TWI410092B - Multiple Parametric Channel Estimation Method and One Channel Estimator for Orthogonal Frequency Division Multiplexing System - Google Patents

Multiple Parametric Channel Estimation Method and One Channel Estimator for Orthogonal Frequency Division Multiplexing System Download PDF

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Description

一正交分頻多工系統之多重符元通道估測方法及一通道估測器
本發明是有關於一種通道估測方法及一通道估測器，特別是指一種應用於一正交分頻多工系統之多重符元通道估測方法及一可實現該方法之通道估測器。
現今採用導引信號(Pilot signal)的技術以估測一正交分頻多工(Orthogonal Frequency Division Multiplexing,OFDM)系統之通道響應是一種相當常見的方法，也就是說，為了要估測一OFDM傳收系統之通道響應，有相當多的先前技術被提出，利用多種不同插入導引信號的方式，以利進行估測，例如：S.Chen and T.Yao等人於2004年在IEEE Trans.Consumer Electron,vol.50,no.2,pp.429-435,提出之「Intercarrier interference suppression and channel estimation for OFDM systems in time-varying frequency-selective fading channels」(以下稱為Chen通道估測法)、Y.Mostofi,and D.C.Cox等人於2005年在IEEE Trans.Wireless Commun.vol.4,no.2,pp.765-774提出之「ICI mitigation for pilot-aided OFDM mobile systems」(以下稱為Yasamin通道估測法)、Huang-Chang Lee,Chao-WeiChen,and Shyue-Win Wei等人於2010年在IEEE Transactions on Commun.,vol.58,no.3,pp.773-736提出之「Channel estimation for OFDM system with two training symbols aided and polynomial fitting」(以下稱為對稱訓練符時變通道估測 法)、Chao-Wei Chen and Shyue-Win Wei等人於18-21 April,2010年在Sydney,NSW所舉辦之IEEE Wireless Communications and Networking Conference(WCNC),pp.1-5提出「Channel estimation for OFDM systems with Asymmetric Pilot Symbols」(以下稱為非對稱訓練符時變通道估測法)等。
其中，Chen通道估測法與Yasamin通道估測法是在頻域上特定子載波內插入導引信號；Chen通道估測法是使用單一符元作為一觀察視窗(Window)，所以每次僅能估計一符元之通道響應(Channel response)，且因為使用一階多項式內插，必需付出高導引信號負載(Overhead)才能運作，而Yasamin通道估測法則是使用循環前置碼與符元中點信號作為內插訊息，其導引信號總數目必需限定某些與子載波數有關的特定數目，每次只估單一符元期間之通道響應；然而，這兩種方法在高速移動的環境下，由於資料載波會影響通道響應的估測，因而使得通道響應的估測準確度不佳。
