TWI357065B - Apparatus and method for generating audio subband - Google Patents
Apparatus and method for generating audio subband Download PDFInfo
- Publication number
- TWI357065B TWI357065B TW096140028A TW96140028A TWI357065B TW I357065 B TWI357065 B TW I357065B TW 096140028 A TW096140028 A TW 096140028A TW 96140028 A TW96140028 A TW 96140028A TW I357065 B TWI357065 B TW I357065B
- Authority
- TW
- Taiwan
- Prior art keywords
- window
- time domain
- coefficients
- samples
- function
- Prior art date
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 82
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 claims description 192
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 claims description 123
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 claims description 123
- 239000002131 composite material Substances 0.000 claims description 42
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 31
- 239000000872 buffer Substances 0.000 claims description 24
- 230000000694 effects Effects 0.000 claims description 22
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims description 17
- 230000008859 change Effects 0.000 claims description 13
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 claims description 12
- 230000002194 synthesizing effect Effects 0.000 claims description 5
- 238000012937 correction Methods 0.000 claims description 2
- 229910052738 indium Inorganic materials 0.000 claims 1
- APFVFJFRJDLVQX-UHFFFAOYSA-N indium atom Chemical compound [In] APFVFJFRJDLVQX-UHFFFAOYSA-N 0.000 claims 1
- 230000006870 function Effects 0.000 description 359
- 239000000523 sample Substances 0.000 description 212
- 239000013598 vector Substances 0.000 description 88
- 239000000543 intermediate Substances 0.000 description 71
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 31
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 27
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 20
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 description 20
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 16
- 230000008569 process Effects 0.000 description 15
- 230000002829 reductive effect Effects 0.000 description 15
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 12
- 230000006399 behavior Effects 0.000 description 11
- 239000000463 material Substances 0.000 description 11
- 238000003860 storage Methods 0.000 description 11
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 10
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 9
- 230000000052 comparative effect Effects 0.000 description 9
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 8
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 8
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 6
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 6
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 6
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 6
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 5
- 239000000203 mixture Substances 0.000 description 5
- 238000005457 optimization Methods 0.000 description 5
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 4
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 4
- 238000004590 computer program Methods 0.000 description 4
- 238000010606 normalization Methods 0.000 description 4
- 238000013139 quantization Methods 0.000 description 4
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 4
- 239000000654 additive Substances 0.000 description 3
- 238000004422 calculation algorithm Methods 0.000 description 3
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 3
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 3
- 238000013461 design Methods 0.000 description 3
- 238000009826 distribution Methods 0.000 description 3
- 238000000605 extraction Methods 0.000 description 3
- 230000010076 replication Effects 0.000 description 3
- 238000012360 testing method Methods 0.000 description 3
- 230000017105 transposition Effects 0.000 description 3
- 230000000996 additive effect Effects 0.000 description 2
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 2
- 238000013016 damping Methods 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 238000006731 degradation reaction Methods 0.000 description 2
- 238000011161 development Methods 0.000 description 2
- 230000008030 elimination Effects 0.000 description 2
- 238000003379 elimination reaction Methods 0.000 description 2
- 230000014509 gene expression Effects 0.000 description 2
- 230000003534 oscillatory effect Effects 0.000 description 2
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 description 2
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 2
- 238000006467 substitution reaction Methods 0.000 description 2
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 2
- 238000013519 translation Methods 0.000 description 2
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 230000004888 barrier function Effects 0.000 description 1
- 238000000354 decomposition reaction Methods 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 238000009795 derivation Methods 0.000 description 1
- 230000009365 direct transmission Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000011156 evaluation Methods 0.000 description 1
- 238000009432 framing Methods 0.000 description 1
- 238000007689 inspection Methods 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 description 1
- 230000036961 partial effect Effects 0.000 description 1
- 238000012805 post-processing Methods 0.000 description 1
- 238000007781 pre-processing Methods 0.000 description 1
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 description 1
- 239000007787 solid Substances 0.000 description 1
- 230000007480 spreading Effects 0.000 description 1
- 238000003892 spreading Methods 0.000 description 1
- 210000002784 stomach Anatomy 0.000 description 1
- 230000002123 temporal effect Effects 0.000 description 1
- 230000036962 time dependent Effects 0.000 description 1
- 238000012795 verification Methods 0.000 description 1
- 230000010356 wave oscillation Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
- G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
- G10L19/02—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using spectral analysis, e.g. transform vocoders or subband vocoders
-
- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
- G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
- G10L19/02—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using spectral analysis, e.g. transform vocoders or subband vocoders
- G10L19/0204—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using spectral analysis, e.g. transform vocoders or subband vocoders using subband decomposition
-
- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
- G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
- G10L19/02—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using spectral analysis, e.g. transform vocoders or subband vocoders
- G10L19/022—Blocking, i.e. grouping of samples in time; Choice of analysis windows; Overlap factoring
-
- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
- G10L25/00—Speech or voice analysis techniques not restricted to a single one of groups G10L15/00 - G10L21/00
- G10L25/45—Speech or voice analysis techniques not restricted to a single one of groups G10L15/00 - G10L21/00 characterised by the type of analysis window
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H17/00—Networks using digital techniques
- H03H17/02—Frequency selective networks
- H03H17/0248—Filters characterised by a particular frequency response or filtering method
- H03H17/0264—Filter sets with mutual related characteristics
- H03H17/0266—Filter banks
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M7/00—Conversion of a code where information is represented by a given sequence or number of digits to a code where the same, similar or subset of information is represented by a different sequence or number of digits
- H03M7/30—Compression; Expansion; Suppression of unnecessary data, e.g. redundancy reduction
-
- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
- G10L21/00—Speech or voice signal processing techniques to produce another audible or non-audible signal, e.g. visual or tactile, in order to modify its quality or its intelligibility
- G10L21/02—Speech enhancement, e.g. noise reduction or echo cancellation
- G10L21/038—Speech enhancement, e.g. noise reduction or echo cancellation using band spreading techniques
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Acoustics & Sound (AREA)
- Computational Linguistics (AREA)
- Health & Medical Sciences (AREA)
- Audiology, Speech & Language Pathology (AREA)
- Human Computer Interaction (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
- Mathematical Physics (AREA)
- Computer Hardware Design (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
- Liquid Crystal Substances (AREA)
- Tires In General (AREA)
- External Artificial Organs (AREA)
- Medicines That Contain Protein Lipid Enzymes And Other Medicines (AREA)
- Developing Agents For Electrophotography (AREA)
- Materials For Photolithography (AREA)
- Peptides Or Proteins (AREA)
Description
1357065 九、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 本發明的數個具體實施例係有關於產生音頻子頻帶値 之裝置與方法、產生時域音頻樣本之裝置與方法以及包含 前述的該等裝置中的任一種裝置的系統，其可以係例如實 施於現代的音頻編碼、音頻解碼或者其它的音頻傳輸相關 應用的領域中。 【先前技術】 現代的數位聲音處理典型地係依據，相較於該個別的聲 音資料的一種直接傳輸或者儲存的方式，可以在位元率、 傳輸頻寬以及儲存空間等方面顯著地降低的編碼方案。這 係藉由在該發送器地點對該聲音資料進行編碼，並且在該 接收器地點，在例如提供該解碼聲音資料給一收聽者或者 另一個信號處理程序之前’對該已編碼資料進行解碼而達 成的。 這樣的數位聲音處理系統可以相對於廣泛範圍的參數 實施，這些參數典型地’在一方面，會影響該傳輸的或者 其它方式處理的音頻資料的品質，以及，在另一方面，會 影響計算效率性、頻寬以及其它性能相關的參數。相當常 見的，較筒的品質需要較高的位元率、更爲增加的計算複 雜度以及該對應的已編碼的音頻資料更高的儲存需求。因 此’依據所關心的該應用而定，例如可允許的位元率、可 被接收的計算複雜度以及可被接收的資料總量等因素，必 須與所預期的以及可達成的品質之間達成平衡。 1357065 &例如—雙向的或者單向的通信等即時應用中特別重 胃個參數，由於使用不同的編碼方案所帶來的延遲 扮演很重要的角色。如此一來，由該音頻編碼以及 $51所造成的延遲，會以前述的該等參數方式，再增加另 -®限制’當欲平衡吾人所關心的在一特定的應用領域中 @ +同的編碼方案的需求以及成本時。由於這樣的數位音 統可以實行於分佈範圍從極低品質的傳輸一直到高階 傳輸等許多不同的應用領域，因此在個別的該等系統上， 糸莖常需要加上不同的參數以及不同的限制條件。在一些應 用中’與具有一較高延遲的音頻系統對比，在可比較的品 質水準上，一個較低的延遲，例如可能需要較高的位元率， 且因此需要一個更爲提高的傳輸頻寬。 然而，在許多情況中，必須就不同的參數，例如位元率、 計算複雜度、記億體需求、品質以及延遲等參數之間，達 成一種妥協。 【發明內容】 根據本發明的一個具體實施例，用以產生在音頻子頻帶 聲道中的音頻子頻帶値的一種裝置，包含一種分析視窗 器，用於使用包含一序列視窗係數的分析視窗函數，以視 窗化時域音頻輸入樣本的資訊框爲從一個較早的樣本延伸 至一個較晚的樣本的一時間序列中，以獲得多數個視窗型 樣本，該分析視窗函數包含從包含一個較大的第二視窗係 數數量的一序列較大的視窗函數推導得到的第一視窗係數 數量，其中該視窗函數的該等視窗係數的推導，係利用對 1357065 該較大的視窗函數的數個視窗係數進行內插運算以及其中 該第二數量係偶數：以及一種計算器’用以使用該等視窗 型樣本，以計算該等音頻子頻帶値。 根據本發明的一個具體實施例，用以產生時域音頻樣本 的一種裝置，包含一種計算器，用以從在音頻子頻帶聲道 中之音頻子頻帶數値，計算一序列中間時域樣本，該序列 包含較早的中間時域樣本以及較晚的時域樣本；一種合成 視窗器，使用包含一序列視窗係數的合成視窗函數，以視 窗化該序列中間時域樣本，從而獲得數個視窗型中間時域 樣本，該合成視窗函數包含從包含一序列較大的第二數量 的視窗係數的一個較大的視窗函數推得的第一數量的視窗 係數’其中該視窗函數的該等視窗係數的推導，係藉由對 該較大的視窗函數的視窗係數進行內插而得；以及其中該 第二數量係一個偶數及一重疊加法器輸出級，用以處理該 等視窗型中間時域樣本，以獲得該等時域樣本。 【實施方式】 接下來，本發明的該等具體實施例，將參考於所伴隨的 該等圖示，於下文中詳加敘述。 第1至19圖顯示描述用以產生音頻子頻帶値的裝置與 方法、用以產生時域樣本的裝置與方法之不同具體實施例 的功能特性與特徵的數個方塊圖及另外的方塊圖，以及包 含則述的該等裝置與方法之中的至少一種裝置或方法的系 統。然而，在詳細描述本發明的第一具體實施例之前，應 該要注意的係本發明的數個具體實施例可以利用硬體或者 1357065 軟體的方式實現。因此，以各自的具體實施例之硬體實現 架構的方塊圖的方式描述的實施架構，也可以視爲係一尉 應的方法之合適的具體實施例的流程圖》同樣地，描述本 發明具體實施例的流程圖也可以視爲係一對應的硬體實胃 架構的方塊圖。 接下來，將敘述濾波器組的實現架構，可以係以一 析濾波器組或者一種合成濾波器組的方式實現。分析濾& 器組係依據在從一較早的樣本延伸至一較晚的樣本的-胃 間序列中的時域音頻（輸入）樣本而定，用以產生在音頻子 頻帶聲道中的音頻子頻帶値的一種裝置。換句話說’術語 『分析濾波器組』係可以與以本發明之用以產生音·頻子頻 帶値的一種裝置的形式所敘述的一個具體實施例’當作相 同的意義使用。因此’合成濾波器組係一種濾波器組用以 從在音頻子頻帶聲道中的音頻子頻帶値’產生時域音頻樣 本。換句話說，該術語『合成爐波器組』’係可以與根據本 發明之用以產生時域音頻樣本的裝置之形式之具體實施 例，當作相同的意義使用。 分析濾波器組與合成濾波器組（在下文中也統稱爲濾波 器組），兩者皆可以係例如實現爲調變滬波器組（modulated filterbanks)。調變濾波器組（其實例以及具體實施例將在 下文中更詳細地描述）係以一種振還爲基礎’該振Μ係具有 以在該頻域中，對應的子頻帶的中心頻率爲基礎’或者從 對應的子頻帶的中心頻率推得之頻率。術語『調變的』 (modulated)在此上下文中係指出’依據這樣的—種調變濾 1357065 波器組的具體實施架構而定，前述的該等振盪係在一視窗 函數或者一原型濾波器函數的環境中使用。理論上，調變 濾波器組可以係以例如一諧波振盪（正弦振盪或者餘弦振 盪）等之實數振盪爲基礎，或者對應的複數振盪（複數指數 振盪）爲基礎。因此，該等調變濾波器組係分別稱爲實數調 變濾波器組或者複數調變濾波器組。 在接下來的敘述中，將更詳細地描述本發明以複數調變 低延遲濾波器組以及實數調變低延遲濾波器組的形式呈現 的數個具體實施例，以及對應的方法與軟體實現架構。這 樣的調變低延遲濾波器組的主要的應用其中之一，係整合 在一低延遲光譜頻帶複製（spectral band replication, SBR)系統之中，該種系統目前係以使用具有一對稱的原型 濾波器的一複數 QMF濾波器組爲基礎（QMF = Quadrature Mirror Filter，正交鏡相濾波器）。 依據本發明的具體實施例的低延遲濾波器組的一種實 施架構可以提供在計算複雜度、頻率響應、時間噪音延展 以及（重建）品質之間的更爲改進的取捨之優點，在本發明 所敘述的該架構將變的更爲明顯的。此外，以使用所謂的 零延遲技術的一種方式爲基礎，在不會引入額外的延遲的 情況下，延伸各自的該等濾波器組的該濾波器脈衝響應， 使得在延遲與重建之間的一個改進的取捨係可以達成的。 在預先定義品質水準的較低的延遲，在預先定義的延遲水 準的較佳的品質，或者延遲與品質兩者同時的改善，可以 藉著使用依據本發明的具體實施例所敘述之分析濾波器組 1357065 或者合成濾波器組而達成。 本發明的數個具體實施例，係基於發現，可以藉著使用 內插方案，以獲得根據具有較大的第二視窗係數個數的視 窗函數而定的具有第一視窗係數個數的一個視窗函數，以 達成這些改進。藉著使用內插方案，該等視窗函數的該等 視窗係數的能量値的改進的分佈係可以達成的。這在許多 種情況中，可以引致一種改善的頻疊水準以及與該音頻品 質有關的改進。舉例而言，當該較大的視窗函數包含偶數 個數的視窗係數時，內插方案會係有用的。 由使用內插方案，該計算複雜度僅會有些許的增加。然 而，當與獨立地儲存兩個分離的視窗函數的該情況相比較 時，此些許的增加不但由與該品質相關的改善而是由與減 低的記憶體使用相關所獲得的節省，這兩者所獲得的價値 係遠比這個些許的增加來的重要。雖然在一個實現架構 中，該內插程序可以在一處理器的該時脈信號的一個或者 少許的週期完成，但在許多的情況下會導致不是十分明顯 的延遲以及計算複雜度的增加，在許多應用中，該額外的 記憶體需求可能係十分重要的。例如，在行動式應用的情 況中，該記憶體可能係有限的，特別係當使用具有顯著數 量的視窗係數的長視窗函數時。 此外，如本發明所載之數個具體實施例可以在一新的視 窗函數的環境中，與上述的兩種濾波器組之中的任一種使 用，進一步改進前述的該等取捨。在一分析濾波器組的情 況中，藉著使用包含一視窗係數序列的一種分析視窗函 -10- 1357065 數，該品質或者延遲可以更進一步地改善，該視窗係數序 列包括包含該視窗係數序列的第一連續部分的第一群組， 以及包含該視窗係數序列的第二連續部分的該視窗係數的 第二群組。該第一部份以及該第二部份包含該視窗函數的 全部視窗係數。此外，該第一部份包含較少於該第二部份 的視窗係數，但是在該第一部份中的該等視窗係數的能量 數値係高於該第二部份的該等視窗係數的能量數値。該等 視窗係數的第一群組係用於視窗化較晚的時域樣本，以及 該視窗係數的第二群組係用於視窗化較早的時域樣本。這 種型式的視窗函數，係提供較早地處理時域樣本而具有較 高的能量數値的視窗係數的機會。這係由於所敘述的將視 窗係數分佈成兩個部分，以及將它們實行於時域音頻樣本 的序列的結果。如此一來，使用這樣的視窗函數可以在一 穩定的品質水準上，降低由該濾波器組所引入的該延遲， 或者以固定的延遲水準爲基礎，改進品質水準。 