TWI416851B - 電壓調節模組及電源供應裝置 - Google Patents

電壓調節模組及電源供應裝置 Download PDF

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Description

電壓調節模組及電源供應裝置
本發明是有關於一種調節模組，特別是指一種應用於一電源供應裝置的電壓調節模組。
參閱圖1，為習知非隔離式直流/直流(DC/DC)轉換器，其中包含一脈衝寬度調變器(PWM)910及一功率開關組920。直流/直流轉換器900藉由脈衝寬度調變器910輸出一驅動訊號VG1 及VG2 ，並分別驅動功率開關組920中一第一功率開關PQ1及一第二功率開關PQ2的啟閉，以輸出一可供應後端設備(如圖1之阻抗RL所示)的電壓PVout。
但是，習知脈衝寬度調變器910只能接收一種供應電力(一般常見的是5V或是12V)，使得其所輸出的驅動訊號VG1 及VG2 亦只能用一種等同於該供應電力的電壓準位去驅動功率開關組920，例如當供應電力為5V時，驅動訊號VG1 及VG2 則係以5V的電壓準位去驅動功率開關組920，因此，在直流/直流轉換器900為低輸出電流Iout(即高阻抗RL)時，可有較高的轉換效率；但是當直流/直流轉換器900為高輸出電流Iout(即低阻抗RL)時，第一功率開關PQ1及第二功率開關PQ2在開啟時的內阻會偏高，以致於傳導時的損失過多，直流/直流轉換器900的轉換效率將會降低。
同樣地，若供應電力為12V時，驅動訊號VG1 及VG2 係以12V的電壓準位去驅動功率開關組920，則在直流/直流轉換器900為高輸出電流Iout時，第一功率開關PQ1及第二功率開關PQ2在開啟時可有較低的內阻，故在此情況下，供應電力為12V時的轉換效率將可高於供應電力為5V時的轉換效率；但是，當直流/直流轉換器900為低輸出電流Iout時，第一功率開關PQ1及第二功率開關PQ2在12V的電壓準位驅動下，其切換時會產生過多的功率損失，使得轉換效率將會降低。因此，習知的直流/直流轉換器900並無法在高輸出電流Iout及低輸出電流Iout時皆擁有較佳的轉換效率。
因此，本發明之目的，即在提供一種可以在不同的輸出電流下皆擁有較佳的轉換效率的電源供應裝置。
於是，本發明電源供應裝置包含一電源轉換模組及一與該電源轉換模組耦接成一閉迴路的電壓調節模組。
電源轉換模組包括一脈寬調變電路及一轉換電路。轉換電路包括一第一功率開關及一與該第一功率開關串聯的第二功率開關；脈寬調變電路則用以輸出一驅動訊號驅動第一功率開關及第二功率開關啟閉，並使轉換電路產生一輸出電流。
電壓調節模組包括一減法電路及一調節電路。減法電路取得一與電源轉換模組的輸出電流有關的電壓，並將電壓與一參考電壓相減而產生一第二調節電壓；調節電路耦接於減法電路，且根據第二調節電壓產生一與電源轉換模組的輸出電流成正比的準位電壓，使得脈寬調變電路可根據準位電壓對應調整驅動訊號的電壓準位，進而使該驅動訊號的電壓準位隨著輸出電流變化，以達到在不同輸出電流下皆可擁有較佳轉換效率之目的。
較佳地，電壓調節模組還包括一耦接於電源轉換模組與減法電路之間的放大電路，該放大電路取得一與電源轉換模組的輸出電流有關的取樣電壓，並將取樣電壓以一特定比例放大而產生一第一調節電壓，而減法電路係將該第一調節電壓與參考電壓相減而產生該第二調節電壓。
較佳地，放大電路包括一第一運算放大器、一第一電阻、一第二電阻、一第三電阻及一第四電阻。第一電阻跨接於第一運算放大器的輸出端與反相端之間；第二電阻耦接於第一運算放大器的非反相端與地之間；第三電阻的一端與第四電阻的一端分別耦接於第一運算放大器的反相端與非反相端，而第三電阻的另一端與第四電阻的另一端接收取樣電壓，並於第一運算放大器的輸出端產生第一調節電壓。
