TWI631837B - 多重符元導向式共同通道估測與信號檢測法及其共同通道估測與信號檢測裝置 - Google Patents
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Abstract
本發明係揭露一種多重符元導向式共同通道估測與信號檢測法及其共同通道估測與信號檢測裝置。多重符元導向式共同通道估測與信號檢測法以連續多個導引符元(Pilot symbol)與資料符元(Data symbols)作為處理範圍觀察視窗，在觀察視窗內，以先粗估再精煉的方式，得到準確的通道估測結果。在粗估階段，根據觀察視窗上先前的估測結果，合併導引符元所估計的通道平均值，再結合時變通道曲線估測法，以得到初步估計通道；接著，在細調階段，利用粗估結果，在導引符元上消除符元間干擾(Inter-carrier interference,ICI)，以改善通道估計，此外，在資料符元上，進行資料信號檢測，將檢測到的資料視為滿秩導引信號(Full rank pilots)以估計其通道平均值；根據導引符元與資料符元上的通道估計值，結合時變通道曲線估測法，得到最終估測結果。
Description
本發明是有關於一種共同通道估測與檢測方法，特別是有關於一種多重符元導向式共同通道估測與信號檢測法及其共同通道估測與信號檢測裝置。
現今採用導引信號(Pilot signal)的技術以估測一多載波調變系統(Multi-carrier Modulation,MCM)系統之通道響應是一種相當常見的方法，也就是說，為了要估測一多載波調變傳收系統之通道響應，有相當多的先前技術被提出，利用多種不同插入導引信號的方式，以利近進行估測，例如：S.Chen and T.Yao等人於2004年在IEEE Trans.Consumer Electron,vol.50,no.2,pp.429-435，提出之「Intercarrier interference suppression and channel estimation for OFDM systems in time-varying frequency-selective fading channels」(以下稱為Chen估測法)、Y.Mostofi,and D.C.Cox等人於2005年在IEEE Trans.Wireless Commun.vol.4,no.2,pp.765-774提出之「ICI mitigation for pilot-aided OFDM mobile systems」(以下稱為Mostofi估測法)、Huang-Chang Lee,Chao-Wei Chen,and Shyue-Win Wei等人於2010年在IEEE Transactions on Commun.,vol.58,no.3,pp.773-736提
出之「Channel estimation for OFDM system with two training symbols aided and polynomial fitting」(以下稱為對稱訓練估測法)、Chao-Wei Chen and Shyue-Win Wei等人於18-21 April,2010年在Sydney,NSW所舉辦之IEEE Wireless Communications and Networking Conference(WCNC),pp.1-5提出「Channel estimation for OFDM systems with Asymmetric Pilot Symbols」(以下稱為非對稱訓練估測法)、Hussein Hijazi與Laurent Ros在IEEE Transactions on Vehicular Technology,Vol.58,No.1,pp.140-151,Jan.2009提出之「Polynomial estimation of time-varying multipath gains with intercarrier interference mitigation in OFDM systems」(以下稱為Hijazi估測法)、Kyungchul Kwak,Sungeun Lee,Hyunkee Min在IEEE Transactions on Wireless Communications,Vol.9,No.10,pp.3155-3165,Oct.2010所提之「New OFDM Channel Estimation with Dual-ICI Cancellation in Highly Mobile Channel」(以下稱為Kwak估測法)、魏學文、詹益鎬、顏廷儒之發明專利(中華民國發明專利號I 41009)「一正交分頻多工系統之多重符元通道估測方法及一通道估測器」(以下稱為Wei估測法)。
其中，Chen通道估測法是使用單一符元作為一觀察視窗(Window)，所以每個符元內都必須傳送導引信號，每次僅能估計一符元之通道響應(Channel response)，且因為使用一階多項式內插，必需付出高導引信號負載(Overhead)才能運作。Mostofi估測法的第I型是使用前後相鄰符元循環前置碼估計現有符元上通道的一階多項式通道模型，每次估計單一符元期間之通道響應；Mostofi估測法的第II型與Kwak估測法，是考慮現有符元與其前後相鄰符元，在這三個符元中點位置的通道平均值，連接其平均值以得到在現有符元上的兩個線性片段線通道估計，此方法每次估計單一符元期間之通道響應，
同樣地，並且每個符元內都必須傳送導引信號；Hijazi估測法是考慮現有符元與其前面數個已經完成估測的相鄰符元，根據所有這些符元的中點位置的通道平均值所形成的多項式通道模型，估計多項式通道係數，以估計現有符元上的通道，然而，同樣地，此方法每次估計單一符元期間之通道響應，並且每個符元內都必須傳送導引信號。
此外，對稱訓練估測法，主要的作法是在頻域上該觀察窗口內的多重資料符元之前與後分別插入一全負載的導引符元；而非對稱訓練估測法主要的作法是在頻域上該觀察窗口內由一全負載的的導引符元、多個資料符元、及一導引符元所組成，而該觀察窗口內的多數符元後插入一信號負載較小的訓練信號，並在該導引信號及該訓練信號之間傳送資料符元，這兩種方法可以有效提高通道響應的估測準確度，但是，同時卻也會大幅提高導引信號負載，使得通道傳輸的效能降低；Wei估測法希望在觀察窗口內降低導引信號負載的情況下，可以在高速移動通訊環境中，能準確提高通道響應的估測準確度，因此窗口內的每個都必須傳送導引信號。
