TWI384795B

TWI384795B - 具有單一向量信號分析器之多個正交分頻多工發送器之同時測試裝置及方法（二）

Info

Publication number: TWI384795B
Application number: TW095135171A
Authority: TW
Inventors: Dirk Walvis; Stephen James Bennett; Vakis Papaparaskeva; Christian Volf Olgaard; Roman Schilter
Original assignee: Litepoint Corp
Priority date: 2005-09-23
Filing date: 2006-09-22
Publication date: 2013-02-01
Also published as: KR101257535B1; WO2007038279A3; US7822130B2; EP1927207A2; IL189299A; JP2009510838A; IL189299A0; CA2622165A1; JP5107248B2; TW200721721A; US20070070691A1; EP1927207A4; WO2007038279A2; KR20080063477A

Description

具有單一向量信號分析器之多個正交分頻多工發送器之同時測試裝置及方法(二)

發明領域

本申請案主張來自申請於2006年9月21日的美國專利申請號11/533,977及申請於2005年9月23日的美國臨時專利申請60/596,444之優先權。

本發明是關於正交分頻多工(OFDM)發送器之測試，尤其是關於利用一向量信號分析器(VSA)進行OFDM發送器之測試。

發明背景

眾所周知，多端輸入多端輸出(MIMO)通訊系統利用多個發送器及接收器來增強通訊鏈路之可靠度及信號容量。通常透過將每一個別發送器連接到一VSA，且依序對每一發送器進行重複測量來完成對每一發送器的測試。可選擇地，另一方法需要將每一發送器連接到其自身的VSA且同時執行該等測試。因此，該第一方法只需要一個VSA但明顯需要更多時間，而該第二方法需要多個VSA系統但明顯需要較少時間。

傳統的無線裝置測試一次只需要測試一主動發送器。即使該裝置提供多個發送器，它們傳統上也不會被並列操作。儘管如此，人們不斷地嘗試增加資料率。在過去，這可藉由使用更複雜的調變及更寬的帶寬來實現。這些方法都使用一個單一的發送器，所以測量可由一個單一的輸入測試指令來執行。

隨著MIMO技術的引入，多個並列發送器被用來提高一已知帶寬中的可允許資料率，藉由使該等個別發送器使用相同的發送頻率及帶寬來攜帶不同資訊。在正常的操作期間，系統需要多路徑來在該相同帶寬中可靠地同時發送並列資料流。該系統依賴先進的信號處理技術在該等所需的多個接收器中將不同的發送信號分離開來。該等接收器分離並擷取由該等多個發送器所發送的資料。因此，需要多個並列接收器來充分分析一真正的MIMO信號，且不再使用一個單一的輸入測試指令來充分分析該被發送信號。

對於研究及發展(R&D)測試尤其如此，在該測試中我們需要盡可能多地獲取關於待測裝置(DUT)的資訊。儘管如此，對於生產測試，當我們真正進行測試以決定是否該DUT被正確組合以及是否所有元件都完全起作用時，可能不需要如此多的資訊。可假設所有主要元件(例如，晶片)都已經被測試過，且如果該組件已組合完成且無誤，則所生產的設計被證實為正確運行，從而排除詳細測試裝置的需要。

從一生產觀點來看，我們希望用最低的可能測試成本來滿足所有該等所需測試。生產測試通常包括產品驗證及產品校準(這往往更重要)。在該產品校準期間，該裝置之性能被調整來滿足所需性能。

最佳化生產中的測試成本包括使用價格合理的測試設備來保證最快的可能測試時間。測試MIMO發送器指出我們可利用並列測試設備，藉此每一發送器可被並列測試。與一傳統裝置相比，只增加一點測試時間，但該測試裝置成本倍增，因而提高了總測試成本。

由於現代測試設備提供了明顯更多的信號處理能力，所以存在其他選擇而不僅只是並列執行所有測試。要注意在生產中可能沒有必要測量一DUT的所有參數；往往我們可僅只測量該等希望在裝置生產中改變的參數。這包括識別損壞的元件及組件問題，亦能校準該等個別發送器的性能使其接近最佳性能。

發明概要

根據所主張之本發明，一種裝置及方法，提供用於利用一個單一向量信號分析器以同時測試來自兩個或多個OFDM發送器的信號。

根據所主張之本發明一實施例，用於同時測試複數正交分頻多工(OFDM)信號之一向量信號分析器包括：一信號轉換裝置，用於轉換一複合資料信號以提供複數已轉換資料信號，該複合資料信號透過一信號通訊路徑被接收且包含複數OFDM信號，其中該複合資料信號產生自一遠端信號源且包括複數資料封包，該遠端信號源具有與之聯結的複數信號發送程序，每一資料封包包括複數前文資料之一各自部分及複數發送資料之一各自部分，該等發送資料之每一各自部分都對應於複數已知資料之一各自部分，該等已知資料之一各自部分與該等信號發送程序各自之一及該信號通訊路徑有關，以及每一已轉換資料信號包括該等資料封包之一各自部分；以及一信號處理裝置，用於接收及處理該等已知資料、該等前文資料之至少該各自部分及該等發送資料之至少該各自部分，以提供表示與該複合資料信號關聯之一誤差向量量值(EVM)的複數測試資料。