較佳地，減法電路包括一第二運算放大器、一第五電阻、一第六電阻、一第七電阻及一第八電阻。第五電阻跨接於第二運算放大器的輸出端與反相端之間；第六電阻耦接於第二運算放大器的非反相端與地之間；第七電阻的一端與第八電阻的一端分別耦接於第二運算放大器的反相端與非反相端，而第七電阻的另一端接收第一調節電壓，第八電阻的另一端接收參考電壓，並於第二運算放大器的輸出端產生該第二調節電壓。
較佳地，調節電路包括一第三運算放大器、一第九電阻、一第十電阻、一第十一電阻及一切換開關。第九電阻的一端耦接第三運算放大器的非反相端且另一端接收第二調節電壓；第三運算放大器的反相端接收該參考電壓；切換開關、第十電阻及第十一電阻相串聯，且第十電阻與第十一電阻的連接處耦接第三運算放大器的非反相端，切換開關受第三運算放大器的輸出端電壓所控制，並於切換開關與第十電阻的連接處產生該準位電壓。
本發明之功效在於，電源供應裝置不管是在高阻抗(低輸出電流)或是低阻抗(高輸出電流)的情況下，皆可擁有較佳的轉換效率。
有關本發明之前述及其他技術內容、特點與功效，在以下配合參考圖式之四個較佳實施例的詳細說明中，將可清楚的呈現。
在本發明被詳細描述之前，要注意的是，在以下的說明內容中，類似的元件是以相同的編號來表示。
參閱圖2，為本發明電源供應裝置之第一較佳實施例，該電源供應裝置100係為一非隔離式直流/直流(DC/DC)轉換器，用以提供後端設備(圖未示)一穩定的直流電壓PVout輸出，電源供應裝置100包含一電源轉換模組10及一電壓調節模組4，其中電源轉換模組10包括一脈寬調變電路(PWM)1及一轉換電路2。脈寬調變電路1、轉換電路2及電壓調節模組4相互耦接形成一閉迴路，且電壓調節模組4根據電源轉換模組10的一輸出電流Iout控制脈寬調變電路1，使脈寬調變電路1對應調整其輸出的一驅動訊號VG1 及VG2 的電壓準位，以驅動轉換電路2在較佳的轉換效率下產生穩定的直流電壓PVout。
轉換電路2耦接於脈寬調變電路1且包括一第一功率開關PQ1、一第二功率開關PQ2、一第一電感PL1及一第二電感PL2。第一電感PL1、第一功率開關PQ1及第二功率開關PQ2相互串聯，第二電感PL2的一端耦接於第一功率開關PQ1與第二功率開關PQ2的連接處，第二電感PL2的另一端則輸出直流電壓PVout。第一功率開關PQ1及第二功率開關PQ2分別受驅動訊號VG1 及驅動訊號VG2 的控制而啟閉，以針對第一電感PL1及第二電感PL2進行儲能與釋能。
本實施例之電壓調節模組4包含一取樣電路3及一電壓調節單元40。配合參閱圖3，該電壓調節單元40包括一放大電路41、一減法電路42及一調節電路43。
取樣電路3跨接於第二電感PL2兩端且包括一第一取樣電阻PR1及一與該第一取樣電阻PR1串聯的第一取樣電容PC1，且第一取樣電阻PR1的阻值及第一取樣電容PC1的容值會滿足以下等式：
其中，L係為第二電感PL2的電感值、DCR係為第二電感PL2的內阻(圖未示)、R係為第一取樣電阻PR1的電阻值及C係為第一取樣電容PC1的電容值。因此，當上述等式成立時，第二電感PL2之內阻上的電壓會等於第一取樣電容PC1的跨壓，又流經第二電感PL2及其內阻的電流係為輸出電流Iout，也就是第一取樣電容PC1的跨壓將會與輸出電流Iout有關。因此，在本實施例中，取樣電路3係取樣第一取樣電容PC1的跨壓(即取樣電壓Sence+及Sence-)提供給電壓調節單元40進行電壓調節。
參閱圖3，電壓調節單元40的放大電路41包括一第一運算放大器410、一第一電阻R1、一第二電阻R2、一第三電阻R3及一第四電阻R4。第一電阻R1跨接於第一運算放大器410的輸出端與反相端之間，使得放大電路41形成一負回授電路；第二電阻R2耦接於第一運算放大器410的非反相端與地之間；第三電阻R3的一端與第四電阻R4的一端分別耦接於第一運算放大器410的反相端與非反相端，第三電阻R3的另一端與第四電阻R4的另一端耦接於取樣電路3的第一取樣電容PC1且接收差動輸入的取樣電壓Sence+及Sence-。因此，取樣電壓Sence+及Sence-經過第一運算放大器410以一特定比例放大後，於第一運算放大器410的輸出端產生第一調節電壓Vout1。
