TWI397712B - 於衛星導航接收器中抑制多重路徑誤差的方法與裝置 - Google Patents

於衛星導航接收器中抑制多重路徑誤差的方法與裝置 Download PDF

Info

Publication number
TWI397712B
TWI397712B TW099112102A TW99112102A TWI397712B TW I397712 B TWI397712 B TW I397712B TW 099112102 A TW099112102 A TW 099112102A TW 99112102 A TW99112102 A TW 99112102A TW I397712 B TWI397712 B TW I397712B
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
signal
calculating
delay
doppler frequency
cumulative power
Prior art date
Application number
TW099112102A
Other languages
English (en)
Other versions
TW201107778A (en
Inventor
米凱爾 科羅斯多夫
亞歷山卓 費朵托夫
尼克萊 米凱洛夫
比傑 賈
Original Assignee
開曼晨星半導體公司
晨星法國有限公司
晨星軟體研發（深圳）有限公司
晨星半導體股份有限公司
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 開曼晨星半導體公司, 晨星法國有限公司, 晨星軟體研發（深圳）有限公司, 晨星半導體股份有限公司 filed Critical 開曼晨星半導體公司
Publication of TW201107778A publication Critical patent/TW201107778A/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI397712B publication Critical patent/TWI397712B/zh

Links

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S19/00—Satellite radio beacon positioning systems; Determining position, velocity or attitude using signals transmitted by such systems
    • G01S19/01—Satellite radio beacon positioning systems transmitting time-stamped messages, e.g. GPS [Global Positioning System], GLONASS [Global Orbiting Navigation Satellite System] or GALILEO
    • G01S19/13—Receivers
    • G01S19/22—Multipath-related issues
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S19/00—Satellite radio beacon positioning systems; Determining position, velocity or attitude using signals transmitted by such systems
    • G01S19/38—Determining a navigation solution using signals transmitted by a satellite radio beacon positioning system
    • G01S19/39—Determining a navigation solution using signals transmitted by a satellite radio beacon positioning system the satellite radio beacon positioning system transmitting time-stamped messages, e.g. GPS [Global Positioning System], GLONASS [Global Orbiting Navigation Satellite System] or GALILEO
    • G01S19/52—Determining velocity

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Remote Sensing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Position Fixing By Use Of Radio Waves (AREA)