因此，由上可知，目前的技術應用於該正交分頻多工系統的通道響應估測，正面臨如何兼顧可於高速行動中應用於一通訊系統及提高(或保持)該通訊系統傳輸效能之間陷入兩難，因此仍有相當程度的改善空間。
有鑑於上述習知之問題，本發明的目的在於提供一種多重符元導向式共同通道估測與信號檢測法及其共同通道估測與信號檢測裝置，用以解決習知技術中所面臨之問題。
基於上述目的，本發明係提供一種多重符元導向式共同通道估測與信號檢測法，適用於以一多重符元導向式共同通道估測與信號檢測裝置估算多重符元所歷經之時變通道時的通道響應，該多重符元導向式共同通道估測與信號檢測法包含以下步驟：(A)組配該多重符元導向式共同通道估測與信號檢測裝置，以接收導引符元或資料符元，將多重個接收到的符元形成估計視窗與觀察視窗；(B)組配該多重符元導向式共同通道估測與信號檢測裝置，且計算R矩陣；(C)組配該多重符元導向式共同通道估測與信號檢測裝置，根據觀察視窗中導引符元上的導引信號，且計算Bm矩陣；(D)組配該多重符元導向式共同通道估測與信號檢測裝置，觀察視窗中之所有導引符元，且計算導引符元之Am；(E)組配該多重符元導向式共同通道估測與信號檢測裝置，使用前次估計視窗最後一個符元通道的部分估計結果，堆疊該結果與所有導引符元上的，且建立P0矩陣；(F)組配該多重符元導向式共同通道估測與信號檢測裝置，且計算T0、計算U0、估計觀察視窗區間的多項式通道係數及估計觀察視窗區間的時變通道；(G)組配該多重符元導向式共同通道估測與信號檢測裝置，細調導引符元，使用迭代式干擾消除的信號檢測程序以獲得準確的檢測結果，依此結果移除因資料信號在導引信號子載波上的干擾量，且估計Am’的結果；(H)組配該多重符元導向式共同通道估測與信號檢測裝置，細調導引符元，且構建P0矩陣，再計算多項式通道係數，進而計算通道；(I)組配該多重符元導向式共同通道估測與信號檢測裝置，細調資料符元，從中取出其對應通道，且建立其對應之頻域輸入輸出關係式，並使用迭代式干擾消除檢測資料信號；(J)組配該多重符元導向式共同通道估測與信號檢測裝置，細調資料符元所歷經之通道估計，根據偵測出的資料信號視為虛擬導引信號，且
計算B矩陣，再估出資料符元所對應通道之Am；以及(K)組配該多重符元導向式共同通道估測與信號檢測裝置，在細調最後階段，且組配U矩陣及組配T矩陣，且堆疊與所有符元之Am形成P矩陣，再估出多項式通道係數，進而得到估計視窗內所有符元歷經的通道。
較佳地，在步驟(B)中，計算R矩陣，該矩陣分量R(k,v)之計算方式如下：
其中，R且R(k,v)
較佳地，在步驟(C)中，計算Bm矩陣，該矩陣分量Bm(k,v)之計算方式如下：
其中，
其中，Bm 、符號．為內積運算、k Ωp,m、v=0,1,...,L-1、R 、Xm’
其中，在步驟(D)中，Am之計算方式為：
其中，在步驟(E)中，建立P0矩陣之方法如下：
較佳地，在步驟(F)中，計算T0、計算U0、估計觀察視窗區間的多項式通道係數、及估計觀察視窗區間的時變通道：其中，
及
其中，l=0,1,...,L-1、T0為Mp×Mp矩陣、U0為(Q0+1)×(Nc+2)Ns矩陣、、、l=0,1,...,L-1、Q0=Mp-1、T0 -1為T0的反矩陣、且U0 T為U0的轉置矩陣。
較佳地，在步驟(G)中，執行迭代式干擾消除的信號檢測程序，移除導引信號子載波上的干擾量，並依估計Am，其計算方式分別陳列如下：執行迭代式干擾消除的信號檢測程序：
(0)初始化階段、and Ym 0=Ym、令i=0；(1)計算Pm並獲得αm；(2)由j=αm(i)，擷取Ei與YK i；(3)檢測Xm i(j)；(4)執行Ym i+1之干擾消除；以及(5)若i=N-1代表檢測完畢；否則，令i=i+1、清除之第j行、返回步驟(2)；移除導引信號子載波上的干擾量：
其中，sp代表導引信號子載波位置向量、sd代表導引信號子載波位置向量、為對應於資料子載波位置的檢測信號、Ym,P為對應於導引信號子載波位置的接收信號、代表擷取通道矩陣中所有導引信號子載波的列與所有資料信號子載波的行位置；以及估計Am：
較佳地，在步驟(H)中，建立P0矩陣，計算多項式通道係數，進而計算通道，其計算方式分別陳列如下：重新建立P0：
計算多項式通道係數：
計算通道：
其中，、、l=0,1,...,L-1。
較佳地，在步驟(I)中，從中取出其對應通道，建立其對應之頻域輸入輸出關係式，使用迭代式干擾消除檢測資料信號，其計算方式分別陳列如下：從中取出其對應傳送資料符元時之通道：
其中，n=-Ng,-Ng+1,...,N-1、l=0,1,...,L-1；其對應頻域輸入輸出關係式為：
其中，
執行迭代式干擾消除的信號檢測程序：(0)初始化階段、and Ym 0=Ym、令i=0；(1)計算Pm並獲得αm；
(2)由j=αm(i)，擷取Ei與YK i；(3)檢測出；(4)執行Ym i+1之干擾消除；(5)若i=N-1代表檢測完畢；否則，令i=i+1、清除之第j行、
返回步驟(2)。
較佳地，在步驟(J)中，計算B矩陣，估出資料符元所對應通道之Am，其計算方式分別陳列如下：計算B矩陣：
其中，為步驟I偵測出的資料信號，本發明將視為虛擬導引信號；以及計算Am：
較佳地，在步驟(K)中，計算U矩陣，計算T矩陣，建立P矩陣，估出多項式通道係數，進而得到估計視窗內所有符元歷經的通道，其計算方式分別陳列如下：計算U矩陣：
計算T矩陣：
建立P矩陣：
估計多項式通道係數：
計算估計視窗內所有符元歷經的通道：
基於上述目的，本發明再提供一種多重符元導向式共同通道估測與信號檢測裝置，適用於估算多重符元經過一時變通道時的通道響應，多重符元導向式共同通道估測與信號檢測裝置被組配以完成多重符元導向式共同通道估測與信號檢測法。
10‧‧‧傳送器
11、21‧‧‧串列轉並列轉換器
12‧‧‧反離散傅立葉轉換器
13‧‧‧循環前置運算器
14、26‧‧‧並列轉串列轉換器
15‧‧‧時變通道
16‧‧‧可加性雜訊
20‧‧‧接收器
22‧‧‧去循環前置運算器
23‧‧‧離散傅立葉轉換器
24‧‧‧信號檢測器
25‧‧‧通道估測器
A至K‧‧‧步驟
第1圖係為多子載波調變傳收系統之方塊圖。
第2圖係為觀察視窗內的每一個符元之中插入np個導引信號之示意圖。
第3圖係為本發明之多重符元導向式共同通道估測與信號檢測法之流程圖。
第4圖係為本發明之多重符元導向式共同通道估測與信號檢測法及其共同通道估測與信號檢測裝置之觀察任一通道實際路徑與經過估計結果在粗估與細調的現象之第一示意圖。