特別說明的是，在本實施例之設計中，第一電阻R1與第二電阻R2之間的比值會等同於第三電阻R3與第四電阻R4之間的比值，即R1/R3=R2/R4，即取樣電壓Sence+及Sence-係與第一調節電壓Vout1成正比變化，當然，放大電路41中電阻的設計並不以上述為限。
減法電路42包括一第二運算放大器420、一第五電阻R5、一第六電阻R6、一第七電阻R7及一第八電阻R8。第五電阻R5跨接於第二運算放大器420的輸出端與反相端之間，使得減法電路42形成一負回授電路；第六電阻R6耦接於第二運算放大器420的非反相端與地之間；第七電阻R7的一端與第八電阻R8的一端分別耦接於第二運算放大器420的反相端與非反相端，而第七電阻R7的另一端耦接於第一運算放大器410的輸出端且接收第一調節電壓Vout1，第八電阻R8的另一端接收一參考電壓Vref。因此，減法電路42接收參考電壓Vref與第一調節電壓Vout1並將兩者相減後，藉由第二運算放大器420的比例放大而由第二運算放大器420的輸出端產生一第二調節電壓Vout2。
調節電路43包括一第三運算放大器430、一第九電阻R9、一第十電阻R10、一第十一電阻R11及一切換開關M1。第九電阻R9耦接於第二運算放大器420的輸出端與第三運算放大器430的非反相端之間且接收第二調節電壓Vout2；第三運算放大器430的反相端接收該參考電壓Vref；切換開關M1係為一P型電晶體(PMOS)，並與第十電阻R10及第十一電阻R11相互串聯，且其控制端(閘極(G))耦接於第三運算放大器430的輸出端，使切換開關M1受第三運算放大器430的輸出端電壓所控制；第十電阻R10與第十一電阻R11的連接處耦接於第三運算放大器430的非反相端。因此，調節電路43根據第二調節電壓Vout2而對應改變流過第九電阻R9的電流IR9 ，並於切換開關M1與第十電阻R10的連接處(即切換開關M1的汲極(D))產生對應電流IR9 變化的一準位電壓Vlevel 。
整體來說，當電壓轉換模組10的輸出電流Iout因為阻抗RL(即後端設備)的改變而上升時，取樣電路3根據輸出電流Iout而取樣的取樣電壓Sence+及Sence-也會對應上升。放大電路41先將取樣電壓Sence+及Sence-以特定比例放大而產生第一調節電壓Vout1，減法電路42再利用參考電壓Vref減去第一調節電壓Vout1而產生第二調節電壓Vout2。由於第一調節電壓Vout1係隨著取樣電壓Sence+及Sence-上升而上升(兩者呈正比)，因此第二調節電壓Vout2會對應下降(第一調節電壓Vout1與第二調節電壓Vout2成反比)。又，調節電路43中第三運算放大器430的非反相端電壓會與其反相端電壓相同(虛接地)，即為參考電壓Vref，故當第二調節電壓Vout2下降時會使得流經第九電阻R9的電流IR9 上升。而且，流經第十電阻R10的電流IR10 等於流經第九電阻R9的電流IR9 加上流經第十一電阻R11的電流IR11 ，即IR10 =IR9 +IR11 ，因此電流IR10 會因電流IR9 的上升而上升，使得準位電壓Vlevel 亦對應地上升。
參閱圖2，準位電壓Vlevel 係為提供給脈寬調變電路1中二緩衝器(buffer)11的供應電壓，使得脈寬調變電路1所輸出的數位驅動訊號VG1 及VG2 為高準位(High)時的電壓係等於準位電壓Vlevel 。因此，配合參閱圖4，當電壓轉換模組10的輸出電流Iout上升時，準位電壓Vlevel 亦會上升，使得驅動訊號VG1 及VG2 能有更高的電壓準位去驅動第一功率開關PQ1及第二功率開關PQ2運作，以換取更高的轉換效率。特別說明的是，準位電壓Vlevel 係在5V到12V之間變動，但不以本實施例為限，可以根據不同的需求而改變。