因此，在本發明以用以產生時域音頻樣本的一種裝置以 及一種對應的方法的形式所呈現的具體實施例中，合成視 窗器可以使用合成視窗函數，其包含對應於第一（連續）部 分以及第二（連續）部份排序的視窗係數序列。並且，在合 成視窗函數的情況中，在該第一部份的視窗係數的能量値 或者整體能量値，係高於第二部份的視窗係數的能量値或 者一整體能量値，其中該第一部份包含相較於該第二部份 較少的視窗係數。由於在這兩個部分中的該等視窗係數的 這個分佈，以及由於該合成視窗器係使用視窗係數的該第 1357065 一部份以視窗化較晚的時域樣本，以及視窗係數的該第二 部份係用以視窗化較早的時域樣本的這個事實，前述的該 等效果以及優點也可應用於合成濾波器組，或者方法的對 應的具體實施例。 稍後將更詳細地敘述使在本發明的一些具體實施例的 . 架構中的合成視窗函數以及分析視窗函數的細節。在本發 . 明的許多具體實施例中，該合成視窗函數以及/或者該分析 視窗函數的視窗係數的序列，正好包含視窗係數的該第一 ® 群組以及該第二群組。此外，視窗係數的序列的該等視窗 係數之中的每一係數係正好屬於視窗係數的該第一群組以 及該第二群組之中的一個。 這兩個群組每一者，以連續的方式，正好包含該視窗係 數序列的一個部分。在本敘述中，一部分係包含依據視窗 係數的序列的一視窗係數連續之集合。依據本發明之一些 具體實施例，這兩個群組（第一以及第二群組）每一個係以 先前所解釋的方式正好包含該等視窗係數的該序列的一個 ® 部分。該等群組之各個並不包含不是正好屬於各該群組的 • 一個部分的任何視窗係數。換句話說，在本發明的許多具 • 體實施例中，該第一以及該第二視窗係數群組僅包含該視 窗係數的第一部份以及該第二部份，並未包含另外的視窗 係數。 在本敘述的該架構中，該視窗係數序列的連續的部分被 理解爲，就數學上的意義而言，視窗係數的一連通的集合， 其中該集合與該視窗係數序列相較之下，並沒有缺少落在 -12- 1357065 該各自的部分的該等視窗係數的範圍之內（例如索引範圍） 的所有視窗係數。如此一來，在本發明的許多具體實施例 中，該視窗係數序列係正好分割成兩個連通的視窗係數部 分，其形成視窗係數的該第一群組以及該第二群組。在這 些情況中，包含在該第一視窗係數群組之內的每一視窗係 • 數，相對於該整體的視窗係數序列，係配置在該第二視窗 - 係數群組的視窗係數之中每一個的前面或者後面。 又換句話說，在依據本發明之許多具體實施例中，該視 > 窗係數序列係正好分割成兩個群組或者兩個部分，並未留 下任何的視窗係數。依據該視窗係數序列（其也表示這些視 窗係數的順序），這兩個群組或者部分的每一個皆包含最高 至（但是不包括）一邊界視窗係數，或者從一邊界視窗係數 (且包括該邊界視窗係數）開始的所有的視窗係數。舉例而 言，在一個包含640個視窗係數（具有0至639的索弓丨）的 視窗函數的情況中，該第一部份或者第一群組可以包含索 > 引從0至95，以及從96至639的視窗係數。此處該邊界 視窗係數，係爲對應於索引96的該視窗係數。自然地，其 它的實例也係可能的（例如從〇至543,以及從544至639)。 在下文中所敘述的分析濾波器組的詳細的、範例的實施 架構，提供一個涵蓋1〇個輸入樣本區塊的濾波器長度，同 時僅會造成兩個區塊的系統延遲，其係如同由 MDCT (modified discrete cosine transform,修改過的離散餘弦 變換）或者 MDST(modified discrete sine transform,修改 過的離散正弦變換）所引入之該對應的延遲。相較於mdct -13- 1357065 或者MDST的實現架構，重疊係從該MDCT以及 情況中的一個區塊，增加至9個區塊的重疊，一 由於涵蓋10個輸入樣本區塊的較長的該濾波器 而，也可以實現另外的實施架構’涵蓋不同的也 頻輸入樣本的輸入樣本的區塊個數。此外，也可 . 及實現其它的取捨。 . 第1圖係顯示一分析濾波器組100的方塊圖， 產生在音頻子頻帶聲道中的音頻子頻帶値的裝置 ® 施例。該分析濾波器組1〇〇包含分析視窗器110 窗化時域音頻輸入樣本的資訊框120。該資訊框 時域音頻（輸入）樣本之τ個區塊130-1,…，130-T 中T係一整正數並且在第1圖中所示之該具體實 況中係等於10。然而，該資訊框120也可以包含 的區塊130。 該資訊框120以及該等區塊130的每一個區塊 第1圖中箭號140所指的時間線，從一較早的樣 ® —較晚的樣本的時間序列中的時域音頻輸入樣本 . 說，在如第1圖中所示之該圖例中，越靠近右邊 , 音頻樣本（在此情況中也代表一時域音頻輸入樣2 相對於該時域音頻樣本的序列對應的該時域音頻: 該分析視窗器11 0，依據該時域音頻樣本序列 時域中的視窗型樣本 > 並且配置成一個視窗型樣 150。依據該時域音頻輸入資訊框120，該視窗型 框150也包含T個視窗型樣本區塊160-1^..,160- MDST 的 個差異係 長度。然 稱之爲音 以考慮以 作爲用以 之具體實 ，用以視 120包含 區塊•其 施例的情 不同個數 包含，如 本延伸至 。換句話 的該時域 K )，越晚 漾本。 ，產生在 本資訊框 樣本資訊 T。在本發 1357065 明的數個較佳具體實施例中，每—個視窗型樣本 包含與每一個時域音頻輸入樣本區塊13〇的時域 樣本的個數相同的視窗型樣本的個數。因此，當 塊130包含N個時域輸入音頻樣本時，該資訊框 該資訊框150每一個皆包含τ. N個樣本。在此11 係一正整數，其可以係例如取得3 2或者64等數 T = 10’在上述的該情況中，該等資訊框120、150 別包含320以及640。 該分析視窗110係耦接於一計算器170，係依 析視窗器11 〇所提供的該等視窗型樣本，以計算 子頻帶値。該等音頻子頻帶値係由該計算器170 爲音頻子頻帶値的一個區塊180，其中每一個音 値係對應於一個音頻子頻帶聲道。在一較佳具 中，該音頻子頻帶値區塊180也包含Ν個子頻帶 該等音頻子頻帶聲道中的每一個聲道係對應 中心頻率，不同的音頻子頻帶聲道的該等中心頻 係例如相對於如同由該分析濾波器組1 〇〇所提供 域音頻輸入樣本所敘述的該對應的音頻信號的該 均分佈的或者等間隔的。 根據包含具有第一數量的視窗係數的視窗係 分析視窗函數，該分析視窗器110係可以適用於 資訊框120的時域音頻輸入樣本’以獲得該資訊 該等視窗型樣本。該分析視窗器110係可以適合 時域音頻樣本資訊框120的該視窗化’係藉著將 區塊 160 音頻輸入 每一個區 120以及 【況中，Ν 値。對於 每一個分 據由該分 該等音頻 提供，作 頻子頻帶 體實施例 値。 於一特徵 率，可以 的該等時 頻寬，平 數序列的 視窗化該 框150的 於執行該 該等時域 1357065 音頻樣本的數値，乘上該分析視窗函數的該等視窗係數。 換句話說，該視窗化係包含將該等時域音頻樣本，逐項元 素乘上對應的視窗係數。由於該時域音頻樣本資訊框120 以及該等視窗係數兩者包含對應的序列，因此該等視窗係 數以及該等時域音頻樣本之間的逐項乘法，係依據例.如由 一樣本以及視窗係數所引所指示的各自的該等序列來進 行。 在本發明的一些具體實施例中，用以視窗化該時域音頻 輸入樣本資訊框的該等視窗型函數，係依據包含較大的第 二數量的視窗係數的一個較大的視窗函數，藉著使用一種 例如在第3與第4圖的該上下文中所槪述的內插方案而產 生。該較大的視窗函數典型地係包含偶數個數的視窗係 數，並且例如相對於該視窗係數序列而言係爲非對稱的， 也可以使用對稱的視窗函數。 用以視窗化該時域輸入樣本資訊框1 20的該視窗函數 190，係例如藉著利用該分係視窗器110或者該濾波器組 1〇〇對該較大的視窗函數的該等視窗係數進行內插而獲 得。在依據本發明所載之具體實施例中，這係例如藉著內 插該較大的視窗函數的連續視窗係數而完成。此處可以使 用線性的、多項式的或者樣條爲基礎的（spline-based)內插 方案來執行。 舉例而言|當該較大視窗函數的每一個視窗係數係被使 用一次，以產生該視窗函數的視窗係數，且該第二數目係 爲偶數，則該視窗函數1 90的視窗係數的個數（第一數目） -16- 1357065 係爲該第二數目的一半。這樣的一種內插程序可以基於線 性內插，其中的一個實例將在稍候方程式（15)的上下文中 槪略描述。然而，如同所槪述的也可以使用其它的內插方 案。 在本發明以如第1圖中所示之分析濾波器組100的形式 所呈現的許多具體實施例中，該分析視窗函數以及在一合 成濾波器組的該情況中的合成視窗函數，可以係例如僅包 含實數値的視窗型係數，換句話說，歸諸於視窗係數索引 的該等視窗係數中的每一個係數係實數。 該等視窗係數一起形成各自的視窗係數，其一個實例係 顯示於第1圖中，作爲一個分析視窗函數190。接下來， 將考慮視窗函數，當使用於所描述的該等濾波器組的環境 中，可以降低延遲。然而，本發明的許多具體實施例並不 局限於這樣的低延遲視窗函數。 形成該分析視窗函數1 9 0的該視窗係數序列，包含視窗 係數的第一群組200以及第二群組210。該第一群組200， 包含該視窗係數序列的該等視窗係數的連續的且連通的第 一部分，而該第二群組210，包含一視窗係數的連續的且 連通的第二部分。與在該第一群組200中的該第一部份一 起，它們係形成該分析視窗函數1 90的該完整的視窗係數 序列。此外，該視窗係數序列的每一個視窗係數係屬於視 窗係數的該第一部份或者該第二部份，使得該整個分析視 窗函數1 90係由該第一部份以及該第二部份的視窗係數所 構成。因此，該視窗係數的第一部份係與該視窗係數的第 -17- 1357065 一群組200完全相同，且該第二部份係與該視 二群組210相同，如圖在第1圖中的該等對應& 210所指示的。 在視窗係數的第一部份的第一群組200中的 數量’係小於在視窗係數的第二部份的第二群 窗係數的數量。然而，在第一群組200中，該 的能量値，或者總能量値，係高於在該第二群: 該等視窗係數的能量數値或者總能量數値。如 槪略敘述的，視窗係數集合的能量値，係根據 視窗係數的該等絕對値的平方和而定。 如本發明所敘述的數個具體實施例中，該分 1 9 0以及一對應的合成視窗函數因此相對於該 列’或者一視窗係數的一個索引而言，可以係 依據用以定義該分析視窗函數1 9 〇的視窗係數 集’該分析視窗函數190係非對稱的。當對於 η，存在另一個實數nQ，使得對應於該視窗係婁 的該視窗係數之視窗係數的絕對値，係不等於 窗係數索引（η〇 + η)的該視窗係數的該絕對値， 與（η〇 + η)係屬於該定義集時。 此外’如同也在第1圖中示意地描繪的，該 數190在兩個連續的視窗係數的該乘積爲負値 負符號的改變。依據本發明的該等具體實施例 窗函數的更多的細節以及進一步的特徵，將在 圖的上下文中更詳細地討論^ 窗係數的第 勺箭號200、 視窗係數的 組中的該視 等視窗係數 組210中， 同將在稍候 對應的該等 析視窗函數 視窗係數序 非對稱的。 索引的定義 所有的實數 1[索弓I (η〇-η) 對應於該視 其中（η〇-η) 分析視窗函 時，包含正 ，可能的視 第11至19 -18- 1357065 如同在稍早所指出的，該視窗型樣本的資訊框150，包 含類似具有各自的區塊160-1,··· ,160-T之區塊結構當做各 自的時域輸入樣本的該資訊框120。由於藉著將這些數値 乘上該分析視窗函數1 90的該等視窗係數，該分析視窗器 110可適合於以視窗化該等時域音頻輸入樣本，該視窗型 樣本的資訊框150也在該時域中。該計算器170係使用該 視窗型樣本資訊框150，以計算該等音頻子頻帶値，或者 更精確而言，該音頻子頻帶値的區塊180，並且執行從該 ® 時域至該頻域的轉換。因此，該計算器170可以視爲係時 間/頻率轉換器，其係有能力可以提供該音頻子頻帶値的區 塊180，作爲該視窗型樣本資訊框150的光譜表示》 該區塊180的每一個音頻子頻帶値，係對應於具有特徵 頻率的一個子頻帶。包含在該區塊180中的音頻子頻帶値 的該數量，有時也稱之爲頻帶個數（band number)。 依據本發明所載的許多具體實施例中，在區塊180中的 I 音頻子頻帶値的數量，係與該資訊框120的每一個區塊130 的時域音頻輸入樣本的個數一致。在該視窗型樣本資訊框 150包含與該資訊框120相同的逐個區塊之結構’使得每 一個視窗型樣本的區塊160也包含與這些時域音頻輸入樣 本的該區塊130相同的視窗型樣本個數的該情況中’該音 頻子頻帶値的區塊180自然地也包含與該區塊160相同的 個數。 依據一個新的時域音頻輸入樣本的區塊 220，將該等 區塊130-1,···, 130-(T-1)，依據指示該時間方向的箭號 -19- 1357065 140,在其反方向上平移一個區塊該資訊框120係 地產生。因此，藉著將直接在前面的時域音頻樣 框120的最後的（T-1)個區塊，朝向該等較早的時 本平移一個區塊，並且加上新的時域音頻樣本的 塊220，作爲包含目前的該資訊框120的該等最 音頻樣本的該新區塊130-1，可以產生將被處理的 輸入樣本的一個資訊框120。在第1圖中，這也 的虛線箭號23 0表示，指示在該箭號140的反方 該等區塊 130-1,…130-(T-1)。 由於如同由箭號140所指示的該時間的反方向 區塊130的這個平移，使得目前將被處理的資訊 係包含直接在前面的該資訊框120的該區塊130-做新的區塊13 0-Τ。因此，目前將被處理的該資 的該等區塊130-(Τ-1),…，130-2,係與緊接在前面 120的該等區塊130-(Τ-2),…130-1相同。緊接在 資訊框120的該區塊130-Τ已經被摒棄。 如此一來，該新的區塊220的每一時域音頻樣 域音頻輸入樣本的Τ個連續的資訊框120的Τ次 理程序的該架構中，將被處理Τ次。因此，該新β 的每一時域音頻輸入樣本，不僅對於Τ個不同的Ϊ 有貢獻，也對Τ個不同的視窗型樣本資訊框150 音頻子頻帶値的區塊180有所貢獻。如同在先 的，在依據本發明所載的一個較佳具體實施例中 訊框120中的區塊Τ的數量係等於1〇，因此提供 可被選用 本的資訊 域音頻樣 該新的區 新的時域 時域音頻 由一系列 向上平移 上，該等 框 120， (Τ-1)’ 當 訊框120 的資訊框 前面的該 本，在時 連續的處 丨區塊220 f訊框120 以及T個 前所指出 ，在該資 給該分析 -20 - 1357065 濾波器組100的每一時域音頻樣本，係貢獻於10個不同的 音頻子頻帶値區塊180 » 剛開始的時候，在該分析濾波器組100處理單一資訊框 120之前，該資訊框120可以初始化爲一小的絕對値（在一 預先決定的臨界値之下），例如該數値0。如同將在下文中 更詳細地解釋的，該分析視窗函數190的形狀包含中心 點，或者『質量中心』（center of mass)，其典型地係對應 於，或者係介於該第一群組200的兩個視窗係數索引之間。 如此一來，在該資訊框1 20至少被塡滿到一個點，使得 該資訊框的多個部分，係被對應於具有就其能量値而言係 有顯著貢獻的視窗係數的非消失不見的（亦即非零値）數値 所佔滿之前，將被插入至該資訊框120的新的區塊220的 數量係很小的。典型地，在一『有意義』的程序可以開始 之前，將被插入至資訊框120的區塊數量係2至4個區塊， 係根據該分析視窗函數190的形狀而定。因此，該分析濾 波器組1 〇〇能夠以比例如使用對稱的視窗函數的對應的濾 波器組快速地提供區塊180。由於該等新的區塊220，典型 地係整體地提供於該分析濾波器組1〇〇，每一個新的區塊 係對應於一個錄製或者取樣時間，其基本上係由該區塊220 的長度（亦即包含在區塊220中的時域音頻輸入樣本的個 數）以及該取樣率或者取樣頻率所決定。因此，分析視窗函 數190，如同包含在本發明的具體實施例中的’在可以由 該濾波器組100提供或者輸出音頻子頻帶値的該第—及接 下來的區塊180之前，導致減低的延遲。 -21- Ϊ357065 作爲另一種選項，該裝置100能夠產生信號，或者結合 與用以產生該資訊框180的該分析視窗函數190有關的， 或者與將被用於合成濾波器組的該架構中的合成視窗函數 有關的資訊片段。因此，該分析濾波器函數190，例如可 以係將被該合成濾波器組使用的該合成視窗函數的時間或 者索引反轉版本。 第2a圖係顯示用以依據音頻子頻帶値的該區塊，產生 時域音頻樣本的裝置300的具體實施例。如同在先前所解 ® 釋的，在本發明中，以用以產生時域音頻樣本的裝置300 之形式所呈現的具體實施例，也經常稱之爲合成濾波器組 3 00,因爲該裝置能夠根據包含有關於一音頻信號的光譜資 訊的音頻子頻帶値產生時域音頻樣本（其在理論上係可以 被回播）。因此，該合成濾波器組300能夠根據音頻子頻帶 .値，合成時域音頻樣本，該等音頻子頻帶値可以係例如由 對應的分析濾波器組1 〇〇所產生的。 第2a圖係顯示該合成濾波器組300的一個方塊圖’包含 ® —計算器310，將提供音頻子頻帶値（在頻域中）的區塊320 給該計算器310。該計算器310能夠從該區塊320的該等 音頻子頻帶値計算資訊框330，該資訊框330包含中間時 域樣本的序列。該中間時域樣本的資訊框330 ’在依據本 發明所載之許多具體實施例中’也包含例如與第1圖的該 分析濾波器組1〇〇的該視窗型樣本資訊框150類似的區塊 結構。在這些情況中，該資訊框330包含340-1，…'340·τ 等中間時域樣本的區塊。 -22- 1357065 該資訊框330的該中間時域樣本之序列’以及每一中間 時域樣本區塊340，包含在第2a圖中依據箭號350所指示 的該時間的順序。如此一來，該資訊框330係包含在區塊 340-T中的一個較早的中間時域樣本，以及在區塊340-1 中的一個最晚的中間時域樣本’這兩個樣本係分別表示該 資訊框330的該第一以及該最後的中間時域樣本。同樣 地，每一個區塊340也包含類似的順序。如此一來，在合 成濾波器組的具體實施例中，該術語『資訊框』以及『序 列』經常可以當做相同的意義使用。 該計算器310係耦接於合成視窗器360，該中間時域樣 本資訊框330係提供給該合成視窗器360。該合成視窗器 係使用如第2a圖中示意地描繪的合成視窗函數370，可適 合於視窗化中間時域樣本的該序列。作爲一個輸出，該合 成視窗器360提供視窗型中間時域樣本資訊框380，其也 可以包含區塊390-1,··· ,390-T的區塊方式的結構。 該等資訊框330以及380可以分別包含T個區塊340以· 及390，其中T係一正整數。在依據本發明所敘述的以合 成濾波器組3 0 0的形式所呈現的較佳具體實施例中，區塊 T的數量係等於1〇。然而，在不同的具體實施例中，在該 等資訊框中的—個也可以包含不同數量的區塊。更精確而 言，理論上，區塊T的數量可以係大於或者等於3，或者 大於或者等於4’依據該實現架構，以及先前所解釋的對 於依據本發明的數個具體實施例，包含可用於分析濾波器 組100以及合成濾波器組300兩者的區塊方式的結構的資 1357065 訊框的取捨，的情況而定。 該合成視窗器360係耦接於重疊加法輸出級400，該視 窗型中間時域樣本的資訊框38 0係提供給該重疊加法輸出 級400。該重疊加法輸出級400係能夠處理該等視窗型中 間時域樣本，以獲得時域樣本區塊410。接著該時域（輸出） 樣本區塊410可以例如提供給另外的元件，進行另外的處 理、儲存或者變換成可聽見的音頻信號。 用以計算包含在該資訊框33 0中的該等時域樣本序列的 該計算器310，能夠可以將資料從該頻域轉換至該時域。 因此，該計算器310可以包含頻率/時間轉換器，能夠產生 包含在該等音頻子頻帶値的區塊3 20中的該光譜表示的時 域信號。如同在第1圖中所示的該分析濾波器組100的該 計算器170的上下文中所解釋的，該區塊3 20的每一音頻 子頻帶値係對應於具有特徵中心頻率的音頻子頻帶聲道。 與此對照，包含在該資訊框330中的該等中間時域樣本 在理論上係表示時域中的資訊。該合成視窗器360係能夠 並且適合於，使用該合成視窗函數370，以視窗化包含在 該資訊框330中的該中間時域樣本序列，如同在第2a圖中 槪要地描繪的。 如同已經在第1圖的該上下文中槪略地敘述的，該合成 視窗器360也使用合成視窗函數370，其係藉著對包含第 二數量的視窗係數之較大的視窗函數進行內插而獲得。因 此該第二數量較大於用於視窗化該資訊框330的該等中間 時域樣本的該合成視窗函數370的視窗係數的第一數量。 -24 - 1357065 該合成視窗函數370可以係，例如利用該合成視窗器 360或者該濾波器組300(該裝置）執行先前所槪述的該等內 插方案之中的一個而獲得。該合成視窗函數的該等視窗係 數可以係，例如依據線性的、多項式的或者樣條 (spline-based)爲基礎的內插法來產生。此外，在依據本發 明所載之數個具體實施例中，該內插可以基於使用該較大 視窗函數的連續的視窗係數爲基礎。當該較大視窗函數的 每一個視窗係數係正好使用一次時，當該第二數量係爲偶 數時包含該（較小的）第一數量的視窗係數之該視窗函數 3 70，可以係例如包含剛好是該較大視窗函數的視窗係數數 量的一半之視窗係數。換句話說，在此情況中該第二數量 可以係該第一數量的兩倍。然而，其它的內插方案以及架 構，在本發明的具體實施例的該架構中也可以實行。 接下來，一種所謂的低延遲視窗函數的情況，將更仔細 地檢視。如同在稍早所指出的，依據本發明所載的數個具 體實施例，到目前爲止並佈局限於這些視窗函數。其它的 視窗函數，例如對稱的視窗函數也可以使用。 該合成視窗函數370係包含一序列視窗係數，其也包含 視窗係數的第一群組420以及第二群組430，如同先前在 具有視窗係數的第一群組200以及第二群組210的該視窗 函數190的該上下文中所解釋的。 該合成視窗函數370的該等視窗係數的第一群組420包 含該視窗係數序列的第一連續部分》類似地，該等係數的 該第二係數群組430也包含該等視窗係數序列的第二連續 -25 - 1357065 部分，其中該第一部份係包含較該第二部份少的視窗係 數，且其中在該第一部份中的該等視窗係數的能量値或者 總能量値，係高於該第二部份的該等視窗係數的該對應的 能量値。該合成視窗函數3 70的其它特徵與性質，也可以 類似於如第1圖中示意地描繪的該分析視窗函數190的該 等對應的特徵與性質。因此，此處係參考於在該分析視窗 函數190的該架構中對應的敘述，以及相對於第11至19 圖中的該等視窗函數的進一步描述，其中該第一群組200 ^ 對應於該第一群組420，該第二群組210對應於該第二群 組 430 。 - 舉例而言，包含在這兩個視窗係數群組420、430中的 該等部分，典型地每一個係形成一個連續的而且連通在一 起的視窗係數集而包含該視窗函數3 70的該等視窗係數序 列的全部視窗係數。在依據本發明所載的許多具體實施例 中，如第1圖中所描繪的的該分析視窗函數190，以及如 0 第2a圖所描繪的該合成視窗函數370，係互爲彼此的基礎 的。舉例而言，該分析視窗函數190，可以係該合成視窗 函數3 70的一個時間反轉或索引反轉版本。然而，在這兩 個視窗函數190、370之間其它的關係也係可能的》在該合 成視窗器360的該架構中，使用一個合成視窗函數370係 恰當的，其係與該分析視窗函數190相關的，該分析視窗 函數190係在產生（在進一步修改之前可選用地）提供給該 合成濾波器組300的該音頻子頻帶値之區塊320的過程中 所使用的。 -26 - 1357065 如同在第1圖的該上下文中所槪略描述的，在第2a圖 中的該合成濾波器組3 00，係可以選用地改裝，使得該進 來的區塊320，可以包含額外的信號，或者與該等視窗函 數有關的額外的資訊片段。例如，該區塊320可以包含與 用以產生該區塊320的該分析視窗函數190有關的資訊， 或者與將被該合成視窗器360使用的該合成視窗函數370 有關的資訊。因此，該濾波器組300可以改裝以隔離各自 的資訊，並且提供這些給該合成視窗器360。 該重疊加法器輸出級400能夠藉著處理包含在該資訊框 380中的該等視窗型中間時域樣本，以產生該時域樣本區 塊410。在依據本發明所載的許多不同的具體實施例中， 該重疊加法器輸出級400可以包含一記憶體，其用以暫時 地儲存先前所接收到的視窗型中間時域樣本的多個資訊框 380。依據實現的細節而定，該重疊加法器輸出級400可以 例如包含T個包含在該記憶體中不同的儲存位置，用以儲 存全部數量爲T的資訊框380之視窗型中間時域樣本。然 而，可視需求，不同的數量的儲存位置也可包含在該重疊 加法器輸出級400中。此外，在依據本發明所載的不同具 體實施例中，該重疊加法器輸出級4 0 0能夠單獨地僅依據 —個單一的中間時域樣本資訊框380爲基礎，以提供該時 域樣本區塊410。不同的合成濾波器組300的具體實施例， 將在稍後更詳細地解釋。 第2b圖係以一合成濾波器組300的形式揭示依據本發 明的具體實施例的功能原理，其中爲了簡化起見，並未將 -27 - 1357065 焦點放在利用內插法產生該視窗函數370之上》 該等音頻子頻帶値的區塊320首先利用該計算器310從 該頻域轉移至該時域中，其以箭號44 0描繪於第2b圖中。 接著，利用該合成視窗器360(並未顯示於第2b圖中）’將 所得到的包含該等中間時域樣本區塊340-1, ...,340-T的該 中間時域樣本資訊框320，藉由將該資訊框320的該中間 時域樣本序列乘上該合成視窗函數370的該視窗係數序 列，以進行視窗化，獲得該視窗型中間時域樣本資訊框 • 380。該資訊框380再一次地包含該等視窗型中間時域樣本 區塊390-1,...,3 90-Τ，因而一起形成該視窗型中間時域樣本 的資訊框380。 在第2b圖中所示之本發明的合成濾波器組300的具體 實施例中，該重疊加法器輸出級400能夠藉著對於該區塊 410的該等時域音頻樣本的每一個索引値加上不同的資訊 框380的一個區塊390的該等視窗型中間時域樣本產生該 時域輸出樣本區塊410。如同在第2b圖中所描繪的，該區 I 塊410的該等時域音頻樣本藉著對於每一個音頻樣本索引 加上該資訊框380的區塊390-1的一個視窗型中間時域樣 本而獲得，在目前的該循環中係利用該合成視窗器360進 行處理，並且如同先前所敘述的’資訊框380-1的該第二 區塊390-2之對應的該中間時域樣本，係緊接在資訊框380 之前被處理，並且儲存在該重疊加法器輸出級4 〇〇的一個 儲存位置中。如同在第2b圖中所描繪的，由該合成濾波器 組300在之前處理過的另外的區塊390(例如資訊框380-2 -28 - 1357065 的區塊390-3，資訊框380-3的區塊390-4，資訊框380-4 的區塊390-5)的對應的另外的視窗型中間時域樣本，也可 以使用。該等資訊框380-2' 380-3、380-4以及另外可選用 的資訊框380，已經在先前的循環中由該合成濾波器組300 處理過。該資訊框380-2已經在該資訊框380-1之前立即 地被處理過，並且，相應地，資訊框380-3在資訊框380-2 之前立即地被產生，依此類推。 如同在該具體實施例中所使用的該重疊加法器輸出級 400能夠對於該時域（輸出）樣本的區塊410的每一個索引， 將來自於T個不同的資訊框38 0,380-1,..., 380- (T-1)的T 個不同的視窗型中間時域樣本區塊390-1,..., 390-T，加在 一起。因此，除了前面T個被處理過的區塊之外，該區塊 410的每一個時域（輸出）樣本，係基於音頻子頻帶値的T個 不同的區塊320爲基礎。 如同在本發明的該具體實施例的情況中所示，在第1圖 中所敘述的一種分析濾波器組1〇〇，由於該合成視窗函數 370的該形式，該合成濾波器組300提供快速地供應該時 域（輸出）樣本之區塊410的可能性。這也係該視窗函數370 的形式的一個結果。由於該第一視窗係數群組420係對應 於一個較高的能量値，並且包含較該第二群組430少的視 窗係數，當該中間時域樣本資訊框330係被塡滿，使得至 少該第一群組420的該等視窗係數係對該資訊框380有貢 獻時，該合成視窗器360能夠提供『有意義』的視窗型樣 本資訊框380。該第二群組430的該等視窗係數，由於它 -29- 1357065 們的能量値較小，係顯示出較小的貢獻。 因此，當在剛開始，該合成濾波器組300係初始化爲0 時，該區塊410的供應，理論上可以從當該合成濾波器組 300僅接收到一些音頻子頻帶値的區塊320時開始。因此， 該合成濾波器組300，與具有例如一個對稱的合成視窗函 數的該合成濾波器組相較之下，也可以使得延遲顯著地降 低。 如同在稍早所指出的，在第1以及2a圖中所示之具體 實施例的該等計算器170以及310，可以使用實數値計算 器來實現，個別地產生或者能夠處理該等區塊180以及320 的實數値音頻子頻帶値。在這些情況中，該等計算器可以 係例如，以例如該正弦函數或者餘弦函數等之諧波振盪函 數爲基礎，以實數値計算器的方式實現。然而，也可以實 現複數値計算器，作爲計算器170、310。在這些情況中， 該等計算器可以係例如以複數指數函數或者其它的諧波複 數函數爲基礎來實現。該等實數値或者複數値振盪器的頻 率，通常係與該音頻子頻帶値的索引有關，這些索引有時 也稱之爲頻帶索引，或者該特定子頻帶的子頻帶索引。此 外，該頻率可以係完全相同的，或者係與對應的該子頻帶 的該中心頻率有關。舉例而言，該振盪頻率可被乘上一個 常數因子，相對於對應的該子頻帶的中心頻率平移，或者 可以係依據這兩種修改的一種組合。 可以依據實數値計算器爲基礎，建構或者實現一個複數 値計算器170、310。舉例而言，對於一個複數値的計算器， -30 - 1357065 一種有效率的實現架構，在理論上可以同時用於表示一複 數値元件的實數及虛數部分的一濾波器組的餘弦以及正弦 調變部分之兩者。這意指以例如該修改過的DCT-IV以及 DST-IV結構爲基礎，同時實現該餘弦調變部分以及正弦調 變部分之兩者，係可能的。此外，另外的實施架構可以使 用一個係可以選用地實現的 FFT(FFT = Fast Fourier Transform，快速傅立葉變換），使用一個F FT同時實行於 該實數部分以及該複數調變計算器的部分，或者對於每一 ® 個變換使用一個單獨的FFT。 數學描述 在接下來的段落中，將描述一分析濾波器組以及該合成 濾波器組的該等具體實施例中的一個實例，具有對該部分 的8個區塊之多重重疊，以及對未來的一個區塊，其中對 該部分的多重重疊區塊如同在前面所解釋的並不會造成額 外的延遲，而未來的一個區塊會造成與一MDCT/MDST結 構（MDCT = Modified Discrete Cosine Transform，修改過 ® 的離散餘弦變換：MDST = Modified Discrete Sine Transform，修改過的離散正弦變換）相同的延遲。換句話 說，在接下來的該實例中，參數T係等於10。 首先，將敘述一個複數調變的低延遲分析濾波器組。如 同在第1圖中所描繪的，該分析濾波器組包含由該分 析視窗器110執行的一分析視窗化的該等變換步驟’以及 由該計算器170執行的一分析調變步驟。該分析視窗化程 序係依據下列方程式 -31- 1357065 ζι,η = w(l〇W - 1 - n) · xi#n for Ο < n < 10 · W , (l) 其中Zi,n係爲對應於如第1圖所示之該資訊框150之區塊 索引i以及樣本索引η的該（實數値）視窗型樣本。該數値 Xi,n係爲對應於相同的區塊索引i以及樣本索引η的該（實 數値）時間輸入樣本。該分析視窗函數190，在方程式（1) 中係以其實數視窗係數w(n)表示，其中η也係如同在方程 式（1)中所指示的該範圍之內的該視窗係數索引。如同已經 ® 在先前解釋過的，該參數Ν係在一個區塊2 20、130、160、 180中的樣本個數。 從該分析視窗函數w(10N-l-η)的該等論數（argUment) 中可以看的出來，該分析視窗函數係表示該合成視窗函數 的翻轉版本或時間反轉版本，該合成視窗函數實際上係由 該視窗係數w ( η)來表示。 在第1圖中所示之該具體實施例中，由該計算器170執 行的該分析調變係依據兩個方程式