第5圖係為本發明之多重符元導向式共同通道估測與信號檢測法及其共同通道估測與信號檢測裝置之觀察任一通道實際路徑與經過估計結果在粗估與細調的現象之第二示意圖。
第6圖係為本發明之多重符元導向式共同通道估測與信號檢測法及其共同通道估測與信號檢測裝置之NMSE與BER效能之第一示意圖。
第7圖係為本發明之多重符元導向式共同通道估測與信號檢測法及其共同通道估測與信號檢測裝置之NMSE與BER效能之第二示意圖。
第8圖係為本發明之多重符元導向式共同通道估測與信號檢測法及其共同通道估測與信號檢測裝置之NMSE與BER效能之第三示意圖。
為利貴審查員瞭解本發明之特徵、內容與優點及其所能達成之功效，茲將本發明配合圖式，並以實施例之表達形式詳細說明如下，而其中所使用之圖式，其主旨僅為示意及輔助說明書之用，未必為本發明實施後之真實比例與精準配置，故不應就所附之圖式的比例與配置關係解讀、侷限本發明於實際實施上的權利範圍。
本發明之優點、特徵以及達到之技術方法將參照例示性實施例及所附圖式進行更詳細地描述而更容易理解，且本發明或可以不同形式來實現，故不應被理解僅限於此處所陳述的實施例，相反地，對所屬技術領域具有通常知識者而言，所提供的實施例將使本揭露更加透徹與全面且完整地傳達本發明的範疇，且本發明將僅為所附加的申請專利範圍所定義。
有關本發明之前述及其他技術內容、特點與功效，在以下配合參考圖式之一個較佳實施例的詳細說明中，將可清楚的呈現。
請參閱第1圖，其係為多子載波調變傳收系統之方塊圖。如圖所示，為一個多載波調變(Multi-carrier modulation,MCM)系統，其基本調變理論是利用一個N點離散傅立葉/離散反傅立葉(DFT/IDFT)轉換以切割一個寬頻通道至N個相互正交(Orthogonality)之子載波，為了維持N個子載波彼此間的正交性，每一個符元必須加上CP，其中CP的長度為Ng點，其中Ng必需大於通道的延遲擴散(Delay spread)，因而一個符元區間傳送的點數為Ns=Ng+N。
由第1圖，當使用該傳送器10傳送一串列傳送信號X(k)時，經由一串列轉並列(Serial to Parallel)轉換器11將該傳送信號X(k)連續輸入後每N個子載波即構成為一個頻域符元X，而每一個頻域符元X經由一反離散傅立葉(IDFT)轉換器12後可以得到一對應的時域符元x，接著經由一個循環前置運算器13將該時域符元x加入GI個循環前置後形成一個傳輸符元s(Transmission symbol)，然後再經由一個並列轉串列(Parallel to Serial)轉換器14將傳輸符元s轉換為序列型態送入通道。為了方便信號處理，在數學上一般習之方法皆使用一時變通道矩陣G 15來表示時變通道，並受到的可加性雜訊z 16之干擾。在考慮了循環前置的效應之後，接收端信號y可以簡單表示為：y=Gx+z (1)
其中，時域符元x可以以一個列向量表示：x=[x(0)x(1)...x(N-1)]T、接收端信號y=[y(0)y(1)...y(N-1)]T、可加性雜訊z=[z(0)z(1)...z(N-1)]T、時變通道矩陣G是由時變通道響應gl(k)所構成
其中時變通道響應gl(k)可經由取樣時變通道的時域與延遲擴散而得，其中k代表一個符元內之取樣指標，l代表該時變通道15中第l個傳送路徑k取樣指標，L為時變通道15之總路徑數，而且k=0,1,...,N-1且l=0,1,...,L-1。該接收器20包括一串列轉並列轉換器21、一去循環前置運算器22、一離散傅立葉轉換器23、一信號檢測器24、一通道估測器25及一並列轉串列轉換器26。當每一傳輸信號Sm(n)通過該時變通道15且受到可加性雜訊16後到達該接收器20時，該串列轉並列轉換器21及該去循環前置運算器22分別對到達該接收端20的每一信號進行串列轉並列轉換及去循環前置處理，以得到一時域接收信號符元y，該離散傅立葉轉換器23將每一時域接收信號符元y轉換成一頻域接收符元Y，該信號檢測器24根據通道估測器25與頻域接收符元Y得到一頻域傳送符元估計值Xest，該並列轉串列轉換器26將每一頻域傳送信號符元估計值Xest轉換為一串列傳送信號估計值Xest(k)。
以下先說明本實施例之相關理論基礎，令一個N×N的傅立葉轉換矩陣(Fourier transform matrix)F，其第r列(row)第c行(column)之分量為：
其中，r=0,1,...,N-1且c=0,1,...,N-1。同樣，令一個N×N反傅立葉轉換矩陣(Inverse Fourier transform matrix)F-1，其第r列第c行之分量為：
將式(F1)兩邊同時乘上式(F3)，可以得到該頻域接收符元Y，如下式所示：Y=HX+Z (5)
其中，Y=Fy=[Y(0)Y(1)...Y(N-1)]T、X=Fx=[X(0)X(1)...X(N-1)]T、Z=Fz=[Z(0)Z(1)...Z(N-1)]T、及H=FGF-1為一N×N頻域通道矩陣、由(1)(2)(3)(4)(5)，根據代換可知H中之任一分量為
請參閱第2圖，其係為觀察視窗內的每一個符元之中插入np個導引信號之示意圖。如圖所示，本發明即設計通道估測器25，其要一次估計含連續傳送Nc個符元所歷經的時變通道，稱此連續Nc個符元區間為估計視窗，此連續Nc個傳送符元表示為Xw=[X0 T X1 T...XNc-1 T]T，其中估計視窗內的第一個符元X0為導引符元，接著的Nc-1個符元X1 T X2 T...XNc-1 T可以全部是資料符元，或是資料符元與導引符元交互穿插；其對應估計視窗的時域傳送符元xw=[x0 T x1 T...xNc-1 T]T。
若系統子載波數為N，每個導引符元X0之中插入np個導引信號，剩餘的N-np個子載波為資料信號；本發明的通道估測器25即以其相對應估計視窗的接收符元Yw=[Y0 T Y1 T...YNc-1 T]T與其導引信號資訊來估計時變通道；其對應估計視窗的時域接收符元yw=[y0 T y1 T...yNc-1 T]T。
為獲得準確的估計，本發明在通道估測器25中擴增觀察範圍至Nc+2個接收符元Ye=[Y-1 T Y0 T Y1 T...YNc-1 T YNc T]T的區間所形成的觀察視窗，在此
觀察視窗的第1個接收符元Y-1 T為前一次估計視窗的最後一個接收符元，而最後一個符元YNc T為下一個估計視窗的第1個接收的導引符元，而中間的Nc個接收符元為前述Yw；其對應觀察視窗的時域接收符元ye=[y-1 T y0 T...yNc T]T。