根據所主張之本發明另一實施例，用於同時測試複數正交分頻多工(OFDM)信號之一方法包括下列步驟：轉換一複合資料信號以提供複數已轉換資料信號，該複合資料信號透過一信號通訊路徑被接收且包含複數OFDM信號，其中該複合資料信號產生自一遠端信號源且包括複數資料封包，該遠端信號源具有與之聯結的複數信號發送程序，每一資料封包包括複數前文資料之一各自部分及複數發送資料之一各自部分，該等發送資料之每一該各自部分都對應於複數已知資料之一各自部分，該等已知資料之一各自部分與該等信號發送程序各自之一及該信號通訊路徑有關，以及每一已轉換資料信號包括該等資料封包之一各自部分；以及接收及處理該等已知資料、該等前文資料之至少該各自部分及該等發送資料之至少該各自部分，以提供表示與該複合資料信號關聯的一誤差向量量值(EVM)之複數測試資料。

圖式簡單說明

第1圖是描述適於使用根據所主張之本發明的一實施例中一方法的典型MIMO OFDM信號叢發組態之一信號圖。

第2圖是描述用於實施根據所主張之本發明的一實施例中一方法的一接收器系統之一方塊圖。

第3圖是第2圖之該接收器子系統之一方塊圖。

第4A及4B圖是描述第2圖之該介面/電腦之另一可行的實施例之方塊圖。

第5圖是描述根據所主張之本發明的一實施例來測試多個OFDM發送器之一方塊圖。

第5A圖是描述第5圖之該等發送程序階段之一示範實施例之一方塊圖。

第6圖是描述根據所主張之本發明的各種實施例涉及實施一測試方法之程序的一方塊圖。

第6A及6B圖描述第6圖中在其時域及頻域中被辨別出來的已選擇信號。

第7圖是描述用於特徵化非線性行為而導致信號壓縮的一技術之一方塊圖。

第8A－8C圖是描述用於實施所主張之本發明的測試設備組態之方塊圖。

第9A－9B圖透過圖表描述信號EVM測量之結果。

第10A－10B圖透過圖表描述信號相關測量之結果。

第11A－11B圖透過圖表描述CCDF曲線。

第12A－12B圖、第13A－13B圖、第14A－14C圖及第15A－15D圖透過圖表描述各種未壓縮、已壓縮及複合MIMO信號。

第16圖是描述根據本發明之一層面的用於比較被測量信號與參考信號的一技術之一方塊圖。

較佳實施例之詳細說明

下列參照附圖之詳細描述為所主張之本發明的示範實施例。這些描述意在說明而非限制有關本發明之範圍。這類實施例被充分地詳細描述以使此領域中具有通常知識者能夠實施本發明，且需理解的是，在不背離本發明之精神與範圍的情況下其他變化的實施例也可以被實施。

本揭露通篇沒有對與內文相異之處作一清楚的指示，應理解的是，其所描述之個別電路元件在數目上可以是單數或複數的。例如，該用語“電路”及“電路系統”可包括一個單一元件或包括複數元件，這些元件可為主動的及/或被動的且被連接或被耦合在一起(例如，一個或多個積體電路晶片)以提供所述之功能。此外，該用語“信號”可以指一個或多個電流、一個或多個電壓或一資料信號。在該等附圖中，類似的或相關的元件將具有類似的或相關的字母、數字或字母與數字指示。

根據所主張之本發明的一測試方法提供以一個單一VSA來同時測試兩個或多個OFDM發送器。這類方法的優點在於一典型的MIMO OFDM發送器以叢發方式來發送其輸出信號，且將特定資訊放置在該叢發之起始處(即，該前文部分)，此有助於該信號叢發之剩餘部分的可靠接收及解調。

參見第1圖，當根據所主張之本發明一實施例以測試兩個發送器時所使用的一組信號之一實例包括兩個信號叢發，如圖所示。在此實例中，使用了三個前文，每一個都具有自己的循環移位(CS)。除了該循環移位，該第二發送器之該等前文與該第一發送器之該等前文完全相同。例如，前文1、2及3之該等循環移位分別為400、3100及1600奈秒。儘管如此，可以理解的是，其他被設計用於MIMO操作的前文也是可能的。

參見第2圖，適於實施所主張之本發明的一系統之一實施例200包括一接收器202、一控制器204及一介面206(可包括一電腦)。根據來自該控制器204之控制信號205，一進入射頻(RF)信號201(下面將具體討論)被該接收器202處理。一產生的被取樣資料向量203被提供給該介面206。如果該介面206包括一電腦，則該被取樣資料向量203可以被本地處理。否則，該被取樣資料向量203可被傳送，例如，透過一網路(諸如乙太網)介面209，到一外部電腦來處理。當控制資料207從該網路介面209被接收時，可透過該介面206之內部電腦或經由該介面206透過一外部電腦被提供給該控制器204。