X
Re al,i,k
COS Έ{η +
(2) 以及 2Ν-1 ί π / ΧΙΠ, ag,ilk = 2 · Σ Zi-n Sin - (^ + ^〇) ^ + - (3) η»-8Α/ V I)) 對於該光譜係數索引或者頻帶索引k爲在下列範圍之內的 整數： 0 < k < N . (4) -32- 1357065 該等數値XReal,i,k以及Xlmag,i,k係表示，對應於區塊180 的該區塊索引i以及該光譜係數索引k的該複數音頻子頻 帶値的實數部分以及該虛數部分。該參數no係表示一索引 選項，其等於 π0 = —W /2 + 0.5 (5) 該對應的複數調變低延遲合成濾波器組，包含一合成調變 的變換步驟，一合成視窗化程序步驟以及一重疊加法步 • 驟，如同將在稍後敘述的。 該合成調變係依據下列方程式： Χ，Ι-Π = tiXRea，Ak C〇{a/^ + +1)) + sin[^(w + + j 0 ^ < 10 (6) 其中x'i,n係對應於該樣本索引η以及該區塊索引i的該資 訊框330的中間時域樣本。再一次地，該參數N又係一個 • 整數，表示該等區塊320、340、390、410的長度，該參數 N也稱爲變換區塊長度，或者由於該等資訊框330、380的 該逐個區塊之結構，也稱爲該先前區塊的一個偏置量 (offset)。其它的變數以及參數也已經在前面介紹過，例如 該光譜係數索引k以及該偏置量n〇。 由在第2a圖中所示之該具體實施例中的該合成視窗器 3 6 0執行的該合成視窗化程序，係根據下列方程式： z\n = w(n) · x'.n for 0 < η < l〇 · N , m -33 - 1357065 其中ζ'ί,η係對應於該資訊框380的樣本索引n以及區塊索 引i的該視窗型中間時域樣本的數値。 該重疊加法的該變換類型係依據下列方程式： OUti.n - Z i.n+Z i-\.n*N+Z，i-2.n*2N+Z <-3.n+3W+Z，,-4,/1+-)W+Z，/-5,n+5A/
+ 2 /-6,n+6W +Z <-7,«+7W +Z /-8.n+8W +Z，i-9,n*9N for 0<n < N ’ （8) 其中OUti,n係表示對應於該樣本索引n以及該區塊索引i 的該時域（輸出）樣本。因此，方程式（8)係闡明由執行該重 鲁 疊加法器輸出級400的重疊加法運算，如同在第2b圖的下 面部分所描繪的。 然而，依據本發明的數個具體實施例，並不侷限於複數 調變的低延遲濾波器組’而考慮到以這些濾波器組之中的 一個處理一個音頻信號。也可以實行用於—強化的低延遲 音頻編碼的一低延遲濾波器組的實數値的實現。舉例而 言’作爲一種比較’當考慮到MDCT時，就餘弦部分所顯 I 露的方程式（2)與（6)’該分析調變以及該合成調變的該餘弦 貢獻’係顯示出一種可以相比的結構。雖然，理論上該設 計方法係允許該MDCT在與時間相關的兩個方向上延伸， 在此處僅應用~種E( = T- 2)個區塊延伸至過去，這τ個區 塊每一個皆包含N個樣本。在一N聲道或者N頻帶分析濾 波器組之內的頻帶k與區塊i的該頻率係數Xik係可以整 理爲： 2W -1 ✓ = "a(n) ·x(n) · covj ω + i - f) + i)i -34- 1357065 上式係用於如同方程式（4)所定義的光譜係數索引k。此 處’再一次地η係一樣本索引，以及Wa係該分析視窗函數。 爲了完整性起見，先前所給的對於該複數調變低延遲分 析濾波器組的數學描述，可以藉由將該餘弦函數與該複數 指數函數交換，以與如同方程式（9)之相同的該總結形式來 表示。更精確而言，使用前面所給之定義以及變數，該等 方程式（1)、（2) ' (3)以及（5)可以整理並且延伸，依據 2N-1 / \ XVk = -2 £ w/n；-xrn；-exp j~rn + i-^k + l； η=-Ε·Ν V ^ J 9 (10) 其中’與方程式（2)與（3)對比之下，延伸8個區塊進入過 去’係已經利用該變數Ε( = 8)取代》 該合成調變以及該合成視窗化的該等步驟，如同在方程 式（6)與（7)中對於該複數情況所做的描述，可以總結於實數 値合成濾波器組的該情況中。該視窗型中間時域樣本的資 訊框380，也稱之爲該解調變向量，係給定爲：
-2Χ⑻ *V Β Λ CO
(11) 其中Z'i,n係對應於該頻帶索引i以及該樣本索引n的視窗 型中間時域樣本。該樣本索引η再一次地係一個整數，其 範圍係在 0 < η < Ν(2 + ε) = Ν Τ (12) 以及ws(n)係合成視窗，其係與方程式（9)的該分析視窗 Wa(n)相容。 -35- 1357065 接著’該重疊加法的變換步驟係可以給定爲 Xi.n = Σ J=(£*1) (13) 其中x'i,n係該重建的信號，或者更確切而言係如第2a圖 中所示之該重疊加法輸出級400所提供的該區塊410的時 域樣本。 對於該複數値合成濾波器組300，該等方程式（6)與（7) 可以依據下列方程式，相對於延伸E( = 8)個區塊至過去的， 進行整理並且推廣，如下： 1 V； 77 L· ws^ Re ex] f) + i) (14) 其中严VTT係虛數單位。方程式（13)係表示方程式（8)的該 廣義形式，並且對於該複數値的情況也係成立的。 如方程式（14)與方程式（7)的一個直接比較顯示，方程式 (7)的該視窗函數w(n)係與方程式（14)的ws(n)相同的合成 φ 視窗函數。如同在先前所槪略描述的，具有該分析視窗函 數係數wa(n)的方程式（1〇)與方程式（1)的該類似的比較， 顯示該分析視窗函數，係爲在方程式（1)的該情況中的該合 成視窗函數的時間反轉版本。 由於如第1圖中所示之分析濾波器組1 〇〇以及如第2a 圖所示之合成濾波器組300，兩者皆提供，一方面延遲以 及另一方面音頻程序的品質兩者之間的一種取捨而言，顯 著的改善，因此該等濾波器組100、300也經常稱之爲低延 遲濾波器組。複數値版本有時也稱之爲複數低延遲濾波器 -36 - 1357065 組，並且縮寫爲 C L D F B (c 〇 m p 1 e χ 1 〇 w - d e 1 a y f i 11 e r b a n k) » 在一些情況下，該術語CLDFB不僅係用於該複數値版本， 也同時用於該濾波器組的實數値版本。 如同在前面的數學背景的討論中已經顯示的，用以實現 所提出的該等低延遲濾波器組的架構係利用一種使用延伸 重疊的類似，可從該 MPEG-4標準得知的 MDCT或者 I M D CT (IM D CT = I n v er s e M D C T，反 MDCT)的結構。該等 額外的重疊區域可以利用一種逐個區塊的方式，附加在該 ^ 類MDCT核心的左側及附加在右側。此處，僅使用延伸至 該右側的（用於該合成濾波器組），其係僅從過去的樣本開 始作用，因此並不會造成任何額外的延遲。 檢視該等方程式（1)、（2)與（4)，顯示出該處理程序係非 常類似於MDCT或者IMDCT的處理程序。藉著僅分別包 含修改過的分析視窗函數以及合成視窗函數的些微修改， 可以將該MDCT或者IMDCT擴展成爲調變瀘波器組，可 以處理多重的重疊，並且有關於它的延遲係十分有彈性 ® 的。如同，例如方程式（2)與（3)已經顯示出該複數版本在理 論上可以藉著單純地將一正弦調變加上給定的該餘弦調變 而獲得。 內插法 如同在第1與第2a圖的該上下文中槪略描述的，該分 析視窗器110以及該合成視窗器360兩者，或者其各自的 濾波器組1〇〇、300藉著將各自的每一個時域音頻樣本乘上 個別的一個視窗係數，可適合於視窗化各自的時域樣本資 -37 - 1357065 訊框。換句話說’每一個時域樣本係乘上（個別的）一個視 窗係數，如同，例如方程式（1)、（7)、（9)、（10)、（11)以及 (14)所展示的。如此一來，各自的視窗函數的視窗係數的 個.數，典型地係與各自的時域音頻樣本的個數完全相同。 然而’在特定的實施情況中，實現相較於具有較小的第 一係數數字的實際的視窗係數而言，係具有較大的第二視 窗係數數字的視窗函數’是恰當的，其中該較小的第一係 數數字’係在各自的該時域音頻樣本資訊框或者序列的該 視窗化過程中，實際使用的係數數字。這在例如當一特定 的實現的記憶體規定可能較計算效率性有價値時的該情況 中’係適當的。在該等視窗係數的下降取樣變得有用的另 一種方案’係在所謂的雙速率方法的該情況，其係例如使 用於 SBR 系統的架構中（SBR = Spectral Band Replication， 光譜頻帶複製）。該SBR槪念’將在第5與第6圖的該上下 文中，更詳細地解釋。 在這樣的一種情況中，該分析視窗器1 〇或者該合成視 窗器3 6 0可以進一步地改造’使得用以視窗化提供給各自 的該等視窗器110、360的該等時域樣本的各自的該視窗函 數’可藉著對具有一較大的第二視窗係數數字的該較大視 窗函數的視窗係數進行內插而推得。 該內插程序可以係，例如利用線性的、多項式的或者樣 條爲基礎的內插法來執行。舉例而言，在該線性內插法的 情況中’但同時也在一多項式或者樣條爲基礎的內插法的 該情況中’則個別的視窗器1〇〇、360可以以較大視窗函數 -38 - 1357065 的兩個連續視窗係數爲基礎，依據該較大視窗函數的一視 窗係數序列，對用於視窗化的該視窗函數的該等視窗係數 進行內插，以獲得該視窗函數的一個視窗係數。 特別地在偶數的時域音頻樣本以及視窗係數的該情況 中，如同先前所描述的內插法的實現架構，導致該音頻品 質的顯著改善。舉例而言，在一偶數Ν·Τ時域音頻樣本 個數的情況中，在該等資訊框120、330之中的一個（並未 使用例如線性內插法的內插法），在進一步處理各自的該等 ® 時域音頻樣本的過程中，將造成嚴重的頻率混疊效應。 第3圖描繪線性內插法的一個實例，其係以視窗函數（分 析視窗函數或者合成視窗函數）爲基礎，且將被用於包含 Ν · Τ/ 2個時域音頻樣本的資訊框的上下文中。由於記憶體 的限制，或者其它實現的細節，該視窗函數本身的視窗係 數並不會儲存在記億體中，但是包含Ν· Τ視窗係數的較 大的視窗函數會儲存在適當的記憶體當中，或者是可獲得 I 的。第 3圖在該上部的圖形中係描繪對應的視窗係數 c(n) ’作爲該視窗係數索引η在〇至ν · Τ-1的該範圍中的 函數。 如同在第3圖的該上部圖形中所描繪的，根據具有該較 大數量的視窗係數的該視窗函數的兩個連續的視窗係數的 線性內插爲基礎，一個內插過的視窗函數的計算，係依據 下列方程式： ci[n] = ! (c[2n]. + c[2n + l]) for 0<η<Ν·Τ/2 -39- 1357065 將被施加於具有Ν· T/2個時域音頻樣本的資訊框之視 窗函數的已內插過的視窗係數ci(n)的數量，係包含該等視 窗係數個數的一半。 爲進一步說明，在第3圖中，視窗係數450-0,…，450-7 係顯示於第 3圖的上面部分，對應於視窗係數 c(0),.„,c(7)。以這些視窗係數以及該視窗函數另外的視窗 係數爲基礎，方程式（15)的一種應用，將得到如第3圖的 下半部分所描繪的的該內插視窗函數的該等視窗係數 籲 ci(n)。舉例而言，以該等視窗係數450-2與450-3爲基礎， 可以依據方程式（15)產生該視窗係數460-1，如同在第3圖 中的該等箭號470所指示的。相應地，該內插視窗函數的 該視窗係數460-2,係依據第3圖的上半部分中所描繪的該 視窗函數的該等視窗係數450-4、450-5爲基礎計算而得》 第3圖顯示另外的視窗係數ci (η)的產生方式。 爲了說明利用該視窗函數的內插下降取樣所能達成的 該混疊消去，第4圖描繪在一正弦視窗函數的情況中，該 ® 等視窗係數的內插程序，其可以例如用於一 MDCT中。爲 了簡化起見，該視窗函數的左半部，以及該視窗函數的右 半部係畫在彼此之上。第4圖顯示正弦視窗的一種簡化版 本，僅包含2· 4個視窗係數或者點，用於具有長度爲8個 樣本的MDCT » 第4圖顯示該正弦視窗的第一個一半的四個視窗係數 48 0-1、480-2、480-3以及480-4，以及該正弦視窗的第二 個一半的四個視窗係數490-1、490-2、490-3以及490-4。 -40 - 1357065 該等視窗係數490-1,…，490-4係對應該等視窗係數索引 5,…，8。該等視窗係數490-1,…，490-4係對應於該視窗函數 長度的第二個一半，使得對給定該等索引，將加上N' = 4, 以獲得該等真實的索引。 爲了減低甚至達成如之前所敘述的該等混疊效應的消. 去，該視窗係數應該盡可能的越滿足下列條件越好 w(n) · (w-l - η) = w(N'+n) · w(2N'-l - n) (16) • 該關係式（16)越能被滿足，該混疊抑制或者混疊消去的效 果越好。 假設在具有一半的視窗係數數量的新的視窗函數的情 況下，將決定該視窗函數剩下的一半，會發生下述的問題。 由於該視窗函數包含偶數視窗係數（偶數的下降取樣）的這 個事實，再不使用如在第3圖中所槪述的內插方案，該等 視窗係數480-1以及480-3或者480-2以及480-4，僅對應 於該原始的視窗函數或者原始的濾波器的一個混疊値。 這將導致光譜能量的不平衡的部分，以及導致對應的該 視窗函數的中間點（質量中心）的一個不對稱的重新分佈。 根據用於第4圖的該視窗係數w(n)的內插方程式（15)，該 等內插値Ιι與12係更加地滿足該混疊關係（16)，且因此將 導致，與該處理過的音頻資料的品質有關的顯著的改善。 然而’藉著使用更_精心設計的內插方案，例如樣條爲 基礎或者或者其它類似的內插方案，可能得到更加滿足該 -41 - 1357065 關係式（16)的視窗係數。在大部分的情況中，線性的內插 法係已足夠，並且可得到更爲快速且有效率的實現架構。 在使用 SBR-QMF 濾波器組（QMF = Quadrature Mirror Filter，正交鏡相濾波器）的一個典型的SBR系統的該情況 的狀況’由於該SBR-QMF原型濾波器包含奇數個原型濾波 器係數，因此並不需要實行線性內插法或者另一種內插方 案。這意指該SBR-QMF原型濾波器包含一個最大値，該下 降取樣可以相對於該最大値實施，使得該SB R-QMF原型濾 波器的對稱性可維持原封不動。 在第5與6圖中，將敘述依據本發明中同時以分析濾波 器組以及合成濾波器組的形式呈現的數個具體實施例的可 能的應用。一種重要的應用領域係SBR系統或者SBR工具 (SBR = Spectral Band Replication，光譜頻帶複製）。然而， 依據本發明所載的許多具體實施例的另外的應用，也可能 來自於其它的領域’其中光譜修改（例如，增益修改或者等 化）的需要係存在的’例如空間音頻物件編碼、低延遲參數 立體聲編碼、低延遲空間/環繞聲編碼、資訊框損耗隱藏、 廻聲消除或者其它對應的應用。 在SBR背後的基本槪念’係在—信號的高頻範圍（這將 稱之爲所謂的高頻帶信號）的特性以及相同的該信號的該 低頻帶頻率範圍（將進一步稱爲低頻帶或者低頻帶信號）的 特性之間經常係存在強的相關性的這個觀察。因此，該原 始輸入信號高頻帶的該表示的好的近似，可以藉著從該低 頻帶至該高頻帶的轉置而達成。 -42- 1357065 除了該轉置之外，該高頻帶的重建包含整形光譜包絡 (spectral envelope)，其包含該等增益的調整。這個程序， 典型地係利用傳輸該原始輸入信號的高頻帶光譜包絡來控 制。進一步地，當單獨的轉置並不足夠時，從該編碼器發 送的導引資訊控制另外的合成模組，例如反濾波、雜訊以 及正弦加法，以利於處理音頻材料。對應的參數包含用於 該雜訊加法的參數F雜訊高頻帶』，以及用於該正弦加法的 參數『聲調高頻帶』（tonalities highb and)。這些導引資訊， 通常係稱之爲SBR資料。 該SBR程序，可以藉著在編碼器側的前置處理，以及在 解碼器側的後處理手段，與任何傳統的波形或者編解碼器 組合。該SBR可以僅花費很少的成本編碼一音頻信號的該 高頻部分，而該音頻編解碼器係用以編碼該信號的較低頻 部分。 在該編碼器側，該原始輸入信號被分析，以及對該高頻 帶光譜包絡以及其與該低頻帶之間的關係的特性進行編 碼，並且所得到的該SB R以與來自於用於該低頻帶的該編 解碼器的位元串流進行多工處理。在該解碼器側，該SB R 資料係首先被進行解多工處理。該解碼程序，一般而言係 組織成數個步驟。首先，該核心解碼器產生該低頻帶，其 次，該SB R解碼器使用該解碼SBR資料，作爲後處理器來 運作，以導引該光譜帶複製程序。接著，即可得到一個全 頻寬輸出信號。 爲得到一個儘可能高的編碼效率，同時維持低的計算複 -43 - 1357065 雜度，SBR強化編解碼器經常係實現成所謂的雙速率系 統。雙速率係指該有限頻帶的核心編解碼器，係操作在該 外部音頻取樣率一半的速率上。相較於此，係以該全取樣 頻率處理該SBR部分。 第5圖係顯示一 SB R系統500的示意方塊圖。該SB R 系統500包含，例如AAC-LD編碼器（A AC-LD = Advanced Audio Codec Low-delay -進階音頻編解碼器低延遲）51 0 以及一 SBR編碼器520，其中將被處理的該音頻資料係平 • 行地提供給這些編碼器。該SBR編碼器520包含一種分析 濾波器組530，在第5圖中係以QMF分析濾波器組顯示。 該分析濾波器組530係能夠提供對應於以提供給該SBR系 統5 00的該等音頻信號爲基礎的子頻帶之子頻帶音頻値。 接著，這些子頻帶音頻値係提供給一 SBR參數萃取模組 540 (其可以產生如同先前所序述的），例如包含該高頻帶的 光譜包絡、高頻帶雜訊參數以及該高頻帶聲調參數等之該 SBR資料。接著，這些SBR資料係提供給該AAC-LD編碼 ® 器 510 。 該AAC-LD編碼器510，在第5圖中顯示爲一種雙速率 編碼器。換句話說，該編碼器510在與提供給該編碼器 510的該音頻資料的該取樣頻率相較之下，係操作在該取 樣頻率的一半之頻率上。爲了有助於此，該AAC-LD編碼 器510包含下降取樣階段550，其係可選用地包含一低通 濾波器，以避免例如由於違反該Nyqu is t- Shannon定理所 造成的失真。接著，由該下降取樣級550所輸出的該下降 -44- 1357065 取樣的音頻資料提供給以一MDCT濾波器組 的一編碼器560(分析濾波器組）。接著，由該 提供的該等信號在該量化以及編碼階段570 編碼。此外，由該SBR參藪萃取模組54〇所 資料，也被編碼以得到一位元串流，其接著將 編碼器510輸出。該量化以及編碼階段570 據人耳的該等列舉的特性，量化該資料。 接著，該位元串流提供給一 AAC-LD解碼 接收該位元串流的該解碼器側的一部份。該 器包含解碼以及解量化階段590，係用以在 的頻域中從該位元串流以及該解量化的或者 頻資料中，萃取該SBR資料。接著該低頻帶 合成濾波器組600(反MDCT濾波器組）。該J (MDCTi)600將提供至該反MDCT階段的該 域中轉換至時域中，以提供一時間信號。接 號係提供至SBR解碼器610，該解碼器610 波器組620，在第5圖中係以QMF分析濾波 該分析濾波器組620執行提供至表示該低 濾波器組620的時間信號的光譜分析。接著 供給一高頻產生器630，也稱之爲HF產生 AAC-LD編碼器580所提供的該SBR資料， 與解量化階段590，該HF產生器630以該 6 20所提供的該等低頻帶信號爲基礎，可以產 接著，該低頻帶以及該高頻帶信號兩者，被 的形式所呈現 編碼器560所 中被量化並且 提供的該SBR 由該AAC-LD 可以係例如依 |器580，其係 AAC-LD解碼 表示該低頻帶 重新量化的音 資料被提供至 泛MDCT階段 等信號，從頻 著，此時域信 包含一分析濾 器組顯示。 頻帶的該分析 ，這些資料提 器。依據由該 以及它的解碼 分析濾波器組 ;生該高頻帶。 提供給一合成 -45- 1357065 濾波器組64 0，其將該等低頻帶以及高頻帶信號從頻域轉 換至時域，以提供一時域音頻輸出信號，用於該SBR系統 500 〇 爲了完整性起見，應該注意的係在許多情況中，如第5 圖中所示的該SB R系統500並不是以此方式實現。更精確 而言，該AAC-LD編碼器510以及該SBR編碼器5 20通常 係在該編碼器側實現，並且通常係與包含該A AC-LD解碼 器580以及該SBR解碼器610的該解碼器側分隔開來實 ® 行。換句話說，第5圖中所示之該系統500，實質上係表 示兩個系統的連結，亦即包含前述的該等編碼器510、520 的編碼器，以及包含前述的該等解碼器580、610的解碼器。 依據本發明，以分析濾波器組1〇〇以及合成濾波器組 3 00的該形式呈現的數個具體實施例，舉例而言，可以在 第5圖中所示之系統500中實行，以取代該分析濾波器組 530、該分析濾波器組620以及該合成濾波器組640。換句 話說，該系統500的該等SBR元件的合成或者分析濾波器 組，例如可以被依據本發明所載之對應的具體實施例所取 代。此外，該MDCT 560以及該反MDCT 600也可以分別 爲低延遲分析及合成濾波器組所取代。在此情況中，若上 述的全部的取代皆被實行，該所謂的強化低延遲A AC編解 碼器（codec = coder-decoder)將被實現。
該強化低延遲 AAC(AAC-ELD)意欲藉由使用 SBR與 AAC-LD，將 AAC-LD(Advanced Audio Codec-Low-delay， 進階音頻編解碼器-低延遲）的該等低延遲特性與HE-A AC -46 - 1357065 (High Efficiency Advanced Audio Codec，高效率進階音 頻編解碼器）的高編碼效率性結合。該SBR解碼器610，在 此狀況中的作用係當作一個後處理器，其係在包含一個完 整的分析濾波器組以及一合成濾波器組640的該核心解碼 器580之後，提供作用。因此，該SBR解碼器610的該等 元件會增加另外的解碼延遲，這係在第5圖中以該等元件 6 20、63 0、540的該陰影部分來說明。 在SBR系統500的許多具體實施例中，該較低頻率部分 ® 或者低頻帶的範圍，典型地係從0kHz至典型地5-15kHz， 並且係使用一種波形編碼器來編碼，稱之爲核心編解碼 器。該核心編解碼器，例如可以係該MPEG音頻編解碼器 家族中的一種。此外，該高頻部分或者高頻帶的重建，係 藉著該低頻帶的轉變來完成。SBR與核心編解碼器的組 合，在許多情況中係實現成爲雙速率系統，其中該基礎的 AAC編碼器/解碼器係操作在該SBR編碼器/解碼器的該 $ 取樣頻率的一半》 該控制資料的大部分係用於該光譜包絡表示，其解析度 會隨著時間以及頻率而改變，可以盡可能使用最少額外的 位元率支出，以盡可能的將該SBR程序控制的最好。其它 的控制資料主要是盡力控制該高頻帶的該音調對雜訊比。 如同在第5圖中所顯示的從該基礎的A AC解碼器580 的輸出，典型地係以32聲道QMF濾波器組620分析。之 後，該HF產生器模組630，藉著將QMF子頻帶從該現存 的低頻帶嵌補至該高頻帶，重新創建該高頻帶。此外，依 -47- 1357065 據從該位元串流所得到的該控制資料（SBR資料），針對每 —個子頻帶進行反濾波。該包絡調整器（envelope adjuster)係修改該重新產生的高頻帶光譜包絡，並且加上 額外的成分，例如雜訊，以係依據在該位元串流中的該控 制資料加上正弦波。由於所有的運算皆係在頻域（也已知係 爲QMF或者子頻帶域）中進行，該解碼器610的最終步驟 係QMF合成6 40，保住一時域信號。舉例而言，在該編碼 器側的該QMF分析，係在一 32 QMF子頻帶系統中對於 • 1024個時域樣本執行的該情況中，該高頻率重建係可得到 64-QMF子頻帶，該合成係在該等64-QMF子頻帶上進行， 產生2048個時域樣本，如此一來可得到兩倍的上升取樣。 此外，該核心編碼器510的延遲，由於在該雙速率模式 中，操作在該原始取樣率的一半的頻率，因此係原本的兩 倍，這將造成在AAC-LD的該編碼器以及該解碼器程序這 兩者在與SBR組合時額外的延遲來源。接下來，將檢驗這 樣的延遲來源，並且將最小化它們相伴的延遲。 ® 第6圖係描繪在第5圖中所示之系統500的一個簡化的 方塊圖。第6圖的重點係放在使用用以編碼的SBR以及低 延遲濾波器組的編碼器/·解碼器程序中的延遲來源。比較第 6圖與第5圖，該MDCT560以及該反MDCT600已經被延 遲最佳化模組所取代，亦即被所謂的低延遲MDCT 560'(LD MDCT)以及低延遲反MDCT 600'(LD IMDCT)所取代。此 外，該HF產生器630也已經被一延遲最佳化模組630'所 取代。 -48 - 1357065 除了該低延遲MDCT 560'以及該低延遲反MDCT 600' 之外’在第6圖中所示之該系統中係使用一修改過的SB R 成框以及一修改過的HF產生器63 0'。爲了避免由於核心 的編碼器/解碼器560、600以及各自的SBR模組的不同的 成框所產生的延遲，該SBR成框係經過改造以符合該 AAC-LD的480或者512的成框長度。此外，該HF產生器 630的時變格點（其隱含384個取樣延遲），就該SBR資料 在相鄰的AC-LD資訊框上的擴展而言，係有限制的。因 此’在該S B R模組中，僅剩的延遲來源係爲該等濾波器組 530、 620 以及 640。 依據第6圖中所描繪的狀況爲表示該AAC-ELD編解碼. 器的一部分實現，一些延遲最佳化程序已經被實行，其包 含在該AAC-LD核心的低延遲濾波器組的使用，以及移除 先前所述之SBR重疊。爲了進一步地改善延遲，必須檢驗 其餘的模組。第6圖顯示在使用SBR以及該等低延琴濾波 $ 器組（此處係稱之爲LD-MDCT以及LD-IMDCT)的該編碼 器/解碼器程序中的該等延遲來源。相較於第5圖，在第6 圖中’每一個方塊係表示一延遲來源，其中係以陰影的方 式畫出該等延遲最佳化模組。到目前爲止，該等類似的模 組並未針對低延遲進彳了最佳化。 第7a圖係描繪包含C或者C + + -虛擬程式碼的流程圖， 以說明依據本發明所載，以一分析濾波器組的形式呈現的 具體實施例’或者用以在音頻子頻帶聲道中產生音頻子頻 帶値的對應的方法。更爲精確而言，第7a圖係表示用於 -49 - 1357065 32個頻帶的複數値分析濾波器組的流程圖。 如同在先前槪略描述的，該分析濾波器組係用以將例如 從該核心編碼器輸出的該時域信號，分割成N = 32個子頻 帶信號。來自於該濾波器組的輸出，該等子頻帶樣本或者 音頻子頻帶値，在一複數値分析濾波器組的該情況中，係 複數，且因此與一實數値濾波器組比較之下，係超取樣兩 倍。該濾波程序係牽涉到並且包含將在下文中敘述的步 驟，其中陣列x(n)正好包含320個時域樣本，進入該陣列 ® 中的該等樣本η的索引値越高，樣本越舊。 在該方法的該等具體實施例從步驟S100開始之後，首 先，在該陣列x(n)中的該等樣本，在步驟S110中平移32 個位置。最舊的32個樣本被拋棄，並且在步驟S120中， 將32個新的樣本儲存在位置31至0中。如第7a圖所示， 進入的時域音頻樣本係儲存在該31至0範圍中，對應於一 遞減索引η的位置。這將造成儲存在對應的該資訊框或者 $ 向量的該等樣本的時間反轉，使得依據該（相同長度的）合 成視窗函數爲基礎’反轉該視窗函數的索引以得到該分析 視窗函數已經被處理。 在步驟S130的過程中，係以方程式（15)爲基礎，利用該 等係數c(j)的線性內插以得到視窗係數ci(j)。該內插法 係以N = 64數値的區塊大小（區塊長度或者子頻帶値個數） 爲基礎’以及包含T = l〇個區塊的一個資訊框爲基礎。因 此’該內插過的視窗函數的該等係窗係數的索引，依據方 程式（15)而定，係在0至319的該範圍中。該等視窗係數 -50- 1357065 C(η)，係如本說明書的的附件1的圖表中所給定的。然而， 依據實現的細節而定，爲了依據在附件1與3中的圖表中 所給定的該等數値爲基礎，以獲得該等視窗係數’相關於 對應於該等索引128至255以及384至511的該等視窗係 數的額外的正負號改變（乘上因子（-1))，應該考慮至。 在這些情況中，將被使用的該等視窗係數w(n)或者 c (η)，可以依據下列方程式來決定： v(n) = wtable(n) · s(n) (16a) 其中該正負號切換函數s(n)係依據：