Description

於衛星導航接收器中抑制多重路徑誤差的方法與裝置
本發明係關於一種衛星無線導航，特別是關於一種在全球導航衛星系統(Global Navigating Satellite System，GNSS)的導航接收器中求得多重路徑情況下之準距離(pseudo-range)與準速度(pseudo-velocity)的方法與裝置。
目前，世界上已經存在數種全球導航衛星系統。已上線運作的系統有美國的全球定位系統(Global Positioning System，GPS)，俄羅斯的全球導航衛星系統(Global Navigating Satellite System，GLONASS)，歐洲太空總署建構中的伽利略(Galileo)系統，以及中國的北斗系統。本發明可應用於上述或其他全球導航衛星系統的導航接收器。
在都市高樓形成的峽谷中，會導致導航接收器頻繁地失去與衛星間的視線(line-of-sight)路徑，接收訊號的功率也因此而變弱或消失。在此類情況下，傳統中利用延遲鎖定迴路與頻率鎖定迴路的閉迴路(close-loop)自動訊號追蹤常會受到干擾。
以開迴路(open-loop)追蹤衛星訊號的方法，如美國專利US6633255「Open-Loop Tracking」，則可描述如下： 針對每一衛星，根據導航解計算延遲預測與都卜勒頻率量測；形成一二維(兩維度分別為延遲與都卜勒頻率)功率網格(power grid)，使其中心由預測值定義；針對前述預測求得修正值，並以修正值與預測值的加總作為延遲與都卜勒頻率的測量值。此種追蹤技術可確保低訊雜比下的運作。
當導航解存在時，在開迴路追蹤技術中失去部份衛星的訊號並不會造成重大影響；也就是說，量測仍需建立於至少三到四個衛星。
來自直接路徑與反射路徑的訊號會導致延遲與都卜勒頻率的誤差。圖1示意多重路徑訊號傳播影響測量的例子：如圖1a所示，針對一個靜止的接收器，或是一個沿著與反射面平行方向移動的接收器，只會發生延遲量測誤差，因為由直接路徑與反射路徑至同一衛星的距離變化率是相同的。
如圖1b所示，若接收器沿指向反射面的方向移動，延遲測量的誤差會被加總至都卜勒頻率測量的誤差，因為由直接路徑與反射路徑至同一衛星的距離變化率會是相異的。
已有一些方法用以在反射路徑存在的情況下降低準距離量測的誤差，如：運用窄相關(Theory and Performance of Narrow Correlator Spacing in a GPS receiver.A.J.van Dierendonck,Pat Fenton,Tom Ford.Journal of The Institute of Navigation,Vol.39,No.3,1992.)、根據準亂數序列(pseudo-random sequence，PRN)的訊號副本計算自相關 函數(autocorrelation function，ACF)的選通方法(美國專利US7436356，申請日2006年3月24日)，基於自相關函數的前緣計算跨越前緣與後緣片段並對自相關函數取樣加以權重的方法(美國專利US7436356，申請日2006年3月24日)。這些方法可實現於低成本、大量生產的接收器中以降低準距離的誤差，但精確度卻不夠高。
此外，也有些減輕多重路徑的方法是針對多重路徑的訊號進行最佳化運算，以運用最大概度(maximum likelihood)量測直接與反射路徑的訊號參數。估計最佳值並將反射訊號由接收器排除即可實現反射訊號的抑制。這些方法應用在高成本的大地接收器，需要昂貴的硬體才能實現。
以適應性天線陣列抑制反射路徑訊號的技術需要多個接收天線，也需要對這些天線接收的訊號進行額外的處理，增加消費設備的複雜程度。
與本發明相近的解決方案見於美國專利US6031881，公開於2000年2月2日。此技術的缺點包括：必須儲存輸入訊號的取樣值，必須以高頻執行量化(針對GPS，其取樣率需達20MHz)，也必須對取樣值進行即時(real-time)處理。因此，必須具備高容量記憶體與高速訊號處理才能實現此種技術。
此習知技術的另一缺點是受限的累積時間。累積時間受限的原因是接收訊號會被發送訊號中導航訊息的未知資料位元所調變(在GPS與GLONASS中是每間隔20 ms發生)，使接收的載波訊號功率C與雜訊功率N0間的比率會 有下限的限制；在1 Hz頻帶中，此比率C/N0需大於30 dB Hz。
本發明的目的之一是消除多重路徑對延遲與都卜勒頻率測量的影響，並提出一種能有效應用於弱訊號且在實現時不需龐大運算能量的方法。重要技術特徵有：提供位元同步下形成的累積功率網格，建立概度函數排除干擾因素以抑制多重路徑誤差。
本發明解決方案如下。
本發明可為一種於衛星導航接收器(簡稱接收器)中抑制多重路徑誤差的方法，衛星導航接收器包含搜尋複數導航衛星的訊號、由各衛星接收並處理複變訊號(complex signal)、以一追隨開迴路追蹤訊號並基於直接訊號與反射訊號的延遲與都卜勒頻率測量值決定該衛星導航接收器的座標、速度與準確時間的步驟，依據下列描述：
根據複數個導航參數計算延遲與都卜勒頻率的預測值以根據延遲與都卜勒頻率定向一二維的累積功率網格，此累積功率網格係依據對複變訊號的接收與處理所形成，而該些導航參數包括接收器的座標、速度、準確時間，以及根據測量到的時間與接收到的衛星星曆所求得的衛星運動資訊。在形成累積功率網格的各元素時，本發明會在一同調累積時段中進行複變訊號加總，此一同調累積時段同步於一給定衛星的資料位元，同調累積時段長短符合一位元 長度。基於對累積功率網格的處理，包括對累積功率網格的中心化，即可為延遲與都卜勒頻率的預測值計算修正值，並計算預測值與修正值的加總以作為延遲與都卜勒頻率的測量值。然後，便可對測量值外插一預設時間並計算出準距離與準速度的測量值，並根據對所有衛星所求得的測量值決定接收器的座標與速度。
在計算延遲與都卜勒頻率的修正值時，包含：利用中心化的累積功率網格計算單一路徑的修正值；判斷多重路徑是否發生，若為肯定的，則利用複數個權重改進該修正值。利用該些權重改進修正值時，係基於一中心化的累積功率向量形成一概度函數，並根據概度函數的全域極大值改進修正值。
在第一實施例中，在基於中心化的累積功率向量形成概度函數時，包含下列子步驟：利用複數個權重向量而為每一累積功率向量計算複數個加權總和，使這些權重向量對應直接訊號與反射訊號的延遲預測值；針對該些權重向量的兩兩純量內積所形成的矩陣求出反矩陣；並根據前述兩子步驟的結果計算出二次形式的概度函數。
在第二實施例中，當基於中心化的累積功率向量形成概度函數時，包含下列子步驟：針對每一累積功率向量，利用複數個取決於直接訊號與反射訊號延遲的單範正交向量計算複數個加權總和，並計算這複數個加權總和的平方總和以求出概度函數。
為降低都卜勒頻率量測誤差所形成的概度函數可同理類推。
在第一例中，形成概度函數包含下列子步驟：利用複數個權重向量而為每一累積功率向量計算複數個加權總和，使這些權重向量對應直接訊號與反射訊號的都卜勒頻率預測值；針對該些權重向量的兩兩純量內積所形成的矩陣求出反矩陣；並根據前述兩子步驟的結果計算出二次形式的概度函數。