參見第3圖，該接收器202之一示範實施例202a包括一些以一習知方式被連接的習知元件，實質如圖所示。該進入RF信號201根據來自該控制器204的控制信號205a，被一可變增益放大器302放大。該產生的信號303與一局部振盪器(LO)信號(由一第一局部振盪器304所提供)在一混合器306中被頻率降轉，該第一局部振盪器304由來自該控制器204的控制信號205b控制。該產生的已降轉信號307被一帶通濾波器308濾波。該已濾波信號309根據來自該控制器204的控制信號205c，被另一可變增益放大器310放大。

該已降轉且已濾波信號311與來自一第二局部振盪器312的正交局部振盪器信號313i、313q在混合器314i、314q中被進一步頻率降轉，該第二局部振盪器312由來自該控制器204的控制信號205d控制。該產生的基帶正交信號315i、315q被低通濾波器316i、316q濾波。(應該很容易理解的是，可執行一單一降轉來取代，例如，進入RF信號201由一可變增益放大器310放大且該第二局部振盪器312以一適當頻率提供該等正交局部振盪器信號313i、313q給該等低通濾波器316i、316q。)

該已濾波信號317i、317q是類比形式的正交資料信號，且由類比至數位轉換器(ADC)318i、318q轉換成數位資料信號319i、319q，該等類比至數位轉換器318i、318q是由來自該控制器204的控制信號205e、205f控制。這些資料信號319i、319q被儲存在一記憶體320中，並根據來自該控制器204的控制信號205g，可用於同相資料信號321i及正交相位資料信號321q之取得。

參見第4A圖，該介面206之一實施例206a包括用測量軟體402及控制軟體404來程式化的一電腦。使用者的操作是通過一圖形使用者介面406來被執行的，該使用者介面406透過資料資訊403及控制資訊405與該測量軟體402及控制軟體404進行通訊。

參見第4B圖，當使用一外部電腦時，這類電腦400包括一介面440，透過該介面440，該測量軟體402及控制軟體404經由該網路連接209與該本地介面206交互作用。資料資訊441m及控制資訊441c在該介面440與該測量軟體402及控制軟體404之間進行交換。

參見第5圖，根據所主張之本發明的一實施例之一方法來測試該射頻信號201，該射頻信號201是來自相同數目之發送器的兩個或多個發送信號(本實例中為兩個)之組合。在此實例中，被測試的該發送器組500包括兩個信號發送系統。被發送的資料501a、501b根據發送程序502a、502b被處理。產生的信號503a、503b被放大器504a、504b放大以產生時域資料信號505a、505b，該等時域資料信號505a、505b被濾波器506a、506b濾波以產生用於發送的時域資料信號507a、507b。該等濾波器506a、506b提供線性失真之模型，而其他形式的失真(例如，放大器雜訊、非線性放大器及混合器失真、I/Q不平衡以及相雜訊等)由附加的誤差信號551a、551b來模型化，該等誤差信號551a、551b被傳入並通過信號組合器552a、552b。產生的信號553a、553b在一信號組合器554中被加總以產生該射頻信號201。

參見第5A圖，該等發送程序502a、502b之一示範實施例如下列所描述。該進入資料501a、501b最初由一程序510來處理，在該程序510中該進入資料被編碼、被交錯、被從串列形式轉換到並列形式以及根據正交調幅(QAM)被映射。該產生的正交信號U1(k)511i、511q根據一快速傅利葉反轉換(IFFT)512被處理，接著在一轉換程序514中該等產生的信號513i、513q被從並列形式轉換到串列形式。在下一程序516中，該等產生的串列信號515i、515q被加上一循環字首，從而產生用於發送的正交資料信號517i、517q。

一前文產生器518產生正交前文信號519i、519q。該等資料信號517i、517q及前文信號519i、519q被提供給一信號路由器，例如，開關520。根據一控制信號521c，該路由器520由該等資料信號517i、517q，及伴隨著的該等前文信號519i、519q中選擇。該等已選擇信號521i、521q被緩衝在緩衝放大器522i、522q之前，先由數位類比轉換器(DAC)532i、532q將其轉換成類比信號533i、533q，且在信號混合器524i、524q中與正交轉換信號531i、531q(下面將具體討論)混合，而所產生的信號525i、525q在一信號組合器526中被加總以產生該等輸出信號503a、503b。

一局部振盪器電路528提供正交局部振盪器信號529i、529q，該等信號529i、529q在信號混合器530i、530q中與正交信號531a、531b(其被用來模型化該信號發送路徑之正交不平衡)混合，從而產生正交局部振盪器信號531i、531q。該等緩衝放大器522i、522q之信號增益Gi、Gq被用來模型化該正交信號發送路徑之振幅不平衡。

參見第6圖，該測量軟體402根據所主張之本發明一實施例執行一些測試及操作(可由一程序流程圖600表示)。該輸入被取樣資料向量321i/321q被用於一些程序中，其包括頻譜計算602、匹配濾波器檢測604及頻率校正606。該頻譜計算602提供表示組合信號之冪譜的資料603，例如，透過對快速傅利葉轉換(FFT)程序之結果進行平均來實現。

該匹配濾波器檢測程序604對該進入信號321i/321q的信號起始、符號邊界及頻率誤差進行檢測。頻率誤差資訊605a被提供給該頻率校正程序606，而信號起始資訊605b及符號邊界資訊605c被提供給一並列轉換程序608。