此外，該對稱訓練符時變通道估測法，主要的作法是在頻域上該觀察窗口內的多數符元前後分別插入一全負載的導引信號，然後在兩導引信號之間傳送資料符元，而類似的，該非對稱訓練符時變通道估測法主要的作法是在頻域上該觀察窗口內的多數符元前插入一全負載的導引信號，而該觀察窗口內的多數符元後插入一信號負載較小的訓練信號，並在該導引信號及該訓練信號之間傳送資料符元 ，這兩種方法可以有效提高通道響應的估測準確度，但是，同時卻也會大幅提高導引信號負載，使得通道傳輸的效能降低。
因此，由上可知，目前的技術應用於該正交分頻多工系統的通道響應估測，正面臨如何兼顧可於高速行動中應用於一通訊系統及提高(或保持)該通訊系統傳輸效能之間陷入兩難，因此仍有相當程度的改善空間。
因此，本發明之目的，即在提供一種正交分頻多工系統之多重符元通道估測方法，適用於以一通道估測器估算多數個傳送信號符元經過一時變通道時的通道響應，其包含以下步驟：(A)組配該通道估測器，以接收多數個第一傳送信號符元及多數個第三接收信號符元，並得到一接收信號矩陣；(B)組配該通道估測器，以根據該等第一傳送信號符元，計算出多數個第一轉換矩陣，再集合該等第一轉換矩陣以得到一第二轉換矩陣；(C)組配該通道估測器，以根據該接收信號矩陣，及該第二轉換矩陣之虛擬反矩陣，計算出一多項式係數向量；及(D)組配該通道估測器，以根據該多項式係數向量，估算出該等傳送信號符元之所有傳送路徑的通道響應。
此外，本發明另外提供一種通道估測器，適用於估算 多數個傳送信號符元經過一時變通道時的通道響應，該通道估測器被組配後，得以完成該傳送信號系統之多重符元通道估測方法。
有關本發明之前述及其他技術內容、特點與功效，在以下配合參考圖式之一個較佳實施例的詳細說明中，將可清楚的呈現。
參閱圖1，一般而言，一個正交分頻多工(Orthogonal Frequency Division Multiplexing,OFDM)傳收系統1，其基本調變理論是利用一個N點快速傅立葉/反快速傅立葉(FFT/IFFT)轉換以切割每一個OFDM符元為N個相互正交(Orthogonal)之子載波。值得說明的是，為了維持N個子載波彼此間的正交性，每一個OFDM符元(Symbol)必須加上b個循環前置碼(Cyclic prefix,CP)，其中循環前置碼的數量b必需多到足以消除碼際干擾(Inter-symbol interference,ISI)。
當使用該OFDM傳收系統傳送一串列傳送信號X (k )時，經由一串列-並列(Serial to Parallel)轉換器11將該連續信號X (k )整合成N個第一傳送信號符元X m (即為一OFDM符元)，其中m表示第m個第一傳送信號符元且m =1,2,...N ；每一個第一傳送信號符元X m 欲傳送時，經由一反快速傅立葉(IFFT)轉換器12後可以得到一對應的第二傳送信號符元x m ，接著經由一個循環前置碼擴充器(Add CP extension)13將該時域信號x m 加入b個循環前置碼後形成一個對應的第三傳送信號符元s m ，然後再經由一個並列-串列(Parallel to Serial)轉換器14將N個第三傳送信號符元s m 轉換為一連續的第四傳送信號符元s m (n )，其中，n表示第n個第四傳送信號符元，並通過一時變通道g (n ,l ) 15傳送之，l 代表該時變通道15中第l 個傳送路徑。
假設該第四傳送信號符元s m (n )加入一雜訊訊號w m (n )之後，傳送至接收端時形成一連續的第一接收信號符元r m (n )，再經由一串列-並列轉換器16及一去循環前置碼擴充器(Delete CP extension)17處理之後，得到N個第二接收信號符元y m ，最後經由一快速傅立葉(FFT)轉換器18得到一第三接收信號符元Y m 。
該通道估測器(Channel Estimator)2接收該等第一傳送信號符元X m 及該等第三接收信號符元Y m 之後，即可估算出該時變通道15的通道響應(n ,l )。
參閱圖2，假設每一個傳送信號符元皆具有N個子載波，每M個第一傳送信號符元X m 作為一個觀察視窗(Window)時，由該通道估測器2對每一個觀察視窗進行通道響應估測，並且於該觀察視窗內的每一個第一傳送信號符元X m 之中插入Np個導引信號(Pilot signal)，所以每一個觀察視窗共有M×Np個導引信號，補充說明的是，一個觀察視窗內之導引信號數量與子載波數量的比值被定義為一導引信號負載(overhead)。
