CN115333649A - 一种综测仪采样率低于信号带宽的测试系统及测试方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种综测仪采样率低于信号带宽的测试系统及测试方法，属于综测仪测试技术领域。本发明综测仪采样率低于信号带宽的测试系统包括功分器、综测仪，其中，所述综测仪包括两路以上结构相同的信号处理模块、一个分析模块，所述功分器的输入端接待测设备，输出端分别与多路信号处理模块相连，所述分析模块设置在多路信号处理模块输出端，用于将多路信号处理模块处理的信号合并处理，并输出，每路信号处理模块包括射频模块和与射频模块输出端相连的基带模块，所述综测仪接收功分器输出的低于综测仪采样率的两路以上信号，每路信号分别送入对应的信号处理模块处理。本发明降低了综测仪设计的复杂度和成本，抑制了高带宽下的干扰和噪声。

Description

一种综测仪采样率低于信号带宽的测试系统及测试方法

技术领域

本发明涉及一种综测仪测试技术，尤其涉及针对802.11ac/ax/be标准160M以上带宽，综测仪采样率低于信号带宽的测试系统及测试方法。

背景技术

IEEE802.11系列(a/b/g/n/ac/ax/be)标准的演进方向是提高频谱利用率、提高区域吞吐量和多用户接入，其中一个方向是朝高带宽方向发展，802.11a/b/g仅支持20M带宽，802.11n演进支持20M/40M带宽，802.11ac/ax支持了20M/40M/80M/160M带宽，802.11be又进一步将支持的带宽拓展到320M。连续的高带宽是一种珍惜的资源，802.11ac/ax 160M带宽还有一种变形模式80+80M，即用两个80M的模块合并实现160M信号。

综测仪是一种用来分析矢量信号性能的设备。作为接收机，使用滤波器、混频器和放大器等元器件将射频信号转换为数字基带信号，然后完成信号的接收和性能评估。

综测仪作为分析设备，评估待测物性能的一个前提便是本身器件分析能力和分析精度优于待测物。基于OFDM通信的802.11a/g/n/ac/ax/be协议，传输带宽划分成多个带宽相同且相互正交的独立子信道并行传输数据，在设计上需要子载波之间功率等效。综测仪要分析802.11ac/ax/be的160M信号，或者802.11be的320M信号，最直观的方式是直接设计支持大带宽的高性能元器件，确保射频采样率大于信号带宽，则可以支持对应信号的接收和性能评估。

但是，对于信号带宽80M及以上，一些元器件(滤波器)的设计难度迅速上升，另一些元器件(功率放大器)很难在较大带宽上保证线性，例如放大器的功率在不同频点上就会有差异，某个频点功放缩小或者放大，都会对信号引入了噪声和干扰，必然影响DUT测试灵敏度和DUT发射性能测试的准确性。

理想的元器件，能够保证基带信号经过调制后的射频信号依旧在各个频点上功率不变，而实际上，真实元器件对信号的影响，在通信业界是公认的，都可以使用IP3的经典模型来解释，对于幅度为A，频率为w的余弦信号x(t)＝Acos(wt)，经过元器件三阶交调(IP3:Third-order Intercept Point)影响后真正得到的信号表示为y(t)，y(t)＝α₁x(t)+α₂x²(t)-α₃x³(t)+ε，ε为x(t)的高阶无穷小量，在逼近的时候可以去掉，那么

如图1所示，余弦信号x(t)在频域上的频谱从f₁映射到4个频点(0,f₁,f₂,f₃)上，其中f₁＝w。其中，w为子载波间隔，A为发射功率，α₁,α₂,α₃分别为元器件三阶交调的一阶，二阶，三阶系数，DC为噪声恒定电流，H₁,H₂,H₃分别为经过三阶交调后子载波f₁,f₂,f₃上的功率，cos(*)为余弦函数。

对于N个子载波等功率的OFDM系统，则带内模型可简化为如图2所示，其中P_sub为一阶H₁和平稳功率部分带来，子载波之间影响表现为，中间子载波受相邻子载波多而功率变大，反之边缘子载波功率变小。因此，带宽越大，元器件带来的非线性越大，特别是针对160M以上的大带宽，对综测仪的元器件提出了巨大的要求。