該進入信號321i/321q使其標稱頻率在該頻率校正程序606中根據該頻率誤差資訊605a來被校正。該已校正信號資訊607由該並列轉換程序608根據該信號之起始資訊605b及符號邊界資訊605c來轉換成並列信號資訊。

使用一快速傅利葉轉換程序610對並列信號資訊609進行處理，以產生對應於該原始資料發送信號201的頻域資訊Y 1(k )^＊＋Y 2(k )^＊ 611。該資訊611被提供給一前文處理程序612(下面將討論)。此外，一加總程序616藉由減去參考信號資訊615(下面將討論)來進一步處理該資訊611，以產生頻域中的誤差信號617(其存在於該原始資料發送信號201中)。

該前文處理程序612產生控制資料613a、613b給濾波器程序506aa、506ba(下面將討論)。此外，其產生表示該等資料發送信號553a、553b之每一個的冪階之資料613c、表示每一發送器在該I及Q資料信號間的不平衡之資料(例如，上文之第5A圖中所述之振幅及相位)，以及每一資料發送信號之頻譜平坦度(該等資料發送信號553a、553b中每一OFDM載波的振幅)。

出於測試目的，由該發送系統500所發送的該待測原始資料是已知的，且在該測量軟體402中作為已知資料501aa、501ba被提供給重複發送程序502aa、502ba。根據該等濾波器控制資料613a、613b，產生的重複頻域資料信號U 1(K )^＊ 503aa、U 2(K )^＊ 503ba被濾波程序506aa、506ba濾波，打算模擬該發送系統500之該等原始濾波器506a、506b。該產生的已濾波資料S 1(k )^＊ 507aa、S 2(k )^＊ 507ba在一組合程序614中被加總，以產生該被重建的理想被發送信號615，該已接收信號611減去該被重建的理想被發送信號615以產生該複合誤差信號E 1(k )^＊＋E 2(k )^＊ 617。利用標準公式，可從此複合誤差信號617中計算出該EVM。

很容易理解的是，該等已知資料501aa、501ba可能在一未知的起始狀態下已被一擾頻器在該發送器組500中進行處理(例如，在該發送程序502a、502b中)。這類不確定性可在該接收器600中使用一程序來解決，在該程序中，接收自該進入信號321i/321q的資料被進行相關運算，以防止所有可能的擾頻器起始狀態。

基於上述，該等信號測量(如第6圖所示)可以總結如下：檢測該進入信號之起始及符號邊界，例如，使用一匹配濾波器於該前文。該匹配濾波器之輸出被用來取得該信號載波頻率偏移，由此能計算出該適當的頻率校正並將其提供到時域中。(很容易理解的是，其他眾所周知的技術也可被用來達成此結果，例如，冪波封檢測或自生相關運算。)

該進入信號之剩餘部分，例如，接在該前文之後的資料，被使用一FFT來對其進行處理，每一FFT輸出表示一符號。由於每一FFT輸出具有N個值，這些值的一子集N1表示包含資訊的正交分頻多工(OFDM)信號載波。典型地，該值N具有一個二次冪且N1大約等於N－10。用於M個發送器的該MIMO前文結構允許設置M個方程式，且對於存在於該等被發送信號Y 1(K )、Y 2(K )中的每一OFDM載波N1而言，M是未知的。解出這些方程式對於在該等信號Y 1(K )、Y 2(K )中被發送的每一載波提供了振幅及相位響應H1、H2之估計值。頻道平坦度取決於該等濾波器H1、H2之振幅響應，而該冪階藉由對該等被發送信號Y 1(K )、Y 2(K )中的每一載波之冪進行加總來決定，且該I/Q不平衡藉由對該等被發送信號Y 1(K )、Y 2(K )中的每一個，估計其中心頻率附近的正載波及負載波之間的相關度來被計算。

由於該前文之內容是先前已知的，且因為該等進入前文具有不同的循環移位，所以來自各種發送器的該等信號可以被分離成每一載波信號。由於實施不同的多端輸入、多端輸出(MIMO)，可使用不同的前文，而這些前文至少實質上被設計成是正交的。如果該原始資料是已知的，則由於該擾頻器之設定可通過一匹配濾波器取得，故該等發送器500能夠在擾頻已致能(enabled)的情況下被操作，且如果該擾頻器設定是已知的，則可取得該期望的參考信號。

由上述可知，來自每一發送器的每一載波信號之冪階可被建立，由此來自每一發送器的有用冪可被決定，而該頻譜平坦度(即頻率譜上信號冪之均勻性)也可被決定。每一發送器的每一載波信號之冪及相位表示每一發送器的頻道響應，如該等濾波器程序506aa、506ba中所模型化。

藉由比較這些被分離出來的被發送信號，可以取得每一發送器的正交(I/Q)不平衡。

如果該資料內容是已知的，如同在測試條件中(同時說明擾頻器之不確定性，如上所述)所預期的，則該誤差向量量值(EVM)可以透過比較該等FFT程序之輸出與該等理想FFT之輸出(在該等頻道校正應用程式之後)來計算。該相位雜訊之計算可以一相似方式執行。透過平均該等FFT輸出，可以計算出該組合信號之冪譜。