因此，本發明所提出的技術重點即在於：基於正規化都卜勒頻率(f d T )範圍，可彈性選擇該觀察視窗之大小(即M值可彈性選擇之)，而導引信號數量Np也可彈性選擇；此外，該等導引信號之插置位置p i 亦可自由選擇之，本發明串接該觀察視窗內所有第一傳送信號符元X m 的導引信號，以有效估測通道響應。以下先說明本發明之相關理論基礎。
假設當第m個傳送信號符元於該時變通道15傳送時，可以表示成g m (k ,)，其中k 代表一個第一傳送信號符元X m 內之取樣指標；因此g m (k ,)與g (n ,)之關係如(F .1)所示：
g m (k ,)=g (n ,).....(F .1)
其中，m =0,1,…,M -1，k =0,1,…,N -1，且n =k +m (N +L -1)+L -1。
因此，該第二傳送信號符元x m 經過該時變通道15傳送後，與該第二接收信號符元y m 的關係如(F .2)所示：
y m =G m x m +w m .....(F .2)
其中，G m 為一N ×N 時域通道矩陣，而G m 與g m (k ,)之關係如(F .3)所示：
為了分析頻域訊號，假設一個N ×N 的傅立葉轉換矩陣(Fourier transform matrix)F ，其第r列(row)第c行(column)之分量如下所示：
其中，r =0,1,…,N -1且c =0,1,…,N -1。
同理，反傅立葉轉換矩陣(Inverse Fourier transform matrix)F -1 其第r列(row)第c行(column)之分量為：
將(F .2)兩邊同時乘上(F .4)，可以得到如下：
Y m =H m X m +W m .....(F .6)
其中，Y m =F y m 、H m =FG m F -1 、W m =F w m 、及x m =F -1 X m ；而H m 為一個N ×N 的頻域通道矩陣。
假設第路徑之M個符元通道響應以一個Q階近似多項式表示如(F .7)：
其中，n =0,1,…,M (N +L -1)-1，且為Q個多項式係數之集合。
回復參閱圖1，若OFDM接收系統中的每一個第一傳送信號符元X m 之中插入Np個導引信號後，若一觀察視窗內第m個第一傳送信號符元為X m ，其導引信號配置如下所示：
且第p i 位置導引信號之對應的接收信號可表示如下：
其中i =0,1,…,N p -1，且一相位修正項(p i -p u )、一導引信號干擾量I m (p i )，及一第p i 子載波之雜訊分量W m (p i )分別定義如下：
由於第m個第一傳送信號符元X m 共有N p 個導引信號，因此(F .9)可以矩陣向量型式表示如下：
其中，假設導引信號間干擾量可以忽略不計，且一未知多項式係數向量C c 及一第一轉換矩陣(k ,l )分別表示如下：
C c =[c 0,0 c 0,1 …c 0, L -1 c 1,0 …c 1, L -1 …c Q ,0 …c Q , L -1 ] T .....(F .14)
而q代表第q次方項係數。
由於一個觀察視窗內共有M個向量矩陣方程式，將其合併可得到一接收信號矩陣Y c 如下：
Y c =H c C c +W c .....(F .16)
其中，Y c =[Y 0 …Y M-1 ] T 、W c =[W 0 …W M - 1 ] T 、及一第二轉換矩陣H c 為
特別強調的是，該第二轉換矩陣H c 中的每一矩陣元素皆是一第一轉換矩陣(k ,l )。
此外，假設OFDM訊號的功率大到足以忽略子載波的雜訊分量W c ，因此，該未知多項式係數向量C c 可以如下方式計算得到一多項式係數向量：
其中為H c 之虛擬反矩陣。
最後，將該多項式係數向量代入(F .7)，則可估計出該觀察視窗範圍內之所有L 個傳送路徑之通道響應如下：
其中，n =0,1,...,M (N +L -1)-1。