在傳送端，與觀察視窗Ye所對應的傳送符元為Xe=[X-1 T X0 T X1 T...XNc-1 T XNc T]T，傳送符元X-1 T為前一次估計視窗的最後一個傳送符元，而最後一個符元XNc T為下一個估計視窗的第1個傳送出的導引符元，而中間的Nc個傳送符元為前述Xw；其對觀察視窗的時域傳送符元xe=[x-1 T x0 T...xNc T]T。
對於多重路徑通道，相對應估計視窗區間內之第l路徑通道響應為gw,l=[g0,l g1,l...gNc-1,l]，其中gm,l=[gm,l(-Ng)gm,l(-Ng+1)...gm,l(N-1)]且m=0,1,...,Nc-1；另外，相對應觀察視窗區間之第l路徑通道響應為ge,l=[g-1,l g0,l g1,l...gm,l...gNc-1,l gNc,l]，其中gm,l=[gm,l(-Ng)gm,l(-Ng+1)...gm,l(N-1)]且m=-1,0,1,...,Nc-1,Nc，通道g-1,l為前一次估計視窗傳送最後一個符元X-1 T所歷經的通道，通道gNc,l為下一次估計視窗所傳送第一個符元XNc T所歷經的通道。
對於雜訊而言，對應連續Nc個符元的估計視窗區間之雜訊為Zw=[Z0 T Z1 T...ZNc-1 T]T；而與觀察視窗所對應之雜訊為Ze=[Z-1 T Z0 T Z1 T...ZNc-1 T ZNc T]T。
參閱(2)，將ym取代y、xm取代x、zm取代z、gm,l(k)取代gl(k)、且Gm取代G，可得y m=G m x m+z m (7)
其中
參閱(5)，將Ym取代Y、Xm取代X、Zm取代Z、且Hm取代H，可得Y m=H m X m+Z m (9)
其中，估計視窗之m=0,1,...,Nc-1、觀察視窗之m=-1,0,1,...,Nc，並且根據(6)可知
一個估計視窗內之導引信號數量與子載波數量的比值被定義為一導引信號負載(overhead)；因此，若估計視窗內共有Nc個符元，故總子載波數為NNc，若估計視窗內共有t個導引符元，並假設每個導引符元內有np個導引信號，因此共有tnp個導引信號，故本發明之導引信號負載為tnp/(NNc)。
以下先說明本發明之相關理論基礎，考慮在觀察視窗區間第m個傳送符元歷經第l路徑之通道響應，若該路徑以其平均值來代表，則可以表示為gm,l(n)=am,l(n-n0)0 (11)
其中，m=-1,0,...,Nc、n=mNs-Ng,mNs-Ng+1,...,mNs+N-1、n0為每個符元位置中心點、且am,l為平均值。
參閱圖2，在觀察視窗中若第m個符元為導引符元，並在此導引符元中插入np個導引信號，其餘為nd個資料信號，即np+nd=N，令其導引信號配置於子載波位置的集合為
Ωp,m={pm,i|i=0,1,…,np-1} (12)
令其資料信號配置於子載波位置的集合為Ωd,m={dm,i|i=0,1,…,nd-1} (13)
其中pm,i與dm,i是介於0與N-1之間的整數，並且。
參閱(9)(10)與(11)，進行代換後，考慮導引子載波可得Y m,p=B m A m+Z m,p (14)
其中，、Am=[am,0am,1...am,L-1]T、、與Bm ，並且
及
其中，符號．表示內積運算(Inner product)、k Ωp,m、v=0,1,...,L-1、R、Xm’、R(k,v)並且其分量為
因此，由最小平方法，可估出
其中，符號+為虛擬反矩陣。
本發明以觀察視窗區間之訊息，找到估計視窗區間內之通道響應，假設在觀察視窗區間內第l路徑之通道響應可以表示為Qf階多項式通道模型
其中n=-Ng,-Ng+1,...,N-1、cq,l為第l路徑之q階多項式通道係數。
由(19)知，本發明在估計出cq,l後即可得到，首先進行粗估，然後進行細調。在粗估階段，首先考慮觀察視窗內的所有導引符元，假設觀察視窗內共有Mp-1個導引符元，若第m符元為導引符元，根據(17)，計算；再來，由前一次估計視窗得到的結果，取出最後一個符元所歷經通道估計值位於符元中心位置n0的結果，即取得值；接著，堆疊與所有Mp-1個導引符元上的，得到
其中，符號T為轉置矩陣運算。
若P0 ，則
其中、 、l=0,1,...,L-1、Q0=Mp-1、T0 -1為T0的反矩陣、且T0為Mp×Mp矩陣：
因此，可得到初步階段任意第l路徑通道之估計為
其中，l=0,1,...,L-1、U0為(Q0+1)×(Nc+2)Ns矩陣
接著，在細調階段，本發明首先利用導引符元上歷經通道的粗估結果，消除導引信號之干擾後，重新估計其通道平均值，進而改善通道；接著在資料符元上，進行資料信號偵測，將此偵測到的資料信號視為滿秩導引信號(Full rank pilots)以估計其通道平均值；最後，根據導引符元、資料符元所估計的通道平均值，與前一次估計視窗上在最後符元的估計結果，可得到最終結果。
考慮觀察視窗內的所有導引符元上的干擾消除，若第m符元為導引符元，將粗估通道取出其相對應之通道
其中，l=0,1,...,L-1、n=-Ng,-Ng+1,...,N-1。
參閱(5)與(6)，可知其對應頻域輸入輸出關係式為
其中
再來，本發明進行信號進行檢測，為獲得準確的檢測結果，信號檢測過程將考慮干擾消除。
為求說明方便，以下一些向量與矩陣的構成表示方式將借助Matlab程式描述型態：例如，對於矩陣A；A(i：j,k：l)代表從A矩陣中擷取自第i列至第j列與自第k行至第l行所形成的子矩陣；A(i,：)與A(：,j)分別表示擷取A的第i列與第j行；A(i：j,k)表示一個行向量，其從A的第k行中，擷取自第i列至第j列。
本發明執行信號檢測採用迭代方式，首先進行子載波能量遞減排序作為迭代的依序，令功率向量Pm為
令αm為依Pm降冪排序之子載波指標向量，αm(i)=j表示執行迭代至第i次時將檢測第j個子載波信號，為方便說明，在此以上標i表示執行第i次迭代，在初始狀態時，設定i=0、、與Ym 0=Ym；在此以第i次迭代來說明，即考慮αm(i)=j，則檢測第j個子載波信號如下
其中，Q[.]代表QAM信號決策、在此可採用主對角線向左與向右K個相鄰子載波的干擾範圍，即，取出及YK i=、(Ei)r +代表(Ei)+的第r列。
且r與j之對應關係為
當完成第j個子載波信號後，便可以將第j個子載波信號造成其它子載波的干擾進行補償，即
由於第j個子載波信號造成的干擾已經完成補償，於是移除；根據以上程序，我們可以重複以上過程直到所有信號完成檢測。其過程可以歸納如下：
0)初始化階段、and Ym 0=Ym、令i=0.