-1 forl28 < η < 255 and 384 < η < 511 對於n = 0至639，其中wtable(n)係在附件的圖表中所給定 的數値。 然而，該等視窗係數並不需要依據附件1中的該圖表來 實行，以獲得例如已經在先前敘述過的延遲減低。爲達成 此延遲減低，同時維持已處理過的該音頻資料的品質水 準’或者達成另外的取捨，對於在0至639該範圍之內的 該視窗係數索引η的該等視窗係數c (n)，可以滿足如同在 附件2至4之中任一附件所給定的關係集之中的一個關 係。此外’應該注意的是也可以在依據本發明的數個具體 實施例中，實施其它的視窗係數c(n)。自然地，也可以實 行包含不同於320或者640的視窗係數數量的其它的視窗 函數，雖然在該等附件1至4中的該等圖表，僅可實行於 1357065 具有640個視窗係數的視窗函數。 如步驟S130的該線性內插法，在視窗函數包含偶數個 數視窗係數的該情況中，係可導致明顯的品質改善，以及 混疊效應的減低或者消除。應該進一步注意的是該複數單 位並非如同方程式（1) ' (2)以及（16)中係表示爲j，而係表 示爲 /= 。 在步驟S140中，接著該陣列χ(η)的該等樣本係逐項元 素地乘上該內插視窗的該等視窗係數ci(n)。 ® 在步驟S150中，該等視窗型樣本係依據第7a圖中的該 流程圖中所給定的該方程式，總和在一起，以創建該64個 元素的陣列u( η)。在步驟S160中，依據該矩陣運算Mu， 計算32個新的子頻帶樣本或者頻的子頻帶値W(k,l)，其 中該矩陣Μ的元素係給定如下列方程式： M(k, η) = 2 · expfl_f .(h 0.5).(2. η- 95)>| ί〇 ^ < 32 Λ 64 / [0 < η < 64 , (17) φ 其中exp()係表示複數指數函數，以及如同先前所提到的， i係爲該虛數單位。在該流程圖的迴圈，終止在步驟S170 之前，可以輸出該等子頻帶値W(k,l)( = W[k][l])之中的每 —個數値，W(k,l)係對應於在具有索引k的該子頻帶中的 該子頻帶樣本1。換句話說，第7a圖中所示的該流程圖的 每一個迴圈，係產生32個複數子頻帶値，每一個係表示來 自於一個濾波器組子頻帶的輸出。 第7b圖係描繪，藉著該等資訊框150的每一個之兩個 區塊的五倍的加法，以瓦解包含視窗型時域音頻樣本z(n) -52 - 1357065 的10個區塊160-1,…，160-10之視窗型時域音頻樣本的該 資訊框150，成爲該向量u(n)的步驟si5〇。該瓦解程序或 者縮回程序係在每一個元素爲基礎而執行，使得對應於該 等區塊 160-1、160-3、160-5、160-7 以及 160-9 中的每一 個區塊之內相同的樣本索引的該等視窗型時域音頻樣本， 相加在一起’以獲得在該向量u(n)的該等第—區塊650-1 中的對應數値。相應地，依據該等區塊160-2、160-4、 160-6、160-8 以及 160-10，在區塊 160-2 中，該向量 u(n) ® 的該等對應的元素係在步驟S150中產生。 如本發明之以一分析濾波器組的形式呈現的另一具體 實施例’可以實現爲64頻帶的複數低延遲濾波器組。作爲 —分析濾波器組的此複數低延遲濾波器組的處理程序，基 本上係類似於如同在第7a圖的該上下文中所描述的分析 濾波器組。由於該類似性，以及基本上與在第7a圖的該上 下文中所敘述的相同之該處理程序，第7a圖中所描述的用 於32個頻帶的複數分析濾波器組，以及用於64個頻帶的 該複數分析濾波器組之間的差異，將在此處槪略敘述。 與包含如第7a圖中所示之分析濾波器組3 2頻帶相比， 該資訊框向量x(n)，在一64個頻帶的分析濾波器組的該情 況中，包含具有從〇至639的索引之640個元素。因此’ 該步驟S110係經過修改，使得在該陣列x(n)中的該等樣本 係被平移64個位置，其中最舊的64個樣本係被拋棄。在 步驟S120中，並非32個新的樣本，64個新的樣本被儲存 在63至0的位置中。如第7c圖中所示’進來的時域音頻 -53 - 1357065 樣本係儲存在對應於在63至0的該範圍中遞減的索引η的 位置上。這將造成儲存在對應的該資訊框或者向量的該等 樣本的一種時間反轉，使得依據該（相同長度的）合成視窗 函數’反轉該視窗函數的索引以獲得該分析視窗係已經被 處理。 由於用以視窗化該向量資訊框χ(η)的該視窗c(n)，典型 地係包含640個元素，線性地內插該等視窗係數以獲得該 內插的視窗ci(η)的步驟S1 30可以省略。 之後，在步驟S140期間，該陣列χ(η)的該等樣本係藉 使用該視窗係數序列c (η)被乘上，或者進行視窗化，其係 再一次地以附件1中的該圖表中的該等數値爲基礎。在該 視窗係數係這些合成視窗函數的該情況中，利用該視窗 c(n)對該陣列χ(η)進行視窗化或者乘法係依據下列方程式 執行= z(n) = χ(η) · c(n) f (18) 對於n = 0,…，63 9。再一次地，爲了達成該視窗函數的低延 遲特性，並不需要完全地依據以附件1的圖表中所給定的 該等數値爲基礎的該等視窗係數來實現該視窗函數。對於 許多的應用，在該等係數滿足在附件2至4中的該等圖表 中所給定的任一組關係式的實現架構，已足以達成在品質 以及該延遲的顯著的降低之間的可接受的取捨。然而，依 據實現的細節而定，爲了依據在附件1與3中的圖表中所 給定的該等數値爲基礎，以獲得該等視窗係數，相對於對 -54- 1357065 應於該等索引128至255以及384至511的該等視窗係數 的額外的正負號改變（乘上因子（-1))，係應該考慮的，如方 程式（16a)與（16b)。 接著’在第7a圖中所示之該流程圖的步驟S150係藉由 該向量資訊框ζ (η)的該等樣本的總和所取代，如下列方程 式： 5 u(n)= Σ (n + j .128) (19) # 以創建該128個元素的陣列u(n)。 之後’第7a圖的步驟S160係被64個新的子頻帶樣本 依據矩陣運算Mu的計算的步驟所取代，其中該矩陣Μ的 該等矩陣元素係給定如下列方程式： M{k, η) = 2 · ρ·νΦ + 〇·5).(2.η-19ΐη {〇< k < \ 128 / [0 < η < 128 , (20) 其中exp()係表示複數指數函數，以及如同先前所提到的， i係爲該虛數單位。 ® 第7c圖係描繪如本發明所載，以用於32個子頻帶聲道 的實數濾波器組的形式呈現的一具體實施例之流程圖。如 第7c圖中所描繪之具體實施例，與第7a圖中所顯示之該 具體實施例並沒有顯著的差異。這兩個具體實施例之間的 主要差異，係計算新的32個複數子頻帶音頻値的步驟 S160’在第7c圖中所示的該具體實施例中，係以步驟S162 取代’在步驟S162中’係依據一矩陣運算Mru，計算3 2 個實數子頻帶音頻樣本’其中該矩陣Mr的該等矩陣元素係 •55- (21) 1357065 給定如下列方程式：
Mt{k, η) = 2 co
• (λ· + 0.5) · (2 · η 64 -95) HO < k < 32 Ο < η < 64 · 如此一來，在該流程圖中的每一個迴圈係產生32個 頻帶樣本，其中W(k,l)係對應於該子頻帶k的該子 頻樣本1。 該實數分析濾波器組可以係例如用於一 SBR系 功率模式的該架構中，如第5圖所示。該SBR工具 • 功率模式，與該高品質SBR工具之間的差異，主要 於係使用實數濾波器組的這個事實。這將減低兩倍 複雜度，以及計算精力，使得每一個單位時間內的 數量’基本上可以減低兩倍，因爲不需要計算虛數 如本發明所提出之該等新的濾波器組可與SBR 該低功率模式完全相容。因此，隨同本發明所載之 組，S B R系統仍然可以在正規模式或者具有複數濾 I 的高品質模式以及在具有實數濾波器組的該低功率 者中執行。該實數濾波器組，例如藉著僅使用該等 (餘弦調變的貢獻）並且忽略該虛數値（正弦調變的貢 該複數濾波器組推導而得。 第8a圖顯示依據本發明中，以用於64個子頻帶 複數CI成灑波器組的形式呈現的一個比較實例的 圖。如同在先前所槪略描述的，該SBR處理過的子 號的該合成濾波’係使用64個子頻帶的合成濾波器 成。從該據波器組的輸出，如同在第〗圖的上下文 實數子 頻帶音 統的低 的該低 係有關 的計算 運算的 部分。 系統的 濾波器 波器組 模式兩 實數値 獻），從 聲道的 一流程 頻帶信 組而達 中所槪 -56 - 1357065 略描述的’係實數値時域樣本的一個區塊。該程序係，利 用第8a圖中流程圖說明，其也描繪以用以產生時域音頻樣 本的方法之形式呈現的比較實例。 該合成濾波，在一開始步驟（步驟S200)之後，包含接下 文所敘述的步驟，其中陣列v包含1280個樣本。在步驟 S210中’在該陣列V中的樣本係被平移128個位置，其中 最舊的128個樣本係被拋棄。在步驟S220中，64個新的 複數値音頻子頻帶値係被乘上矩陣N，其中該等矩陣元素 β N(k,n)係給定如下： N(k, η) = — ·. π ·(欠 + 〇·5) . (2 . η _ 63)) (〇< k < 64 64 人 128 少 jo < n < 128 , (22) 其中exp()係表示該複數指數函數，以及i係爲該虛數單 位。由此運算所得到的輸出的該實數部分，係儲存在陣列 v的該等位置0-127，如第8a圖中所描繪的。 在步驟S230中，現在已經在時域中的該等樣本，依據 φ 第8a圖中所給定的該方程式，從該陣列v中萃取出來，以 創建一640個元素的陣列g(n)。在步驟S240中，在陣列g 時域中的該等實數値樣本，係乘上該視窗係數c(n)，以產 生陣列w，其中該等視窗係數，再一次地係以附件1的圖 表中的該等數値爲基礎的視窗係數。 然而，如同在先前槪略敘述的，該等視窗係數並不需要 完全地依據附件1的圖表中所給定的數値。若該等視窗係 數滿足附件2至4的該等圖表中所給定的該等關係式的集 合之中的任一組關係式，在不同的比較實例中則已經足以 -57 - 1357065 達成該合成濾波器組的該期望的低延遲特性。此外，如同 在該分析濾波器組的上下文中所解釋的，其他的視窗係數 也可以使用於該合成濾波器組的架構中。然而，.依據實現 的細節而定，爲了依據在附件1與3中的圖表中所給定的 該等數値爲基礎，以獲得該等視窗係數，相對於對應於該 等索引128至255以及38 4至511的該等視窗係數的額外 的正負號改變（乘上因子（-1))係應該考慮的。 在步驟S250中，依據該最後步驟以及第8a圖中的該流 • 程圖所給定的公式，在該流程圖終止於步驟S260之前的一 個迴圈中，將來自於該陣列w(n)的樣本總和在一起，以計 算64個新的輸出樣本。在第8a圖中所示之該流程圖中， X(k)[l]( = X(k,l))係對應於在具有索引k的該子頻帶中的音 頻子頻帶値1。在第8a圖中所描繪的每一個新的迴圈，會 產生64個時域、實數値音頻樣本，作爲一個輸出。 如第8a圖中所示用於64個頻帶的複數値分析濾波器組 的該實現架構，並不需要包含如同在第2b圖中所示之該具 ® 體實施例的上下文中所解釋的數個儲存位置的重疊加法緩 衝區。此處，該重疊加法緩衝區係『隱藏』在以儲存在該 向量v中的該等數値爲基礎計算的該等向量v與g中。該 重疊加法緩衝區係在這些具有大於128的這些索引的這些 向量的架構中實現，使得該等數値係對應於來自於以前或 者過去區塊的數値。 第8b圖係描繪，用於64個實數値音頻子頻帶聲道的實 數値合成濾波器組的流程圖。如第8b圖之實數値合成濾波 -58 - 1357065 器組，在一低功率SB R實施架構中，也可以實現成 的一個SBR濾波器組。 第8b圖的該流程圖，與第8a圖的該流程圖之間 的差異係有關於步驟S2 22,其係取代第8a圖的步驟 在步驟S222中，該等64個新的實數値音頻子頻帶 乘上矩陣Nr，其中該矩陣的該等元素Nr(k,n)，係 下列方程式：
Wr〇c, η)=丄.(h〇.5).(2.n-63)>| j 〇《允 < 64 32 Λ . 128 / [0 < η < 128 其中’從這個運算所得到的輸出再一次地儲存在該 的0-127之位置。 除了這些修改之外，如第8b圖所示，在用於該 SBR模式的實數値合成濾波器組的該情況中的該流 與第8a圖中所示的用於該高品質SBR模式的該複 成濾波器組的該流程圖並沒有差異。 第8c圖係描繪如本發明所敘述以下降取樣複數 濾波器組以及適當的方法的形式所呈現的具體實施 程圖，其可以例如實施於一高品質SBR實現架構中 確而言，如第8c圖中所示之合成濾波器組係有關於 理32個子頻帶聲道的複數値音頻子頻帶値的複數 濾波器組。 該等SBR處理的子頻帶信號的下降取樣合成濾密 著使用如第8c圖所描繪的32聲道的合成濾波器 成。從該濾波器組的輸出係一區塊的實數値時域樣 爲對應 最主要 S220 〇 値，係 給定如 ,(23) 陣列v 低功率 程圖， 數値合 値合成 例的流 。更精 能夠處 値合成 ί，係藉 組而達 本。該 -59- 1357065 程序在第8c圖的流程圖所給定的。該合成濾波程序在一開 始步驟（步驟S3 00)之後包含下文所述的步驟，其中陣列v 係包含640個實數値時域樣本。 在步驟S310中，在該陣列v中的該等樣本係被平移64 個位置，其中最舊的64個樣本係被拋棄。之後，在步驟 S320中，該等32個新的複數値子頻帶樣本或者複數値音 頻子頻帶値被乘上矩陣N，該矩陣的該等元素係給定如 下： N(kf n) = -L . π 如 5) · (2 …3：L)) ί〇 ^ < 32 64 ' 64 / |〇 < η < 64 , (24) 其中exp()表示該複數指數函數，以及i再一次地係爲該虛 數單位。接著，從此運算輸出的該實數部分儲存在該陣列 0 - 6 3的位置。 在步驟S330中，係依據第8c圖的該流程圖中所給定的 方程式，從向量v中萃取出該等樣本，以創建一個320個 元素的陣列g。在步驟S3 40中，係依據方程式（15)藉由對 該等係數c (η)之線性內插，以獲得一內插過的視窗函數之 視窗係數ci(n)，其中該索引η再一次地係在〇至319的該 範圍中（對於方程式（15)，Ν = 64，Τ = 10)。如同在先前所說 明的，視窗函數c(n)的該等係數，係依據附件1的圖表中 所給定的該等數値而定。此外，爲了達成稍早所描繪的該 低延遲特性，該等視窗係數c (η)，並不需要完全地係附件 1的該圖表中所給定的數字。若該等視窗係數c (η)滿足如 附件2至4中所給定的該等關係式中的至少一組關係式， -60· 1357065 則已經足夠。然而’依據實現的細節而定，爲了依據在附 件1與3中的圖表中所給定的該等數値爲基礎以獲得該等 視窗係數’應該依方程式（16a)與（16 b)考慮到相對於對應於 該等索引128至255以及384至511的該等視窗係數的額 外的正負號改變（乘上因子（-1))。此外，包含不同的視窗係 數c(n)之不同的視窗函數，自然地也可以實行於本發明的 許多具體實施例中。 在步驟S350中’陣列g的該等樣本被乘上該內插過的 ® 視窗函數之該內插視窗係數ci(n)，以獲得該視窗型時域樣 本 w (η) 〇 之後’在步驟S360中，在第8c圖的該流程圖中的該最 後步驟S3 70之前’依據該最後步驟S3 60，將來自於陣列 w(n)的樣本加在一起，以計算32個新的輸出樣本。 如同在先前所指出的，在第 8c圖的該流程圖中， X([k][l])( = x(k,l))對應於在該音頻子頻帶聲道k中的音頻 子頻帶値1。此外，如第8c圖中所指示之流程圖的每一個 新的迴圈，會產生32個實數値時域樣本作爲輸出。 第8d圖顯示如本發明以下降取樣的實數値合成濾波器 組的形式的具體實施例的流程圖，其可以例如實施於低功 率SBR濾波器組的該情況中。第8d圖中所示之該具體實 施例以及該流程圖，與第8c圖中所示之該下降取樣複數値 合成濾波器組的該流程圖之間的差異，係僅與步驟S320有 關，此步驟在第8d圖所示之流程圖中，係由步驟S322所 取代。 -61- 1357065 在步驟S322中，係將該等32個新的實數音頻子頻帶値 或者子頻帶取樣乘上矩陣Nr，其中該矩陣的該等元素 給定爲：
Nr(k, n) = ± . 一〔_!·(欠 + 0.5).(2.n-3lV) ί〇 < ^： < 32 32 ' 64 / {〇 < π < 64 / (25) 其中，從此運算的輸出係儲存在陣列ν的〇至64的位置。 第9a圖顯示以對應於用於64個子頻帶的複數値分析濾 波器組的方法之形式所呈現的比較用實例的實施架構。第 9a圖係顯示以MATLAB實現的一種實施架構，其提供一個 向量y作爲輸出，以及一個向量『狀態』。在第9a圖的此 腳本中所定義的函數稱爲LDFB80,其中提供包含新的音頻 樣本的向量X以及該向量『狀態』給該函數LDFB80，當做 輸入。該函數的名稱LDFB80爲用8個區塊之延伸至過去 以及0個區塊延伸至未來的低延遲濾波器組的縮寫。 在該MATLAB程式語言中，該百分比符號（％)係表示簡 評，並不會被執行，而僅係用於評論以及說明該原始程式 碼的目的。在接下來的敘述中，原始程式碼的不同段落， 將相對於它們的功能，進行解釋。 在該程式碼序列S400中，以該向量『狀態』表示的該 緩衝區，係以一種方式更新，使得具有577至640的該等 索引之該向量『狀態』的內容，爲包含該等新的時域音頻 輸入樣本的該向量X的內容所取代。在該程式碼序列S410 中，儲存在該變數LDFB80_win中的的該分析視窗函數的 該等視窗係數，係傳送至該向量win_ana。 -62 - 1357065 在步驟S4 20中係假設最後的該等樣本係與該緩衝區的 右側對齊，係執行該實際的視窗化。在區塊S42〇中，該向 里狀態的內容係逐項地乘上（.*)’其中該向量win_ana的 該等元素包含該分析視窗函數的。之後此乘法的輸出係儲 存在該向量x_win_orig之內。 在步驟S430中，該向量x_win_orig的內容，係經過重 新成形，以形成一個大小爲128· 5個元素的矩陣，稱爲 x_stack。在步驟S440中，該堆疊x_stack的正負號改變， 鲁 係關於該矩陣x_stack的第二以及第四行執行。 在步驟S450中，該堆疊x_stack，係藉著將x_stack相 關於該第二索引的該等元素相加在一起，並且同時反轉該 等元素的順序以及在再一次將該輸出結果儲存在各種不同 的x_stack之前，轉置該輸出結果而被瓦解或者縮回。 在該程式碼片段S4 60中，從時域轉換至頻域係藉著計 算與被提供該論數（_i · π * n/128)的該複數指數函數相乘的 該堆疊x_stack的已逐項相乘過後的該內容的複數快速傅 立葉變換（Fast Fourier Transformation, FFT)而完成，其 中該論數（_i · π · n/128)的索引係在0至-127的範圍以及i 係該虛數單位。 在該程式碼區段S4 70中，一種後置的撫弄係藉著定義 該變數m = (64 + l)/2，以及藉著依據下列方程式，計算包含 該等音頻子頻帶値作爲一個向量y的該區塊來執行： y(k) = 2 · temp(k) exp(- 2i π ((k - 1 + j) ^)) -63 - 1357065 該索引k，在第9a圖中所示之該實施架構中，係涵蓋從1 至64的整數的範圍。接著，該向量y輸出，作爲包含第1 圖的該等音頻子頻帶値的該向量或者區塊。在上述的該第 二分解方程式（26)上面的一槓，以及在第9a圖中，該函數 c〇nj()編碼程式段S417，係指該各自的複數的該引數之共 飯複數（complex conjugate)。 在一最終的程式段S480中，該狀態向量平移64個元 素。接著，在其平移過後的形式之該狀態向量，係可以提 ® 供給該函數LDFB80,再一次作爲該函數另一個迴圈的一個 輸入。 第9 b圖係顯示依據本發明的一個具體實施例，以對應 於用於32個子頻帶的複數値分析濾波器組的一種方法的 形式所呈現的一種MATLAB實現架構。對應地，所定義的 該函數稱爲LDFB80_32，指示該實現架構係依據進入過去 的8個區塊以及進入未來的〇個區塊之額外的重疊，表示 用於3 2個子頻帶的一種低延遲濾波器組。 ® 第9b圖的該實施架構，與第9a圖中所示之該實施架構 之間的差異，係僅與一些程式碼序列有關，如同將在接下 來的敘述中槪略描述的。該等程式碼序列 S400、S430、 S460、S470以及S480，係以對應的程式碼序列S400'、 S430'、S460'、S470'以及S480'取代，主要係考慮到該函 數LDFB80_3 2所輸出的子頻帶的數量，或者子頻帶値的數 量，係以因子2減低的這個事實。相應地，該步驟S400' 係有關於如第1圖中所示，相關於對應於該新的區塊220 -64 - 1357065 的該等32個時域音頻輸入樣本的索引28 9至320的最後的 32個項目進行更新的該向量『狀態』。 然而，在第9a與第9b圖中所示的該等實施架構之間的 主要的差異，係出現在第9a圖的該程式碼序列S410中， 其係爲第9b圖中所示之該實施架構中的程式碼序列S41 2 所取代。用於第9b圖步驟S412的該程式碼序列首先包含 將包•含儲存在該向量LDFB80_win中的視窗之該等640個 視窗係數，複製到本地的該向量win_ana之步驟。之後， • 發生如方程式（15)之一種內插程序，其中以該向量win_ana 的該等向量元素表示兩個連續的視窗係數係相加在一起再 除以2，且之後再存回該向量win_ana。 接下來的該序列S420，係與第9a圖中所示之該程式碼 序列S4 2 0完全一致，其係執行該向量狀態的該等數値或者 元素的該視窗化，以及包含該內插過的視窗函數的該等內 插視窗係數的該向量win_ana的該等元素之間實際的逐項 乘法（.*)。此運算的輸出係儲存在該向量x__win_orig之 ® 中。然而，在第9b圖的該程式碼序列S420以及第9a圖中 該對應的程式碼序列S420之間的差異，係在於在第9b圖 的該情況中，在該視窗化的架構中所執行的乘法運算的次 數，並非640而是320。 在取代該程式碼序列S430的該程式碼序列S430'中，係 藉著重新對該向量 x_win_orig進行成形以準備該堆疊 x_s tack。然而，由於相較於第9a圖的包含640個元素的 該對應的向量，該向量x_win_orig僅包含320個元素’因 -65 - 1357065 此該矩陣x_s tack係僅爲64. 5個元素的一個矩陣。 該正負號改變的該等程式碼序列S440,以及瓦解該堆疊 的該程式碼S450，在如第9a與第9b圖的兩個實施架構中 係完全一致的，除了元素個數的減低之外（3 20相較於640)。 在取代該程式碼序列S460的該程式碼序列S460'中，係 執行視窗資料的一種奇數的複數快速傅立葉變換（FFT)，其 係非常類似於第9a圖的程式碼序列S4 60的該變換。然而， 再一次地，由於輸出音頻子頻帶値的數量降低，快速傅立 • 葉變換的輸出結果、該堆疊x_stack的該等元素之逐項乘 法以及該論數（_i · π · n/64)的該複數指數函數，係提供 給該向量『temp』，其中該索引η係在0與63的該範圍中。 之後，在該修改過的程式碼序列S470'中’該後置撫弄 程序，係藉著定義該變數m = (3 2+：l)/2,以及藉著依據方程 式（26)產生該輸出向量y來執行’其中該索引k僅涵蓋從1 至32的範圍，且其中出現在該複數指數函數的該引數中的 該數字128，係以該數字64替代》 ® 在該最後的程式碼序列S48 0'中’該緩衝區狀態’在第 9b圖中所示之該實施架構的情況中，係被平移32個元素， 其中在該對應的程式碼序列S480中，該緩衝區係平移64 個元素。 第l〇a圖顯示一種MATLAB腳本’說明依據以對應於 用於64個子頻帶的複數合成濾波器組的一種方法的該形 式呈現的一比較實例而定的一種實施架構。第l〇a圖中所 示之該腳本，定義該函數ILDFB80’其中’表示第2a圖中 -66- 1357065 的音頻子頻帶値的該區塊320的該向量x，以及一狀態向 量『狀態』（state)，係提供給該函數ILDFB80，作爲輸入 參數。該名稱ILDFB80，係指示所定義的該函數，係對應 於來自於過去的8個音頻資料區塊以及來自於未來的〇個 區塊的一反低延遲濾波器組。該函數提供一個向量y，以 及一個新的或者重新定義的狀態向量『狀態』，作爲輸出， 其中該向量y對應於來自於第2a圖的該時域音頻樣本區塊 410 〇 在一程式碼序列S500中，係執行一前置撫弄，其中係 定義變數m = (64 + l)/2以及一個向量temp。該向量temp 的該等元素temp (η)，係定義如下列方程式： temp(n) = ι · ^ exp(2i · λ·(/ι - ι + ι) . _a_) t (2Ί) 其中’在該向量x(n)的元素上的一槓，以及該函數conj() 係表示共軛複數，exp ()係表示複數指數函數，i係表示該 虛數單位，以及η係爲在從1至64該範圍中的一個索引。 在該程式碼序列S510中，該向量temp係展開成一個矩 陣’在該矩陣的第一行包含該向量temp的該等元素，以及 在該第二行中’包含相對於由該向量的索引所定義的該等 兀素的順序之該反轉的向量temp的共輕複數。因此，在該 程式碼序列S510中，係依據該向量ternp，建立該矩陣temp 的一種奇對稱。 在一程式碼序列S520中’係依據該矩陣temp，執行一 種奇數的快速傅立葉變換（F F T)。在此程式碼序列中，.係執 -67 - 1357065 行該矩陣temp的該反傅立葉轉換的該輸出結果，與具有引 數（i . π/128)的該指數函數之間的逐項乘法，並且該結果的 實數部分係輸出至一向量y_knl，其中該索引η係在〇至 127的該範圍中。 在該程式碼序列S530中，形成該資料的一種延伸，以 及交替的正負號翻轉。爲了達成此目的，該向量y_knl的 該等元素的順序係被反轉，並且在此同時係完成一個符號 的翻轉。之後，定義一個矩陣tmp，包含該向量y_knl的 第一、第三以及第五行，其中該第二以及第四行包含已翻 轉符號的該向量y_knl。 在一程式碼序列S540中，儲存在該向量LDFB80_win 中的該等視窗係數係首先複製至該向量win_ana。之後， 該等合成視窗係數係依據儲存在該向量win_ana中的該等 分析視窗係數決定，藉著產生該分析視窗函數的一個時間 反轉版本，如下列方程式： win _ syn(n) = win _ ana(N T - n) (2g) 其中Ν · Τ係視窗係數的總數，以及η係爲該等視窗係數 的索引。 在一程式碼序列S550中，該合成視窗係實施於該向量 tmp，藉著該向量與該合成視窗函數之間的一種逐項乘 法。在一程式碼序列S560中，該緩衝區係藉著設定索引爲 577至640至0的該向量『狀態』的該等元素，以及藉著 將該視窗行向量tmp的內容與該狀態向量『狀態』相加， 以進行更新。 -68 - 1357065 在一程式碼序列S5 70中，包含該等時域音頻樣本的該 輸出向量y，係從該狀態向量’藉著萃取該狀態向量索引 爲1至64的該等元素，而被抽取出來。 在一程式碼序列S580中，如第l〇a圖中所示之該函數 的該最終程式碼區段，係將該狀態向量『狀態』平移64個 兀素，使得索引爲<65至640的該等元素，被複製至該向量 『狀態』的前576個元素。 第l〇b圖顯示，如本發明的一個具體實施例，以用於32 ® 個子頻帶値的複數合成濾波器組的形式呈現的一個實現架 構的MATLAB腳本。由第l〇b圖中所示之該腳本所定義的 該函數的名稱，係闡明此函數，由於所定義的該函數係稱 爲ILDFB8 0_32，係指示所定義的該函數爲32個頻帶的一 反逆的低延遲濾波器組，具有來自於過去的8個區塊重 疊，以及來自於過去的0個區塊重疊。 如同相關於第9a與第9b圖中所示之實施架構的一種對 照所討論的，依據第l〇b圖的該腳本之該實施架構，也係 β 與如第l〇a圖的該64個頻帶的合成濾波器組之該實施架構 有密切的關連。如此一來，相同的該等向量係提供給該函 數，並且有該函數輸出，然而’該函數與第iOa圖中的該 實施架構相較之下，僅包含半數的元素。用於32個頻帶的 一 32頻帶合成濾波器組的該實施架構，與第l〇a圖中所描 繪的該64子頻帶版本之間，最主要的差異係與兩個方面有 關。該等程式碼序列 S500、S510、S520、S530、S560、S570 以及S58 0係被其中的將被定址的元素數量，以及其它元素 -69 - 1357065 相關的參數係被除以2的該等程式碼序列所取代。此外， 產生該合成視窗函數的該程式碼序列S540，係爲一程式碼 序列S542所取代，其中該合成視窗函數，係被當作如方程 式（15)之一個線性內插合成視窗函數而產生。 在取代該程式碼序列S500的該程式碼序列S500'中，該 變數m係定義爲等於m= (3 2 + 1)/2，並且該向量temp係依 據方程式（27)來定義，其中該索引η僅涵蓋1至32的該範 圍，並且其中在該指數函數的該引數中的該因子1/128係 鲁爲該因子1 / 64所取代》 於是，在取代該程式碼序列S510的該程式碼序列S510' 中，該索引範圍僅涵蓋包含該向量temp的該32個元素的 索引。換句話說，該索引僅涵蓋從1至32的該等數値。因 此’在取代該程式碼序列S5 20的該程式碼序列S520'中， 該指數函數的引數，係爲U . π · η/⑷所取代，其中該索引 η係再從0至63的該範圍中。在該程式碼序列S530'的該 架構中，該索引範圍，相較於該程式碼序列S530，以因數 • 2降低。 取代第10a圖的該程式碼序列S540的該程式碼序列 S542’也將儲存在該向量LDFB80_win中的該視窗函數， 複製至該向量win_ana，並且依據方程式（28)產生一個時 間反轉版本win_syn。然而，第l〇b圖中所示之該實現架 構的該程式碼序列S542，進一步包含如方程式（15)的一個 內插步驟，其中對於該重新定義的向量win_Syn的每一個 元素’包含該合成視窗函數的該等視窗係數，該原始合成 -70 - 1357065 視窗函數的兩個連續的視窗係數的一種線性內插。 將該視窗實施於該向量tmp以及將該等元素tmp以其 視窗型版本取代的該程式碼序列S550，如同在第10a圖與 第10b圖中各自的程式碼序列的一個直接比較所顯示的， 就該程式碼而言係完全相同的。然而，由於在第l〇b圖的 該實現架構中，該向量tmp的大小較小，因此在一實現程 序中，僅需完成半數的乘法運算。 同樣地，在分別取代該等程式碼序列S5 60、S5 70以及 ® S580的該等程式碼序列S560，、S570'以及S580'的該架構 中，索引640以及64，係分別爲320以及32所取代。引 此’追二個最終的程式碼區段，與第l〇a圖中所示之該實 現架構的該等程式碼序列之間的差異，僅係與該等向量狀 態t m ρ與y的大小有關。 如同到目前爲止所敘述的該等具體實施例已經闡明 的，該分析視窗器以及該合成視窗器係可適當改變，以視 窗化包含在各自的資訊框中，在該時域中的各自的該等樣 ® 本，係藉著將這些逐項地乘上一視窗函數的該等視窗係數。 在描述一個視窗函數之前（該視窗函數可以例如當作合 成視窗函數以及當作以其更接近的時間反轉版本呈現的分 析視窗函數來使用）’將更詳細地槪述如本發明之數個具體 實施例之優點，特別係鑑於第5與第6圖中所示之SBR工 具或者系統的該架構的實現。 在這些優點中’如本發明之數個具體實施例，以及包含 多於一個以上的如本發明之具體實施例的系統所能提供的 -71- 1357065 係爲顯著地降低依據其它的濾波器組而定的延遲 此低延遲特性降在第13與第14圖的該上下文中 地提出。在此上下文中，一個重要的觀點係必須 視窗函數的長度，換句話說，將被實施於一個資 一個區塊的時域樣本上的視窗係數的數量，係與 關。 如本發明的數個具體實施例，係可提供改善該 音頻資料品質的另一個優點。在如本發明之數個 0 例中所使用的該內插法，與其它的減低方案比較 可提供與視窗係數的數量有關的明顯地降低的混〗 此外，如同將在第17與第18圖的該上下文中 細地槪述的，就該心理聲學方面而言，如本發明 體實施例，經常係可以較許多其它的濾波器組， 利用人耳的暫時遮蔽特性。此外，如同將在第1 5 19圖中，更爲仔細地描述的，如本發明之數個具體 可以提供優越的頻率響應。 ® 在如本發明的具體實施例之許多濾波器組中， 濾波器組與該合成濾波器組之間係互相連結的， 重建係可達成的。換句話說，依據本發明之數個 例，不僅可以提供，與一分析濾波器組以及一合 組這樣的一個互相連結的組合的該輸入相較之下 上無法區分的輸出，而且係與該輸入比較之下， 的輸出（除了量化誤差、計算的捨入效應以及其它 要的離散化所造成的效應）。 。然而， ，更詳細 注意到該 訊框或者 該延遲無 (重建的） 具體實施 之下，係 &效應。 ，更爲詳 之數個具 更有效地 、1 6以及 :實施例， 若一分析 則完美的 具體實施 成濾波器 ，在聽覺 完全相同 的由於必 -72 - 1357065 在如本發明之濾波器組的該SBR模組中的一種整合，係 可以很容易地達成的。