在第二例中，形成概度函數包含下列子步驟：針對每一累積功率向量，利用複數個取決於直接訊號與反射訊號都卜勒頻率的單範正交向量計算複數個加權總和，並計算這複數個加權總和的平方總和以求出概度函數。
為讓本發明之上述和其他目的、特徵和優點能更明顯易懂，下文特舉較佳實施例，並配合所附圖式，作詳細說明如下。
以下揭露本發明的一種實施例。
圖2的方塊圖示意一種以開迴路系統進行追蹤的全球導航衛星系統接收器(亦稱為導航接收器或接收器)。
在此導航接收器中，訊號處理分成類比(單元1)與數位(單元2與3)兩部份。在數位訊號處理中，有一部分需要高速計算，但不需處理複雜演算法，可由一數位極大尺度(digital very large scale)積體電路(下稱數位VLSI電路)2來進行。另一部份需動用複雜演算法但只需低速計算，則可由一程式化處理器3來執行。
射頻無線電電磁波訊號由一天線(2.1)接收、轉換為電子訊號並放大。然後，步驟2.2進行類比射頻轉換，也就是將射頻轉換為中頻，並在時間軸上進行類比訊號的離散取樣，亦對訊號位準進行量化。步驟2.3用一振盪器取得一參考頻率，用以進行射頻轉換與離散取樣。然後，在步驟2.4，數位訊號會以頻率降轉(frequency downconversion)的方式進行數位轉移。為達此目的，數位訊號被轉移至一預設頻帶頻譜界定下最接近頻率0的位置，並依據奈奎斯頻率(Nyquist frequency)降轉。此訊號X(ti)是一數位複變訊號，其數位內容量有限，對記憶體資源的角度來說十分經濟。此訊號中疊加性的混合了從各衛星接收到的訊號與雜訊。接下來，此複變訊號X(ti)會被用於步驟2.5，以形成並中心化一累積功率網格Z(亦稱為網格或功率網格)。此外，延遲與都卜勒頻率預測值P=(τp,fp)T(P為預測值向量，τp為延遲的預測值，fp則是都卜勒頻率的預測值)、網格中各元素相對於預測值的延遲偏移量{△τn}與都卜勒頻率偏移量{△f l }都會被用於網格的形成。
然後，在步驟2.6中，基於中心化的累積功率網格Z，便可計算延遲與都卜勒頻率(相對於預測值)的修正值△Φ=(△τp,△fp)T，其中，△τp為延遲的修正值，△fp則為都卜勒頻率的修正值。
在步驟2.7中，前述求出的修正值會和延遲與都卜勒頻率的預測值加總，以求出延遲與都卜勒頻率的測量值：Φ=P+△Φ；其中Φ=(τ,f)T即是由延遲τ與都卜勒頻率f的測量值所形成的測量值向量。
將上述求出的測量值Φ與衛星軌跡及速度(衛星星曆)綜合在一起，便能在步驟2.8中決定接收器的位置、速度與時間(譬如說是根據延遲與都卜勒頻率測量值而以標準的方法計算出準距離與準速度)。根據求出的座標、速度與時間，以及衛星軌跡及速度的資料，就可在步驟2.9中計算延遲與都卜勒頻率的預測值P。
步驟2.3與2.4可於類比部份1中進行，步驟2.4與2.5在數位VLSI電路2中進行，步驟2.6至2.9則由程式化處理器3進行。
當1Hz頻帶中的載波功率與雜訊功率C/N0>10 dB Hz(C為載波功率，N0為雜訊功率)，本發明開迴路追蹤技術可確保弱訊號下的安全運作。
在累積功率網格中為足標n與k形成一解析單位(bin)的流程圖示於圖3(n代表延遲的解析單位足標，k代表都卜勒頻率的解析單位足標)。
在步驟3.1中，一字碼混合器(code mixer)將複變訊號取樣值乘上一字碼的實數副本值： 其中：X n (1) (t i )為第n個字碼混合器輸出的複變訊號；X(ti)為步驟2.4輸出的複變訊號的取樣值；i為複變訊號取樣的足標；ti=δ*i為第i個訊號取樣的時間；δ為訊號取樣的時間間隔； Cp(t)是時間t時的訊號字碼副本值；τn mix=τp+△τn為第n個字碼混合器的副本訊號延遲；τp為延遲預測值；△τn為第n個字碼混合器的延遲偏移量；fp為都卜勒頻率的預測值；F為載波的射頻頻率。
一載波混合器(步驟3.2)將字碼混合器3.1輸出的複變訊號乘以一複變指數： 其中：X n l (2) (t i )為第n個字碼混合器、第l個載波混合器輸出的複變訊號；j為單位虛數；f l mix =f p +△f l 為第l個載波混合器的都卜勒頻率值；f p 為都卜勒頻率的預測值；△f l 為第l個載波混合器的頻率偏移量。
在一段與一給定衛星的資料位元同步的同調累積時段T coh =N coh *δ中，其中同調累積的時間與位元長度相匹配(對GPS與GLONASS而言，位元長度例如是20 ms)，同調累積器(亦稱同調積分器，步驟3.3)將複變訊號加總起來： 其中：X (3) n l (t p )為第p個同調累積時段中同調積分器的輸出； tp=δ*Ncoh*p為第p個同調累積時段的時間；Ncoh是在同調累積時段中複變訊號的取樣總數。
針對同調積分器輸出的複變訊號，一功率計算單元(步驟3.4)計算複變訊號的模數(絕對值)的平方： 其中：Z (4) n l (t p )為第p個同調累積時段對應的實數訊號功率；Re()、Im()為分別為一複變訊號的實數部份與虛數部份。
由於同調積分器輸出的複變訊號X (3) n l (t p )與資料位元同步，此訊號的功率不會受訊號中資料正負號的影響。
一非同調累積器(亦稱非同步積分器，步驟3.5)在一非同調累積時段T inc =T coh *N inc 中將功率累加在一起： 其中：Z n l 為非同步積分器針對一非同調累積時段所輸出的訊號功率；N inc 則是非同調累積時段中實數訊號功率內的取樣總數。
針對其他相對於預測值的延遲偏移量△τn與都卜勒頻率偏移量△f l ，累積功率網格中的每一元素都可用相似的步驟計算。圖4即是舉例說明多重路徑訊號接收下所形成的累積功率網格；若接收的訊號是只影響延遲的反射訊號(見圖1a)，其所對應的累積功率網格會有所不同。
前述計算出來的累積功率(累積功率網格)中包括了 訊號功率與雜訊功率的加總。未知的雜訊功率成為一項干擾的因素。為排除累積雜訊，累積功率網格中不包含訊號的部份會用來補償雜訊功率，即為中心化。
對應同一都卜勒頻率下的一個訊號峰值，圖5示意的是中心化前後的累積功率網格。在累積功率網格中，延遲值小於直接訊號延遲的對應元素會被用來進行中心化。
中心化的流程示於圖6。中心化是針對累積功率網格中不包含訊號的部份將各解析單位加以平均，即步驟6.1；再由累積功率網格的其他(或所有)元素中將平均所得的雜訊功率減去，即步驟6.2。
一開始，觀察一峰值訊號頻率下累積功率向量隨訊號副本延遲的變化情形，可考慮一統計模型。