1)計算Pm並獲得αm
2)由j=αm(i)，擷取Ei與YK i
3)檢測Xm i(j)
4)執行Ym i+1之干擾消除
5)若i=N-1代表檢測完畢；否則，令i=i+1、清除之第j行、返回步驟2)
在完成信號檢測之後，檢測的資料信號可以用來消除在導引信號子載波上的干擾量
其中，令sp代表導引信號子載波位置向量、sd代表導引信號子載波位置向量、為對應於資料子載波位置的檢測信號、Ym,P為對應於導引信號子
載波位置的接收信號、代表擷取通道矩陣中所有導引信號子載波的列與所有資料信號子載波的行位置。
因此，本發明消除資料子載波在導引信號子載波上的干擾後獲得，根據(18)，可得到新的Am估計值
根據(20)，重新建立P0
參閱(21)(22)(23)(24)(36)，可估出更新後時變通道為
其中，為更新後的多項式通道係數
並且、 、l=0,1,...,L-1。
到目前為止，觀察視窗內之所有資料符元所對應的通道是由導引符元所估之通道內插而得；為求改善資料符元所對應的通道，接著我們進行資料符元的通道改善，考慮在觀察視窗內之任意第m符元為資料符元，從中取出其對應通道為
其中n=-Ng,-Ng+1,...,N-1、l=0,1,...,L-1。
參閱(5)與(6)，可知其對應頻域輸入輸出關係式為
其中
接著檢測資料信號，本發明在資料符元上採用迭代方式執行信號檢測，同先前方法，首先進行子載波能量遞減排序作為迭代的依序，令功率向量Pm為
令αm為依Pm降冪排序之子載波指標向量，αm(i)=j表示執行迭代至第i次時將檢測第j個子載波信號，為方便說明，在此以上標i表示執行第i次迭代，在初始狀態時，設定i=0、、與Ym 0=Ym；在此以任意第i次迭代來說明，即考慮αm(i)=j，則檢測第j個子載波信號如下
其中，本發明可採用主對角線向左與向右K個相鄰子載波的干擾範圍，即取出與、此外，(Ei)r +代表(Ei)+的第r列、還有，u值依照(29)規範、v值依照(30)規範、及r與j之對應關係依照(30)規範。
當完成第j個子載波信號後，便可以將第j個子載波信號造成其它子載波的干擾進行補償，即
由於第j個子載波信號造成的干擾已經完成補償，於是移除；根據以上程序，我們可以重複以上過程直到所有信號完成檢測。其過程可以歸納如下：
0)初始化階段、and Ym 0=Ym、令i=0.
1)計算Pm並獲得αm
2)由j=αm(i)，擷取Ei與YK i
3)檢測出
4)執行Ym i+1之干擾消除
5)若i=N-1代表檢測完畢；否則，令i=i+1、清除之第j行、返回步驟2)
參閱(14)，本發明將所有檢測出資料信號視為虛擬導引信號，得到Y m=B m A m+Z m (45)
其中，根據(15)計算R與可以計算
因此，根據(18)，觀察視窗內的任何資料符元可估出
最後步驟，根據(20)，由於觀察視窗內的所有符元都已經被估計出來了，因此我們可以堆疊與所有得
最後，本發明可以得到估計視窗內所有符元歷經的通道
其中，為多項式通道係數
U為(Qf+1)×NcNs矩陣
並且、、l=0,1,...,L-1、Qf=Nc+1、T-1為T的反矩陣、且T為(Nc+2)×(Nc+2)矩陣：
請參閱第3圖，其係為本發明之多重符元導向式共同通道估測與信號檢測法之流程圖。如圖所示，本發明之多重符元導向式共同通道估測與信號檢測法，適用於以一多重符元導向式共同通道估測與信號檢測裝置估算多重符元所歷經之時變通道時的通道響應，該多重符元導向式共同通道估測與信號檢測法包含以下步驟：(A)組配該多重符元導向式共同通道估測與信號檢測裝置，以接收導引符元或資料符元，將多重個接收到的符元形成估計視窗與觀察視窗；(B)組配該多重符元導向式共同通道估測與信號檢測裝置，依(17)，計算R矩陣；(C)組配該多重符元導向式共同通道估測與信號檢測裝置，根據觀察視窗中導引符元上的導引信號，依(15)，計算Bm矩陣；(D)組配該多重符元導向式共同通道估測與信號檢測裝置，觀察視窗中之所有導引符元，依(18)，計算導引符元之Am；(E)組配該多重符元導向式共同通道
估測與信號檢測裝置，使用前次估計視窗最後一個符元通道的部分估計結果，堆疊該結果與所有導引符元上的，依(20)，建立P0矩陣；(F)組配該多重符元導向式共同通道估測與信號檢測裝置，依(22)計算T0、依(24)計算U0、依(21)估計觀察視窗區間的多項式通道係數、及依(23)估計觀察視窗區間的時變通道；(G)組配該多重符元導向式共同通道估測與信號檢測裝置，細調導引符元，使用迭代式干擾消除的信號檢測程序以獲得準確的檢測結果，依此結果與(34)，移除因資料信號在導引信號子載波上的干擾量，依(35)估計Am’的結果；(H)組配該多重符元導向式共同通道估測與信號檢測裝置，細調導引符元，根據(36)構建P0矩陣，再由(38)計算多項式通道係數，進而根據(37)計算通道；(I)組配該多重符元導向式共同通道估測與信號檢測裝置，細調資料符元，從中取出其對應通道，由(40)與(41)建立其對應之頻域輸入輸出關係式，根據(42)(43)與(44)式，使用迭代式干擾消除檢測資料信號；(J)組配該多重符元導向式共同通道估測與信號檢測裝置，細調資料符元所歷經之通道估計，根據(43)所偵測出的資料信號視為虛擬導引信號，根據(46)計算B矩陣，再根據(47)估出資料符元所對應通道之Am；以及(K)組配該多重符元導向式共同通道估測與信號檢測裝置，在細調最後階段，根據(51)組配U矩陣，根據(52)組配T矩陣，根據(48)堆疊與所有符元之Am形成P矩陣，再根據(50)估出多項式通道係數，進而由(49)得到估計視窗內所有符元歷經的通道。
在步驟(B)中，計算R矩陣，該矩陣分量R(k,v)之計算方式如下：
其中，R且R(k,v)
在步驟(C)中，計算Bm矩陣，該矩陣分量Bm(k,v)之計算方式如下：
其中，
其中，Bm 、符號．為內積運算、k Ωp,m、v=0,1,...,L-1、R 、Xm’
在步驟(D)中，Am之計算方式為：