发明内容

为解决现有技术中综测仪大带宽元器件精度差的技术问题，本发明提供一种综测仪采样率低于信号带宽的测试系统及测试方法。

本发明综测仪采样率低于信号带宽的测试系统，包括功分器、综测仪，其中，所述综测仪包括两路以上结构相同的信号处理模块、一个分析模块，所述功分器的输入端接待测设备，输出端分别与多路信号处理模块相连，所述分析模块设置在多路信号处理模块输出端，用于将多路信号处理模块处理的信号合并处理，并输出，每路信号处理模块包括射频模块和与射频模块输出端相连的基带模块，所述综测仪接收功分器输出的低于综测仪采样率的两路以上信号，每路信号分别送入对应的信号处理模块处理。

本发明作进一步改进，所述信号带宽为160M，所述信号处理模块为两路，每路采集80M带宽信号。

本发明还提供一种基于所述综测仪采样率低于信号带宽的测试系统的测试方法，包括如下步骤：

步骤S1：搭建测试环境，功分器的入口与待测设备通过射频线相连，不同的出口分别与对应的综测仪的信号处理模块端口相连；

步骤S2：射频模块处理：将模拟信号转换为数字信号完成接收；

步骤S3：基带模块处理：还原和解析信号信息；

步骤S4：分析模块处理：将多个基带处理模块信息进行合并，拼接成完整带宽的信号，并进行性能分析。

本发明作进一步改进，步骤S1中，所述功分器为一分二功分器，所述信号处理模块为两路，当待测设备发出的信号为160M信号时，其中心频点为5250MHz，则第一射频模块工作在频点5210MHz，第二射频模块工作在频点5290MHz。

本发明作进一步改进，步骤S2中，射频模块的处理方法包括如下子步骤：

S201：带通滤波：滤除非信号频段的数据；

S202：功率放大；

S203：射频信号转基带信号：将高频信号搬移到基带信号；

S204：低通滤波器滤除负频率，滤除为单边带信号；

S205：自动增益控制AGC量化；

S206：ADC采样：将基带信号的I、Q两路信号电信号采样，然后组合成基带信号输出给基带模块。

本发明作进一步改进，步骤S3中，基带模块的处理方法包括如下子步骤：

S301：通过数字滤波器，将本路信号中采集的另外一路的信号滤除；

S302：根据参考电平，计算功率；

S303：根据获取的功率计算频谱；

S304：信号预处理分析、信道估计与均衡，获取均衡后的数据。

本发明作进一步改进，步骤S302中，滤波后的基带信号表示为I，Q路复信号y_set1(t)＝y_seg1,I(t)+j*y_seg1,Q(t)，t是采样点序号，j为虚数单位，将数据转化为毫伏单位的电压值，然后计算功率，在射频模块是50欧姆的特征抗阻，那么t时刻点功率计算公式为：

p_seg1(t)＝((y_seg1,I(t))²+(y_seg1,q(t))²)/5000

根据p_seg1(t)的功率变化，找到数据帧的起始点t_seg1,start和结束点t_seg1,end，y_seg1(t)信号的功率为：

本发明作进一步改进，步骤S303中，频谱的计算选用步骤S302得到的t_seg1,start到t_seg1,end时刻范围，

为对x下取整，N1为傅里叶变换点数，

p_seg1(i)＝[p_seg1(t_seg1,start+N1*(i-1)+1)p_seg1(t_seg1,start+N1*i)]

其中，i∈[1，M]，FFT为傅里叶变换，即p_seg1(i)表示从p_seg1(t_seg1,start)开始次取N1点的数据通过傅里叶变换到频域，然后这M组频域信号求平均则为频域频谱freq_seg1。

本发明作进一步改进，步骤S304中，基带信号预处理后的第一路基带信号y_seg1(t)信号训练序列VHT-LTF对应的频域表示为Y_ref＝[Y_seg1,ref(k)],k∈[0,…,K-1]，K为y_seg1(t)的频域子载波数，第一基带模块训练序列VHT-LTF规定的频域表示为X_ref＝[X_seg1,ref(k)],k∈[0,…,K-1]，那么信道估计H＝[H(k)],k∈[0,…,K-1]为：