對應峰值訊號頻率f l max ，累積功率網格的中心化向量Z的模型可表述為：Z=P(τ)θ(a,△φ)+ξ， (6)其中，Z=(z l 1 ,z l 2 ...,z l N )T為中心化後累積功率向量，對應於同一峰值訊號頻率下的所有延遲量；N為同一頻率下功率網格元素的總數；τ=(τ0,τ1...,τK)T為直接訊號與反射訊號延遲所形成的向量，足標k=0對應於直接訊號；K+1為路徑的總數；a=(a0,a1,...,aK)T是由來自直接與反射路徑的訊號的振幅所形成的向量；△φ=(△φ1,△φ2...,△φK)T是來自直接與反射路徑訊號的訊號 的相位差所形成的向量，其中(△φκ=φκ-φ0)；P(τ)=(R 00 ,R 01 ,...,R 0K ,R 11 ,R 12 ,...,R 1K ,R KK )是一個維度為(N*((K+1)*(K+2)/2))的矩陣，取決於直接路徑訊號的延遲τ0與各反射路徑訊號的延遲τ1,τ2,...,τK；R km 是由累積功率網格元素與第k條路徑及第m條路徑的訊號自相關函數乘積所形成的向量，其定義為：R km =(r(τ1 mix-τk)r(τ1 mix-τm),r(τ2 mix-τk)r(τ2 mix-τm),...,r(τN mix-τk)r(τN mix-τm))T τk，τm分別為第k條路徑與第m條路徑上的傳播延遲；r(τ)為自相關函數(ACF)；τ n mix 是第n個字碼混合器與累積功率網格中第n個元素的訊號延遲(n=1,...N)；θ(a,△φ)是取決於直接與反射路徑上振幅a與訊號相位差△φ的向量，其定義為：θ(a,△φ)=(a0 2,2a0a1cos(△φ1),...,2a0aKcos(△φK),a1 2,2a1a2cos(△φ2-△φ1),...,2a1aKcos(△φK-△φ1),...,aK 2)T ξ=(ξ1...,ξN)T是中心化累積功率網格中對應雜訊波動的亂數向量，其數學期望值為0，共變異數矩陣(covariance matrix)Q=<ξξT>。
由於非同調累積時段通常大於或等於1秒，累積功率網格中非同調累積的總數Ninc等於50或更多。在此情形下，雜訊分佈趨近於數學期望值為0的常態分佈，可由已知的共變異矩陣Q來完全定義。
在真實城市峽谷的情形下，反射路徑的數目會非常多。然而，對測量誤差最主要的影響通常肇因於單一最強 的反射路徑。如此，在兩路徑(一直接與一反射，K=1)的情形下，會有5個未知的參數，其為：直接與反射路徑的振幅平方a0 2與a1 2；直接與反射路徑的相位差的餘弦值cos(△φ1)；直接與反射路徑的訊號延遲τ=(τ0,τ1)T。
在一概度函數系統中有5個非線性參數。求解此系統會是一個複雜的計算問題。
在兩個路徑(直接與反射)的情形下，矩陣P的維度為N*3，向量θ的維度為3*1，N為同一頻率下累積功率網格的元素數量。
在兩路徑情形下，矩陣P與向量θ可寫為：P(τ)={P 0 (τ0),P 1 (τ1),P 2 (τ0,τ1)}， (7) θ=(a0 2,a1 2,2a0a1cos(△φ))T， (8)其中：P 0 (τ0),P 1 (τ1),P 2 (τ0,τ1)為(N*1)向量，取決於直接與反射路徑的延遲，其元素為：P 0n (τ 0 )=r 2 (τ n mix -τ 0 )，P 1n (τ1)=r 2 (τ n mix -τ 1 )，P 2n (τ 0 ,τ1)=r(τ n mix -τ 0 )r(τ n mix -τ 1 )，其中n=1,...,N，r(τ)為自相關函數(ACF)，a0,a1為直接與反射路徑的訊號振幅，△φ=(φ1-φ0)為直接與反射路徑的訊號相位差。
若訊號的振幅與相位差在累積功率網格的累積時段中改變，就要將式(8)中的線性參數向量替換為在同一累積時 段中平均後的向量θ。在累積功率網格的累積時段中，矩陣P的變化則可被忽略。
準亂數的導航訊號會在射頻與數位轉換步驟2.2與2.4中改變，改變的本質為確定性的，可由使用的濾波器轉換函數完全定義。這些訊號在計算後會被用來預先計算自相關函數r(τ)，藉由訊號與其累積的副本的乘算。自相關函數r(τ)取決於訊號副本的種類、接收器頻寬與接收器中類比與數位濾波器的振幅-頻率特性。
自相關函數可預先計算並製作為表格，以簡化運算。如此，自相關函數r(τ)可被視為一已知的函數，且與接收訊號與其副本間的延遲相關。自相關函數的形式亦會和GPS中準亂數序列(pseudo-random sequence，PRS)的數目與GLONASS中頻率頻道的數目有關。
由於非同調累積時段相較於同調累積時段來說已經足夠長(如1秒對20 ms)，雜訊分佈會被常態化。因此，高斯分佈模型會被用於本方法的合成。
將高斯雜訊分佈套用至等式(6)的統計模型時，最大概度法(maximum likelihood method，MLM)是聯合測量直接與反射路徑參數時趨近最佳化的方法。對應等式(6)的模型，與中心化累積功率網格Z的向量相關的概度函數(likelihood function，LF)可寫為：y(τ0,τ1,θ)=ln(p(θ,τ|Z)=const-0.5*log(det(2πQ))-0.5*(Z-Pθ) T Q -1 (Z-Pθ)->max (9)其中，p(Z)為中心化累積功率Z向量的概率分佈密度函數，其可 定義為：p(Z)={det(2πQ)}-1/2exp{-0.5*(Z-P(τ)θ) T Q -1 (Z-P(τ)θ)}。
此概度函數為非線性函數，取決於5個非線性參數。等式(9)表示需要針對其中的所有參數找出概度函數的極大值。在5個非線性概度函數形成的系統中求解會是一個複雜的計算問題。
為了針對延遲τ0及τ1找出等式(9)中概度函數的極大值，首先可利用最大概度θ ml 的估計值，其與參數θ的線性部份有關，可由下列外顯型式的等式求得：θ ml =[P(τ) T Q -1 P(τ)] -1 P(τ) T Q -1 Z (10)
然後，求得的估計值θ ml 可被代入至等式(9)，以決定概度相對於參數τ0、τ1的極大值y(τ0,τ1)：y(τ0,τ1)=-0.5*(Z T Q -1 Z-Z T Q -1 P(τ)(P(τ) T Q -1 P(τ)) -1 P(τ) T Q -1 Z)->max (11)再引用下列的額外設定：S=Q -1/2 P(τ)為雜訊白化(noise whitening)之後的訊號向量，取決於直接與反射路徑的延遲；X=Q -1/2 Z為雜訊白化後累積功率的中心化向量。
將S與X代入至等式(11)後，概度函數可被重新表示為延遲τ0、τ1的函數：y(τ0、τ1)=-0.5*X T [E-S(S T S) -1 S T ]X=-0.5*X T X+0.5*X T S(S T S) -1 S T X->max (12)
等式(12)的第一個被加數與參數τ0、τ1無關，故只需計算第二個被加數的最大值。因此，藉由計算等式(12)的第二個被加數可為延遲參數△τ0、△τ1定義出一個修正測量的 方法。
在開迴路追蹤中計算測量值以消除多重路徑影響的流程示於圖7。在步驟7.1中，二維中心化累積功率網格Z被用於二維內插、最小平方法或其他已知方法以計算單一路徑訊號的延遲與都卜勒頻率修正值△Φ=(△τ,△f)T。然後，在步驟7.2中，則根據網格形狀與一參考形狀(對應於一單一路徑訊號)間的差異以偵測多重路徑。若差異未超過一多重路徑偵測的臨界值，則在步驟7.6中根據修正值計算延遲與都卜勒頻率的估計值(測量值)Φ=(τ,f)T=P+△Φ。