在步驟(E)中，建立P0矩陣之方法如下：
在步驟(F)中，計算T0、計算U0、估計觀察視窗區間的多項式通道係數、及估計觀察視窗區間的時變通道：其中，
及
其中，l=0,1,...,L-1、T0為Mp×Mp矩陣、U0為(Q0+1)×(Nc+2)Ns矩陣、、、l=0,1,...,L-1、Q0=Mp-1、T0 -1為T0的反矩陣、且U0 T為U0的轉置矩陣。
在步驟(G)中，執行迭代式干擾消除的信號檢測程序，移除導引信號子載波上的干擾量，並依估計Am，其計算方式分別陳列如下：執行迭代式干擾消除的信號檢測程序：(0)初始化階段、and Ym 0=Ym、令i=0；(1)計算Pm並獲得αm；(2)由j=αm(i)，擷取Ei與YK i；(3)檢測Xm i(j)；
(4)執行Ym i+1之干擾消除；以及(5)若i=N-1代表檢測完畢；否則，令i=i+1、清除之第j行、返回步驟(2)；移除導引信號子載波上的干擾量：
其中，sp代表導引信號子載波位置向量、sd代表導引信號子載波位置向量、為對應於資料子載波位置的檢測信號、Ym,P為對應於導引信號子載波位置的接收信號、代表擷取通道矩陣中所有導引信號子載波的列與所有資料信號子載波的行位置；以及估計Am：
在步驟(H)中，建立P0矩陣，計算多項式通道係數，進而計算通道，其計算方式分別陳列如下：重新建立P0：
計算多項式通道係數：
計算通道：
其中，、、l=0,1,...,L-1。
在步驟(I)中，從中取出其對應通道，建立其對應之頻域輸入輸出關係式，使用迭代式干擾消除檢測資料信號，其計算方式分別陳列如下：從中取出其對應傳送資料符元時之通道：
其中，n=-Ng,-Ng+1,...,N-1、l=0,1,...,L-1；其對應頻域輸入輸出關係式為：
其中，
執行迭代式干擾消除的信號檢測程序：(0)初始化階段、and Ym 0=Ym、令i=0；(1)計算Pm並獲得αm；(2)由j=αm(i)，擷取Ei與YK i；(3)檢測出；(4)執行Ym i+1之干擾消除；(5)若i=N-1代表檢測完畢；否則，令i=i+1、清除之第j行、返回步驟(2)。
在步驟(J)中，根據(46)計算B矩陣，再根據(47)估出資料符元所對應通道之Am，其計算方式分別陳列如下：計算B矩陣：
其中，為步驟I偵測出的資料信號，本發明將視為虛擬導引信號；以及計算Am：
在步驟(K)中，計算U矩陣，計算T矩陣，建立P矩陣，估出多項式通道係數，進而得到估計視窗內所有符元歷經的通道，其計算方式分別陳列如下：
計算U矩陣：
計算T矩陣：
建立P矩陣：
估計多項式通道係數：
計算估計視窗內所有符元歷經的通道：
此外，本發明再提供一種多重符元導向式共同通道估測與信號檢測裝置，適用於估算多重符元經過一時變通道時的通道響應，多重符元導向式共同通道估測與信號檢測裝置被組配以完成多重符元導向式共同通道估測與信號檢測法。
而，本發明之多重符元導向式共同通道估測與信號檢測裝置的詳細說明以及實施方式已於前面敘述本發明之多重符元導向式共同通道估測與信號檢測法時描述過，在此為了簡略說明便不再贅述。
承上述，本發明提出一個適用於多載波調變(Multi-carrier Modulation,MCM)系統之多重符元導向式(Multi-symbol oriented)共同通道估測與信號檢測法，其極適合用於高速行動寬頻信號傳輸環境中，能以低的導引信號負載(Overhead)估出多重符元所歷經的時變通道。此方法是以連續多個導引符元(Pilot symbol)與資料符元(Data symbols)作為處理範圍窗口，以先粗估再精煉的方式得到準確的通道估測結果。其是根據前一窗口的估測結果，合併現在窗口上接收到的導引信號結合時變通道曲線估測法，可得到初步估計通道，接著消除符元間干擾(Inter-carrier interference,ICI)，進一步檢測導引符元內的傳送資料，使得導引信號所歷經的通道初估結果得以改善，資料符元所歷經的通道由
初估改善結果內插而得，本發明利用在資料符元中所偵測得的信號推估部分通道，更進一步細調通道，使得通道估計更準確，並使信號檢測結果。本發明之特色在於以多重符元作為觀察視窗，在每個導引符元中僅需插入少數導引信號(Pilots)，利用接收到的導引信號結合時變通道曲線內插以求出通道變化曲線之係數，再進而計算觀察窗口內之所有符元通道響應；本發明在極高的正規化都卜勒頻率(Doppler frequency)下，仍可在低導引信號負載下(Overhead)得到高準確度的通道估測。
舉例說明，請參閱第4至8圖；第4圖係為本發明之多重符元導向式共同通道估測與信號檢測法及其共同通道估測與信號檢測裝置之觀察任一通道實際路徑與經過估計結果在粗估與細調的現象之第一示意圖；第5圖係為本發明之多重符元導向式共同通道估測與信號檢測法及其共同通道估測與信號檢測裝置之觀察任一通道實際路徑與經過估計結果在粗估與細調的現象之第二示意圖；第6圖係為本發明之多重符元導向式共同通道估測與信號檢測法及其共同通道估測與信號檢測裝置之NMSE與BER效能之第一示意圖；第7圖係為本發明之多重符元導向式共同通道估測與信號檢測法及其共同通道估測與信號檢測裝置之NMSE與BER效能之第二示意圖；第8圖係為本發明之多重符元導向式共同通道估測與信號檢測法及其共同通道估測與信號檢測裝置之NMSE與BER效能之第三示意圖。如圖所示，在特定COST207 BU通道環境下，傳送QPSK信號，假設最大通道總數為L=50，多子載波調變系統工作在載波頻率為2.5GHz、頻寬5MHz、子載波數N=512且CP的長度為Ng=N/8=64。本發明可測試不同正規化都卜勒頻率(fdT)的系統效能。在此環境下，當fdT=0.1、0.075、與0.05時，其行動速度分別約為400Km/hr、300Km/hr、與200Km/hr。