同樣地，當電源供應裝置100的輸出電流Iout下降(即阻抗RL降低)時，取樣電路3取樣出的取樣電壓Sence+及Sence-及放大電路41產生的第一調節電壓Vout1會對應下降(雖然第一運算放大器410會放大取樣電壓Sence+及Sence-，但放大比例不變，因此第一調節電壓Vout1會相對下降)，減法電路42利用固定的參考電壓Vref減去下降的第一調節電壓Vout1，則其所產生的第二調節電壓Vout2會對應上升，並使得電流IR9 下降，進而使準位電壓Vlevel 對應地下降。
因此，電壓調節單元40會根據電壓轉換模組10的輸出電流Iout對應改變準位電壓Vlevel ，使得驅動訊號VG1 及VG2 能夠配合不同的後端設備而對應改變其電壓準位，以達到最佳的電源轉換效率。而輸出電流Iout與準位電壓Vlevel 的關係式如下：
其中，Vsense係為取樣電壓Sence+及Sence-的差值電壓。當然，取樣電路3所取樣的取樣電壓Sence+及Sence-除了差動輸入至電壓調節單元40的放大電路41外，也可以只取樣第一取樣電阻PR1與第一取樣電容PC1連接處的電壓(該點電壓同樣與輸出電流Iout有關)，並直接單端輸入至電壓調節單元40的減法電路42，使得減法電路42將該電壓與參考電壓Vref相減而產生第二調節電壓Vout2，故不以本實施例為限。
參閱圖5，為電壓轉換模組10的輸出電流Iout與其轉換效率的關係圖，其中本實施例之電壓轉換模組10的關係曲線係如實線L1所示。由圖5可知，當電壓轉換模組10在低輸出電流Iout(即低於8.75A)時的轉換效率會優於習知只有12V供應電力(如圖5中虛線L2所示)時的轉換效率，且電壓轉換模組10在高輸出電流Iout(即高於8.75A)時的轉換效率同樣會優於習知只有5V供應電力(如圖5中假想線L3所示)時的轉換效率，也就是說電壓轉換模組10藉由電壓調節單元40的控制，能在任何輸出電流Iout下皆可擁有較佳的轉換效率。
參閱圖6，為本發明電源供應裝置之第二較佳實施例，大致與第一較佳實施例相同，其不同之處在於：取樣電路3可跨接於第一電感PL1兩端且包括一第二取樣電阻PR2及一與該第二取樣電阻PR2串聯的第二取樣電容PC2，且第二取樣電阻PR2及第二取樣電容PC2的設計同樣會滿足以下等式：
其中，L係為第一電感PL1的電感值、DCR係為第一電感PL1的內阻(圖未示)、R係為第二取樣電阻PR2的電阻值及C係為第二取樣電容PC2的電容值。因此，當上述等式成立，第一電感PL1之內阻DCR的電壓會等於第二取樣電容PC2的跨壓，故取樣電路3係以第二取樣電容PC2的跨壓為取樣電壓Sence+及Sence-，並提供給電壓調節單元40進行電壓調節。由於流經第一電感PL1的電流與輸出電流Iout有關，因此本實施例之電壓調節單元40同樣能根據第二取樣電容PC2的跨壓來調整脈寬調變電路1所輸出的驅動訊號VG1 及VG2 的準位電壓。
參閱圖7，為本發明電源供應裝置之第三較佳實施例，大致與第一較佳實施例相同，其不同之處在於：取樣電路3可為一與第二電感PL2串聯的第三取樣電阻PR3，且第二電感PL2係耦接於第一功率開關PQ1與第二功率開關PQ2連接處及第三取樣電阻PR3之間，如此電源轉換模組10的輸出電流Iout將會流過第三取樣電阻PR3，使得第三取樣電阻PR3的跨壓將可反應出輸出電流Iout的變化，因此取樣電路3係以第三取樣電阻PR3的跨壓為取樣電壓Sence+及Sence-，以提供給電壓調節單元40進行電壓調節。