H＝X_ref ^*(X_refX_ref ^*)^-1*Y_ref

其中，上标*为计算复信号的共轭，

y_seg1(t)信号数据符号s的频域表示为Y_seg1,s＝[Y_seg1,s(k)]，数据符号s均衡后的结果表示为：

均衡方法如下：

本发明作进一步改进，步骤S4中，分析模块的处理方法包括如下子步骤：

S401：均衡信号合并：对均衡后的数据符号，按低频到高频的方式合并为合并数据；

S402：解调：根据步骤S401得到的合并数据的星座点位置和调制方式，在调制方式对应的星座图上，利用格雷映射的特点，使用二分法求得理想的星座点位置；

S403：合并后的整个信号分析与性能评估。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：功分器能够将大带宽的数据分割为小于综测仪采样率的多路数据，然后再送入综测仪内部不同信号处理模块，射频模块支持的采样率大于信号带宽的一半而小于信号带宽，比如两套射频系统分别作用于信号的上半频点和下半频点，从而将两路信号分别进行分析，再解调后再进行合并，完成整个信号的分析与评估，通过本发明的系统和处理方法，有效降低了综测仪设计的复杂度和成本，抑制了高带宽下的干扰和噪声，评测DUT各个性能指标的准确度都有明显提升，而且这个系统也支持80+80M带宽的分析。

附图说明

图1为余弦信号在频域上的频谱从f1映射到4个频点(0,f₁,f₂,f₃)上示意图；

图2为N个子载波等功率的OFDM系统，其带内模型简化示意图；

图3为本发明测试系统结构示意图；

图4为本发明基带模块处理方法流程图；

图5为本发明分析模块处理方法流程图；

图6为现有综测仪使用一个射频模块分析160M信号测试效果图；

图7为综测仪使用两个射频模块分析160M信号测试效果图；

图8为使用两个射频模块分析80+80M信号测试效果图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明做进一步详细说明。

本发明应用于综测仪内，为了克服支持大带宽元器件精度差的问题，同时支持80+80M测试模式，综测仪使用两套同时并行的射频模块采集基带信息，在基带模块内分析基本信息后，在分析模块内合并后完成分析和输出各项射频指标。本发明降低了综测仪设计的复杂度和成本，抑制了高带宽下的干扰和噪声，评测DUT各个性能指标的准确度都有明显提升，而且这个系统也支持80+80M带宽的分析。

如果功分器能够将信号分割为多路，本例的综测仪内还可以设置与输出信号数量相同的多路射频模块和基带模块。

具体实施方式：

应当指出，本发明应用于综测仪作为测试设备对DUT进行性能测试。

应当指出，本发明的操作方法容易变更，使用本发明信道估计思想和迭代消除分析思想，都属于本发明的保护范围。

应当指出，本发明可直接用于802.11be或其后的演进版本上使用，都属于本发明的保护范围。

以下结合附图对本发明进行说明，应当理解，此处所作的描述仅用于说明和解释本发明，并不用于限定本发明。

综测仪分析DUT发出的大带宽信号完整流程如图3所示，基带模块和分析模块的处理流程分别如图4和图5所示。本发明仅以11ac 160M带宽单输入单输出(SISO)为例，可以非常容易的推广到11ax 160M、11be 160M和11be 320M，以及多输入多输出(MIMO)模式里。

本例的测试方法的详细步骤：

步骤S1：测试环境搭建

选用支持高带宽信号(如11ac 160M)的DUT(待测设备)，使用DUT驱动工具触发射频信号，射频线一端接DUT天线口，另一端接一分二功分器入口，再用另外射频线，将功分器出口1和综测仪射频模块1的端口连接，功分器出口2和综测仪射频模块2端口连接。

DUT发出160M信号中心频点为5250MHz，则射频模块1工作在频点5210MHz，射频模块2工作在频点5290MHz。

步骤S2：射频模块分析流程

射频系统将模拟信号转换为数字信号完成接收，射频系统的采样率必须大于信号带宽才能保证信号不失真，本发明用两个射频系统，各自覆盖部分带宽来达到目的，从而避免设计高带宽射频模块系统误差大，难度高，价格贵的问题。

射频模块的天线口接收DUT发送过来的电信号，射频模块工作所在频点为f_c，模块1的f_c＝5210MHz，模块2的f_c＝5290MHz。以下具体流程，仅以1个模块为例，实际综测仪两个模块是同时进行处理。

步骤201带通滤波

接收信号s(t)经过带通滤波器，滤除非信号频段的数据。综测仪在设计上覆盖支持的IMS频段，带通滤波器BPF滤波范围在5G频段起始位置从4900MHz～5900MHz。