若偵測到多重路徑，則在步驟7.3中改進修正值△Φ(詳述於後)，並在步驟7.6中根據修正值計算延遲與都卜勒頻率的測量值。針對反射路徑下對單一路徑訊號進行修正的方法進行誤差分析，便可為直接路徑訊號定義出可能的延遲偏移量△τi=τ-τ0的組合。在反射訊號對直接路徑延遲的測量精確度有重大影響的區帶(band)中，可選出反射路徑訊號對應的延遲△τj。
在改善步驟7.1的修正值時，可求出複數個權重，譬如說是使用步驟7.5的權重庫。為此，直接與反射訊號的延遲區帶可被分為多個時段；為各個時段，步驟7.4會對計算概度函數所需的權重先行計算(可以不必動用即時系統)，並將這些先行計算好的係數寫入至權重庫中。
根據等式(12)測量各相關集合的流程示於圖8。
步驟8.1進行的是雜訊白化(將中心化累積功率網格Z的向量乘以矩陣Q -1/2 )：
舉例來說，可根據丘列斯基(Cholesky)法分解出兩個三角矩陣並進行三角矩陣逆運算以計算矩陣Q -1/2 [Trefethen L.N.,Bau D.Numerical Linear Algebra,SIAM,1997,p.172]。要注意的是，雜訊白化只能降低測量雜訊，對多重路徑導致的偏移誤差沒有效果。經由模型顯示，即使不經白化(使Q=E，E為單位矩陣)，在多重路徑下對直接訊號的延遲測量仍會保持無偏移的狀態(圖12)。因此，雜訊白化在本發明方法中並不是強制一定要進行的。
在步驟8.2中，會針對每一組直接與反射訊號延遲τ i 0 ,、τ j 1 計算出三組權重，分別對應向量S 1 ij ,S 2 ij ,S 3 ij ；在步驟8.3中，則利用這些權重對向量X的各元素計算加權總和： 其中，q=1,2,3代表矩陣Sij的直列向量(column vector)足標，對應於一組直接與反射訊號延遲；i,j為概度函數格點上分別與直接及反射訊號延遲相對應的足標。
步驟8.3之後，在步驟8.5中會將加權總和h 1 ij 、h 2 ij 與h 3 ij 配對相乘，並配合步驟8.4中求得的3*3的反矩陣R ij =(S ijT S ij ) -1 進行加權相加以計算概度函數：
此運算代表一二次形式的計算。
計算結果為LF{ε ij }，於步驟8.6中儲存於記憶體。
此程序會對每一對直接與反射路徑的延遲重複進行(每一對延遲關聯於對應的權重向量S ij 與反矩陣R ij 的值)。之後，在步驟8.7，就可根據所有直接與反射訊號的延遲參數τ i 0 、τ j 1 所對應的全部概度函數值{ε ij }內插決定全域極大值。
根據窄相關下針對準距離誤差所進行的分析(圖13)，可為直接與反射路徑決定一延遲搜尋區帶。一開始可先針對累積功率網格的極大值位置決定其所對應的延遲τ max 。然後，便可在τ max 相關的區帶中選出直接路徑對應的延遲τ i 0 ：τ max -15m/C<τ i 0 <τ max +15m/C，其中C為光速。
在反射路徑會影響直接路徑延遲估計準確度的區帶中，可選出反射路徑延遲τ j 1 ，也就是：τ max +15m/C<τ j 1 <τ max +300m/C。
由模型分析可知，搜尋直接路徑延遲的步級應在1到2m/C，搜尋反射路徑延遲的步級則需要10到20m/C。
對應兩(一直接與一反射)路徑訊號的概度函數舉例示意於圖10與11。
二維概度函數最大值的拋物線近似值被用於求出延遲的估計值、，分別對應直接與反射路徑。
圖12至14的比較性模型分析將相同情形下運用本發明、窄相關與選通相關(strobe correlator)所分別獲得的精確度加以比較(接收訊號頻率的頻寬△F=6 MHz，反射路徑訊號衰減等於6 dB)。
如圖12所示，針對直接路徑訊號的延遲測量，本發明的偏移誤差非常小(小於0.12m/C)，相對優於窄相關技術(圖13，誤差偏移超過15m/C)與選通相關技術(圖14，偏移超過7m/C)。
在以上描述(圖8)中，改進修正值的方法會用到向量S=Q -1/2 P、X=Q -1/2 Z與反矩陣(S ijT S ij ) -1 。此方案的缺點在於要和向量S一起儲存矩陣R=(S T S) -1 ，以計算步驟8.5中的二次形式。以下將近一步考慮改進修正值的另一種方法，其係運用和直接與反射路徑延遲相依的單範正交向量。
矩陣(S T S)為3*3的對稱非負定義(non-negatively defined)矩陣，此矩陣可表為以下形式(S T S)=UΛU T ， (16)其中，U為一個維度為3*3的方陣，由單範正交的固有向量(eigenvector)形成；Λ=diag(λ1 ,λ2 ,λ3)則是一個具有非負固有值(eigenvalue)的對角矩陣。
據此，反矩陣(S T S) -1 就可表示為(S T S) -1=UΛ -1 U T =(UΛ -1/2 )(UΛ -1/2 ) T (17)而矩陣S(S T S) -1 S T 則可寫為： S(S T S) -1 S T =(SUΛ -1/2 )(SUΛ -1/2 ) T =VV T (18)其中V=(V 1 ,V 2 ,V 3 )=SUΛ -1/2 是一個N*3矩陣，其直列向量V 1 、V 2 、V 3 為矩陣S(S T S) -1 S T 的三個單範正交固有向量。此矩陣僅取決於直接與反射路徑的延遲(τ0,τ1)。將等式(18)代入等式(12)後，概度函數的計算可寫成：y(τ 0 ,τ 1 )=const+0.5*X T V(τ 0 ,τ 1 )V(τ 0 ,τ 1 ) T X->max (19)
利用單範正交向量可簡化本發明方法的數位實施。在此情形下，不需計算反矩陣，二次形式為對角線類型，可以使用整數運算。
另一種相似的計算簡化方法是根據丘列斯基法將矩陣S T S分解為兩個三角矩陣(如前述參考文獻[Trefethen L.N.,Bau D.Numerical Linear Algebra,SIAM,1997,p.172])：(S T S)=△ T △， (20)其中：△為一下三角(lower triangular)矩陣，△ T 為一上三角(upper triangular)矩陣。
在此情形下，反矩陣等於(S T S) -1=(△ T △) -1=△ -1 (△ -1 ) T 。 (21)
轉換為三角矩陣後，運算就更為簡化。在此情形下，單範正交向量V可根據下列等式預先計算：V=(V 1 ,V 2 ,V 3 )=S△ -1 。 (22)
其他更進一步的處理則與等式(19)固有向量相似。
單範正交向量V亦可根據格蘭-史密特(Gram-Schmidt)單範正交化程序而由向量S求得([Trefethen L.N.,Bau D.Numerical Linear Algebra,SIAM,1997,p.56])。
圖9示意的是利用訊號的單範正交向量消除多重路徑影響。在此實施例與前述討論實施例中，可包括(但非必要)雜訊白化(步驟9.1)，並包括將概度函數的值儲存於記憶體(步驟9.5)以及內插求得全域極大值(步驟9.6)。