參閱圖8，為本發明電源供應裝置之第四較佳實施例，大致與第三較佳實施例相同，其不同之處在於：取樣電路3可為一與第一電感PL1串聯的第四取樣電阻PR4，即第四取樣電阻PR4、第一電感PL1、第一功率開關PQ1及第二功率開關PQ2相互串聯。由於流經第四取樣電阻PR4的電流會與電源轉換模組10的輸出電流Iout比例有關，故電壓調節單元40同樣能以第四取樣電阻PR4的跨壓(即取樣電壓Sence+及Sence-)來調整驅動訊號VG1 及VG2 的準位電壓。
綜上所述，本發明電源供應裝置100藉由電壓調節單元40能夠根據電源轉換模組10的輸出電流Iout對應調整其所輸出的準位電壓Vlevel ，以控制電源轉換模組10的脈寬調變電路1產生不同電壓準位的驅動訊號VG1 及VG2 ，使得轉換電路2能在各種輸出電流Iout下皆能擁有較佳的轉換效率，故確實能達成本發明之目的。
惟以上所述者，僅為本發明之較佳實施例而已，當不能以此限定本發明實施之範圍，即大凡依本發明申請專利範圍及發明說明內容所作之簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋之範圍內。
100．．．電源供應裝置
10．．．電源轉換模組
1．．．脈寬調變電路
2．．．轉換電路
3．．．取樣電路
4．．．電壓調節模組
40．．．電壓調節單元
41．．．放大電路
410．．．第一運算放大器
42．．．減法電路
420．．．第二運算放大器
43．．．調節電路
430．．．第三運算放大器
圖1是習知非隔離式直流/直流轉換器的電路圖；
圖2是本發明電源供應裝置之第一較佳實施例的電路圖；
圖3是本實施例之電壓調節單元的內部電路圖；
圖4是電源轉換模組的輸出電流與準位電壓的關係曲線圖；
圖5是電源轉換模組的輸出電流與其轉換效率的關係曲線圖；
圖6是本發明電源供應裝置之第二較佳實施例的電路圖；
圖7是本發明電源供應裝置之第三較佳實施例的電路圖；及
圖8是本發明電源供應裝置之第四較佳實施例的電路圖。
40．．．電壓調節單元
41．．．放大電路
410．．．第一運算放大器
42．．．減法電路
420．．．第二運算放大器
43．．．調節電路
430．．．第三運算放大器

Claims (11)

  1. 一種電壓調節模組，係與一電源轉換模組耦接成一閉迴路，該電源轉換模組包含一脈寬調變電路及一轉換電路，該轉換電路包括相互串聯的一第一功率開關及一第二功率開關，該脈寬調變電路用以輸出一驅動訊號驅動該第一功率開關及該第二功率開關啟閉，以使該轉換電路產生一輸出電流，該電壓調節模組包含：一減法電路，取得一與該電源轉換模組的輸出電流有關的電壓，並將該電壓與一參考電壓相減而產生一第二調節電壓；一調節電路，耦接於該減法電路，該調節電路根據該第二調節電壓產生一與該輸出電流成正比的準位電壓，使該脈寬調變電路根據該準位電壓對應調整該驅動訊號的電壓準位，進而使該驅動訊號的電壓準位隨著該輸出電流變化；及一放大電路，耦接於該電源轉換模組與該減法電路之間，該放大電路取得一與該電源轉換模組的輸出電流有關的取樣電壓，並將該取樣電壓以一特定比例放大而產生一第一調節電壓，而該減法電路係將該第一調節電壓與該參考電壓相減而產生該第二調節電壓。
  2. 依據申請專利範圍第1項所述之電壓調節模組，其中，該放大電路包括一第一運算放大器、一第一電阻、一第二電阻、一第三電阻及一第四電阻，該第一電阻跨接於該第一運算放大器的輸出端與反相端之間；該第二電阻 耦接於該第一運算放大器的非反相端與地之間；該第三電阻的一端與該第四電阻的一端分別耦接於該第一運算放大器的反相端與非反相端，而該第三電阻的另一端與該第四電阻的另一端接收該取樣電壓，並於該第一運算放大器的輸出端產生該第一調節電壓。
  3. 依據申請專利範圍第1項所述之電壓調節模組，其中，該減法電路包括一第二運算放大器、一第五電阻、一第六電阻、一第七電阻及一第八電阻，該第五電阻跨接於該第二運算放大器的輸出端與反相端之間；該第六電阻耦接於該第二運算放大器的非反相端與地之間；該第七電阻的一端與該第八電阻的一端分別耦接於該第二運算放大器的反相端與非反相端，而該第七電阻的另一端接收該第一調節電壓，該第八電阻的另一端接收該參考電壓，並於該第二運算放大器的輸出端產生該第二調節電壓。