儘管典型的SBR模組係操作在該雙 速率模式中，如本發明的許多具體實施例之該等複數値低 延遲濾波器組，係有能力可以在該單一速率模式中，提供 完美的重建，而該等原始的SB R QMF濾波器組係僅有能力 可以提供近乎完美的重建。在該雙速率模式中，該脈衝響 應的該32頻帶版本，係利用線性內插法獲得，也稱之爲兩 個相鄰分接頭或者該64頻帶脈衝響應的視窗係數或者視 • 窗函數的下降取樣，如同在第3圖的該上下文中所解釋的。 在一合成濾波器組的複數値實現架構的情況中，對於關 鍵的取樣濾波器組之顯著降低的分析（或者合成）延遲係可 以達成的，其中該取樣或者處理頻率係對應於，依據該 Nyquist-Shannon定理而定之該邊界頻率。在一濾波器組 的實數實施架構的情況中，藉著使用最佳化的演算法可以 達成一種有效率的實現架構，如同例如在第9與第10圖中 所示之該MATLAB實施架構的該上下爲中所描繪的。這些 ^ 實施架構，可以例如，如同在第5與第6圖的該上下文中 所描述的，用於該SBR工具的該低功率模式中。 如同在第5與第6圖的上下文中槪略敘述的，藉著使用 如本發明的具體實施例之複數低延遲濾波器組，達成有關 於在一 SBR系統的該情況中的延遲之進一步的降低，係有 可能的。如同在先前槪略描述的，在如第5圖中所示之該 SBR解碼器610中，該QMF分濾波器組620，係被如同本 發明的一具體實施例之複數低延遲濾波器組（CLDFB)所取 -73 - 1357065 代。這個取代可以一種可計算的方法完成，係藉著保持頻 帶的數量（64)、該脈衝響應的長度（640)，以及藉著使用一 複數調變。此工具所能達成的延遲，係可被最小化至在不 需要犧牲可達成的品質水準的情況下，達成整體的低延遲 對於一雙向通信係已經足夠的程度》 相較於例如包含一MDCT以及一 MDST的系統以形成一 個複數値的類似MDCT的系統，如本發明的一個具體實施 例’係可提供更好的頻率響應。相較於例如用於今日的該 ♦ MPEG-4 STBR中的該QMF濾波器組，包含如本發明的數個 具體實施例之一個或者更多個濾波器組的一種系統，可提 供明顯地更低的延遲。 既使係與一低延遲QMF濾波器組比較之下，如本發明 之數個具體實施例，係可以提供與低延遲結合的完美重建 之優點。與QMF濾波器組的該接近完美的重建相較之下， 由該完美重建特性所引起的該等優點如下。對於接近完美 的重建，一個高的抑制頻帶衰減係必要的，以將該混疊效 ® 應衰減至足夠低的水準。這將限制在該濾波器設計中，達 成一非常低延遲的可能性。相較之下，現在使用如本發明 的一種具體實施例，係有獨立地設計該濾波器的可能性， 如此一來，並不需要高抑制頻帶衰減，以衰減該混疊效應 至足夠低的水準。僅需要足夠低的抑制頻帶衰減，以使得 減低的混疊效應對於預期的信號處理應用而言係足夠的。 因此，在該濾波器設計中，可以完成達成較低延遲之更佳 的取捨。 -74- 1357065 第11圖顯示一視窗函數700的一個比較圖，如同可以 例如用於依據本發明的一具體實施例，與該正弦視窗函數 710 —起使用。該視窗函數700,也稱之爲『合成』CMLDFB (C M L D F B = c o m p 1 e X modulated low-delay filterbank > 複 數調變低延遲濾波器組）視窗，係包含依據附件1的圖表中 所給定之該等數値而定之640個視窗係數。關於該等視窗 函數的大小，應該要注意的係在下文中，並不考慮用以調 整該視窗型信號的振幅之一般的放大因子或者阻尼因子。 ® 視窗函數可以例如相對於對應於該延遲中心的一個數値， 進行正規化，如同在第13圖的上下文中所槪略描述的；或 者相對於一數値n = N、n = N- l或者n = N + l進行正規化，其 中N係爲該區塊長度，以及n係爲該等視窗係數的索引。 相比之下，該正弦視窗函數710係僅定義於128個樣本之 上，並且係例如用於一MDCT或者一MDST模組的該情況 中。 然而，依據實現的細節而定，爲了依據在附件1與3中 ® 的圖表中所給定的該等數値爲基礎，以獲得該等視窗係 數，相對於對應於該等索引128至255以及384至511的 該等視窗係數的額外的正負號改變（乘上因子（-1))，係應該 考慮的，如方程式（16a)與（16b)。 在討論這兩個視窗函數700、710之間的差異之前，應 該注意的是這兩個視窗函數皆僅包含實數視窗係數。此 外，在兩個情況中，對應於索引n = 0的該視窗係數的絕對 値係小於〇 ·1 ;在c M L D F B視窗7 0 0的情況中，其對應的 -75 - 1357065 數値甚至係小於0.02。 考慮相對於它們的定義集的這兩個視窗函數700、710, 數個重大的差異係非常明顯的；該正弦視窗函數71 0係對 稱的，然而該視窗函數700係顯示不對稱的行爲。爲了更 清楚的定義此，該正弦視窗函數係對稱的，因爲存在一個 實數値nfl使得相對於所有的實數n，使得對於對於（nfl + n) 以及（n〇-n)，該視窗函數係有定義的，該關係式
(29) 在一預期的邊際〇)上係可被滿足的（在方程式（29)兩邊 的該等項目之間的差異量的絕對値係小於或者等於ε)，其 中w(n)係表示對應於索引η的該視窗係數》在該正弦視窗 的情況中，該對應的索引no，係正好在兩個最高的視窗係 數的中間；換句話說，對於該正弦視窗710而言，該索引 係爲η〇 = 63·5。該正弦視窗函數係定義於索引n = 0,...,127。
相較於此，該視窗函數700係定義在該索引集合n = 0,..., 639之上。該視窗函數700，在對於所有的實數値n〇，總是 至少存在一個實數値，使得屬於該視窗函數的定義集之 (n〇 + n)以及（nQ-n)，對於這些數値，下列不等式 (30) |^(ηο - ^ |w(n0 + nj 在一（幾乎係故意地）可定義的邊際（ε20;在方程式（29)兩 邊的該等項目之間的差異量的絕對値係大於或者等於ε)上 係成立的這一層意義上而言，很明顯地係爲非對稱的，其 中，再次地，w(n)係爲對應於索引η的該視窗係數。 -76- 1357065 在這兩個皆係有關於N = 64個樣本的區塊大小之視窗函 數之間另外的差異係爲’對於該合成視窗，該視窗函數700 的該最大値係大於1，並且其所擷取的索引範圍係在 (31)
N < η < 2N 在第11圖中所示之該視窗函數700的情況中，所取得的該 最大値係大於在該樣本索引η = 77所獲取之數値1.04。相 較之下，該正弦視窗710的最大値，係小於或等於1，係 在η = 63以及η = 64所獲取的。 然而，該視窗函數700，在樣本索引η = Ν的附近，也得 到近似於1的一個數値。更精確而言，對應於索引η = Ν-1 的該視窗係數 w (Ν -1)的絕對値或者該數値本身，係小於 1 ’而對應於索弓丨η = Ν的該視窗係數w(N)的絕對値或者該 數値本身，係大於1，在如本發明的一些具體實施例中， 這兩個視窗係數滿足下列關係： 0.99 < - 1) < 1. 〇 (32) 1.0 < w(N) <1.01 這係最佳化如本發明的數個具體實施例之該等濾波器組的 音頻品質的結果。在許多情況中，係期望具有包含盡可能 小的絕對値的一種視窗係數w(n)，在此情況中，該等視窗 係數的一個行列式値 (33)
K〇) · w(2N ~ 1) - W(N - i) . W(N)\S 係應該盡可能地接近於1，以達成係已經相對於該等可能 的參數進行最佳化的一種音頻品質。然而，如方程式（33) -77 - 1357065 戶斤g @ @行列式値的正負號，係可以自由地選擇。由於 該視窗係數W(〇)係小於或者近似於〇的一個結果，該乘積 W(N_1) ‘ W(N)或者其絕對値，應該盡可能地接近+ /-1。在 此情況中’該視窗係數W(2N-1)因此可以幾乎自由地選 擇。方程式（33)係由於使用如同在G.D.T Schlxller與M.J.T. Smith所著’於西元μ%年，八月在IEEE Transactions on Signal Pr〇Cessing，第44期，第8卷中所發表的文章"New Framework for Modulated Perfect Reconstruction • Filter Banks"(用於調變的完美重建濾波器組的新架構）中 所敘述的該零延遲矩陣技術的一個結果。 此外，如同將在第13圖的該上下文中，更詳細地敘述 的’對應於索引N -1與N的該等視窗係數，係包含在該調 變核心的中間，且因此係對應於具有大約爲1 ·〇的一個數 値之該樣本’且係與如同有該原型濾波器函數或者該視窗 函數所定義的該濾波器組的延遲相符。 如第11圖中所示之該合成視窗函數700,在從對應於用 ® 以視窗化該最後的時域音頻樣本的該索引（η = 0 )之該視窗 係數序列的該視窗係數，一直到包含該合成視窗函數7 0 0 的全部視窗係數中，該最高的絕對値之該視窗係數爲止的 該等嚴格單調遞增的視窗係數之間，係進一步顯示出一種 振盪的行爲。自然地，在該時間反轉的分析視窗函數的情 況中，該振盪行爲係包含從包含一對應（時間反轉）的分析 視窗函數的全部視窗係數的最高絕對値，至對應於用以視 窗化該最後的時域音頻樣本的索引（η = 63 9)之該視窗係數 -78- 1357065 序列的該等視窗係數之間的嚴格單調遞減的該等視窗係 數。 由於該振盪行爲’該合成視窗函數700的發展，係從對 應於該索引n=0具有一小於〇.〇2的絕對値之視窗係數開 始’以及對應於該索引n = l，具有一小於0.03的絕對値之 該視窗係數，在索引n = N處得到一個大約爲1的數値，在 依據方程式（31)而定之索引處得到大於1.04的一個最大 値’在索引n = 90以及91處得到另一個大約爲1的數値， 在該等索引數値n = 162以及n = l63處，第一次發生正負號 改變’在一索引大約爲n = 3N處得到一個小於-0.1或者 -0.1 2755的一個最小値，以及在索引値n = 284與n = 285處 的另一個正負號改變。然而，該合成視窗函數700可以進 —步在另外的索引値η上，包含另外的正負號變化。在將 該等視窗係數與在附件1至3的該等表格中所給定的該等 數値比較之後，相對於對應於該等索引128至255以及384 至511的該等額外的正負號改變（乘上因子（-1))，係應該依 據方程式（16a)與（16b)來考慮的。 該合成視窗函數7〇〇的振盪行爲係類似於一強阻尼振 盪，這係可以由該大約.1.04的最大値以及該大約-0.12的 最小値來說明。如此一來，全部的視窗係數中超過50 %以 上係包含小於或者等於〇.1的絕對値。如同在第1與第2a 圖中所描述的該等具體實施例的該上下文中所槪略描述 的，該視窗函數的發展，係包含一第一群組420(或者200) 以及一第二群組430(或者210)，其中該第一群組係包含視 -79- 1357065 窗係數的一第一連續部分’以及該第二群組43 〇包含 係數的一個連續的第二部分。如同已經在先前槪略 的，該視窗的視窗係數序列，僅包含視窗係數的該第 組4 20，以及視窗函數430的該第二群組，其中該視 數的第一群組420正好包含該第一連續的視窗係數序 以及其中該第二群組430正好包含視窗係數的該第二 部分。因此，該等術語第一群組420與視窗係數的第 份，以及該等術語第二群組430與視窗係數的第二部 • 可以當作同義詞使用。 在全部的視窗係數中，超過50 %以上具有絕對値係 或者等於0.1的該等係數，由於該視窗係數700的強 振盪行爲，係包含在該第二群組，或者視窗係數的第 份430中。此外，同樣地包含在視窗係數的該第二群 者第二部份430中的全部視窗係數中，超過50%以上 數係包含小於或者等於0.01的絕對値。 _ 該視窗係數的第一部份420，包含少於該視窗係數 的全部視窗係數的三分之一的係數。相應地，該視窗 的第二部份430，係包含超過三分之二以上的視窗係 再將在四個以上的區塊的該等資訊框120、150、330 之中的一個資訊框中處理的總數爲T個區塊的情況中 第一部份典型地包含3 / 2 · N視窗係數，其中N係爲 區塊的時域樣本個數。對應地，該第二部份包含該等 係數其餘的部分，或者更精確而言，（T_3/2)N個視窗 如同在第11圖中所示的每一個資訊框包含T = l〇個區 視窗 描述 —群 窗係 列， 連續 一部 份係 小於 阻尼 二部 組或 的係 序列 係數 數。 380 ，該 —個 視窗 ^數。 塊的 -80 - 1357065 情況中，該第一部份包含3/2· N視窗係數，而該第二部 份210包含8.5 . N視窗係數。在每一個區塊係包含N = 64 時域音頻樣本的區塊大小的情況中，該第一部份包含96個 視窗係數，而該第二部份包含544個視窗係數。在第11圖 中所示之該合成視窗函數700，在在大約n = 95或者96的 索引上，在該第一部份以及該第二部份的邊界上獲得一個 大約0.96的數値。 除了包含在該第一部份420以及該第二部份430中的視 • 窗係數數量之外，對應的視窗係數的一個能量値或者一個 總能量値，彼此之間係明顯地不同的。該能量値係定義爲 £ = Σ Λ ， (34) 其中w (η)係爲視窗係數，以及計算方程式（3 4)中的總和所 涵蓋的該索引η，係對應於各自的該等部分420、430的該 等索引，各自的能量値Ε所對應的該整個視窗係數集合或 者其它任何的視窗係數集合》儘管視窗係數係有明顯的差 ® 異，該第一部份420的能量値係等於或者高於全部視窗係 數的總能量値的2/ 3 »相應地，該第二部份430的能量値 係小於或者等於全部視窗係數的總能量値的1 / 3。 爲了說明起見，該視窗函數700的該等視窗係數的該第 —部份420的該能量値係大約爲5 5.85,而該第二部份的該 等視窗係數的能量値係大約爲2 2 · 8 1。該視窗函數7 〇 〇的全 部視窗係數的該整體能量係大約爲7 8.0 3，使得該第一部份 420的能量値係大約該整體能量値的71.6 %，而該第二部份 -81- 1357065 430的能量値係大約全部視窗係數的該整體能量値的 2 8.4%。 自然地，可以藉著將該能量値E除以一個正規化因子 Eo，而以一種正規化的版本來敘述方程式（3 4)，其中該正 規化因子理論上可以係任何的能量値。該正規化因子E〇， 可以係例如依據方程式（34)所計算的該視窗係數序列的全 部視窗係數的該整體能量値。 依據該等視窗係數的該等絕對値，或者依據各自的該等 • 視窗係數的該等能量値而定，也可以決定該視窗係數序列 的一中心點或者一『質量中心』。該視窗係數序列的質量中 心或者中心點，係一個實數，且典型地係位於該等視窗係 數的該第一部份420的索引範圍中。在各自的資訊框係包 含超過四個以上的時域音頻樣本區塊（T> 4)的情況中，以該 等視窗係數的該絕對値爲基礎的該質量中心rua，或者以該 等視窗係數的能量値爲基礎的該能量中心 n«：e，係小於 3/2· N。換句話說，在每一個資訊框包含T =10個區塊的 情況中’該質量中心係正好落在該第一部份200的該等索 引區域中。 以該等視窗係數w (η)爲基礎的該等絕對値的該質量中 心rua ’係依據下列方程式來定義：
(35) 以及鑑於該等視窗係數w (η)的該等能量値，該質量中心n c e -82 - (36) 1357065 係定義如下： WT-1 Ση · 1« Λ»0_ W-T-l Σ Kn)l2 n«〇 其中N與T係爲正整數，分別表示每—個區塊的時域音頻 樣本的個數，以及每一個資訊框的區塊數目。自然地，依 據方程式（35)以及（36)而定的該等中心點’也可以相對於一 有限制的視窗係數集合來計算’藉著相應地取代上述的該 ^ 等總和的該等極限。 對於如第1圖中所示之該視窗函數7〇〇，依據該等視窗 係數 w(n)的該等絕對値而定之該質量中心nea，係等於 nca % 8 7.75的一個數値；並且，相對於該等視窗係數w(n) 的該等能量値的該中心點或者質量中心rue，係爲nce s 8 0.04。由於該視窗函數700的的視窗係數的該第一部份 200包含96( = 3/2. N; N = 64)個視窗係數，因此兩個中心 | 點皆正好落在該等視窗係數的該第一部份200中，如同先 前所槪述的。 該視窗函數700的該等視窗係數w(n)，係依據附件1 的該圖表中所給定的該等數値而定；然而，爲了達成例如 先前所槪略描述的該濾波器組的該低延遲特性，並不需要 如附件1的該圖表中所給定的該等視窗係數，精確地實現 該視窗函數。在許多情況中，對於包含640個視窗係數的 〜視窗函數的該等視窗係數而言，滿足附件2至4的該等 圖表中所給定的關i系式或者方程式之中的任何—個，係已 -83- 丄357〇65 經足夠。在附件1的圖表中所給定的該等視窗係數或者濾 波器係數’係表示較佳的數値，在一些實現架構中，可以 依據方程式（16a)以及（16b)適當地改變。然而，如同已經在 先前指出的’舉例而言，利用在其它的附件中所給定的另 外的圖表，該等較佳的數値，可以從該小數點之後的第二、 第三、第四、第五位數之後開始改變，使得所得到的該等 濾波器或者視窗函數仍然具有如本發明的數個具體實施例 的優點。然而，依據實現的細節而定，爲了依據在附件1 Φ 與3中的圖表中所給定的該等數値爲基礎，以獲得該等視 窗係數’相對於對應於該等索引128至255以及384至511 的該等視窗係數的額外的正負號改變（乘上因子（-1))，係應 該考慮的，如方程式（16a)與（16b)。 自然地’也可以同樣地定義包含不同的視窗係數個數的 另外的視窗函數’並且用於如本發明所載的數個具體實施 例的該架構中。在此上下文中，應該注意的係每一個區塊 中的時域音頻樣本的個數與每一個資訊框中的區塊個數兩 • 者，以及該等區塊相對於過去樣本以及未來樣本的分佈， 係可以在一廣泛範圍的參數上變化。 第12圖係顯示如第11圖中所示之複數調變低延遲濾波 器組視窗（CMLDFB視窗）7〇〇，以及例如用於依據該MPEG 標準而定之該SBR工具中的該原始的SBr qMf原型濾波 器720之間的一個比較圖。如第11圖中所示，該CMLDFB 視窗’再一次地係爲如本發明的一具體實施例之該合 成視窗。 -84 - 1357065 儘管如本發明的一具體實施例之該視窗函數700 ’如同 在方程式（30)的該上下文中所定義的’很明顯地係爲非對 稱的，而該原始的SB R QMF原型濾波器720 ’相對於該等 索引n = 319至320而言係爲對稱的，因爲該視窗函數700 以及該SBR QMF原型濾波器720每一個皆係相對於640個 索引來定義。換句話說’相對於方程式（29)，表示該對稱 中心的該索引之該『索引値』no，在該SB R QMF原型濾波 器720的該情況中，係給定爲n〇 = 319.5。 此外，由於該SBR QMF原型濾波器720的對稱性，分 別依據方程式（35)以及（36)而定之中心點nca以及nce ’係 與該對稱中心完全一致的。該SB R QMF原型濾波器720 的該能量値係爲64.00，因爲該原型濾波器係一正交濾波 器。相較之下，該明顯非對稱的視窗函數700，如同在先 前槪略描述的，包含一個78.0327的能量値。 在接下來的幾個敘述段落的敘述中，將考慮如同在第5 與第6圖的上下文中所槪略描述的SBR系統，其中該SBR 解碼器61 0，包含如本發明中，以一分析濾波器組的形式 呈現的具體實施例，作爲該濾波器組620，以及如本發明 中，以一合成濾波器組的該形式呈現的具體實施例，用於 該合成濾波器組640。如同將在稍後更詳細地敘述的，依 據本發明，使用如第11以及第12圖中所示之該視窗函數 700的一分析濾波器組的該整體延遲，係包含127個樣本 之整體延遲，而該原始的SBR QMF原型濾波器爲基礎的 SBR工具，係造成64 0個樣本的整體延遲。 -85 - 1357065 在該SBR模組中，例如在該SBR解碼器610中，將該 等QMF濾波器組以複數低延遲濾波器組（CLDFB)取代，可 得到從42毫秒至31.3毫秒的延遲降低，並且不會引入任 何音頻品質的降低，或者額外的計算複雜度。與該新的濾 波器組一起使用，該標準SBR模式（高品質模式）以及僅使 用實數値濾波器組的該低功率模式兩者接可以支援，如同 依據本發明參考於第7至第10圖的數個具體實施例的描述 中所顯示的。 特別係在電信以及雙向通信的該領域中，低延遲係非常 重要的。雖然該強化低延遲AAC係已經有能力可以達成對 於通信應用係已經足夠的42毫秒的低延遲，然而其演算法 延遲仍然係高於有能力可以達成低至20毫秒的延遲之該 低延遲AAC核心編解碼器，以及其它的電信編解碼器。在 該SBR解碼器610中，該QMF分析以及合成階段，仍然 會造成12毫秒的重建延遲。一種大有可爲的降低延遲的方 法，係爲使用如本發明的一具體實施例中的低延遲濾波器 組技術，並且使用如本發明的該等具體實施例之低延遲 QMF濾波器組，取代現有之對應的版本。換句話說，係可 單純地利用如本發明的該等具體實施例之複數低延遲濾波 器組，取代在該SBR模組610中所使用的該等一般的濾波 器組，以達成進一步的延遲減低。 對於在該SBR模組610中的使用，如本發明的該等具體 實施例之該等新的濾波器組（也稱之爲C L D F B s)，係經過設 計，以盡可能地類似於原本所使用的該等Q M F濾波器組。 -86- 1357065 這包括，例如使用64個子頻帶或者頻帶，相同長度的脈衝 響應以及與如同在SBR系統中所使用的雙速率模式的相容 性。 第13圖描繪如本發明的一具體實施例之該CLDFB視窗 成形700，以及該原始的SBR QMF原型濾波器720的一個 比較圖。此外，其係描繪調變濾波器組的延遲，可以藉著 分析在一 DCT-IV爲基礎的系統的情況中，除了具有長度 爲N個樣本的該調變核心的該成框延遲之外還有由該原 • 形濾波器或者視窗函數所引入的該重疊延遲而決定。在第 13圖中所顯示的該狀況，再一次地係參考於一合成濾波器 組的情況。該視窗函數700以及該原型濾波器函數720， 也表示這兩個參與其中的濾波器組的合成原型濾波器的脈 衝響應。 相對於對於該SB R QMF濾波器組以及如本發明的一具 體實施例所提出之CLDFB兩種情況之該延遲分析而言，在 該分析與合成中，僅有分別在該模組核心的右側以及左側 ®的該重疊，會增加延遲。 對於這兩種濾波器組，該調變核心係以會引入64個樣 本的延遲的一DCT-IV爲基礎，這個延遲在第13圖中係標 示爲延遲750。在該SBR QMF原型濾波器組720的情況中’ 由於該對稱性，該調變核心延遲750 ’如第13圖中所示， 係相對於各自的原型濾波器函數720的該質量中心或者中 心點，對稱地配置。此行爲的原因係該SB R QMF濾波器組 的該緩衝區，必須被塡滿至一個點’使得就該原型濾波器 -87 - 1357065 數値的各自的該等能量値而言，具有最明顯貢獻的該原型 濾波器函數720，在該處理程序中係會被考慮的。由於該 原型滬波器函數720的形狀，這需要該緩衝區至少被塡滿 '至各自的原型濾波器函數的該中心點或者質量中心。 爲進一步的說明此，從該對應的SB R QMF濾波器組的 一全體初始化的緩衝區開始，該緩衝區必須被塡滿至一個 點，使得資料的處理會得到顯著的資料處理，其需要各自 的視窗函數或者原型濾波器函數，具有明顯的貢獻。在該 • SBR QMF原型濾波器函數的情況中，該原型濾波器720的 該對稱的形狀，會產生該原型濾波器函數的該質量中心或 者中心點等級的延遲。 然而，由於由該DCT-IV爲基礎的N = 64個樣本的系統 的該調變核心所引入的該延遲係一直存在的’並且該系統 也包含一個區塊的延遲，因此可以觀察到用於該SB R QMF 的該合成原型，會引入288個樣本的重疊延遲。 如同在稍早所指出的，在與第13圖相關的該等合成濾 ® 波器組的情況中，此額外的左側重疊76〇會造成延遲’而 該右側重疊770係有關於過去的樣本’且因此在一合成濾 波器組的情況中，並不會引入額外的重疊。 相較之下，從依據本發明的一具體實施例之該CLDFB 的一全體初始化緩衝區開始，該合成濾波器組以及該分析 濾波器組係有能力可以，與該SBR QMF濾波器組比較之 下，更快地提供『有意義』的資料’由於該視窗函數的形 狀。換句話說，由於該分析或者合成視窗函數700 ’由視 -88- 1357065 窗函數進行處理的樣本，係可能更快地顯示出明顯的貢 獻。因此，該CLDFB的該合成原型或者合成視窗函數，將 由該調變核心750已經引入的該延遲考慮進去，僅會引入 32個樣本的重疊延遲。如本發明的—具體實施例之該視窗 函數700的視窗係數的該第一部份或者第一群組420，在 如本發明的一較佳具體實施例中，係包含對應於由該左側 重疊760以及該調變核心延遲750 —起所造成的該延遲的 該等96個視窗係數。 相同的延遲，係由該分析濾波器組或者該分析原型函數 引入，其原因係該分析濾波器組係以該合成視窗函數或者 原型函數的該時間反轉版本爲基礎。因此，該重疊延遲係 在該右側引入’包含與該合成濾波器組相同的重疊大小。 因此，在原始的QMF原型濾波器組的情況中’同樣的也引 入288個樣本的延遲’然而對於如本發明的一具體實施例 之分析濾波器組，僅引入32個樣本的延遲。 第14a圖中所示之該圖表，提供在假設48〇個樣本的資 訊框長度以及48kHz的取樣率的條件下’不同的修改階段 的延遲之槪觀。在—包含AAC-LD編解碼器以及標準SBR 工具的標準配置中’在該雙速率模式中’該MDCT及 IMDCT 德波器組會造成40毫秒的延遲。此外’該QMF工具本身 會造成12毫秒的延遲。此外’由於一 SBR重疊’係會產 生另外的8毫秒延遲’使得此編解碼器的該整體延遲係在 60毫秒的該範圔中。 作爲一個比較，包含該MDCT以及IMDCT的低延遲版 -89 - 1357065 本之 AAC-ELD編解碼器，在該雙速率方式中，係會 30毫秒的延遲。與一SBR工具的該原始QMF濾波器 較之下，使用如本發明的一具體實施例之複數低延遲 器組，將造成僅有1毫秒的延遲，相較於該原始QMF 的12毫秒。藉著避免該SBR重疊，一AAC-LD與該 工具的一種直接的組合的該8毫秒的額外重疊可以完 避免。因此，該強化的低延遲A AC編解碼器，係具^ 毫秒的一整體演算法延遲的能力，而非先前槪述的該 • 組合的60毫秒。因此，可以看的出來，所描述的該等 減低的方法，確實可得到29毫秒的全部延遲節省。 在第14b圖中的該圖表，係如同第5與第6圖所示 統中，由該原始的以及本發明所提出的濾波器組版本 成的整體編解碼延遲的另一個槪觀圖。在第14b圖中 定的資料以及數値係依據48kHz的取樣率，以及480 本的核心編碼器資訊框大小。由於如同在第5與第6 所顯示以及討論的一 SB R系統的該雙速率方式，該核 ® 碼器，係可以有效率地在24kHz的取樣率上執行。由 於調變核心，64個樣本的成框延遲係已經爲該核心編 所引入，其可以如同在第13圖的該上下文中所描述的 這兩個濾波器組的該獨立的延遲數値中減去。 在第14b圖的該圖表中，突顯出係有可能降低包 MDCT以及該IMDCT的該等低延遲版本（TLD MDCT# IMDCT)的該強化低延遲AAC編解碼器的整體延遲。 僅使用該MDCT與該IMDCT的低延遲版本以及該原 產生 組比 濾波 工具 SBR 全地 I 31 直接 延遲 之系 所造 所給 個樣 圖中 心編 於對 碼器 ，從 含該 I LD 儘管 始的 -90 - 1357065 QMF濾波器組，係可以達成42毫秒的整體演算 然而藉著使用如本發明的許多具體實施例之複數 波器組’取代傳統的QMF濾波器組，該整體的演 係可以明顯地檢低至僅有3 1.3毫秒。 爲了評估如本發明的具體實施例之該等減波 包含一個或者更多個濾波器組的系統之品質，係 試驗’從其中可以得到一個結論，亦即如本發明 體實施例之濾波器組可以維持AAC-ELD的音頻 ® 同的水準’並且不會造成任何品質的下降，無論 複數SBR模式，或者對於該實數値低功率Sbr模 如本發明的數個具體實施例之該等延遲最佳化濾 並不會引入任何在該音頻品質上的負擔，既使它 力可以降低超過10毫秒以上的延遲。對於該等舊 甚至可以觀察到些許的，但在統計上並不明顯的 達成的。上述的改善，已經在響板以及鐘琴的聽 觀察到。 ® 爲了進一步驗證，在如本發明的一具體實施例 帶濾波器組的情況中，該下降取樣程序，相較於 器組，對於如本發明之該等濾波器組係有同樣的 執行下列的評估。首先，係使用一下降取樣的32 器組，分析一對數正弦掃瞄，其中係加上初始化 等32個上頻帶。之後，該輸出結果利用一個64 波器組合成，再一次地下降取樣，並且與原始的ίΐ 使用一個傳統的SBR QMF原型濾波器，會得到 法延遲， 低延遲濾 算法延遲 器組以及 執行聽覺 的數個具 品質在相 是對於該 式。因此， 波器組， 們係有能 『態項目， 改善係可 覺試驗中 J之32頻 QMF濾波 作用，係 頻帶濾波 爲0的該 頻帶的濾 I號比較。 59.5dB 的 -91- 1357065 訊雜比（signal-to-noise ratio’ SNR):然而’如本發明的 濾波器組，係可達到78.5dB的SNR値，這係說明了如本 發明之該等濾波器組，在該下降取樣版本中，係也至少與 該等原始的QMF濾波器組有同樣的表現。 爲了展示此延遲最佳化，如同在依據本發明的具體實施 例中所使用的非對稱的濾波器組方式，確實提供額外的數 値，相較於具有對稱原型的一傳統的濾波器1且，在下文中， 將比較具有相同延遲的非對稱原型與對稱原型。 第 1 5 a圖顯示在如本發明之使用一低延遲視窗（圖形 800)的濾波器組的遠場圖中的頻率響應，與使用具有長度 爲128個分接頭的一正弦視窗之濾波器組的頻率響應比較 之下的一個比較圖。第15b圖顯示，在使用如同先前所槪 述之該等相同的視窗函數的該等相同的濾波器組的該近場 中，該頻率響應的放大圖》 這兩個圖形8 00、810的一個直接比較顯示，使用如本 發明的一具體實施例之低延遲濾波器組的該濾波器組的頻 率響應，係明顯地優於使用具有相同延遲的128個分接頭 的正弦視窗的濾波器組之對應的頻率響應。 同樣地，第16a圖顯示具有127個樣本的整體延遲之不 同的視窗函數的一個比較圖，該 64頻帶的濾波器組 (CLDFB)，包含包括該成框延遲以及該重疊延遲在內的127 個樣本的整體延遲。具有一對稱原型以及相同延遲的調變 濾波器組，因此將具有長度爲1 28的一個原型，如同已經 在第15a與15b圖的上下文中所說明的。對於這些具有50% -92- 1357065 重疊的濾波器組’像是例如 mdct、正弦視窗或者 Kaiser-Bessel衍生視窗，一般而言，係提供用於原型的一 些好的選擇。因此，在第16a圖中，使用如本發明的一具 體實施例之低延遲視窗作爲原型的一濾波器組的頻率響應 的槪觀，係與具有相同的延遲之替代的對稱原型之頻率響 應比較。第16a圖顯示’除了如同已經在第15a與第15b 圖中顯示的，如本發明的該濾波器組的該頻率響應（圖形 8 00)以及使用一正弦視窗的濾波器組的頻率響應（圖形 Φ 810)之外，另外顯示兩個依據該等參數α = 4(圖形820)以及 α = 6 (圖形830)而定之KBD視窗。第16a圖與顯示於第16b 圖中的第16a圖的特寫，兩者皆清楚地顯示，使用如本發 明之具有非對稱視窗函數或者具有相同延遲的原型濾波器 函數的一濾波器組，係可以達成更好的頻率響應。 