相對時間可以根據該匹配濾波器604的該等輸出之峰值的位置來決定。

參見第6A及6B圖，以頻域資料信號U 1(K )^＊ 503aa為例，該等信號中的時域及頻域關係如下所述。參見第6A圖，信號U1(k)是一個行向量序列，每一行向量具有N個FFT元素，而每一行表示該頻域中該封包之一符號。例如，對於一IEEE 802.11a/g信號，數目N通常為64，且IFFT與FFT函數是對64個元素向量輸入執行運算。信號U1(k)是該封包中第k個符號的行向量。參見第6B圖，信號u1(t)是對應於U1(k)的時域信號(前文長度並未按照比例繪製)。例如，該頻域向量U1(2)在一時間間隔t中對應於時域信號u1(t)，其中該時間間隔t如下：T ₀ ＋T _CP ＋2.T _s <t <T ₀ ＋3.T _s 頻域信號U1(k)可透過下列關係式從時域信號u1(t)中取得：U 1(k )＝FFT(u 1(t ).e ^－j ^ω ^t )其中：t ＝mT _sa －kT _s ＋T ₀ ＋T _CP ω＝2πf _c ，f _c 為該等局部振盪器信號529i、529q之頻率T _sa ＝1/數位至類比轉換器之取樣時脈頻率T _s ＝符號持續期間，包括循環字首T ₀ ＝前文之後第一符號之起始T _CP ＝循環字首之持續期間k ＝符號編號m ＝取樣編號(例如，對於IEEE802.11a/g，m＝0：63)

如上所述，MIMO發送器可以被並列測試，該等個別發送器之輸出被組合(例如，經由一冪合併器)，以輸入該組合信號給能執行真正信號分析的一個單一測試儀器。藉由利用先進的信號處理演算法，可以擷取許多個別參數給該等個別發送器(利用該組合信號)。此分析基於已知該被發送資料，如同一MIMO資料封包之固定部分(例如，一資料封包標頭)。由於此能力允許僅使用一個單一測試儀器對一MIMO發送系統進行並列測試，從而提供快速測試速度及低成本，並由此滿足了最低可能生產成本之需求，所以它在生產系統中具有極大優勢。

一期望的測試就是測量用於一MIMO系統中的該等不同發送器之個別壓縮，並給每一發送器分配一品質程度。當一發送器壓縮該被發送信號時，將降低該信號之品質，這可經由該EVM表示，該EVM是表示該被發送信號與一理想信號有多大差異的程度。對於OFDM信號，該EVM被表示成每一載波的星象圖與理想星象圖(例如，該IEEE802.11a/g標準的該EVM條件中所指出的)之間的差異。將壓縮程度與個別發送鏈結合之一方法是測量互補累積分佈函數(CCDF)，該CCDF是一眾所周知的特性(此方法將在下面進行具體討論)。

參見第7圖，另一方法就是特徵化導致該壓縮的該非線性行為。來自一非線性元件(諸如一冪放大器)之輸出x(t)，可以其輸入信號y(t)表示如下：x (t )＝a ₁ *y (t )＋a ₃ *y ³ (t )＋a ₅ *y ⁵ (t )＋...

其中a ₃ 及a ₅ 是決定第三及第五階響應之冪的非線性係數。每一發送器之信號的品質可依據其EVM，從該複合信號的該等壓縮特性(即，係數a ₃ 及a ₅ )中取得。

頻域中的該複合誤差信號617、該第一局部產生理想發送器信號507aa，及該第二局部產生理想發送器信號507ba，分別通過IFFT程序702a、704a、704b，一次轉換一個符號，而被轉換到時域。該第一發送器時域信號705a根據第三階706a及第五階708a非線性程序被處理。該等結果707a及709a與該複合誤差信號703e ₁ (t )^＊＋e ₂ (t )^＊進行相關運算。該第一相關函數器輸出是對每一符號的該第一發送器之該a ₃ 項的一估計值，而該第二相關函數器輸出是對每一符號的該第一發送器之該a ₅ 項的一估計值。同樣地，該第三相關函數器輸出是對每一符號的該第二發送器之該a ₃ 項的一估計值，而該第四相關函數器輸出是對每一符號的該第二發送器之該a ₅ 項的一估計值。一EVM計算程序712對該封包上的這些估計值進行平均，且該等被平均估計值被用於位址查找表(address lookup tables)以決定在該等發送器之間的預期EVM差值713a與基於壓縮的EVM估計值713b及713c。

參見第8A圖，一測試組態800a包括具有多個(例如，兩個)發送器804a及804b的一DUT 802、一信號組合器806、一VSA 808以及一電腦810。該電腦810包含並執行DUT控制軟體812、VSA控制軟體814以及分析軟體816，該DUT控制軟體812透過一介面813提供指令及資料給該DUT802並從該DUT 802接收資料，VSA控制軟體814以及分析軟體816透過另一介面815與該VSA 808彼此互換資料及指令。

參見第8B圖，在另一可行的測試組態800b中，開關802a、802b被插入到該等發送器804a、804b與信號組合器806之間，且由來自該電腦810中的VSA及開關控制軟體814b的指令所控制。