步骤202功率放大

因DUT发的是弱电信号，容易遭到元器件自带噪声影响，将接收信号s(t)进行通过LNA放大功率，放大30dB。

步骤203射频信号转基带信号

将高频信号搬移到基带信号，使用本地振荡器完成，本地振荡器工作频点为f_c，变换过程为

其中

Fs为综测仪设定的采样率，根据奈奎斯特采样定律，可配置为大于80MHz带宽的值，可设为120MHz。

步骤204低通滤波器滤除负频率

s_I(t)和s_Q(t)具有正频率和负频率，分别通过低通滤波器，滤除为单边带信号。

步骤205AGC量化

I路信号s_I(t)经过一个50欧姆的特征抗阻，参考电平设定为x毫伏(mv)，使用12bit量化，即2¹²-1代表x dBm，输出数值s_I(t)＝(2¹²-1)*(v_I(t)/x)，其中v_I(t)是s_I(t)的电压值，单位毫伏(mv)。同样的对Q路也进行这样的操作。

步骤206ADC采样

用采样函数

对I，Q路电信号采样，采样过程为

I(t)＝s_I(t)*δ(t-nTs),Q(t)＝s_Q(t)*δ(t-nTs

然后组合成基带信号y(t)＝I(t)+j*Q(t)，其中

Fs为综测仪设定的采样率，n为自然数，j为虚数单位。

射频模块1的基带信号记为y_seg1(t)，射频模块2的基带信号记为y_seg2(t)，一并传入基带模块。

步骤S3：基带模块分析流程

基带模块分析是还原和解析信号信息过程，使用两个模块是由于射频系统使用了两个模块的原因。

基带模块用于完成信号的解调和性能分析，由于将接收信号分为两个部分，所以本发明在基带模块只将信号均衡后的结果，输出到分析模块将两个部分信号合并后，再完成各个指标的分析。

步骤301通过数字滤波器

DUT实际发的是160M信号，射频模块偏移40M频点采样带宽120M，还是会将相邻的那个80M信号采集一部分进来，因此需要经过一个数字滤波器将另外一个80M信号滤除过去。滤波器设计和滤波过程是通信业界常用方法，不做详述，y_seg1(t)经过数字滤波器后依旧记为y_seg1(t)。

步骤302根据参考电平，计算功率

滤波后的基带信号表示为I，Q路复信号y_seg1(t)＝y_seg1,I(t)+j*y_seg1,Q(t)，t是采样点序号，将数据转化为毫伏单位的电压值，然后计算功率，在射频模块是50欧姆的特征抗阻，那么t时刻点功率计算公式为

p_seg1(t)＝((y_seg1,I(t))²+(y_seg1,q(t))²)/5000

根据p_seg1(t)的功率变化。找到数据帧的起始点t_seg1,start和结束点t_seg1,end，也就是粗同步过程，

y_seg1(t)信号的功率为

步骤303频谱计算

频谱计算选择显示带宽为100KHz，那么频谱计算的傅里叶变换点数N1为采样率比显示带宽，

计算频谱的数据选用步骤302得到的t_seg1,start到t_seg1,end时刻范围，

为x的下取整，

p_seg1(i)＝[p_seg1(t_seg1,start+N1*(i-1)+1)p_seg1(t_seg1,start+N1*i)]

其中i∈[1，M]，FFT为傅里叶变换，即p_seg1(i)表示从p_seg1(t_seg1,start)开始次取N1个点的数据通过傅里叶变换到频域，然后这M组频域信号求平均则为频域频谱freq_seg1,根据公式，freq_seg1有N1＝1200，每个点表示频谱上100KHz带宽上的频域功率。

步骤304使用通用方法完成基带信号预处理

按照常规信号处理步骤，同步，频偏估计与补偿，去GI，FFT进行信号预处理分析，为通信信号分析上的通用技术，不作详述。

步骤305信道估计和均衡

步骤304将基带信号处理后，y_seg1(t)信号训练序列VHT-LTF对应的频域表示为Y_ref＝[Y_seg1,ref(k)],k∈[0,…,K-1]，K为y_seg1(t)的频域子载波数，在本例中，DUT信号为11AC协议160M，基带模块各采集80M，依照协议，对应的子载波数K＝256。训练序列VHT-LTF有协议定义已知，基带模块1训练序列VHT-LTF规定的频域表示为：

X_ref＝[X_seg1,ref(k)],k∈[0,…,K-1]