爲了在更一般性的基礎上說明此優點，在第17圖中， 係比較具有與先前敘述的濾波器組不同的延遲數値的兩個 濾波器組原型。在第1 5與第1 6圖中所考慮的如本發明之 ® 該濾波器組，具有127個樣本之整體延遲，係對應於進入 過去的8個區塊的重疊以及進入未來的〇個區塊重疊 (CLDFB80)，而在第17圖中顯示，具有相同的383個樣本 的延遲之兩個不同的濾波器組原型的該等頻率響應。更精 確而言’第17圖顯示如本發明的一具體實施例之非對稱原 型濾波器組的頻率響應（圖形840)，其係以進入過去的6個 時域樣本區塊的重疊’以及進入未來的2個時域樣本區塊 (CLDFB62)爲基礎。此外，第17圖也顯示一對應的對稱原 -93- 1357065 型濾波器函數的頻率響應（圖形850)’同樣也具有383個樣 本的延遲。可以看的出來，在此相同延遲數値下，非對稱 原型或者視窗函數可達成比具有對稱視窗函數或者原型濾 波器的濾波器組，更好的頻率響應。這證明如同在先前所 指出的，在延遲與品質之間一個更佳的取捨之可能性。 第18圖描繪人耳的該暫時遮蔽效應。當一個聲音或者 音調，在如第18圖中的直線860所指示的一個瞬間出現 時，在該實際的聲音開始之前，發生大約20毫秒之與該音 • 調或者聲音的頻率以及附近的頻率有關的遮蔽效應。這個 效應係稱之爲前置遮蔽，並且是人耳的該心理聲學特質中 的一個特徵。 在第18圖中所描繪的該狀況中，該聲音在大約200毫 秒左有仍然係可被聽見的，一直到由直線870所描繪的瞬 間爲止。在此期間，人耳的一個遮蔽器啓動，這也被稱爲 同時遮蔽。在該聲音停止之後（由直線870所描繪），在該 音調附近的頻率中的該頻率遮蔽效應，在一大約150毫秒 ® 的期間之內，緩慢地衰退，如第18圖中所描繪的；此心理 聲學效應也稱之爲後置遮蔽。 第19圖係描繪一傳統的HE-A AC編碼信號，以及以使 用如本發明的一具體實施例之低延遲濾波器組（CMLDFB) 的一濾波器組爲基礎的一 HE-A AC編碼信號的預迴聲行爲 的一個比較圖。第19a圖係描繪響板的該原始時間信號， 其係已經利用包含一HE-AAC編解碼器（HE-AAC = high-efficiency advanced audio codec > 高效率進階音頻 -94 - 1357065 編解碼器）的一個系統處理過。以該傳統的he-aac 的該系統的輸出係描繪於第19b圖中，這兩個信號 始時間信號以及該HE-A AC編解碼器的輸出信號的 接比較’顯示在該響板聲音開始之前，在箭號880 的該區域中’該HE-AAC編解碼器的輸出信號，包 易見的預迴聲效應。 第19c圖係描繪包含以包含如本發明的—具體實 CMLDFB視窗的濾波器組爲基礎的HE-AAC的系統 鲁信號’在第19a圖中所指示並且使用如本發明的具 例之濾波器組處理過的相同的該等原始時間信號， 好在響板信號開始之前’如同在第19c圖中的箭號 指示的’預迴聲效應一個顯著降低的外觀。由於如 18圖的該上下文中所描述的該前置遮蔽效應，由第 的該箭號890所指示之該預迴聲效應係被遮蔽的更 較於在該傳統的HE-AAC編解碼器的情況中，由該管 所指示的該預迴聲效應。因此’如本發明的據波器 ® 預迴聲行爲’會使得該輸出係更爲符合於人耳的該 蔽特性以及心理聲學特性，這同時也是與傳統的濾 比較之下，明顯地減低的延遲之一個結果。因此， 經在敘述該聽覺試驗時所指出的，使用如本發明的 實施例之濾波器組甚至可以導致由於該減低的延遲 的與品質相關的改進。 如本發明的數個具體實施例’與傳統的濾波器組 下’並不會增加計算複雜度。低延遲濾波器組使用 爲基礎 ，該原 一個直 所說明 含顯而 施例之 之輸出 體實施 顯示正 89 0所 同在第 19c圖 好，相 i 號 880 組之該 暫時遮 波器組 如同已 一具體 所造成 比較之 ，例如 1357065 與在SBR系統的情況中之QMF濾波器組相同的濾波器長 度以及相同的調變模式，使得該計算複雜度並不會增加。 就因爲該等原型濾波器的該非對稱特性所需要的記憶體需 求這一點而言，該合成濾波器組的該 R〇M(read」only memory，唯讀記億體）記憶體需求，在以每一個區塊包含 N = 64個樣本以及每一個資訊框包含T = 10個區塊爲基礎的 濾波器組的該情況中，係大約增加320字。此外，在一SB R 相關系統的情況中，若該分析濾波器係分開存放的，該記 • 憶體需求會再增加另外的320字。 然而，由於對於一AAC-ELD核心，目前的ROM需求係 大約爲2.5k字（千字），以及對於SBR實現架構需要另外的 2.5k字，該ROM需求係僅適度地增加大約百分之十。作 爲在記憶體以及複雜度之間一個可能的取捨，若低記憶體 消耗係最主要的，可以使用一線性內插法，已從該合成濾 波器產生該分析濾波器，如同在第3圖以及方程式（15)的 上下文中所槪略描述的。此內插運算，僅增加大約3.6 %的 ® 必要的指令數量。因此，以如本發明的具體實施例之低延 遲濾波器組，取代在該SBR模組的架構中的該傳統的QMF 濾波器組’在一些具體實施例中，該延遲可以有多於1〇毫 秒以上的減低，並且不會造成音頻品質的降低，或者在複 雜度上顯著的增加。 如本發明的數個具體實施例，因此係有關於一分析或者 合成視窗或者用於進行視窗化的裝置或者方法。此外，也 描述分析或者合成濾波器組，或者使用一個視窗的分析或 -96 - 1357065 者合成一個信號的方法。自然地，也揭露實現上述的該等 方法之中的任一種方法的電腦程式。 如本發明的數個具體實施例之實施架構，可以使用硬體 實現、軟體實現或者這兩者的組合來完成。產生、接收或 者不然係儲存下來以進行處理的資料、向量以及變數，可 以儲存在不同類型的記憶體’例如隨機存取記憶體、緩衝 區、唯讀記億體、非揮發性記億體（例如E E P R Ο M s、快閃 記憶體）或者其它的記憶體，例如磁性或者光學記憶體。— ® 個儲存位置可以係，例如所需要的用以儲存或者保存各自 的例如變數、參數、向量、矩陣、視窗係數或者其它的資 訊或者資料片段的資料總量的一個或者更多個記憶體單 元。 軟體實現架構可以在不同的電腦、類電腦系統處理器、 ASICs(application-specific integrated circuits，特定應 用積體電路）或者其它的積體電路（integrateci circuits, ICs)上運作。 ，依據本發明方法某些特定的實施需求，本發明方法的具 體貫施例可以使用硬體、軟體或者這兩者的—種組合來實 現。該實現架構的實行係可以使用—數位儲存媒介，該數 位儲存媒介特別係指碟片CD、DVD或者其它的具有電氣 可讀取控制訊號儲存在其上的碟片，該數位儲存媒介在一 可程式電腦系統、處理器或者積體電路的共同配合執行之 下，係使得本發明的該等方法可以實行。大體而言，本發 明的具體實施例，因此係一具有程式碼儲存在一機器可讀 -97 - 1357065 取承載體（carrier)上的電腦程式產品；當該電腦程式產品 在一電腦 '處理器或者積體電路上執行時，該程式碼可以 有效的實行本發明該等方法的一個具體實施例。換句話 說’該等發明方法的數個具體實施例因此係具有一程式碼 的電腦程式，當該電腦程式碼在一電腦、處理器或者積體 電路上執行時，可以實行本發明該等方法的至少一個具體 實施例》 依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音頻 • 子頻帶中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置，包含：一種 分析視窗器（11 0)’用於使用包含數個視窗係數的一個序列 的一個分析視窗函數（190)，以視窗化在從一個較早的樣本 延伸至一個較晚的樣本的一時間序列中的時域音頻輸入樣 本的一個資訊框（120)，以獲得多數個視窗型樣本，該分析 視窗函數（190)包含一個包含該視窗係數的序列的一第一 部份的視窗係數的第一群組（200)，以及一個包含該視窗係 數的序列的一第二部份的視窗係數的第二群組（21 0)，其中 ® 該第一部份包含較該第二部分少的視窗係數，其中在該第 一部份中的該等視窗係數的一個能量數値，係較該第二部 分的該等視窗係數的一個能量數値高，且其中該第一視窗 係數群組係用於視窗化較晚的時域樣本，以及該第二視窗 係數群組係用於視窗化較早的時域樣本；以及一種計算器 (170)，用以使用該等視窗型樣本，以計算該等音頻子頻帶 値。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音 -98- 1357065 頻子頻帶中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中，該分析 視窗器（110)係可適當改造使得該分析視窗函數（190)，相對 於該視窗係數的序列而言係非對稱的。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音 頻子頻帶中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中，該分析 視窗器（11 0)係可適當改造使得該第一部份的該等視窗係 數的一個能量値，係等於或者大於該視窗係數序列的全部 視窗係數的一個能量値的2/ 3，以及視窗係數的該第二部 • 份之該等視窗係數的一個能量値，係小於或者等於該視窗 係數序列的全部視窗係數的一個能量値的1 / 3。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音 頻子頻帶中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中，該分析 視窗器（110)係可適當地改造，使得該視窗係數的第一部 份，係包含該視窗係數序列的視窗係數總數量的1 / 3或者 少於1 / 3的視窗係數個數，以及該第二部份係包含該視窗 係數序列的視窗係數總數量的2/3或者多於2/3的視窗係 •數個數。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音 頻子頻帶中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中，該分析 視窗器（110)係可改變，使得該分析視窗函數（190)的該等視 窗係數的一個中心點，係對應於在視窗係數的該第一部份 的索引範圍中的一個實數値》 在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音 頻子頻帶中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中，該分析 -99- 1357065 視窗器（110)係可改變，使得該分析視窗函數（190)包含從包 含該分析視窗函數（190)的全部視窗係數的該最高的絕對 値之該視窗係數，至用以視窗化該最後的時域音頻樣本的 該視窗係數序列的一個視窗係數的一.種嚴格單調遞減。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音 頻子頻帶中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中，該分析 視窗器（110)係可改造，使得該分析視窗函數（190)包含一種 振盪行爲。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音 頻子頻帶中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中，該分析 視窗器（110)係可適當地改造，使得對應於索引η=(τ-1)· N 的該視窗係數係包含在0.9至1.1的該範圍中的一個絕對 値，其中該視窗係數序列的索引係在0至Ν · Τ -1的該範 圍中的一個整數，其中用以視窗化該資訊辱120的該最後 的時域音頻樣本的該視窗係數，係爲對應於該索引Ν·Τ-1 的該視窗係數，其中該分析視窗器（110)係可以適當地改 造，使得該時域音頻輸入樣本資訊框（120)，包含具有從該 資訊框（120)的該最早的延伸至該最晚的時域音頻輸入樣 本之Τ個時域音頻樣本區塊的一個序列，其中每一個區塊 係包含Ν個時域音頻輸入樣本，以及其中Τ與Ν係爲正整 數，且Τ係大於4。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音 頻子頻帶中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中’該分析 視窗器（110)係可改造，使得對應於該等視窗係數的該索引 -100- 1357065 n = N . Τ-l之該視窗係數，包含—個小於〇·〇2的絕對値。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音 頻子頻帶中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中，該分析 視窗器（110)係可改造，使得.該視窗化程序包含乘上該該資 訊框（120)的該等時域音頻輸入樣本χ(η)，以獲得該視窗型 資訊框的該等視窗型樣本ζ( η)，依據下列方程式： z{n) = χ(η) · c(n) I 其中n係一整數表示該視窗係數序列的一個索引，範圍係 從0至Τ·Ν-1，其中c(n)係該分析視窗函數對應於該索引 η的該視窗係數，其中Χ(Ν · Τ-l)係一時域音頻輸入樣本 資訊框（120)的該最後的時域音頻輸入樣本，其中該分析視 窗器（110)係可以被適當改造使得該時域音頻輸入樣本資 訊框（120)包含T個區塊（130)的時域音頻輸入樣本的一個 序列，從該資訊框（120)的該最早的時域音頻輸入樣本，延 伸至最晚的時域音頻輸入樣本，每一個區塊包含N個時域 φ 音頻輸入樣本，以及其中T與N係爲正整數，並且τ係大 於4 » 在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音 頻子頻帶中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中，該分析 視窗器（11 0)係可改造，使得該等視窗係數c (η)係符合在附 件4的該圖表中所給定之該等關係式。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音 頻子頻帶中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中，該分析 視窗器（110)係可改造，以使用一分析視窗函數（1 9 0 )，其係 -101- 1357065 爲將被用於該等音頻子頻帶値的一合成視窗函數（370)的 一個時間反轉或者索引反轉的版本。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音 頻子頻帶中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中，該分析 視窗器（110)係可改造，使得該分析視窗函數的該第一部 份，包含具有大於1的一絕對極大値的一個視窗係數。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音 頻子頻帶中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中，該分析 • 視窗器（110)係可改造，使得該視窗係數序列的全部視窗係 數，係爲實數視窗係數。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音 頻子頻帶中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中’該分析 視窗器（11 〇)係可改造，使得該時域音頻輸入樣本資訊框 (120)，包含τ個區塊（130)的時域音頻輸入樣本的一個序 列，係從該資訊框（120)的該最早的時域音頻輸入樣本’延 伸至最晚的時域音頻輸入樣本’每一個區塊包含N個時域 • 音頻輸入樣本，以及其中T與N係爲正整數’並且T係大 *於4 » 在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音 頻子頻帶中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中’該分析 視窗器（11 〇)係可改造’使得該視窗化程序係包含該資訊框 (120)的該等時域音頻輸入樣本’與該視窗係數序列的該等 視窗係數之間的一個逐項乘法。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音 -102- 1357065 頻子頻帶中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中，該分析 視窗器（110)係可改造，使得每一個時域音頻輸入樣本，係 逐項地與該分析視窗函數的視窗係數相乘，係依據一時域 音頻輸入樣本序列以及該視窗係數序列。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音 頻子頻帶中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中，該分析 視窗器（110)係可改造，使得對於該時域音頻輸入樣本資訊 框（120)的每一個時域音頻輸入樣本，係正好產生—個視窗 Φ 型樣本。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音 頻子頻帶中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中，該分析 視窗器（110)係可改造，使得對應於該等視窗係數的一個索 引η=(Τ-3)·Ν的該視窗係數係包含一個小於- 0.1的數値， 其中該視窗係數序列的索引係在〇至Ν· Τ-1的該範圍中 的一個整數，且其中用以視窗化該資訊框120的該最後的 時域音頻樣本的該視窗係數，係爲對應於該索引Ν·Τ-1 β的該視窗係數。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音 頻子頻帶中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中，該分析 視窗器（110)係可改造，使得視窗係數的該第一部份係包含 3/ 2 · Ν個視窗係數，以及視窗係數的該第二部份係包含該 視窗係數序列的（Τ-3/2) · Ν個視窗係數。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音 頻子頻帶中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中，該分析 -103- 1357065 視窗器（110)係可改造，使得該視窗係數c(n)包含在附件3 的圖表中所給定的彼等數値。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音 頻子頻帶中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中，該分析 視窗器（110)係可改造’使得該等視窗係數c(n)係可以符合 在附件2的圖表中所給定的該等關係式。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音 頻子頻帶中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中，該分析 • 視窗器（110)係可改造’使得該視窗係數c(n)包含在附件1 的圖表中所給定的該等數値。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音 頻子頻帶中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中，該裝置 (10 0)係可改造，使得目前將被處理的該時域音頻輸入樣本 資訊框（120)，係藉著將一個直接在前面的時域音頻樣本資 訊框（120)之較晚的（T-1)個區塊，朝向該等較早的時域音頻 樣本平移一個區塊，並且藉著加上新的時域音頻樣本的一 ® 個區塊（220)而產生，以作爲包含目前的該資訊框（120)的該 等最新的時域音頻樣本的該區塊。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音 頻子頻帶中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中’該裝置 (100)係可改造，使得目前將被處理的該時域音頻輸入樣本 χ(η)的資訊框（120)的產生，係依據將該直接地在前面的時 域音頻輸入樣本的資訊框（120)之該等時域音頻輸入樣本 xpfevin)，依據下列方程式進行平移： -104- 1357065 χ{η - 32) = xprev(n) 對於一個時間或者樣本索引η = 32,…，319,以及其中該裝置 (1〇〇)係進一步經過適當改變，藉著將32個緊接著進入的 時域音頻輸入樣本包含進來，以產生現在的該時域音頻輸 入樣本資訊框（120)的該等時域音頻輸入樣本χ(η)，這32 個樣本係依據遞減的時間或者樣本索引η的該等進入的時 域音頻輸入樣本的順序，對於目前的該資訊框（120)的該等 時域音頻輸入樣本x(n)，從該時間或者樣本索引η = 31開 始。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音 頻子頻帶中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中，該計算 器（170)包含一種時間/頻率轉換器，係可改變以產生該等 音頻子頻帶値，使得以視窗型樣本的一個資訊框（150)爲基 礎的全部的子頻帶値，係表示視窗型樣本的該資訊框（150) 的該等視窗型樣本的一種光譜表示。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音 頻子頻帶中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中，該時間/ 頻率轉換器係可改變，以產生複數或者實數音頻子頻帶値。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音 頻子頻帶中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中，該計算 器（170)係可改變，以計算一個時域音頻輸入樣本區塊（130) 中，每一個時域音頻輸入樣本的一個音頻子頻帶値，其中 計算每一個音頻子頻帶値或者一個時域音頻輸入樣本區塊 (130)之中的每一個時域音頻輸入樣本，係依據該視窗型資 -105- 1357065 訊框（150)的該等視窗型樣本。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音 頻子頻帶中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中，該§十算 器（1 7 〇)係可改變’以計算該等音頻子頻帶値，係依據，對 於每一個子頻帶値’將該等視窗型樣本（15〇)與一諧波振邊 函數相乘’並且將乘過之後的該等視窗型樣本加在—起， 其中該諧波振盪函數的頻率，係依據該等子頻帶値的一個 對應的子頻帶的一中心頻率而定。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音 頻子頻帶中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中，該計算 器（1 70)係可改變，使得該諧波振盪函數係一複數指數函 數、一正弦函數或者一餘弦函數。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音 頻子頻帶中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中，該計算 器（170)係可改變，以計算該等音頻子頻帶値wkl，依據下 列方程式： 對於n = 0,…，63 ’以及
對於k = 0,…，31，其中z(n)係爲一視窗型樣本’對應於一索 引η，其中k係爲一子頻帶索引，其中1係音頻子頻帶區 塊（180)的一個索引’以及其中f〇sc(x)係依據一實數變數X 而定的一振盪函數。 -106-
1357065 在依據本發明的一具體實施例 音頻子頻帶中的多數個音頻子頻帶値 算器（170)係可改變，使得該振盪函數 f〇M = exP(i · x) 或者 = cos(x) 或者 f〇sC(x) = sin(x) 其中i係爲該虛數單位。 在依據本發明的一具體實施例之用 頻子頻帶中的多數個音頻子頻帶値的一 (100)係可改變，以處理實數値時域音费 訊框（120)。 在依據本發明的一具體實施例之用 φ 頻子頻帶中的多數個音頻子頻帶値的-(100)係可改變，以提供—種信號，指 (370)將與該等音頻子頻帶値—起使用: 窗函數（190)係被用於產生該等音頻子卖 依據本發明的一具體實施例之用以 的一種裝置，包含一種計算器（310),月 道中’從音頻子頻帶數値中，計算中障 列（330) ’該序列包含較早的中間時域| 樣本；一種合成視窗器（360)，使用包名 用以產生在多數個 一種裝置中’該s十 o s c ( X )係 以產生在多數個音 種裝置中，該裝置 輸入樣本的一個資 以產生在多數個音 種裝置中’該裝置 示一合成視窗函數 或者指示該分析視 i帶値。 產生時域音頻樣本 以在音頻子頻帶聲 時域樣本的一個序 本以及較晚的時域 一個視窗係數序列 -107- 1357065 的一個合成視窗函數（3 70)，以視窗化該中間時域樣本的序 列（33 0)，從而獲得數個視窗型中間時域樣本，該合成視窗 函數包含一個包含該視窗係數的序列的一第一部份的視窗 係數的第一群組（420)，以及一個包含該視窗係數的序列的 一第二部份的視窗係數的第二群組（430)，其中該第—部份 包含較該第二部分少的視窗係數，其中在該第一部份中的 該等視窗係數的一個能量數値，係較該第二部分的該等視 窗係數的一個能量數値高，且其中該第一視窗係數群組係 φ 用於視窗化較晚的中間時域樣本，以及該第二視窗係數群 組係用於視窗化較早的中間時域樣本；以及一重疊加法器 輸出級（400) ’用以處理該等視窗型中間時域樣本，以獲得 該等時域樣本。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣 本的一種裝置中，該合成視窗器（3 60)係可改變，使得該第 一部份的該等視窗係數的一個能量値，係大於或者等於該 視窗係數序列的全部視窗係數的一個能量値的2 / 3，以及 ® 視窗係數的該第二部份之該等視窗係數的一個能量値，係 小於或者等於該視窗係數序列的全部視窗係數的一個能量 値的1 / 3。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣 本的一種裝置中，該合成視窗器（3 60)係可改變，使得該視 窗係數的第一部份，係包含該視窗係數序列的視窗係數總 數量的1/3或者少於1/3的視窗係數個數，以及該第二部 份係包含該視窗係數序列的視窗係數總數量的2/3或者多 -10 8- 1357065 於2/3的視窗係數個數。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣 本的一種裝置中，該合成視窗器（360)係可改變，使得該合 成視窗函數（370)的該等視窗係數的—個中心點，係對應於 在視窗係數的該第一部份的索引範圍中的一個實數値。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣 本的一種裝置中，該合成視窗器（3 6 0)係可改變，使得該合 成視窗函數包含從用以視窗化該最後的中間時域樣本的該 # 視窗係數序列的該視窗係數，至包含該合成視窗函數的全 部視窗係數的該最高的絕對値之該視窗係數的一種嚴格單 調遞增。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣 本的一種裝置中，該合成視窗器（360)係可改變，使得該合 成視窗函數（370)包含一種振盪行爲。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣 本的一種裝置中，對應於一索引n = N的該視窗係數，包含 ® 在0.9至1.1的該範圍中的一個絕對値，其中該視窗係數序 列的該索引η係在0至T. N-1該範圍中的一個整數’其 中用以視窗化該最後的中間時域樣本的該視窗索係數’係 爲對應於該索引η = 0的該視窗係數，其中Τ係一大於4的 整數，表示包含在中間時域樣本的該資訊框（33〇)中的區塊 個數，其中該裝置（3 00)係可適當地改變，以產生一個時域 音頻樣本區塊（410)，該時域音頻樣本區塊（410)包含Ν個 時域音頻樣本，其中Ν係一正整數。 -109- 1357065 在依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣 本的一種裝置中，該合成視窗器（360)係可改變，使得對應 於該索引n = 0的該視窗係數，包含一個小於或者等於0.02 的絕對値。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣 本的一種裝置中，該合成視窗器（360)係可改變，使得對應 於一索引n= 3W之該視窗係數係小於-0.1，其中該裝置（300) 係可適當地改造，以產生一個時域音頻樣本區塊（410)，該 φ 時域音頻樣本區塊（410)包含N個時域音頻樣本，其中N 係一正整數。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣 本的一種裝置中，該合成視窗器（360)係可改變，使得該視 窗化程序包含乘上該中間時域樣本的序列的該等中間時域 樣本g(n) ’以獲得該視窗型資訊框（3 80)的該等視窗型樣本 ζ (η)，其中該乘法係依據下列方程式： z{n) = g(n) c(T N - 1 - η) 對於 n = 0,…，Τ · N-l。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣 本的一種裝置中’該合成視窗器（360)係可改變，使得該視 窗係數c (η)係可以滿足在附件4的該圖表中所給定的該等 關係式。