參見第8C圖，在另一可行的測試組態800c中，該信號組合器806被移除且每一發送器輸出805a、805b由其自身的VSA 808a、808b直接測量。

回顧第8A圖，根據一測試組態，該第一發送器804a在一恒定輸出信號805a壓縮下被操作，從而產生一－32dB的EVM，而該第二發送器804b的壓縮被改變。該第二發送器804b之EVM利用該單一的VSA 808來測量。為獲取一EVM參考，來自該第二發送器804b的EVM僅由連接到該第二發送器804b的該VSA 808來直接測量，即，不加上該第一發送器804a之該信號805a。

參見第9A及9B圖，可比較該等兩種測量之EVM。當使用該參考軟體來分析時，水平軸顯示該第二發送器804b之EVM。當使用該複合測量技術時，垂直軸顯示該EVM中的誤差(以dB為單位)。對於打算使用一IEEE802.11a/g系統的此種特定測試，特定感興趣之EVM範圍在－24與－27dB之間，且最高資料率之可接受極限為－25dB。第9A圖說明該等兩個發送器被設定為以一相等冪發送(預壓縮)的情況，而第9B圖說明該第一發送器804a以高於該第二發送器804b一個分貝的程度發送的情況。在該感興趣之範圍中，該誤差顯示一很小的正值偏壓，其中第9A圖具有一＋/－1dB的誤差範圍而第9B圖具有一＋/－1.5dB的誤差範圍。這些測試由僅含有24個符號的相對短封包來執行。增加該等封包的長度將提高準確度。

參見第10A及10B圖，每一發送器804a、804b之EVM會受其他減損源影響。透過比較來自不同發送鏈的相關程度可以監測每一發送器的壓縮。該水平軸作為一該第三階相關係數之比例的函數，而該垂直軸作為該等發送器804a、804b之間的EVM的差值，第10A圖說明在壓縮(不是非線性)之前該等發送器輸出信號805a、805b的冪相等的情況，而第10B圖說明該第一發送器804a以高於該第二發送器804b一個分貝的程度發送的情況。

另一期望的測試就是測量用於一MIMO系統中的該等不同發送器之個別壓縮。壓縮常常以具有高峰值對平均值比例(high peak to average ratio)的信號(例如，OFDM信號)之CCDF形式來被測量，且提供有助於驗證一發送器之性能的重要資訊。在一設計良好的系統中，該被發送信號的冪被調節到壓縮的某一程度以滿足發送品質的需求。降低該輸出信號的冪將導致電源供應電流消耗增加，但增加該冪將使該系統進一步壓縮輸出信號，從而使該發送品質降級到某一點，在該點上系統性能將受較差的發送品質所限制。

參見第11A圖，一IEEE802.11a/g(OFDM)發送器之一典型CCDF曲線呈現出該信號相對於該平均冪具有X－dB或更多瞬時冪之機率。曲線1102表示一典型的設計良好之發送器被測量的CCDF，而曲線1104表示沒有信號壓縮時的理論CCDF。相對於該平均冪的偏移在該水平軸上表示，而該機率在該垂直軸上表示。由於該被壓縮CCDF曲線之末端點1106表明了該輸入信號之最大峰值的壓縮度，所以它可表示一壓縮程度。在此實例中，相對於該理論信號，該輸出信號被壓縮了大約3dB。該端點1106在更短的資料封包中會有些改變，這是因為由於該等封包內容(未壓縮)達到該尖峰程度的機率相對較低，使得其不可能精確地貼近該理論曲線1104。因此，雖則該端點1106常常被用來直觀地識別壓縮，但是它只應被看作一壓縮指示值。

一CCDF是由自身導出的一相對簡單函數。問題在於在一生產配置中，我們主要尋找一高壓縮(例如，由一壞電路元件導致的)信號。在一個單一的發送器系統中，我們將能夠很容易識別出該壓縮(第11A圖)，其中該較高曲率為一壓縮指示值。一信號能展示出相對於該絕對冪高達10dB的峰值冪，但該被測量發送器輸出僅僅可顯示出大約7dB的尖峰；因此該發送器會將該等最高峰值壓縮到大約7dB。因為這些峰值程度相對比較稀少，所以一般這類壓縮對該發送器性能的影響不足以妨礙該基於正常的性能差距及錯誤校正之被發送資料的恢復。這對於兩個發送器都顯示相同壓縮的MIMO系統也是如此。

儘管如此，具有一錯誤發送器的一MIMO系統可能既產生一已壓縮信號又產生一未壓縮信號，從而呈現出不同的信號發送特性。如果該等信號峰值是不相關的，諸如對於一多流(multi－stream)MIMO信號，可能很難藉由查看該組合信號來測量壓縮。如果兩個信號都不顯示出壓縮，該絕對冪大約大於每一信號之峰值3dB。儘管如此，該RMS(均方根)冪也高3dB，所以可維持該最大10dB的峰值對平均值之比。如果一信號未顯示出壓縮而另一信號顯示出一些壓縮(如上所述的7dB最大峰值(CCDF會止於7dB))，則當這兩個信號被組合在一起，該CCDF將在尖峰(對於具有相等的RMS信號冪)中顯示出大約1.3dB的減少量。如果該壓縮增加到5dB，那麼相對於該理論信號，該複合CCDF將僅顯示出1.8dB壓縮，且如果該壓縮進一步降到3dB尖峰，那麼相對於該理論信號，該複合CCDF將顯示出2.2dB。典型地，壓縮會將一發送器之性能限制到6.5dB與7dB之間的一尖峰範圍，且如果這兩個發送器中其中一個出現錯誤，該總MIMO系統將出錯。