  4. 依據申請專利範圍第1項所述之電壓調節模組，其中，該調節電路包括一第三運算放大器、一第九電阻、一第十電阻、一第十一電阻及一切換開關，該第九電阻的一端耦接該第三運算放大器的非反相端且另一端接收該第二調節電壓；該第三運算放大器的反相端接收該參考電壓；該切換開關、該第十電阻及該第十一電阻相串聯，且該第十電阻與該第十一電阻的連接處耦接該第三運算放大器的非反相端，該切換開關受該第三運算放大器的輸出端電壓所控制，並於該切換開關與該第十電阻的連 接處產生該準位電壓。
  5. 依據申請專利範圍第1項述之電壓調節模組，還包含一耦接於該轉換電路及該放大電路的取樣電路，用以針對該電壓轉換模組的輸出電流進行取樣而產生該取樣電壓。
  6. 依據申請專利範圍第5項所述之電壓調節模組，其中，該轉換電路還包括一第一電感及一第二電感，該第一電感、該第一功率開關及該第二功率開關相互串聯，該第二電感耦接該第一功率開關與該第二功率開關連接處，該取樣電路跨接於該第二電感兩端且包括一第一取樣電阻及一與該第一取樣電阻串聯的第一取樣電容，該第一取樣電容的兩端還耦接於該放大電路，且其跨壓係為該取樣電壓。
  7. 依據申請專利範圍第5項所述之電壓調節模組，其中，該轉換電路還包括一第一電感及一第二電感，該第一電感、該第一功率開關及該第二功率開關相互串聯，該第二電感耦接該第一功率開關與該第二功率開關連接處，該取樣電路跨接於該第一電感兩端且包括一第二取樣電阻及一與該第二取樣電阻串聯的第二取樣電容，該第二取樣電容兩端還耦接於該放大電路，且其的跨壓係為該取樣電壓。
  8. 依據申請專利範圍第5項所述之電壓調節模組，其中，該取樣電路係為一第三取樣電阻，且該轉換電路還包括一第一電感及一第二電感，該第一電感、該第一功率開 關及該第二功率開關相互串聯，該第二電感的一端耦接於該第一功率開關與該第二功率開關連接處，且該第二電感的另一端耦接於該第三取樣電阻，該第三取樣電阻的兩端還耦接於該放大電路，且其跨壓係為該取樣電壓。
  9. 依據申請專利範圍第5項所述之電壓調節模組，其中，該取樣電路係為一第四取樣電阻，且該轉換電路還包括一第一電感及一第二電感，該第四取樣電阻、該第一電感、該第一功率開關及該第二功率開關相互串聯，該第二電感耦接該第一功率開關與該第二功率開關連接處，該第四取樣電阻的兩端還耦接於該放大電路，且其跨壓係為該取樣電壓。
  10. 一種電源供應裝置，包含：一電源轉換模組，包含一轉換電路及一脈寬調變電路，該轉換電路包括相互串聯的一第一功率開關及一第二功率開關，該脈寬調變電路耦接於該轉換電路，且用以輸出一驅動訊號驅動該第一功率開關及該第二功率開關的啟閉，以產生一輸出電流；及一電壓調節模組，與該電源轉換模組耦接成一閉迴路，包括：一減法電路，取得一與該電源轉換模組的輸出電流有關的一第一調節電壓，並將該第一調節電壓與一參考電壓相減而產生一第二調節電壓；及一調節電路，耦接於該減法電路，該調節電路根據 該第二調節電壓產生一與該輸出電流成正比的準位電壓，使該脈寬調變電路根據該準位電壓對應調整該驅動訊號的電壓準位，進而使該驅動訊號的電壓準位隨著該輸出電流變化。
  11. 依據申請專利範圍第10項所述之電源供應裝置，其中，該電壓調節模組還包括一耦接於該電源轉換模組與該減法電路之間的放大電路，該放大電路取得一與該電源轉換模組的輸出電流有關的取樣電壓，並將該取樣電壓以一特定比例放大而產生該第一調節電壓，而該減法電路係將該第一調節電壓與該參考電壓相減而產生該第二調節電壓。
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