那么信道估计H＝[H(k)]为：

H＝X_ref ^*(X_refX_ref ^*)^-1*Y_ref

其中上标*为计算复信号的共轭。

y_seg1(t)信号数据符号s的频域表示为：Y_seg1,s＝[Y_seg1,s(k)]，

数据符号s均衡后的结果表示为：

均衡方法如下：

按步骤304遍历完所有的数据符号。

基带模块2重复整个步骤S3，对应得到信号功率P_seg2，信号频谱freq_seg2，均衡后的数据

步骤S4：合并模块分析流程

合并模块是将两个基带处理模块信息进行合并，拼接成完整带宽的信号性能分析过程。在本例中，实质信号是160M，步骤S3中两个80M分别进行了分析，在这里合并成完整带宽进行处理。

步骤401均衡信号合并

对均衡后的数据符号s，按低频到高频的方式合并成

即合并后子载波总数变为2K。

步骤402解调

解调为调制的逆过程，根据

星座点位置和调制方式，在调制方式对应的星座图上，利用格雷映射的特点，使用二分法求得理想的星座点位置Z_s(k)。其中表示符号s，目标函数为

解调过程中也得到对应的bit流，进入后续通用的译码分析流程。

步骤403EVM计算

EVM计算，在步骤402解调后，接收的星座点为

其对应的参考信号为Z_s(k)，矢量幅度误差即为EVM，计算方式为：

其中p∈[0,…,2K-1]且为承载数据的子载波，N_sym为信号传输符号总个数，N_p为总子载波数2K里面承载数据的有效子载波个数。

步骤404功率计算

DUT信号功率是两个模块功率的合并，即P＝P_seg1+P_seg2。

4.5频谱合并

DUT信号频谱是两个模块频谱的合并，频谱模块1贡献了左半80M部分，频谱模块2贡献了右半80M部分，其合并方式频谱模块1丢弃最右边20M频谱与频谱模块2丢弃最左边20M频谱，合并后频谱长度为2000，合并公式为：

freq(i)＝freq_seg1(i),freq(i+1000)+freq_seg2(i+200),i∈[1 1000]

本发明应用效果：

综测仪自身元器件也会影响信号的接收，综测仪自发自收得到的EVM称为残余EVM，它是评估综测仪性能的一个指标。在信号源为11AC 160M的同源信号下，图5为使用240M采样率直接分析160M带宽模式，图6为使用本发明2个模块120M采样率各种分析80M带宽模式。信号解调结果都为CRC Pass，功率分析两种方法都接近，残余EVM本发明提升约为2dB左右。残余EVM的提升意味着综测仪自身对信号的影响更小，那么评测DUT各个性能指标的准确度是有提升的。本发明仅使用120M采样率，低于信号带宽160M，达成了采样率低于信号带宽的分析模式。本发明两个模块的频点可以修改，也就能支持协议里80+80M模式的测试。

图5是综测仪使用240M采样率直接分析160M的11ax信号，选择中心频率是5250MHz，分析到的EVM是-43.35dB，图6是综测仪使用本发明的测试方法和测试系统，使用120M采样率和两个射频模块分开分析160M的11ax信号，选择的中心频率是5210MHz和5290MHz，分析到的EVM是-44.90，从而在性能上比现有技术直接分析160M带宽要好。

图7综测仪使用本发明的方法和系统，分析80+80M的11ax信号，选择的中心频率是5210M和5290MHz，由于2个80M间隔较远，因此频带间干扰变小，其性能更加好，达到了-45.92dB。

综上，本发明降低了综测仪设计的复杂度和成本，能有效抑制了高带宽下的干扰和噪声，评测DUT各个性能指标的准确度都有明显提升，而且本发明支持80+80M带宽的分析。

以上所述之具体实施方式为本发明的较佳实施方式，并非以此限定本发明的具体实施范围，本发明的范围包括并不限于本具体实施方式，凡依照本发明所作的等效变化均在本发明的保护范围内。

Claims (10)

1.一种综测仪采样率低于信号带宽的测试系统，其特征在于：包括功分器、综测仪，其中，所述综测仪包括两路以上结构相同的信号处理模块、一个分析模块，所述功分器的输入端接待测设备，输出端分别与多路信号处理模块相连，所述分析模块设置在多路信号处理模块输出端，用于将多路信号处理模块处理的信号合并处理，并输出，每路信号处理模块包括射频模块和与射频模块输出端相连的基带模块，所述综测仪接收功分器输出的低于综测仪采样率的两路以上信号，每路信号分别送入对应的信号处理模块处理。