參見第11B圖，該圖為複合信號的CCDF曲線與一雙發送器MIMO信號的個別CCDF曲線之間的一比較。曲線1108是該MIMO OFDM信號的該理論曲線，而曲線1110是該複合(組合)CCDF。這兩個MIMO發送器其中一個的該未壓縮輸入之曲線與該理論曲線1108差不多完全相同。曲線1112是另一MIMO發送器的CCDF曲線，且其所表明的重要壓縮非常接近於一最佳已校準發送器的曲線。由此可清楚看出對該等組合信號進行CCDF測量只能提供非常少的資訊。使用者幾乎很難從該理論信號中辨別出該組合信號，而同時該等發送器其中之一被壓縮到一適合系統的最大值。因此，由於一生產測試配置常常需要測量CCDF，所以一不可能使用一個單一之能測量CCDF的傳統儀器就可充分測量CCDF。儘管如此，由於CCDF是一簡易分析且對該信號組成提供重要的見解而常常有助於改善生產測試速度，所以它仍為我們期望的一分析工具。

藉由測量該複合信號EVM，能識別出該複合EVM的其他貢獻者，且藉此也瞭解該等壓縮特性，如果該等不同的信號發送路徑之該等EVM貢獻是相似的或如果一信號發送路徑之影響支配該複合EVM，則可被決定。

參見第12A及12B圖，一理想未壓縮信號(第12A圖)之一時間取樣與該相同時間取樣之一壓縮版本(第12B圖)在時域中的一比較將展現出CCDF特性(類似於第11A圖之曲線1102)，且事實上該壓縮不會影響該等峰值位置，且較大峰值比較小峰值衰減快。

參見第13A及13B圖，對於兩個MIMO信號的一複合信號，第13A圖描述兩個信號都未被壓縮時的結果，而第13B圖描述這兩個信號其中一個被壓縮到如第11A圖之1102所描述的一程度時的結果。由此可見，在一些情況中可查看到該壓縮，而在其他情況中該等信號繼續展示出完全尖峰。如所希望的，該等被壓縮信號(第13B圖)峰值較小，但不比對該參考未壓縮信號(第13A圖)很難識別出該壓縮。

參見第14A－14C圖，兩個被個別發送的信號(第14A及14B圖)產生該複合信號(第14C圖)，在該複合信號中可以看到在一些實例中一信號支配該尖峰，而在其他實例中另一信號支配該尖峰，且在另一些實例中兩信號同時支配該尖峰，從而導致該複合信號甚至更多次達到峰值。

參見第15A－15D圖，該等相同之被個別發送的信號(第15A及15B圖)，但一信號被壓縮(第15A圖)而另一信號未被壓縮(第15B圖)，產生另一複合信號(第15C圖)。為進行比較，還產生另一沒有信號壓縮的複合信號(第15D圖)。

如上所述，如果透過該MIMO信號被發送的該資料是已知的，則可以估計該理想複合信號並由此估計出該EVM。該程序擷取該被接收信號，將它從頻率及時間上校準到該理想參考信號，且用它與該參考信號作比較，其中該被擷取信號及參考信號分別與第15C及15D中所描述的那些信號相似。從該等個別信號測量中可看出存在著該等兩個個別參考信號，所以該等個別信號也存在。因此，可以識別出這兩個信號不同的尖峰點及它們如何與該複合(組合)信號相關。掌握這些知識之後就可以在某一點分析該複合信號，該等信號其中之一(如同該支配貢獻者)在該冪上支配其他信號，在該點上該理想複合信號可與該實際被測量信號作比較且該支配信號的壓縮可被決定。

參見第16圖，用於獲取該被測量信號並將其與該參考信號作比較的電路1600之一實例包括信號波封檢測電路1602、1614a、1614b、IFFT電路1612a、1612b、臨限值比較電路1616a、1616b、開關電路1604a、1604b、冪計算電路1606a、1606b，及統計圖計算電路1608a、1608b，實質如圖所示。該波封進入被取樣資料向量信號321i/321q被檢測且被提供給由控制信號1617a、1617b所決定的開關(下面將進行討論)。該等已切換信號1605a、1605b之冪階被決定，該產生的信號冪資料1607a、1607b被用來計算每一發送器之CCDF曲線。

該等頻域中的局部產生理想發送器信號507aa、507ba透過它們各自的IFFT程序1612a、1612b被轉換到時域。該等發送器時域信號1613a、1613b之波封被檢測並與各自的臨限值比較以決定該等發送器信號之低冪點。該等產生的控制信號1617a、1617b被用來切換或致能該被檢測複合信號波封1603，如上所述。

另一可行的技術包括使用一迭代法及該等發送器各自的CCDF曲線的實際導出方法之其他變化，所有這些方法及變化都基於一基本方法，該基本方法比較該等不同信號以瞭解該等信號之相對冪，然後將此結果與該被測量複合CCDF曲線作比較。

