步驟：將該輸入電壓值、該漣波振幅值及該輸出電流值代入一預定判斷程序以決定是否驅動該電流產生模組產生該補償電流。
依據申請專利範圍第8項所述之電感飽和偵測及反飽和之控制方法，其中，該預定判斷程序包括下述步驟：將該輸入電壓值區分為數個區間，並判斷該輸入電壓值位於何區間；對應各該區間的該漣波振幅值分配不同的第一門檻值，並判斷對應於各該區間的漣波振幅值是否大於各該第一門檻值；對應各該區間的該輸出電流值分配不同的第二門檻值，並判斷對應於各該區間的輸出電流值是否大於各該第二門檻值；及當判斷對應該輸入電壓值位於區間的漣波振幅值大於該第一門檻值及輸出電流值大於該第二門檻值時，始驅動該電流產生模組產生該補償電流。