與先前實施例不同的是，當在步驟9.3中為每一向量計算加權總和時，是使用單範正交向量V ij =(V ij 1 ,V ij 2 ,V ij 3 )來進行： 其中g=1,2,3為固有向量的足標。
此外，在步驟9.4中，加權總和h ij g 的平方和計算為： 此為概度函數之值，對應於直接與反射路徑的訊號延遲τ i 0 ，τ j 1 。
在同頻率反射路徑存在的情形下，減少直接路徑延遲測量誤差的方法就如前面討論過的。
對一個移動的消費者來說，其所觀察到的多重路徑訊號會因都卜勒效應而有頻域中的位移(offset)。在此情形下，直接路徑訊號的都卜勒位移不會偏移，反射路徑的都卜勒位移則取決於反射面的位置(見圖1b)。針對此種情形，本發明方法可用來降低都卜勒頻率量測的誤差。為達此目的，可在累積功率網格中針對各頻率與最大功率對應的延遲τ n max 所對應的元素形成一向量並加以運用。在依據反射路徑訊號的頻率差異進行多重路徑偵測時，可比較訊 號累積功率的頻率分佈。
在此情形下，矩陣P會與等式(7)不同，其可表示為下列形式：P=P(f)=(P 0,P 1,P 2 )， (25)其中：f=(f0,f1)T是未知的都卜勒位移f0與ㄙ形成的向量，分別對應直接路徑與反射路徑；P 0,P 1,P 2分別為L*1維度的訊號向量，取決於直接與反射路徑的都卜勒頻率，其元素為：P 0 l =sinc2[π(f l mix -f 0 )T coh ]，P 1 l =sinc[π(f l mix -f 0 )T coh ]sinc[π(f l mix -f 1 )T coh ]，P 2 l =sinc2[π(f l mix -f1)T coh ]，l=1,...,L代表累積功率網格中對應頻率的足標；f l mix 為第l個載波混合器的頻率(亦為累積功率網格的第l個元素)，T coh 為同調累積時段。
函數sinc(x)的定義為：sinc(x)=sin(x)/[Ncoh*sin(x/Ncoh)]。
中心化累積功率網格的解析單位(bin)可用來形成向量Z=(Z1n,Z2n,...,ZLn)T，其格點對應最大功率延遲τ n max 下的各頻率。明確的修正值△f0，△f1可由概度函數的最大值求得，而概度函數可利用訊號向量得到，如等式(26)：y(f0,f1)=-0.5*X T [E-S(S T S) -1 S T ]X=-0,5*X T X+0,5*X T S(S T S) -1 S T X->max, (26)其中： S=Q -1/2 P(f0,f1)為(雜訊白化後)訊號向量形成的矩陣，取決於直接與反射路徑的都卜勒位移；X=Q -1/2 Z為(雜訊白化後)的中心化累積功率向量，與峰值訊號延遲及該延遲下的所有頻率相對應。
等式(26)亦可用訊號的單範正交向量來簡化：y(f0,f1)=const+0,5*X T V(f0,f1)V(f0,f1) T X->max， (27)其中：V(f0,f1)為單範正交向量形成的矩陣，取決於都卜勒頻率。
此方法的實現可由圖8、9中與延遲相關的實施例類推而得。
為確認本發明的效果，圖15、16與17呈現比較性測試的結果。
圖15顯示的是多重路徑訊號下準距離的誤差，分別對應本發明(曲線1，實線)與窄相關延遲估計法(曲線2，虛線)。在此測試中，累積功率網格的解析單位等於0.125μs；多重路徑訊號則由一多重頻道模擬器(multichannel simulator)求出，使用的反射參數為：衰減-6 dB與延遲0.5 μs；直接與反射路徑的都卜勒位移差異等於0.012 Hz(對應靜態接收器)，接收器頻寬為6 MHz。
運用本發明方法後，準距離的誤差降低了4到5倍。
圖16示意的是以窄相關技術求得的點分佈圖譜(fuzzball)，圖17則是以本發明方法求得的點分佈圖譜。由兩圖比較可知，在決定接受器的座標時，本發明可將水平面的座標誤差△X，△Y降低4到5倍。
由此可知，本發明的延遲與都卜勒頻率測量方法可運 用功率網格資料而在弱訊號情形下抑制多重路徑誤差。
複變訊號的同調累積是在同調累積時段中以位元同步方式進行；在GPS與GLONASS系統中，同調累積時段符合的資料位元長度等於20 ms。這可避免傳輸訊號中位元長度未知的導航訊息干擾，並使可接受的訊雜比低於資料解碼臨界值(data decoding threshold)。
若資料位元已知或可被解碼，對應這些位元的複變訊號載波相位反轉就可被補償。在此情況下，同調累積時段可根據參考頻率振盪器的特性來決定，通常等於十分之幾秒。針對此種情況，根據累積功率網格抑制多重路徑誤差亦可在低訊雜比下進行。
根據累積功率網格資料偵測多重路徑後，本發明可有效抑制多重路徑在延遲(準距離)與都卜勒頻率(準速度)上導致的測量誤差。
本發明讓抑制多重路徑誤差所需的運算可每秒執行一次，並可實現於程式化的處理器。
雖然本發明已以較佳實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何熟習此技藝者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可作些許之更動與潤飾，因此本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。
本案圖式中所包含之各元件列示如下：
1‧‧‧類比部份
2‧‧‧數位VLSI電路
3‧‧‧程式化處理器
2.1‧‧‧天線
2.2-2.9、3.1-3.5、6.1-6.2、7.1-7.6、8.1-8.7、9.1-9.6‧‧‧步驟
本案得藉由下列圖式及說明，俾得更深入之了解：
圖1示意的是多重路徑傳播中的各種干擾，圖1a中只有延 遲干擾，圖1b中則有延遲干擾與都卜勒頻率漂移。
圖2繪出的方塊圖示意的是以一開迴路系統進行追蹤的衛星導航接收器。
圖3示意的是在累積功率網格中形成一解析單位(bin)的流程。
圖4舉例說明在一多重路徑訊號接收下所形成的二維累積功率網格。
圖5示意中心化前後的累積功率網格，對應都卜勒頻率下最大訊號功率。
圖6示意累積功率網格的中心化流程。
圖7示意測量值計算的流程以消除多重路徑影響。
圖8示意修正值計算流程的一種實施例，其係以訊號向量S ij=Q -1/2 P ij及反矩陣(S ijT S ij)-1消除多重路徑的影響。
圖9示意修正值計算流程的一種實施例，其係利用單範正交向量V ij削減多重路徑的影響。
圖10舉例說明一多重路徑訊號的概度函數y(τ0,τ1)。
圖11示意概度函數y(τ0,τ1)的投影以及直接與反射路徑的延遲估計。
圖12示意的是本發明針對直接路徑訊號延遲計算所得的估計誤差。
圖13示意的是依據窄相關而對直接路徑訊號延遲計算所得的估計誤差。
圖14示意的是依據選通相關而對直接路徑訊號延遲計算所得的估計誤差。
圖15比較本發明與窄相關技術的準距離估計誤差。
圖16示意窄相關技術下的座標測量誤差。
圖17示意本發明的座標測量誤差。
1‧‧‧類比部份
2‧‧‧數位VLSI電路
3‧‧‧程式化處理器
2.1‧‧‧天線
2.2-2.9‧‧‧步驟