在不脫離本發明之範圍與精神的情況下，本發明的操作之結構及方法的其他各種變更及修改對此領域中具有通常知識者而言是顯而易見的。儘管本發明是就特定的較佳實施例來進行描述，但是應該理解的是，所主張之本發明不應過度地受限於這類特定的實施例。接下來的該等申請專利範圍意在定義本發明之範圍以及這些申請專利範圍與其等所涵蓋的等效定義之結構及方法。

200．．．系統之實施例

201．．．進入射頻信號

202．．．接收器

202a．．．接收器

202．．．之示範實施例

203．．．被取樣資料向量

204．．．控制器

205．．．控制信號

205a~205g．．．控制信號

206．．．介面

206a．．．介面206之實施例

207．．．控制資料

209．．．網路介面

302．．．可變增益放大器

303．．．信號

304．．．第一局部振盪器

306．．．混合器

307．．．已降轉信號

308．．．帶通濾波器

309．．．已濾波信號

310．．．可變增益放大器

311．．．已降轉且已濾波信號

312．．．第二局部振盪器

313i、313q．．．正交局部振盪器信號

314i、314q．．．混合器

315i、315q．．．基帶正交信號

316i、316q．．．低通濾波器

317i、317q．．．已濾波信號

318i、318q．．．類比至數位轉換器

319i、319q．．．資料信號

320．．．記憶體

321i．．．同相資料信號321q正交相位資料信號

400．．．電腦

402．．．測量軟體

403．．．資料資訊

404．．．控制軟體

405．．．控制資訊

406．．．圖形使用者介面

440．．．介面

441c．．．控制資訊

441m．．．資料資訊

500．．．發送器

501a、501b．．．資料

501aa、501ba．．．已知資料

502a、502b．．．發送程序

502aa、502ba．．．重複發送程序

503a、503b．．．信號

503aa、503ba．．．重複的頻域資料信號

504a、504b．．．放大器

505a、505b．．．時域資料信號

506a、506b．．．濾波器

506aa、506ba．．．濾波程序

507a、507b．．．時域資料信號

507aa、507ba．．．已濾波資料

510．．．程序

511i、511q．．．正交信號

512．．．快速傅利葉反轉換

513i、513q．．．信號

514．．．轉換程序

515i、515q．．．串列信號

516．．．程序

517i、517q．．．正交資料信號

518．．．前文產生器

519i、519q．．．前文信號

520．．．信號路由器(開關)

521c．．．控制信號

521i、521q．．．已選擇信號

522i、522q．．．緩衝放大器

524i、524q．．．信號混合器

525i、525q．．．信號

526．．．信號組合器

528．．．局部振盪器電路

529i、529q．．．正交局部振盪器信號

530i、530q．．．信號混合器

531a、531b．．．正交信號

531i、531q．．．正交轉換信號

532i、532q．．．數位類比轉換器(DAC)

533i、533q．．．類比信號

551a、551b．．．誤差信號

552a、552b．．．信號組合器

553a、553b．．．合成信號

554．．．信號組合器

600．．．程序流程圖

602．．．頻譜計算

603．．．資料

604．．．匹配濾波器檢測

605a．．．頻率誤差資訊

605b．．．起始資訊

605c．．．符號邊界資訊

606．．．頻率校正

607．．．已校正信號資訊

608．．．並列轉換程序

609．．．並列信號資訊

610．．．快速傅利葉轉換程序

611．．．資訊

612．．．前文處理程序

613a、613b．．．控制資料

613c．．．冪階之資料

614．．．組合程序

615．．．理想被發送信號

616．．．加總程序

617．．．誤差信號

702a、704a、704b．．．IFFT程序

703．．．誤差信號

705a．．．第一發送器時域信號

706a．．．第三階非線性程序

707a．．．結果

708a．．．第五階非線性程序

709a．．．結果

710a~d．．．相關函數器

711a．．．第一相關函數器輸出

711b．．．第二相關函數器輸出

711c．．．第三相關函數器輸出

711d．．．第四相關函數器輸出

712．．．EVM計算程序

713a．．．EVM差值

713b、713c．．．EVM估計值

800a~c．．．測試組態

804a、804b．．．發送器

802．．．待測裝置(DUT)

805a、805b．．．發送器輸出

806．．．信號組合器

808、808a、808b．．．VSA

810．．．電腦

812．．．DUT控制軟體

813．．．介面

814．．．VSA控制軟體

814b．．．VSA及開關控制軟體

815．．．介面

816．．．分析軟體

820a、820b．．．開關

1102、1104、1108．．．曲線

1106．．．CCDF曲線末端點

1110、1112．．．曲線

1600．．．電路

1602、1614a、1614b．．．信號波封檢測電路

1603．．．被檢測複合信號波封

1604a、1604b．．．開關電路

1605a、1605b．．．已切換信號

1606a、1606b．．．冪計算電路

1607a、1607b．．．信號冪資料

1608a、1608b．．．統計圖計算電路

1612a、1612b．．．IFFT電路

1613a、1613b．．．發送器時域信號

1616a、1616b．．．臨限值比較電路

1617a、1617b．．．控制信號