如第4圖所示，其在fdT=0.1且訊雜比為40dB時，當Nc=2、np=N/2=256，t=1，換言之，導引信號負載為1/4，觀察任一通道實際路徑與經過本發明估計結果在粗估與細調的現象，第4圖(a)為通道實部，第4圖(b)為通道虛部，由圖可看出，在低導引信號負載(1/4)情況下，粗估結果明顯與實際通道相差較遠，而細調結果則獲得明顯改善。
如第5圖所示，其在fdT=0.1且訊雜比為40dB時，當Nc=2、np=N/4=128，t=1，換言之，導引信號負載為1/8，觀察任一通道實際路徑與經過本發明估計結果在粗估與細調的現象，第5圖(a)為通道實部，第5圖(b)為通道虛部，由圖可看出，在極低的導引信號負載(Overhead=1/8)情況下，粗估結果明顯與實際通道相差較遠，在此情況下，經過本發明的細調之後，估測效果仍獲得明顯改善。
如第6圖所示，其是在fdT=0.1時，當Nc=2、np=N/4=128，t=1，換言之，導引信號負載為1/8之條件下之效能表現，第6圖(a)為NMSE，第6圖(b)平均位元錯誤率(Eit-error-rate,BER)，由圖可看出，在極低的導引信號負載(Overhead=1/8)情況下，粗估結果明顯與實際通道相差較遠，在此情況下，經過本發明的細調之後，估測效果仍獲得明顯改善。
如第7圖所示，其是在fdT=0.075時，當Nc=2、np=N/4=128，t=1，換言之，導引信號負載為1/8之條件下之效能表現，第6圖(a)為NMSE，第6圖(b)平均位元錯誤率(Eit-error-rate,BER)，由圖可看出，在極低的導引信號負載(Overhead=1/8)情況下，粗估結果明顯與實際通道相差較遠，在此情況下，經過本發明的細調之後，估測效果仍獲得明顯改善。
如第8圖所示，其是在fdT=0.05時，當Nc=2、np=N/4=128，t=1，換言之，導引信號負載為1/8之條件下之效能表現，第6圖(a)為NMSE，第6圖(b)平均位元錯誤率(Eit-error-rate,BER)，由圖可看出，在極低的導引信號負載(Overhead=1/8)情況下，粗估結果明顯與實際通道相差較遠，在此情況下，經過本發明的細調之後，估測效果仍獲得明顯改善。
因此，由實驗結果得知，本發明以低的導引信號負載可以在較寬範圍的fdT可以得到很好的效能，特別是應用於高速通道速率(如：高速鐵路)的表現上，發現所提方法之具體成效包括：1.估計窗口內導引符元僅需分配少量載送導引信號即可得到很好的結果；2.可一次估計出估計窗口內所有符元之通道響應；3.估計窗口內不須要每個符元都置放導引符元；4.本發明特別適合用於多路徑高速移動環境中，例如第四代行動通訊系統；5.在高速移動環境中，本發明可提供良好之傳輸效能，故綜上所述，確實能達成本發明之目的，因此本發明可適用於高移動速度的傳輸系統中，例如在高速鐵路上運作LTE-A系統，因此可能有興趣的授權對象為通訊IC設計業者。
本發明之目的，即在提供一種多載波調變系統之多重符元通道估測方法，適用於以一通道估測器估算多重符元經過一時變通道時的通道響應；我們希望提出的方法與既有之估測法比較，具有如下優點：
1.Chen估測法、Mostofi估測法、Kwak估測法、與Hijazi估測法每次估計單一符元通道響應；而本發明之觀察窗口內可涵蓋多個以上的符元數，即多重符元之觀察窗口，因此本發明可一次估計出觀察窗口時間尺度之通道響應。
2.Chen估測法、Mostofi估測法、Kwak估測法、Hijazi估測法、與Wei估
測法，以上方法必須每個符元內都必須傳送導引信號，而本發明則不受此限，並且使此方法所需之導引信號負載可以大幅降低。
3.Mostofi估測法、Kwak估測法、與Hijazi估測法，等方法之第一個子載波限定必須放置導引信號。而本發明在導引符元上置放導引信號的位置可自由選擇之。
4.對稱訓練估測法與非對稱訓練估測法，在其估測窗口內至少有一個全負載之導引信號，使得導引信號負載極高；而本發明估測窗口內由非全負載的導引符元與資料符元所組成，使得導引信號負載降低。
以上所述之實施例僅係為說明本發明之技術思想及特點，其目的在使熟習此項技藝之人士能夠瞭解本發明之內容並據以實施，當不能以之限定本發明之專利範圍，即大凡依本發明所揭示之精神所作之均等變化或修飾，仍應涵蓋在本發明之專利範圍內。
Claims (9)
- 一種多重符元導向式共同通道估測與信號檢測方法，適用於以一多重符元導向式共同通道估測與信號檢測裝置估算多重符元所歷經之時變通道時的通道響應，該多重符元導向式共同通道估測與信號檢測方法包含以下步驟：(A)組配該多重符元導向式共同通道估測與信號檢測裝置，以接收導引符元或資料符元，將多重個接收到的符元形成估計視窗與觀察視窗；(B)組配該多重符元導向式共同通道估測與信號檢測裝置，且計算R矩陣；(C)組配該多重符元導向式共同通道估測與信號檢測裝置，根據觀察視窗中導引符元上的導引信號，且計算Bm矩陣；(D)組配該多重符元導向式共同通道估測與信號檢測裝置，觀察視窗中之所有導引符元，且計算導引符元之Am；(E)組配該多重符元導向式共同通道估測與信號檢測裝置，使用前次估計視窗最後一個符元通道的部分估計結果，堆疊該結果與所有導引符元上的，且建立P0矩陣；(F)組配該多重符元導向式共同通道估測與信號檢測裝置，且計算T0、計算U0、估計觀察視窗區間的多項式通道係數及估計觀察視窗區間的時變通道；(G)組配該多重符元導向式共同通道估測與信號檢測裝置，細調導引符元，使用迭代式干擾消除的信號檢測程序以獲得準確的檢測結果，依此結果移除因資料信號在導引信號子載波上的干擾量，且估計Am’的結果； (H)組配該多重符元導向式共同通道估測與信號檢測裝置，細調導引符元，且構建P0矩陣，再計算多項式通道係數，進而計算通道；(I)組配該多重符元導向式共同通道估測與信號檢測裝置，細調資料符元，從中取出其對應通道，且建立其對應之頻域輸入輸出關係式，並使用迭代式干擾消除檢測資料信號；(J)組配該多重符元導向式共同通道估測與信號檢測裝置，細調資料符元所歷經之通道估計，根據偵測出的資料信號視為虛擬導引信號，且計算Bm矩陣，再估出資料符元所對應通道之Am；以及(K)組配該多重符元導向式共同通道估測與信號檢測裝置，在細調最後階段，且組配U矩陣及組配T矩陣，且堆疊與所有符元之Am形成P矩陣，再估出多項式通道係數，進而得到估計視窗內所有符元歷經的通道；其中，R矩陣係為觀察視窗內載波與時間取樣點相關性矩陣、Bm矩陣係為觀察視窗內之載波信標矩陣、Am係為觀察視窗區間內之第m個符元之通道平均值向量、係為觀察視窗區間內之第m個符元之通道平均值估計向量、P0矩陣係為視窗估計通道整備矩陣、T0係為觀察視窗內符元中點階數矩陣、U0係為觀察視窗內取樣階數矩陣、P矩陣係為估計通道整備矩陣。