Claims (10)

  1. 一種於衛星導航接收器中抑制多重路徑誤差的方法，包含搜尋複數導航衛星的訊號、由各該衛星接收並處理複變訊號、以一追隨開迴路追蹤訊號並基於直接訊號與反射訊號的延遲與都卜勒頻率測量值決定該衛星導航接收器的一座標、一速度與一準確時間的步驟，該方法包含：根據複數個導航參數計算該延遲與該都卜勒頻率的預測值以根據該延遲與該都卜勒頻率定向一二維的累積功率網格，該累積功率網格係依據該接收與處理的該複變訊號所形成，而該些導航參數包括該座標、該速度、該準確時間，以及根據量測到的時間與接收到的衛星星曆求得的衛星運動資訊；其中，在形成該累積功率網格的各元素時，在一同調累積時段中進行複變訊號加總，該同調累積時段同步於一給定衛星的資料位元，該同調累積時段長短符合一位元長度；以及基於該累積功率網格的處理，包括該累積功率網格的中心化，為該延遲與該都卜勒頻率的該預測值計算修正值，並計算該預測值與該修正值的加總以作為該延遲與該都卜勒頻率的測量值，再對該測量值外插一預設時間並計算準距離與準速度的測量值，並根據對所有衛星所求得的該測量值決定該衛星導航接收器的該座標與該速度；其中，計算該延遲與該都卜勒頻率的該修正值時，包含： 利用該中心化的該累積功率網格計算單一路徑的修正值；決定多重路徑是否發生；以及若為肯定的，則利用複數個權重改進該修正值；其中，當利用該些權重改進該修正值時，係基於一中心化的累積功率向量形成一概度函數，並根據該概度函數的全域極大值改進該修正值。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的方法，其中，基於該中心化的該累積功率向量形成該概度函數的步驟包含下列子步驟：利用複數個權重向量而為每一該累積功率向量計算複數個加權總和，該些權重向量對應該直接訊號與該反射訊號的該延遲的該預測值；針對該些權重向量的兩兩純量內積所形成的矩陣求出反矩陣；以及根據前述兩子步驟的結果計算該概度函數，使該概度函數呈一二次形式。
  3. 如申請專利範圍第1項所述的方法，其中，基於該中心化的該累積功率向量形成該概度函數的步驟包含下列子步驟：針對每一累積功率向量，利用複數個取決於該直接訊號與該反射訊號的該延遲的單範正交(orthonormal)向量計算複數個加權總和；以及計算該複數個加權總和的平方總和以求出該概度函數。
  4. 如申請專利範圍第1項所述的方法，其中，基於該中心化的該累積功率向量形成該概度函數時的步驟包含下列子步驟：利用複數個權重向量而為每一該累積功率向量計算複數個加權總和，該些權重向量對應該直接訊號與該反射訊號的該都卜勒頻率的該預測值；針對該些權重向量的兩兩純量內積所形成的矩陣求出反矩陣；以及根據前述兩子步驟的結果計算該概度函數，使該概度函數呈一二次形式。
  5. 如申請專利範圍第1項所述的方法，其中基於該中心化的該累積功率向量形成該概度函數的步驟包含下列子步驟：針對每一該累積功率向量，利用複數個取決於該直接訊號與該反射訊號的該都卜勒頻率的單範正交向量計算複數個加權總和；以及計算該複數個加權總和的平方總和以求出該概度函數。
  6. 一種於衛星導航接收器中抑制多重路徑誤差的裝置，包含：搜尋複數導航衛星之訊號的手段；由每一該衛星接收並處理複變訊號的手段；以一追隨開迴路追蹤訊號並基於直接訊號與反射訊號的延遲與都卜勒頻率測量值決定該衛星導航接收器的一座標、一速度與一準確時間的手段； 根據複數個導航參數計算該延遲與該都卜勒頻率的預測值的手段，以根據該延遲與該都卜勒頻率定向一二維的累積功率網格，該累積功率網格係依據該接收與處理的該複變訊號所形成，而該些導航參數包括該座標、該速度、該準確時間，以及根據量測到的時間與接收到的衛星星曆求得的衛星運動資訊；其中，在形成該累積功率網格的各元素時，在一同調累積時段中進行複變訊號加總，該同調累積時段同步於一給定衛星的資料位元，該同調累積時段長短符合一位元長度；以及基於該累積功率網格的處理，包括該累積功率網格的中心化，為該延遲與該都卜勒頻率的該預測值計算修正值，並計算該預測值與該修正值的加總以作為該延遲與該都卜勒頻率的測量值，再對該測量值外插一預設時間並計算準距離與準速度的測量值，並根據對所有衛星所求得的該測量值決定該衛星導航接收器的該座標與該速度的手段；其中，計算該延遲與該都卜勒頻率的該修正值的該手段包含：利用該中心化的該累積功率網格計算單一路經的修正值的手段；決定多重路徑是否發生的手段；以及若為肯定的，則利用複數個權重改進該修正值的手段；其中，當利用該權重改進該修正值時，係基於一中心化的累積功率向量形成一概度函數，並根據該概度函數的 全域極大值改進該修正值。
  7. 如申請專利範圍第6項所述的裝置，其中，利用該些權重改進該修正值的手段包含下列裝置以基於該中心化的該累積功率向量形成該概度函數：利用複數個權重向量而為每一該累積功率向量計算複數個加權總和的手段，該些權重向量對應該直接訊號與該反射訊號的該延遲的該預測值；針對該些權重向量的兩兩純量內積所形成的矩陣求出反矩陣的手段；以及利用該些加權總和與該反矩陣計算該概度函數的手段，使該概度函數呈一二次形式。
  8. 如申請專利範圍第6項所述的裝置，其中，利用該些權重改進該修正值的手段包含下列裝置以基於該中心化的該累積功率向量形成該概度函數：針對每一累積功率向量，利用複數個取決於該直接訊號與該反射訊號的該延遲的單範正交(orthonormal)向量計算複數個加權總和的手段；以及計算該複數個加權總和的平方總和以求出該概度函數的手段。
  9. 如申請專利範圍第6項所述的裝置，其中，利用該些權重改進該修正值的手段包含下列裝置以基於該中心化的該累積功率向量形成該概度函數：利用複數個權重向量而為每一該累積功率向量計算複數個加權總和的手段，該些權重向量對應該直接訊號與該反射訊號的該都卜勒頻率的該預測值； 針對該些權重向量的兩兩純量內積所形成的矩陣求出反矩陣的手段；以及利用該些加權總和與該反矩陣計算該概度函數的手段，使該概度函數呈一二次形式。
  10. 如申請專利範圍第6項所述的裝置，其中，利用該些權重改進該修正值的手段包含下列裝置以基於該中心化的該累積功率向量形成該概度函數：針對每一累積功率向量，利用複數個取決於該直接訊號與該反射訊號的該都卜勒頻率的單範正交(orthonormal)向量計算複數個加權總和的手段；以及計算該複數個加權總和的平方總和以求出該概度函數的手段。
TW099112102A 2009-04-17 2010-04-19 於衛星導航接收器中抑制多重路徑誤差的方法與裝置 TWI397712B (zh)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US17012009P 2009-04-17 2009-04-17