因此，參閱圖3，根據上述本發明之一較佳實施例包含以下步驟：步驟51是在每一個第一傳送信號符元X m 中插置多數個導引信號，其中該等導引信號之插置位置可以是隨機方式插置；步驟52是該通道估測器2接收該等第一傳送信號符元X m 及該等第三接收信號符元Y m ，以得到該接收信號矩陣Y c ；步驟53是該通道估測器2根據該等第一傳送信號符元X m ，利用(F .10)、(F .15)計算出每一個第一轉換矩陣(k ,l )，再 集合該等第一轉換矩陣(k ,l )以得到該第二轉換矩陣H c ；步驟54是該通道估測器2根據接收信號矩陣Y c ，及該第二轉換矩陣H c 之虛擬反矩陣，利用(F .18)計算出一多項式係數向量；及步驟55是該通道估測器2根據多項式係數向量，利用(F .19)估算出在觀察視窗範圍內之所有L 個傳送路徑之通道響應。
圖4~圖7是在訊雜比為45dB、不同導引信號負載時，在特定通道下(圖4~圖6是使用COST207通道、圖7是使用指數型(Exponential)通道)，本發明與先前技術之均方誤差值比較圖；不同條件下，本發明與該等先前技術隨著正規化都卜勒頻率(f d T )範圍變化之性能比較，其中，該等圖式之橫軸是正規化都卜勒頻率範圍，縱軸是雜訊的均方誤差值(Noise Mean Square Error,NMSE)，當該正規化都卜勒頻率越大時，代表OFDM傳收系統操作於較高速的應用中(例如：高速鐵路)，而在相同的正規化都卜勒頻率下，該雜訊均方誤差值越小代表性能越佳，值得說明的是，一般而言，當雜訊均方誤差值小於10-3 時，該通道估測技術可視為堪用。
值得說明的是，正規化都卜勒頻率為0.01時，代表該OFDM傳收系統操作在通道速率大約為時速40公里的時變通道中；正規化都卜勒頻率為0.05時，代表通道速率大約為時速200公里；正規化都卜勒頻率為0.1時，代表通道速率大約為時速400公里；正規化都卜勒頻率為0.15時，代 表通道速率大約為時速600公里；正規化都卜勒頻率為0.2時，代表通道速率大約為時速800公里。以現今陸面上的運輸工具來說，若是一通道估測技術在正規化都卜勒頻率為0.1以內時，其雜訊均方誤差值皆可小於10-3 ，則該通道估測技術即可被視為可以正常工作。
參閱圖4，可以發現Chen通道估測法在所有通道速率下的均方誤差值表現皆遠遠落後本發明，同時，在導引信號負載為1/4時，其均方誤差值大多都大於10-3 ，因此，Chen通道估測法幾乎無法在導引信號負載為1/4時正常工作，此外，當正規化都卜勒頻率大於0.15時，也就是當通道速率大於時速600公里時，可以觀察出本發明之均方誤差值已明顯優於對稱訓練符時變通道曲線估測法及非對稱訓練符時變通道曲線估測法。
參閱圖5，當導引信號負載變為更低的1/8時，由於Chen通道估測法已無法正常工作，因此不列入其均方誤差值，而觀察對稱訓練符時變通道曲線估測法及非對稱訓練符時變通道曲線估測法等先前技術的均方誤差值，可以發現，當正規化都卜勒頻率大於0.1時，也就是當通道速率大於時速400公里時，該等通道估測法的均方誤差值已明顯大於10-3 ，但本發明之均方誤差值仍明顯小於10-3 ，因此，本發明在應用於高速通道速率的表現上，的確是可以明顯優於該等先前技術。
參閱圖6，當導引信號負載變為更低的1/16時，由於Chen通道估測法已無法正常工作，因此不列入其均方誤差 值，而觀察對稱訓練符時變通道曲線估測法及非對稱訓練符時變通道曲線估測法等先前技術的均方誤差值，可以發現，當正規化都卜勒頻率大於0.05時，也就是當通道速率大於時速200公里時，該等通道估測法的均方誤差值已大約落在10-3 附近，但本發明之均方誤差值仍明顯小於10-3 (大約落在10-3 )，因此，該等先前技術若要在導引信號負載為1/16的情形下，應用於如高速鐵路等應用時，已相當吃力，但本發明卻仍可正常工作且維持相當優異的均方誤差值表現，所以，該等先前技術若是仍要使用於高速鐵路等應用時，就必須提高導引信號負載為1/8或是1/4，但如此一來，又會造成通道傳輸效率下降(因為必須插置更多的導引信號)，因此，在相同的應用(如：高速鐵路)上，本發明亦可得到較佳的通道傳輸效率。
參閱圖7，當導引信號負載變為更低的1/32時，且該時變通道更換為一指數型通道，可以觀察到本發明在正規化都卜勒頻率介於0.05~0.1之間(也就是通道速率介於時速200~400公里之間)，均方誤差值仍大約為小於10-3 或是在10-3 附近，因此，應用於一般運輸系統中仍可正常工作，但該等先前技術之均方誤差值皆已遠遠超過10-3 ，完全不可能使用。