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣 本的一種裝置中’該裝置（300)係可改變，以使用合成視窗 -110- 1357065 函數（370)爲使用於產生音頻子頻帶値的合成視窗函數 (190)之時間反轉或索引反轉之版本° 在依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣 本的一種裝置中，該裝置（3〇〇)係可改變，以產生一個時域 音頻樣本區塊（410)，該時域音頻樣本區塊（410)包含N個 時域音頻樣本，其中N係一正整數。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣 本的一種裝置中’該裝置（300)係可改變’以產生該時域音 φ 頻樣本區塊（410)，係依據包含N個音頻子頻帶値的一個音 頻子頻帶値區塊（320)，以及其中該計算器（310)係可改造， 以計算包含Τ· N個中間時域音頻樣本的該中間時域音頻 樣本序列，其中T係一正整數。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣 本的一種裝置中，該合成視窗器（360)係可改造，使得該合 成視窗函數，相對於該視窗係數序列而言係非對稱的。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣 ® 本的一種裝置中，該合成視窗器（360)係可改造，使得該第 一部份，包含具有一大於1的絕對値之該合成視窗函數的 全部視窗係數的一最大値》 依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣本 的一種裝置中，該合成視窗器（360)係可改造，使得該第一 部份包含3/2 · N個視窗係數，以及視窗係數的該第二部 份包含（T-3/2) ·Ν個視窗係數，其中T係一大於或者等於 4的索引，表示包含在該中間時域樣本資訊框（330)之中的 -111- 1357065 區塊（340)數量。 . 依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣本 的一種裝置中，該合成視窗器（3 6 0)係可改造，使得視窗化 該中間時域樣本序列的程序，係包含該等中間時域樣本與 一視窗係數之間的逐項相乘。 依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣本 的一種裝置中，該合成視窗器（360)係可改造’使得每一個 中間時域樣本，係逐項地與該合成視窗函數（370)的視窗係 • 數相乘，係依據該中間時域樣本序列以及該視窗係數序列。 依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣本 的一種裝置中，該合成視窗器（360)係可改造’使得該合成 視窗函數（3 70)的該等視窗係數係爲實數數値。 依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣本 的一種裝置中，該合成視窗器（360)係可改造’使得該視窗 係數c(n)係可以滿足在附件3的圖表中所給定的該等關係 式。 ® 依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣本 的一種裝置中，該合成視窗器（360)係可改造’使得該視窗 係數c(n)係可以滿足在附件2的圖表中所給定的該等關係 式。 依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣本 的一種裝置中，該合成視窗器（360)係可改造，使得該視窗 係數c(n)包含在附件1的圖表中所給定的該等數値。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣 -112- 1357065 本的一種裝置中，該計算器（31〇)係可改變，以計算該中間 時域樣本序列的該等中間時域樣本’係依據將該等音頻子 頻帶値與一諧波振盪函數相乘’並且將乘過之後的該等音 頻子頻帶値相加在一起，其中該諧波振盪函數的頻率，係 依據該對應的子頻帶的一中心頻率而定。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣 本的一種裝置中，該計算器（31〇)係可改變，使得該諧波振 盪函數係一複數指數函數、一正弦函數或者一餘弦函數。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣 本的一種裝置中，該計算器（310)係可改變，以依據該等複 數値或者實數値音頻子頻帶値’計算實數値中間時域樣本。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣 本的一種裝置中，該計算器（310)係可改變，以計算該實數 中間時域樣本序列Z(i,n)，依據下列方程式：
fosc( (n + 2 - f) · U +
N φ 對於在0至Ν· T-l範圍中的一個整數n’其中Re(x)係爲 該複數値數字X的該實數部分’ π = 3.14…係爲圓周率，以 及fasc(X)係爲一諧波振盪函數，其中 之» = exp(i ·义） ， 當提供給該計算器之該等音頻子頻帶値係爲複數値時，其 中i係爲該虛數單位，以及其中 fosc(X) = C〇s(x) ' 1357065 當提供給該計算器（310)的該等音頻子頻帶値係實數値時。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣 本的一種裝置中，該計算器（3 10)包含一種頻率/時間轉換 器，係適合於產生該中間時域樣本序列，使得提供給該計 算器（310)的該等音頻子頻帶値，係表示該中間時域樣本序 列的一種光譜表示。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣 本的一種裝置中，該頻率/時間轉換器係可適合於，依據複 數或者實數音頻子頻帶値，產生該中間時域樣本序列。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣 本的一種裝置中，該計算器（3 10)係可適用於’從該等音頻 子頻帶値X(k)，計算該中間時域樣本序列g(n) ’依據下列 方程式： v{n) = vpfev(n - 2N) 對於在20N-1至2N的該範圍中的一個整數n’ v(n) = Y Ref x{k) — · expii{k + \) (2n - {N - l))l 對於在〇至2N-1的該範圍中的該整數n’以及 g(2N j + k) = v(4Nj + k) g(2N j + N + k) = v(ANj + 3N + k) 對於在〇至4該範圍中的一個整數j’以及對於在〇至N-l 的該範圍中的一個整數k，其中N係一整數，表示音頻子 頻帶値的個數以及該等時域音頻樣本的個數’其中v係一 -114- 1357065 實數値向量，其中vprev係爲直接地在前面產生的時域音頻 樣本的一實數値向量V，其中i係爲該虛數單位以及71係爲 該圓周率。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣 本的一種裝置中，該計算器（3 10)係可適用於，從該等音頻 子頻帶値X(k)，計算該中間時域樣本序列g(n)，係依據下 列方程式： v(n) = vprev(n - 2N) ^ 對於在20N-1至2N的該範圍中的一個整數η’ ν(η)=丈 .丄· cos — 〇c + I) · (2η - (Αί - 1))) ho 32 ν 2Λ/ / 對於在〇至2Ν-1的該範圍中的該整數η，以及 g{2N - j + k) = v(4Nj + k) g(2N · j + N + k) = v(4Nj + 3N + k) 對於在〇至4該範圍中的一個整數j，以及對於在0至N-l # 的該範圍中的一個整數k，其中N係一整數，表示音頻子 頻帶値的個數以及該等時域音頻樣本的個數’其中v係一 實數値向量，其中vprev係爲直接地在前面產生的時域音頻 樣本的一實數値向量V，其中i係爲該虛數單位以及71係爲 該圓周率。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣 本的一種裝置中，該重疊加法輸出級（4 〇〇)係可適用於以— 種重疊的方式，處理該等視窗型中間時域樣本’依據了個 1357065 連續地提供的音頻子頻帶値區塊（3 20)。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣 本的一種裝置中，該重疊加法輸出級（400)係可適用於提供 該等時域樣本outih)(其中η係一整數，表示一個樣本索 引），依據下列方程式： Τ-1
out» = Σ Z{l-k)tn + k-N
k^O 其中係一視窗型中間時域樣本，對應於在從〇至Τ-1 φ 的該範圍中的一樣本索引η以及一資訊框或或者序列索引 1，其中1 = 0係對應於該最後的資訊框或者序列，較小的1 値係對應於先前產生的資訊框或者序列。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣 本的一種裝置中，該重疊加法輸出級（4〇〇)係可適用於提供 該等時域樣本out (k)，依據下列方程式： 9 out(k) = ^ w(n ^ n -l· k) , • 其中w係一個向量，包含該等視窗型中間時域樣本’以及 k係一整數，表示在〇至（N-1)的該範圍中的一個索引。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣 本的一種裝置中，該裝置（300)係適合於接收指示用以產生 該等音頻子頻帶値的該分析視窗函數（190)，或者指不將被 用以產生該等時域音頻樣本的該合成視窗函數（370)的— 種信號。 如本發明的一個具體實施例，—種編碼器（51〇)係包含用 -116- 1357065 以產生在數個音頻子頻帶聲道中的音頻子頻帶値的裝置 (5 6 0)(依據本發明的一個具體實施例）。 如本發明的一具體實施例，一種編碼器（510)進一步包含 —種量化器以及編碼器（5 70)，耦合於該用以產生音頻子頻 帶値的裝置（560)，並且適合於量化以及編碼由該裝置（560) 所輸出的該等音頻子頻帶値，並且輸出該等量化之後的編 碼音頻子頻帶値。 如本發明的一個具體實施例，一種解碼器（580)包含用以 # 產生時域音頻樣本的一種裝置（600)(依據本發明的一具體 實施例）。 如本發明的一個具體實施例，一種解碼器（580)係進一步 包含一種解碼器以及解量化器（590)，適用於接收已編碼且 已經量化的音頻子頻帶値，係耦合於該用以產生時域音頻 樣本的裝置（600)，並且適合於提供該等已經解碼以及解量 化的音頻子頻帶値，作爲輸出至該裝置（600)的該等音頻子 頻帶値》 ® 如本發明的一具體實施例，一種SBR編碼器（520)係包 含用以產生在數個音頻子頻帶聲道中的音頻子頻帶値的一 種裝置（5.30)，係依據提供給該SBR編碼器（520)的一個時 域音頻輸入樣本資訊框，以及包含一種SBR參數萃取模組 (5 4 0)，耦合於該用以產生音頻子頻帶値的裝置（53 0)，並且 適用於依據該等音頻子頻帶値，以萃取以及輸出SB R參數。 如本發明的一個具體實施例，一種系統（610)係包含用以 從提供給該系統（610)的一個時域音頻輸入樣本資訊框 -117- 1357065 中，產生音頻子頻帶値的一種裝置（6 20);以及用於依據由 該用以產生音頻子頻帶値的裝置（64 0)所產生的該等音頻 子頻帶値，產生時域音頻樣本的一種裝置（640)。 如本發明的一個具體實施例，一種系統（610)係爲一種 SBR解碼器。 如本發明的一個具體實施例，一種系統進一步包含一 HF產生器（630)，交互連結於該用以產生音頻子頻帶値的 裝置（620)以及該用以產生時域音頻樣本的裝置（640)之 • 間，並且適合於接收SBR資料，且適合於修改或者增加音 頻子頻帶値，依據該資料以及來自於該用以產生音頻子頻 帶値的裝置（620)之該等音頻子頻帶値。 相對於如本發明的數個具體實施例所載之全部的裝置 以及方法，依據實現的細節而定，爲了依據在附件1與3 中的圖表中所給定的該等數値爲基礎，以獲得該等視窗係 數，相對於對應於該等索引128至255以及384至511的 該等視窗係數的額外的正負號改變（乘上因子（-1 ))，係可以 ® 實行的。換句話說，該視窗函數的該等視窗係數，係依據 附件1的圖表中所給定的該等視窗係數而定；爲了獲得在 該等圖示中所顯示的該視窗函數的該等視窗係數，在該圖 表中’對應於0至127、256至383以及512至639的該等 索引之該等視窗係數，必須乘上（+1)(亦即沒有正負號改 變），以及對應於128至255以及384至511的該等索引之 該等視窗係數，必須被乘上（-1)(亦即，正負號改變），以獲 得所示之該視窗函數的該等視窗係數。相應地，在附件3 的該圖表中所給定的該等關係式，也必須相應地處理。 應該注意的是，在本發明申請案的架構中，在以另一個 方程式爲基礎的一個方程式之下，額外的延遲、因子、額 外的係數的引入，以及另外的簡單函數的引入，係可被理 解的。此外，單純的限制式，常數的加數（constant addends) 等，係可以省略的。此外，完全不會改變該方程式的結果， 或者不會顯著地改變該方程式的結果之代數變換、全等變 換以及近似（例如一泰勒近似，Taylor Approximation) • 等，係也可以包含在裡面。換句話說，就該結果而言，在 本質上會得到相同的結果之微小的修正以及變換係可以被 包含在裡面的，在一方程式或者表示式係以依方程式或者 表示式爲基礎的情況中。 雖然在前面中，均參考於特別的具體實施例，進行特別 的陳述與描述，但是應該被瞭解的是，在該技術中所使用 的各種技巧，在不偏離本發明精神以及範圍的情況下，任 何熟悉該項技術所屬之領域者，可以在其形式上以及細節 ® 上做各種不同的改變。應該被瞭解的是，在不偏離於此所 揭露以及於接下來的專利申請範圍中所界定的廣泛槪念之 下’可以進行各種不同的改變以使其適用於不同的具體實 施例。 【圖式簡單說明】 第1圖爲用以產生音頻子頻帶値的一種裝置的一個具 體實施例之方塊圖； 第2a圖爲用以產生時域音頻樣本的一種裝置的一個具 -119- 1357065 體實施例之方塊圖； 第2b圖爲描繪依據本發明的一個具體實施例，以一種 用以產生時域樣本的裝置的該形式呈現的機能原理； 第3圖係描繪根據本發明的一具體實施例所載之該內 插視窗係數的槪念； 第4圖係描繪在一正弦視窗函數的該種情況中的內插 視窗係數； 第5圖顯示包含一個SBR解碼器以及一個SBR編碼器 • 的本發明的一個具體實施例的一個方塊圖； 第6圖描繪一 SBR系統的該等延遲來源； 第7a圖顯示用以產生音頻子頻帶値的一種方法的一個 具體實施例的流程圖； 第7b圖描繪在第7a圖中所示之該方法的具體實施例中 的一個步驟； 第7c圖顯示用以產生音頻子頻帶値的一種方法的一個 具體實施例的流程圖； β 第8a圖係顯示用以產生時域樣本的一種方法的一個比 較實例的流程圖； 第8b圖係顯示用以產生時域樣本的一種方法的一個比 較實例的流程圖； 第8c圖係顯示用以產生時域樣本的一種方法的具體實 施例之流程圖： 第8d圖係顯示用以產生時域樣本的一種方法的另一個 具體實施例之流程圖； -120- 1357065 第9a圖係顯示用以產生音頻子頻帶値的一種方法的一 個比較實例的一種可能的實現架構； 第9b圖係顯示用以產生音頻子頻帶値的一種方法的一 個具體實施例的一種可能的實現架構； 第10a圖係顯示用以產生時域樣本的—種方法的—個 比較實例的一種可能的實現架構； 第10b圖係顯示用以產生時域樣本的—種方法的一具 體實施例的另一種可能的實現架構； 第11圖係顯示依據本發明的一具體實施例所敘述之合 成視窗函數，以及一正弦視窗函數的一個比較圖； 第1 2圖係顯示依據本發明的一具體實施例所敘述之合 成視窗函數，以及SB R QMF原型濾波器函數的一個比較 圖， 第13圖描繪由第12圖中所示之該視窗函數以及該原型 濾波器函數所造成的該等不同延遲； 第 14a 圖係顯示一個圖表，描繪一個傳統的 A A C-LD +SB R編解碼器以及包含本發明的一個具體實施例 的一AAC-ELD編解碼器的該延遲之不同的貢獻來源； 第14b圖係描繪另一個圖表，包含與不同的編解碼器的 不同元件的延遲相關的細節； 第1 5a圖係顯示基於依據本發明的一個具體實施例所 述之視窗函數的一種裝置之頻率響應，與基於一正弦視窗 函數的一種裝置之頻率響應的比較圖； 第15b圖顯示在第15a圖中所示之該頻率響應的一個特 -12 1- 1357065 寫： 第16a圖顯示4種不同的視窗函數的頻率響應的一個比 較圖； 第16b圖顯示在第16a圖中所示之該等頻率響應的一個 特寫； 第17圖係顯示兩種不同的視窗函數的頻率響應的一個 比較圖，其中的一個視窗函數係依據本發明，以及另一個 視窗函數係一對稱的視窗函數； 第18圖係示意地描繪一般人耳的短暫遮蔽特性；以及 第19圖係描繪一原始的音頻時間信號、基於HE A AC 編解碼器所產生的一個時間信號以及基於包含本發明的一 個具體實施例之編解碼器所產生的一個時間信號之間的一 個比較圖。 【主要元件符號說明】 100 裝置 110 分析視窗器 120 資訊框 130 區塊 140 箭號 150 資訊框 160 視窗型樣本 170 計算器 180 區塊 190 分析視窗函數 -122- 群組 群組 區塊 箭號 裝置 計算器 區塊
序歹!J 區塊 箭號 合成視窗器 合成視窗函數 資訊框 區塊 重疊加法器輸出級 區塊 群組 群組 箭號 視窗係數 視窗係數 箭號 視窗係數 視窗係數 -123- 1357065
500 系 統 510 編 碼 器 520 編 碼 器 530 分析 濾 波 器 組 540 模 組 550 階 段 560, 5607 編 碼 器 570 階 段 580 解 碼 器 590 階 段 600, 600' 合 成 濾 波 器 組 610 解 碼 器 620 分 析 濾 波 器 組 630, 630, 商 頻 產 生 器 640 合 成 濾 波 器 組 700 視 窗 函 數 710 正 弦 視 窗 函 數 720 濾 波 器 750 延 遲 760 重 疊 770 重 疊 800 圖 形 810 圖 形 820 圖 形 -124 1357065
830 圖形 840 圖形 850 圖形 860 直線 870 線性 880 箭號 890 箭號 S100 步驟 S110 步驟 S120 步驟 S130 步驟 S140 步驟 S150 步驟 S160 步驟 S162 步驟 S170 步驟 S200 步驟 S210 步驟 S220 步驟 S222 步驟 S230 步驟 S240 步驟 S250 步驟 S260 步驟 1357065
S300 步驟 S310 步驟 S320 步驟 S322 步驟 S330 步驟 S340 步驟 S350 步驟 S360 步驟 S370 步驟 S400, S400' 程式碼序列 S410 程式碼序列 S420 程式碼序列 S430, S430' 程式碼序列 S440 程式碼序列 S450 程式碼序列 S460, S460, 程式碼序列 S470, S470' 程式碼序列 S480, S480' 程式碼序列 S500, S500' 程式碼序列 S510, S510, 程式碼序列 S520, S520' 程式碼序列 S530, S530' 程式碼序列 S540 程式碼序列 S542 程式碼序列 -126- 1357065 S550 S560, S560' 5570,5570, S580, S580, 程式碼序列 程式碼序列 程式碼序列 程式碼序列
-127
Claims (1)
1357065 年月（c>曰修正丰 修正本 第096140028號「產生音頻子頻帶値之裝置與方法及產生 時域音頻樣本之裝置與方法」專利案 (201 1年8月1〇日修正） 十、申請專利範圍： 1. —種用以在多數個音頻子頻帶中產生多數個音頻子頻帶 値的裝置， 包含： 分析視窗器（110)，用於使用包含數個視窗係數的一序 列的一分析視窗函數（1 9 0 )，以視窗化在從一較早的樣本 延伸至一較晚的樣本的一時間序列中的數個時域音頻輸 入樣本的一資訊框（120)，以獲得多數個視窗型樣本，該 分析視窗函數包含從一較大的視窗函數推導的數個視窗 係數的第一數量，該較大的視窗函數包含數個視窗係數 的一較大的第二數量的序列 其中該視窗函數的該等視窗係數，係利用對該較大的 視窗函數的數個視窗係數進行一內插運算而推導；以及 其中該第二數量係一偶數；以及 計算器（1 70)，用以使用該等視窗型樣本，以計算該等 音頻子頻帶値。 2. 如專利申請範圍第1項之裝置（1〇〇)，其中該等裝置（1〇〇) 係適以對該較大的視窗函數的該等視窗係數進行內插， 以獲得該視窗函數的該等視窗係數》 3_如專利申請範圍第1項之裝置（100)，其中該等裝置（1〇〇) 或者該分析視窗器（110)可適以使得該視窗函數的該等視 1357065 修正本 窗係數係被線性地內插。 4. 如專利申請範圍第1項之裝置（100)，其中該等裝置（1〇〇) 或者該分析視窗器（110)可適以使得該分析視窗函數的該 等視窗係數，係以該較大的視窗函數的兩個連續的視窗 係數爲基礎，且依據該較大的視窗函數的該等視窗係數 的該序列，進行內插，以獲得該視窗函數的一個視窗係 數。 5. 如專利申請範圍第1項之裝置（1〇〇)，其中該分析視窗器 (110)依據下列方程式而適以使得視窗化包含乘上該資訊 框（120)的該等時域音頻輸入樣本χ(η)，以獲得該視窗型 資訊框的該等視窗型樣本ζ(η): z(n) = χ(η) · c(n) 其中η係一整數表示該數個視窗係數序列的指數，範圍 係從0至Τ · Ν-1，其中c(n)係該分析視窗函數對應於該 指數η的該等視窗係數，其中Χ(Ν · T-1)係數個時域音 頻輸入樣本資訊框（120)的該最後的時域音頻輸入樣本， 其中該分析視窗器（110)係可適以使得該數個時域音頻輸 入樣本資訊框（120)包含數個時域音頻輸入樣本的數個Τ 個區塊（130)之一序列，該等時域音頻輸入樣本從該資訊 框（120)的該等最早的時域音頻輸入樣本，延伸至該等最 晚的時域音頻輸入樣本，每一區塊包含Ν個時域音頻輸 入樣本，以及其中Τ與Ν係爲正整數，並且Τ係大於4。 6 .如專利申請範圍第1項之裝置（χ 〇 〇 )，其中該分析視窗器 (110)可適以使得該分析視窗函數（190)包含具有該數個 1357065 修正本 視窗係數的序列之第一部份的數個視窗係數的第一群組 (200) ’以及一包含該數個視窗係數的序列之第二部份的 數個視窗係數的第二群組（210)，其中該第一部份包含較 該第二部分少的數個視窗係數，其中在該第一部份中的 該等視窗係數的能量値，係較該第二部分的該等視窗係 數的能量値高，且其中該數個視窗係數的第一群組係用 於視窗化較晚的數個時域樣本，以及該數個視窗係數的 第二群組係用於視窗化較早的數個時域樣本。 7.如專利申請範圍第1項之裝置，其中該等裝置（1〇〇)係可 適以使用該分析視窗函數（190)作爲一合成視窗函數 (370)的時間倒轉或者指數倒轉的格式且被用於該等音頻 子頻帶値。 8·如專利申請範圍第1項之裝置（100)，其中該分析視窗器 (110)係可適以使得該較大的視窗函數相對於該數個視窗 係數的序列而言係非對稱的。 9.—種用以產生數個時域音頻樣本的裝置（300)，包含： 計算器（310)，用以在數個音頻子頻帶聲道中，從數個 音頻子頻帶數値，計算數個中間時域樣本的序列（330)， 該序列包含數個較早的中間時域樣本以及數個較晚的時 域樣本； 合成視窗器（360)，用以使用包含數個視窗係數序列的 合成視窗函數（3 70)，視窗化該數個中間時域樣本的序列 (33 0)，以獲得數個視窗型中間時域樣本，該合成視窗函 數包含從較大的視窗函數推導的數個視窗係數的第一數 -3- 1357065 量，該較大的視窗函數包含數個視窗係數 數量的序列， 其中該視窗函數的該等視窗係數的推導 大的視窗函數的數個視窗係數進行內插而 其中該第二數量係偶數；以及 重疊加法器輸出級（4〇〇)，用以處理該等 域樣本，以獲得該等時域樣本。 10. 如專利申請範圍第9項之裝置（300)，其中 可適以內插該較大的視窗函數之該等視窗 該視窗函數的該等視窗係數。 11. 如專利申請範圍第9項之裝置（300)，其中 可適以使得該合成視窗函數的該等視窗係 內插。 12_如專利申請範圍第9項之裝置（300)，其中 可適以使得該合成視窗函數的該等視窗係 較大的視窗函數之數個視窗係數的該序列 視窗函數的兩個連續視窗係數爲基礎進行 該視窗函數的一個視窗係數。 13.如專利申請範圍第9項之裝置（300)，其 (3 60)可適以使得該視窗化包含乘上該數個 的序列的該等中間時域樣本g(η)，依據下 得該視窗型資訊框（380)的該等視窗型樣本 Φ) = g(n) c(T N - I - η) 對於η = 0,…，Τ. Ν-1，其中Τ及Ν係整數 修正本 的較大的第二 ，係藉由該較 得；以及 視窗型中間時 該等裝置（300) 係數，以獲得 該等裝置（300) 數係被線性地 該等裝置（300) 數，係依據該 ，以該較大的 內插，以獲得 中該合成視窗 中間時域樣本 列方程式以獲 ζ(η): -4 - 1357065 修正本 14. 如專利申請範圍第9項之裝置（300)，其中該合成視窗器 (360)可適以使得該合成視窗函數（370)包含具有該數個 視窗係數的序列的第一部份的數個視窗係數的第一群組 (4 2 0)，以及包含該數個視窗係數的序列的第二部份的數 個視窗係數的第二群組（430)，該第一部份包含較該第二 部分少的數個視窗係數，其中在該第一部份中的該等視 窗係數的能量値，係較該第二部分的該等視窗係數的能 量値高，及其中該數個視窗係數的第一群組係用於視窗 化數個較晚的中間時域樣本，以及該數個視窗係數的第 二群組係用於視窗化數個較早的中間時域樣本。 15. 如專利申請範圍第9項之裝置（300)，其中該等裝置（300) 可適以使用該合成視窗函數（3 7 0)作爲一分析視窗函數 (190)的時間倒轉或者指數倒轉的格式且用於產生該等音 頻子頻帶値。 16. 如專利申請範圍第9項之裝置（300)，其中該合成視窗器 (360)可適以使得該較大的視窗函數，相對於數個視窗係 數的序列而言係非對稱的。 17. —種用以在數個音頻子頻帶聲道中產生數個音頻子頻帶 値的方法，包含： 使用分析視窗函數’以視窗化在從一較早的樣本延伸 至一較晚的樣本的時間序列中數個時域音頻輸入樣本的 資訊框，以獲得多數個視窗型樣本，該分析視窗函數包 含從較大的視窗函數推導的數個視窗係數的第一數量， 該較大的視窗函數包含數個視窗係數的較大的第二數量 -5- 1357065 修正本 的序列， 其中該視窗函數的該等視窗係數，係利用對該較大的 視窗函數的數個視窗係數進行一內插運算而推導；以及 其中該第二數量係偶數；以及 使用該等視窗型樣本，以計算該等音頻子頻帶値。 18. —種用以產生數個時域音頻樣本的方法，包含： 在數個音頻子頻帶聲道中，從數個音頻子頻帶數値計 算數個中間時域樣本的序列，該序列包含數個較早的中 間時域樣本以及數個較晚的時域樣本； 使用一合成視窗函數，以視窗化該數個中間時域樣本 的序列，以獲得數個視窗型中間時域樣本，該合成視窗 函數包含從較大的視窗函數推導的數個視窗係數的第一 數量，該較大的視窗函數包含數個視窗係數的較大的第 二數量的序列， . 其中該視窗函數的該等視窗係數係藉由內插該較大的 視窗函數的數個視窗係數推導而得；以及 其中該第二數量係偶數；以及 重疊加法該等視窗型時域樣本，以獲得該等時域樣本。 19. 一種具有程式碼的程式，當該程式在一處理器上執行 時’可以實現如專利申請範圍第1 7項或第1 8項之方法。 1357065 • < . - . ___ • 丨0怦丨月（0曰修正本 、圖式. 第1匱 100
220
〜170 300 1357065 第2a匱
320 1357065 第2b圖
390-5 1357065
第3匱
1357065 •·
1357065 派 圈
1357065 蹿酸邀 Qglo離— ^φυιΙΛΙσ · ο co i .§
fe^-dlAIO 11¾ ~i
实觀 eCQs 1 9派
fe^-dlAIO
. § 1357065 第7a圖
1357065 第7b圖
1357065
S100 S110 S120 S130 S140 S150 S162 S170 1357065 第8a圖
-11 - 1357065
-12- 1357065
-13- 1357065 第8d圖
S300 •S310 S330 S350 S360 S370 -14- 1357065
第9a圖 function [y, state] = Wfb80 (x, state) S400 、—s% 叩〇3丨8 buffer state (640-64+(1:64)) = x; S410 \___s°/〇 apply window win_ana = Idib80_win;
S420 ^~assumes latest samples aligned to the right side of buffer x_win_orig = state. *win_ana; S430
S440
% prepare stack x_siack = reshape (x_win_orig, 128,5); % sign change x_stack(:,2:2:4)) = -x_stack(:,(2:2:4)); % collapse stack x_stack = sum(-x_stack(enci:-1:1,:),2)’;