Publications (2)

Publication Number Publication Date
TW201107778A TW201107778A (en) 2011-03-01
TWI397712B true TWI397712B (zh) 2013-06-01

Family

ID=42980615

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW099112102A TWI397712B (zh) 2009-04-17 2010-04-19 於衛星導航接收器中抑制多重路徑誤差的方法與裝置

Country Status (2)

Country Link
US (1) US8044851B2 (zh)
TW (1) TWI397712B (zh)

Families Citing this family (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6069840B2 (ja) * 2012-02-06 2017-02-01 セイコーエプソン株式会社 移動速度算出方法及び移動速度算出装置
EP2816374B1 (en) * 2013-06-20 2016-05-25 Intel Corporation Vehicle positioning in high-reflection environments
CN103809191B (zh) * 2014-02-25 2016-03-02 浙江理工大学 一种gnss接收机的信号跟踪算法
CN109314682B (zh) * 2016-04-01 2021-09-21 凝聚技术公司 正交时频空间调制信号的迭代二维均衡
FR3079308B1 (fr) * 2018-03-22 2020-05-29 Thales Dispositif multi-antennes pour la rejection de multi-trajets dans un systeme de navigation par satellite et procede associe
CN108897021B (zh) * 2018-04-20 2022-10-14 中国航天标准化研究所 一种导航卫星单轨位可用性确定方法
US10871576B2 (en) * 2018-05-16 2020-12-22 Qualcomm Incorporated Error mitigation in doppler based satellite positioning system measurements
KR102292187B1 (ko) * 2018-12-14 2021-08-24 주식회사 피피솔 Gnss 수신기의 데이터 신호 처리 방법, 기록매체 및 gnss 수신기 시스템,
CN112050829B (zh) * 2019-06-06 2023-04-07 华为技术有限公司 一种运动状态确定方法及装置
US11435484B2 (en) * 2019-06-07 2022-09-06 Rockwell Collins, Inc. Space time adaptive correlator
CN111538043B (zh) * 2020-05-29 2022-07-12 国网浙江省电力有限公司检修分公司 一种复杂环境下非通视卫星的剔除方法、装置和电子设备
CN112433240B (zh) * 2020-10-13 2022-08-30 武汉理工大学 一种基于非差非组合ppp模型的相位多路径提取改正方法
CN117269992B (zh) * 2023-08-29 2024-04-19 中国民航科学技术研究院 基于卷积神经网络的卫星导航多径信号检测方法及系统

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6407699B1 (en) * 2000-04-14 2002-06-18 Chun Yang Method and device for rapidly extracting time and frequency parameters from high dynamic direct sequence spread spectrum radio signals under interference
JP2005049147A (ja) * 2003-07-31 2005-02-24 Hitachi Ltd 測位方法及び測位情報提供装置
TW200705840A (en) * 2005-07-26 2007-02-01 Aqtrack Technologies Inc Method of suppression for GPS signal and associated GPS receiver

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5361276A (en) * 1993-09-13 1994-11-01 At&T Bell Laboratories All digital maximum likelihood based spread spectrum receiver
US6633255B2 (en) * 1995-10-09 2003-10-14 Qualcomm Inc. Method for open loop tracking GPS signals
US6031881A (en) * 1996-09-19 2000-02-29 Weill; Lawrence Method for mitigating multipath effects in radio ranging systems
US7646830B1 (en) * 2005-08-26 2010-01-12 Weill Lawrence R Complex maximum likelihood range estimator in a multipath environment

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6407699B1 (en) * 2000-04-14 2002-06-18 Chun Yang Method and device for rapidly extracting time and frequency parameters from high dynamic direct sequence spread spectrum radio signals under interference
JP2005049147A (ja) * 2003-07-31 2005-02-24 Hitachi Ltd 測位方法及び測位情報提供装置
TW200705840A (en) * 2005-07-26 2007-02-01 Aqtrack Technologies Inc Method of suppression for GPS signal and associated GPS receiver

Also Published As

Publication number Publication date
US8044851B2 (en) 2011-10-25
TW201107778A (en) 2011-03-01
US20100265133A1 (en) 2010-10-21

Similar Documents

Publication Publication Date Title
TWI397712B (zh) 於衛星導航接收器中抑制多重路徑誤差的方法與裝置
US7030814B2 (en) System and method to estimate the location of a receiver in a multi-path environment
RU2432585C1 (ru) Способ подавления ошибок многолучевости в приемнике спутниковой навигации
US20100085243A1 (en) Method for the multipath passive radar processing of an fm opportunity signal
US20120050103A1 (en) Synthetic aperture device for receiving signals of a system comprising a carrier and means for determining its trajectory
US10585195B2 (en) Cepstrum-based multipath mitigation of a spread spectrum radiocommunication signal
CN109633698B (zh) 基于窄相关及抗差自适应滤波的室内伪卫星抗多径方法
Robustelli et al. Code multipath analysis of Galileo FOC satellites by time-frequency representation
US8907844B2 (en) Dual frequency receiver for satellite based positioning and associated method of reception
Brenneman et al. GPS multipath detection with ANOVA for adaptive arrays
US7876807B2 (en) Asymmetry technique for multipath mitigation in pseudorandom noise ranging receiver
Iliev et al. The Influence of Multipath Propagation of the Signal on the Accuracy of the GNSS Receiver
Moelker Multiple antennas for advanced GNSS multipath mitigation and multipath direction finding
Dragünas Indoor multipath mitigation
Progri et al. Maximum‐Likelihood GPS Parameter Estimation
US7486745B2 (en) Method for improving multipath mitigator low path separation error behavior
KR20200099958A (ko) 글로벌 네비게이션 위성 시스템 수신기에서 다중 경로 완화를 제공하는 시스템 및 방법
KR102531553B1 (ko) 다중 prn 기반 배열안테나를 이용한 항기만 빔포밍 장치 및 방법
US7454289B2 (en) Method of improving the determination of the attitude of a vehicle with the aid of satellite radionavigation signals
Rougerie et al. Comparison of SAGE and classical multi-antenna algorithms for multipath mitigation in real-world environment
Bamberg et al. Enabling RTK Positioning Under Jamming: Mitigation of Carrier-Phase Distortions Induced by Blind Spatial Filtering
US20140292575A1 (en) Method for formation of a signals array from a receiver of signals from a satellite navigation system in order to improve its resistance to scrambling or interference
RU2708383C2 (ru) Способ обработки сигналов дальности с модулированной смещенной несущей
Seco-Granados et al. Multipath and Interference Errors Reduction in GNSS by joint pseudorange measurement and array beamforming
Krasner et al. Application of Super Resolution Correlation to Multipath Mitigation in an L5 Channel

Legal Events

Date Code Title Description
MM4A Annulment or lapse of patent due to non-payment of fees