2.根据权利要求1所述的综测仪采样率低于信号带宽的测试系统，其特征在于：所述信号带宽为160M，所述信号处理模块为两路，每路采集80M带宽信号。

3.基于权利要求1或2所述的综测仪采样率低于信号带宽的测试系统的测试方法，其特征在于，包括如下步骤：

步骤S1：搭建测试环境，功分器的入口与待测设备通过射频线相连，不同的出口分别与对应的综测仪的信号处理模块端口相连；

步骤S2：射频模块处理：将模拟信号转换为数字信号完成接收；

步骤S3：基带模块处理：还原和解析信号信息；

步骤S4：分析模块处理：将多个基带处理模块信息进行合并，拼接成完整带宽的信号，并进行性能分析。

4.根据权利要求3所述的测试方法，其特征在于：步骤S1中，所述功分器为一分二功分器，所述信号处理模块为两路，当待测设备发出的信号为160M信号时，其中心频点为5250MHz，则第一射频模块工作在频点5210MHz，第二射频模块工作在频点5290MHz。

5.根据权利要求4所述的测试方法，其特征在于：步骤S2中，射频模块的处理方法包括如下子步骤：

S201：带通滤波：滤除非信号频段的数据；

S202：功率放大；

S203：射频信号转基带信号：将高频信号搬移到基带信号；

S204：低通滤波器滤除负频率，滤除为单边带信号；

S205：自动增益控制AGC量化；

S206：ADC采样：将基带信号的I、Q两路信号电信号采样，然后组合成基带信号输出给基带模块。

6.根据权利要求3所述的测试方法，其特征在于：步骤S3中，基带模块的处理方法包括如下子步骤：

S301：通过数字滤波器，将本路信号中采集的另外一路的信号滤除；

S302：根据参考电平，计算功率；

S303：根据获取的功率计算频谱；

S304：信号预处理分析、信道估计与均衡，获取均衡后的数据。

7.根据权利要求6所述的测试方法，其特征在于：步骤S302中，滤波后的基带信号表示为I，Q路复信号y_seg1(t)＝y_seg1，I(t)+j*y_seg1，Q(t)，t是采样点序号，j为虚数单位，将数据转化为毫伏单位的电压值，然后计算功率，在射频模块是50欧姆的特征抗阻，那么t时刻点功率计算公式为：

p_seg1(t)＝((y_seg1，I(t))²+(y_seg1，q(t))²)/5000

根据p_seg1(t)的功率变化，找到数据帧的起始点t_seg1，start和结束点t_seg1，end，y_seg1(t)信号的功率为：

L＝t_seg1，end-t_seg1，start。

8.根据权利要求7所述的测试方法，其特征在于：步骤S303中，频谱的计算选用步骤S302得到的t_seg1，start到t_seg1，end时刻范围，

为对x下取整，N1为傅里叶变换点数，

p_seg1(i)＝[p_seg1(t_seg1，start+N1*(i-1)+1)p_seg1(t_seg1，start+N1*i)]

其中，i∈[1，M]，FFT为傅里叶变换，即p_seg1(i)表示从p_seg1(t_seg1，start)开始次取N1点的数据通过傅里叶变换到频域，然后这M组频域信号求平均则为频域频谱freq_seg1。

9.根据权利要求8所述的测试方法，其特征在于：步骤S304中，基带信号预处理后的第一路基带信号y_seg1(t)信号训练序列对应的频域表示为Y_ref＝[Y_seg1，ref(k)]，k∈[0，…，K-1]，K为y_seg1(t)的频域子载波数，第一基带模块训练序列规定的频域表示为X_ref＝[X_seg1，ref(k)]，k∈[0，…，K-1]，那么信道估计H＝[H(k)]为：

H＝X_ref ^*(X_refX_ref ^*)^-1*Y_ref

其中，上标*为计算复信号的共轭，

y_seg1(t)信号数据符号s的频域表示为Y_seg1，s＝[Y_seg1，s(k)]，k∈[0，…，K-1]，数据符号s均衡后的结果表示为：

均衡方法如下：

10.根据权利要求3所述的测试方法，其特征在于：步骤S4中，分析模块的处理方法包括如下子步骤：

S401：均衡信号合并：对均衡后的数据符号，按低频到高频的方式合并为合并数据；

S402：解调：根据步骤S401得到的合并数据的星座点位置和调制方式，在调制方式对应的星座图上，利用格雷映射的特点，使用二分法求得理想的星座点位置；

S403：合并后的整个信号分析与性能评估。

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