- 如申請專利範圍第1項所述之多重符元導向式共同通道估測與信號檢測方法，其中在步驟(B)中，計算R矩陣，該矩陣分量R(k,v)之計算方式如下：
- 如申請專利範圍第1項所述之多重符元導向式共同通道估測與信號檢測方法，其中在步驟(C)中，計算Bm矩陣，該矩陣分量Bm(k,v)之計算方式如下：
- 如申請專利範圍第1項所述之多重符元導向式共同通道估測與信號檢測方法，其中在步驟(F)中，計算T0、計算U0、估計觀察視窗區間的多項式通道係數、及估計觀察視窗區間的時變通道：其中，
- 如申請專利範圍第1項所述之多重符元導向式共同通道估測 與信號檢測方法，其中在步驟(G)中，執行迭代式干擾消除的信號檢測程序，移除導引信號子載波上的干擾量，並依估計Am，其計算方式分別陳列如下：執行迭代式干擾消除的信號檢測程序：(0)初始化階段、and Ym 0=Ym、令i=0；(1)計算Pm並獲得αm；(2)由j=αm(i)，擷取Ei與YK i；(3)檢測Xm i(j)；(4)執行Ym i+1之干擾消除；以及(5)若i=N-1代表檢測完畢；否則，令i=i+1、清除之第j行、返回步驟(2)；移除導引信號子載波上的干擾量：
- 如申請專利範圍第1項所述之多重符元導向式共同通道估測與信號檢測方法，其中在步驟(H)中，建立P0矩陣，計算多項 式通道係數，進而計算通道，其計算方式分別陳列如下：重新建立P0：
- 如申請專利範圍第1項所述之多重符元導向式共同通道估測與信號檢測方法，其中在步驟(I)中，從中取出其對應通道，建立其對應之頻域輸入輸出關係式，使用迭代式干擾消除檢測資料信號，其計算方式分別陳列如下：從中取出其對應傳送資料符元時之通道：
- 如申請專利範圍第1項所述之多重符元導向式共同通道估測與信號檢測方法，其中在步驟(J)中，計算B矩陣，估出資料符元所對應通道之Am，其計算方式分別陳列如下：計算B矩陣：
- 如申請專利範圍第1項所述之多重符元導向式共同通道估測與信號檢測方法，其中在步驟(K)中，計算U矩陣，計算T矩陣，建立P矩陣，估出多項式通道係數，進而得到估計視窗內所 有符元歷經的通道，其計算方式分別陳列如下：計算U矩陣：
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| TW106114504A TWI631837B (zh) | 2017-05-02 | 2017-05-02 | 多重符元導向式共同通道估測與信號檢測法及其共同通道估測與信號檢測裝置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| TW106114504A TWI631837B (zh) | 2017-05-02 | 2017-05-02 | 多重符元導向式共同通道估測與信號檢測法及其共同通道估測與信號檢測裝置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| TWI631837B true TWI631837B (zh) | 2018-08-01 |
| TW201843958A TW201843958A (zh) | 2018-12-16 |
Family
ID=63959923
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| TW106114504A TWI631837B (zh) | 2017-05-02 | 2017-05-02 | 多重符元導向式共同通道估測與信號檢測法及其共同通道估測與信號檢測裝置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| TW (1) | TWI631837B (zh) |
Citations (7)
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| Yih-Haw Jan, "Low Complexity Channel Estimation in Fast Time-Varying Channels for OFDM Systems", 網際網路技術學刊17卷4期, 2016-07 |
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| Zijian Tang ; Rocco Claudio Cannizzaro ; Geert Leus ; Paolo Banelli, "Pilot-Assisted Time-Varying Channel Estimation for OFDM Systems", IEEE Transactions on Signal Processing, Volume: 55,Issue: 5, May 2007 |
Also Published As
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|---|---|
| TW201843958A (zh) | 2018-12-16 |
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