因此，本發明應用於高速通道速率的表現上，的確是可以明顯優於該等先前技術，而且應用於相同的應用(如：高速鐵路)時，本發明往往可以得到較佳的通道傳輸效率，故綜上所述，確實能達成本發明之目的。
惟以上所述者，僅為本發明之較佳實施例而已，當不能以此限定本發明實施之範圍，即大凡依本發明申請專利範圍及發明說明內容所作之簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋之範圍內。
1．．．正交分頻多工傳收系統
11．．．串列-並列轉換器
12．．．反快速傅立葉轉換器
13．．．循環前置碼擴充器
14．．．並列-串列轉換器
15．．．時變通道
16．．．串列-並列轉換器
17．．．去循環前置碼擴充器
18．．．快速傅立葉轉換器
2．．．通道估測器
51~55．．．步驟
圖1是一正交分頻多工系統之系統方塊圖；
圖2是插置多數個導引信號之配置示意圖；
圖3是本發明之一較佳實施例之流程圖；
圖4是訊雜比為45dB、導引信號負載為1/4時，在COST207通道下，本發明與先前技術之均方誤差值比較圖；
圖5是訊雜比為45dB、導引信號負載為1/8時，在COST207通道下，本發明與先前技術之均方誤差值比較圖；
圖6是訊雜比為45dB、導引信號負載為1/16時，在COST207通道下，本發明與先前技術之均方誤差值比較圖；及
圖7是訊雜比為45dB、導引信號負載為1/32時，在指數型通道下，本發明與先前技術之均方誤差值比較圖。
51~55‧‧‧步驟

Claims (8)

  1. 一種正交分頻多工系統之多重符元通道估測方法，適用於以一通道估測器估算多數個傳送信號符元經過一時變通道時的通道響應，其包含以下步驟：(A)組配該通道估測器，以根據多數個傳送信號符元及多數個接收端所接收之接收信號符元，得到一接收信號矩陣，其中，每一傳送信號符元中具有多數個導引信號；(B)組配該通道估測器，以根據該等傳送信號符元，計算出多數個第一轉換矩陣，再根據該等第一轉換矩陣以得到一第二轉換矩陣；(C)組配該通道估測器，以根據該接收信號矩陣，及該第二轉換矩陣之虛擬反矩陣，計算出一多項式係數向量；及(D)組配該通道估測器，以根據該多項式係數向量，估算出該等傳送信號符元之所有傳送路徑的通道響應。
  2. 依據申請專利範圍第1項所述之正交分頻多工系統之多重符元通道估測方法，其中，在步驟(B)中，該第一轉換矩陣計算方式如下： 其中，(k ,l )代表一第一轉換矩陣、k 代表一個傳送信號符元內之取樣指標、l 代表該時變通道中第l 個傳送 路徑、X m 表示第m個傳送信號符元、q代表第q次方項係數、N p 為一傳送信號中導引信號的數量、p i 為第i 個位置上的導引信號、ω 為角頻率，而(p k -p i )為一相位修正項。
  3. 依據申請專利範圍第2項所述之正交分頻多工系統之多重符元通道估測方法，其中，在步驟(B)中，該第二轉換矩陣計算如下： 其中，H c 為該第二轉換矩陣。
  4. 依據申請專利範圍第1項所述之正交分頻多工系統之多重符元通道估測方法，其中，在步驟(C)中，該多項式係數向量計算如下： 其中，是該多項式係數向量、是該第二轉換矩陣H c 之虛擬反矩陣，及Y c 是該接收信號矩陣。
  5. 依據申請專利範圍第1項所述之正交分頻多工系統之多重符元通道估測方法，其中，在步驟(D)中，該等傳送信號符元之所有傳送路徑的通道響應計算如下： 其中，(n ,l )是該通道響應，c q,l 是第l 路徑上的q 次方項係數，及n是第n個傳送信號符元。
  6. 依據申請專利範圍第1項所述之正交分頻多工系統之多重符元通道估測方法，在步驟(A)之前還包含一步驟(E)是在每一個傳送信號符元中插置多數個導引信號。
  7. 依據申請專利範圍第6項所述之正交分頻多工系統之多重符元通道估測方法，其中，該等導引信號是以一隨機插置的方式，插入於每一個傳送信號符元中。
  8. 一種通道估測器，適用於估算多數個傳送信號符元經過一時變通道時的通道響應，該通道估測器被組配以完成申請專利範圍第1項至第5項中任一項所述之方法。
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