_N% Odd FR of windowed data temp = fit(x_stack.*exp(-1i*pi*{0:128-1)/128)); % post twiddle v-vfn = (64-1-1)/2 y = 2*conj (temp (1:64) .*exp(-2i*pi*((0:64-1)+0.5)*m/128)); S480 .... w 、_shift buffer state (1:640-64) = state (64+(1:640-64)); -15- 1357065 第9b圖 S400! S412 S420 function [y, state] = Idtb80_32 (x, state) .% update buffer state (320-32+(1:32)) = x; 叩丨 y window win_ana = Idfb80_win{); win一ana = (win一ana (1:2:end) + win_ana (2:2:end))/2; % assumes latest samples aligned to the right side of buffer S43〇， x_win_orig = state. *win_ana; S440 S450 S460' S470, S480, % prepare stack x_stack = reshape (x_win_orig,64,5); % sign change _stack(:,(2:2:4)) = -x_stack(:,(2:2:4)); % collapse stack xstack = sum(-x_stack(end:-1:1 ,:),2)^ % Odd FFT of windowed data temp = fft(x_stack.*exp(-1i*pi*(0:64-1 )/64)); ,% post twiddle m = (32+1)/2 y = 2*con] (temp (1:32) .*exp(-2i*pi*((0:32-1)+0.5)*m/64)); % shift buffer state (1:320-32) = state (32+(1:320-32)); -16 - 1357065 第10a圖 function [y, state] = iyfb80 (x, state) S500 ^-N% pre twiddling m = (64+1)/ 2; temp = 0.5*con] (x).*exp( (2i*pi*((0:64-1)+0.5)*m/128));
P 〜% Odd symmetry temp = [temp conj (temp (64:-1:1))]; % expand data; alternating sign flip S530—yjnl = -y_knl (128:-1:1): imp = [y_knl -y_knl y_knl -y_knl y_knl3'; % synthesis window win_ana = Idfb80_win; win_syn = win__ana(end:-1:1);
___apply window imp = tmp.^win_sys; S560 update buffer N-v state (640-64+(1:64)) = 0; state = state + tmp; S570 n/ 、_get output y = state(1:64); S580
% shift buffer state (1:640-64) = state (64+1:640); -17 - 1357065 第10b圖 S500, S510, S5201 function [y, state] = Idfb80_32 (x, state) %pte twiddling m = (32+1)/2: temp = 0.5*conj ⑻ *exp( (2i*pi*((0:32-1)+0.5}*m/64)); % odd symmetry 'temp = [temp conj (temp (32:-1:1))]; % Odd FFT y_knl = real (ifft (temp) .* exp(i*pi*(0:64-1)/64)); % expand data; alternating sign flip S530’^一^ y_knl = -y_knl (64:-1:1); imp = [y_knl -y_knl yjnl -yjnl yjnl]'； % 效11 出esis window win_ana = Idfb80_win; win_syn = win_ana(end:-1:1); win_syn = (win_syn(1:2:end)+win_syn(2:2:end))/2; S550 S560, S570, S580, ‘％ 叩ply window tmp = imp.*win_sy$; .% update buffer state (320-32+(1:32)) = 0; siate = state + tmp; % get output =state(1:32); '% shift buffer state (1:320-64) = state (32+1:320); -18- 1357065 徊_趙31 BllscnIAIc) 画II搬 ο
¥r 繼 -19- 1357065 11 踮堪一i^lisJsb'acns 鋇蚝寂 (gPHcnwo)锢呢3 蹿¾鹦Μ域驺觐||鎵鹤：鎰-U-UA BSMSai 襲I S3SU
ο ο CD Ο CO Ο s § i 梅 ΒΠ 紙
§ 8 r _
-20- 1357065
圉_ίι&构 assw Β gz
ofc φ — 09Z -21 1357065 第14a圖 編解碼器 延遲來源 延遲 [樣本] 延遲 [毫秒] AAC-LD +SBR MDCT/ IMDCT/ 雙速率 960.2 40 QMF 577 12 SBR重疊 384 8 2881 60 AAC-ELD LD-MDCT/LD-IMDCT/ 雙速率 720.2 30 CLDFB 64 1 SBR重疊 0 - 1504 31 第14b圖 延遲[樣本] 延遲[毫秒] 整體延遲 [毫秒] LD-MDCT + LD-IMDCT 樣本 30毫秒 QMF 2*288= 576樣本 12毫秒 毫秒 CLDFB 2*32= 64樣本 1.3毫秒 31.3毫秒 -22- 1357065 第15a圖 800 頻率響應
正規化頻率 Omega/pi [弧度/樣本] 23- 1357065 第15b圖
頻率響應
正規化頻率 Omega/pi [弧度/樣本] -24- 1357065
6Ό .3002 jd/E^EO §丨 09—oz- 09-s_ap Ψ os- 03- Gv 0 搬• · -25- 1357065 Bq9I 搬 铟一I 掴 ¥',~趙31---- SSSU- ,8co 800 鎰圏徊_^®聞豳潮忉件蝤画蚺nnrvsIi:^:鎰q-LA
'ο./§,9ε〇 s -26- 1357065 BUI*
!ο./ΒβοΕο 27 1357065 MOOI 搬• ·
-28- 1357065
(SIS磨_)黯_}酲#0袈Μ , 醒次I濉
29
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US86295406P | 2006-10-25 | 2006-10-25 | |
| PCT/EP2007/009200 WO2008049590A1 (en) | 2006-10-25 | 2007-10-23 | Apparatus and method for generating audio subband values and apparatus and method for generating time-domain audio samples |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| TW200837719A TW200837719A (en) | 2008-09-16 |
| TWI357065B true TWI357065B (en) | 2012-01-21 |
Family
ID=39048961
Family Applications (2)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| TW096140030A TWI355649B (en) | 2006-10-25 | 2007-10-25 | Apparatus and method for generating audio subband |
| TW096140028A TWI357065B (en) | 2006-10-25 | 2007-10-25 | Apparatus and method for generating audio subband |
Family Applications Before (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| TW096140030A TWI355649B (en) | 2006-10-25 | 2007-10-25 | Apparatus and method for generating audio subband |
Country Status (26)
| Country | Link |
|---|---|
| US (3) | US8452605B2 (zh) |
| EP (10) | EP4300825A3 (zh) |
| JP (2) | JP5083779B2 (zh) |
| KR (2) | KR100957711B1 (zh) |
| CN (2) | CN101606194B (zh) |
| AR (2) | AR063394A1 (zh) |
| AT (1) | ATE435480T1 (zh) |
| AU (2) | AU2007308415B2 (zh) |
| BR (2) | BRPI0709310B1 (zh) |
| CA (2) | CA2667505C (zh) |
| DE (1) | DE602007001460D1 (zh) |
| DK (2) | DK3848928T3 (zh) |
| ES (6) | ES2631906T3 (zh) |
| FI (1) | FI3848928T3 (zh) |
| HK (2) | HK1119824A1 (zh) |
| HU (1) | HUE064482T2 (zh) |
| IL (2) | IL193786A (zh) |
| MX (2) | MX2008011898A (zh) |
| MY (2) | MY142520A (zh) |
| NO (3) | NO341567B1 (zh) |
| PL (6) | PL3288027T3 (zh) |
| PT (5) | PT1994530E (zh) |
| RU (2) | RU2411645C2 (zh) |
| TW (2) | TWI355649B (zh) |
| WO (2) | WO2008049590A1 (zh) |
| ZA (2) | ZA200810308B (zh) |
Families Citing this family (67)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8452605B2 (en) | 2006-10-25 | 2013-05-28 | Fraunhofer-Gesellschaft Zur Foerderung Der Angewandten Forschung E.V. | Apparatus and method for generating audio subband values and apparatus and method for generating time-domain audio samples |
| WO2008072524A1 (ja) * | 2006-12-13 | 2008-06-19 | Panasonic Corporation | オーディオ信号符号化方法及び復号化方法 |
| US8214200B2 (en) * | 2007-03-14 | 2012-07-03 | Xfrm, Inc. | Fast MDCT (modified discrete cosine transform) approximation of a windowed sinusoid |
| EP2077551B1 (en) * | 2008-01-04 | 2011-03-02 | Dolby Sweden AB | Audio encoder and decoder |
| US8697975B2 (en) * | 2008-07-29 | 2014-04-15 | Yamaha Corporation | Musical performance-related information output device, system including musical performance-related information output device, and electronic musical instrument |
| US8737638B2 (en) * | 2008-07-30 | 2014-05-27 | Yamaha Corporation | Audio signal processing device, audio signal processing system, and audio signal processing method |
| US9384748B2 (en) | 2008-11-26 | 2016-07-05 | Electronics And Telecommunications Research Institute | Unified Speech/Audio Codec (USAC) processing windows sequence based mode switching |
| WO2010069885A1 (en) * | 2008-12-15 | 2010-06-24 | Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. | Audio encoder and bandwidth extension decoder |
| AU2010209673B2 (en) * | 2009-01-28 | 2013-05-16 | Dolby International Ab | Improved harmonic transposition |
| ES2906255T3 (es) | 2009-01-28 | 2022-04-13 | Dolby Int Ab | Transposición armónica mejorada |
| TWI621332B (zh) * | 2009-02-18 | 2018-04-11 | 杜比國際公司 | 用於高頻重建或參數立體聲之複指數調變濾波器組 |
| US8392200B2 (en) | 2009-04-14 | 2013-03-05 | Qualcomm Incorporated | Low complexity spectral band replication (SBR) filterbanks |
| US9299362B2 (en) | 2009-06-29 | 2016-03-29 | Mitsubishi Electric Corporation | Audio signal processing device |
| CN101958119B (zh) * | 2009-07-16 | 2012-02-29 | 中兴通讯股份有限公司 | 一种改进的离散余弦变换域音频丢帧补偿器和补偿方法 |
| FR2949582B1 (fr) * | 2009-09-02 | 2011-08-26 | Alcatel Lucent | Procede pour rendre un signal musical compatible avec un codec a transmission discontinue ; et dispositif pour la mise en ?uvre de ce procede |
| JP5433022B2 (ja) | 2009-09-18 | 2014-03-05 | ドルビー インターナショナル アーベー | 高調波転換 |
| PL4152320T3 (pl) | 2009-10-21 | 2024-02-19 | Dolby International Ab | Nadpróbkowanie w banku filtrów połączonym z modułem transpozycji |
| US8731123B2 (en) * | 2009-11-30 | 2014-05-20 | Mitsubishi Electric Corporation | Demultiplexing device, multiplexing device, and relay device |
| PL4120263T3 (pl) | 2010-01-19 | 2023-11-20 | Dolby International Ab | Transpozycja harmonicznych oparta na ulepszonym bloku pod-pasma |
| JP5782677B2 (ja) | 2010-03-31 | 2015-09-24 | ヤマハ株式会社 | コンテンツ再生装置および音声処理システム |
| CN102971788B (zh) * | 2010-04-13 | 2017-05-31 | 弗劳恩霍夫应用研究促进协会 | 音频信号的样本精确表示的方法及编码器和解码器 |
| US9443534B2 (en) * | 2010-04-14 | 2016-09-13 | Huawei Technologies Co., Ltd. | Bandwidth extension system and approach |
| PL2596497T3 (pl) | 2010-07-19 | 2014-10-31 | Dolby Int Ab | Przetwarzanie sygnałów audio podczas rekonstrukcji wysokiej częstotliwości |
| CN101908342B (zh) * | 2010-07-23 | 2012-09-26 | 北京理工大学 | 利用频域滤波后处理进行音频暂态信号预回声抑制的方法 |
| US8755460B2 (en) * | 2010-07-30 | 2014-06-17 | National Instruments Corporation | Phase aligned sampling of multiple data channels using a successive approximation register converter |
| US8762158B2 (en) * | 2010-08-06 | 2014-06-24 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Decoding method and decoding apparatus therefor |
| FR2969804A1 (fr) * | 2010-12-23 | 2012-06-29 | France Telecom | Filtrage perfectionne dans le domaine transforme. |
| SG185519A1 (en) * | 2011-02-14 | 2012-12-28 | Fraunhofer Ges Forschung | Information signal representation using lapped transform |
| PT2676270T (pt) | 2011-02-14 | 2017-05-02 | Fraunhofer Ges Forschung | Codificação de uma parte de um sinal de áudio utilizando uma deteção de transiente e um resultado de qualidade |
| JP5625126B2 (ja) | 2011-02-14 | 2014-11-12 | フラウンホーファー−ゲゼルシャフト・ツール・フェルデルング・デル・アンゲヴァンテン・フォルシュング・アインゲトラーゲネル・フェライン | スペクトル領域ノイズ整形を使用する線形予測ベースコーディングスキーム |
| JP5849106B2 (ja) | 2011-02-14 | 2016-01-27 | フラウンホーファー−ゲゼルシャフト・ツール・フェルデルング・デル・アンゲヴァンテン・フォルシュング・アインゲトラーゲネル・フェライン | 低遅延の統合されたスピーチ及びオーディオ符号化におけるエラー隠しのための装置及び方法 |
| JP5800915B2 (ja) | 2011-02-14 | 2015-10-28 | フラウンホッファー−ゲゼルシャフト ツァ フェルダールング デァ アンゲヴァンテン フォアシュンク エー．ファオ | オーディオ信号のトラックのパルス位置の符号化および復号化 |
| RU2560788C2 (ru) * | 2011-02-14 | 2015-08-20 | Фраунхофер-Гезелльшафт Цур Фердерунг Дер Ангевандтен Форшунг Е.Ф. | Устройство и способ для обработки декодированного аудиосигнала в спектральной области |
| FR2977439A1 (fr) * | 2011-06-28 | 2013-01-04 | France Telecom | Fenetres de ponderation en codage/decodage par transformee avec recouvrement, optimisees en retard. |
| FR2977969A1 (fr) * | 2011-07-12 | 2013-01-18 | France Telecom | Adaptation de fenetres de ponderation d'analyse ou de synthese pour un codage ou decodage par transformee |
| EP2573761B1 (en) | 2011-09-25 | 2018-02-14 | Yamaha Corporation | Displaying content in relation to music reproduction by means of information processing apparatus independent of music reproduction apparatus |
| EP2777042B1 (en) | 2011-11-11 | 2019-08-14 | Dolby International AB | Upsampling using oversampled sbr |
| JP5494677B2 (ja) | 2012-01-06 | 2014-05-21 | ヤマハ株式会社 | 演奏装置及び演奏プログラム |
| EP2717265A1 (en) * | 2012-10-05 | 2014-04-09 | Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. | Encoder, decoder and methods for backward compatible dynamic adaption of time/frequency resolution in spatial-audio-object-coding |
| NZ739387A (en) * | 2013-02-05 | 2020-03-27 | Ericsson Telefon Ab L M | Method and apparatus for controlling audio frame loss concealment |
| RU2740359C2 (ru) | 2013-04-05 | 2021-01-13 | Долби Интернешнл Аб | Звуковые кодирующее устройство и декодирующее устройство |
| TWI557727B (zh) * | 2013-04-05 | 2016-11-11 | 杜比國際公司 | 音訊處理系統、多媒體處理系統、處理音訊位元流的方法以及電腦程式產品 |
| CN117253497A (zh) | 2013-04-05 | 2023-12-19 | 杜比国际公司 | 音频信号的解码方法和解码器、介质以及编码方法 |
| US10893488B2 (en) | 2013-06-14 | 2021-01-12 | Microsoft Technology Licensing, Llc | Radio frequency (RF) power back-off optimization for specific absorption rate (SAR) compliance |
| EP2830054A1 (en) | 2013-07-22 | 2015-01-28 | Fraunhofer Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. | Audio encoder, audio decoder and related methods using two-channel processing within an intelligent gap filling framework |
| WO2015036348A1 (en) | 2013-09-12 | 2015-03-19 | Dolby International Ab | Time- alignment of qmf based processing data |
| EP3048816B1 (en) * | 2013-09-17 | 2020-09-16 | Wilus Institute of Standards and Technology Inc. | Method and apparatus for processing multimedia signals |
| WO2015060652A1 (ko) | 2013-10-22 | 2015-04-30 | 연세대학교 산학협력단 | 오디오 신호 처리 방법 및 장치 |
| KR102244613B1 (ko) * | 2013-10-28 | 2021-04-26 | 삼성전자주식회사 | Ｑｍｆ 필터링 방법 및 이를 수행하는 장치 |
| KR102157118B1 (ko) | 2013-12-23 | 2020-09-17 | 주식회사 윌러스표준기술연구소 | 오디오 신호의 필터 생성 방법 및 이를 위한 파라메터화 장치 |
| EP3122073B1 (en) | 2014-03-19 | 2023-12-20 | Wilus Institute of Standards and Technology Inc. | Audio signal processing method and apparatus |
| CN108307272B (zh) | 2014-04-02 | 2021-02-02 | 韦勒斯标准与技术协会公司 | 音频信号处理方法和设备 |
| EP3998605A1 (en) * | 2014-06-10 | 2022-05-18 | MQA Limited | Digital encapsulation of audio signals |
| TWI758146B (zh) * | 2015-03-13 | 2022-03-11 | 瑞典商杜比國際公司 | 解碼具有增強頻譜帶複製元資料在至少一填充元素中的音訊位元流 |
| EP3107096A1 (en) | 2015-06-16 | 2016-12-21 | Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. | Downscaled decoding |
| US10847170B2 (en) | 2015-06-18 | 2020-11-24 | Qualcomm Incorporated | Device and method for generating a high-band signal from non-linearly processed sub-ranges |
| WO2017050398A1 (en) | 2015-09-25 | 2017-03-30 | Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. | Encoder, decoder and methods for signal-adaptive switching of the overlap ratio in audio transform coding |
| EP3427258B1 (en) * | 2016-03-07 | 2021-03-31 | Fraunhofer Gesellschaft zur Förderung der Angewand | Error concealment unit, audio decoder, and related method and computer program using characteristics of a decoded representation of a properly decoded audio frame |
| JP6976277B2 (ja) * | 2016-06-22 | 2021-12-08 | ドルビー・インターナショナル・アーベー | 第一の周波数領域から第二の周波数領域にデジタル・オーディオ信号を変換するためのオーディオ・デコーダおよび方法 |
| EP3276620A1 (en) | 2016-07-29 | 2018-01-31 | Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. | Time domain aliasing reduction for non-uniform filterbanks which use spectral analysis followed by partial synthesis |
| US10224974B2 (en) | 2017-03-31 | 2019-03-05 | Microsoft Technology Licensing, Llc | Proximity-independent SAR mitigation |
| TWI681384B (zh) * | 2018-08-01 | 2020-01-01 | 瑞昱半導體股份有限公司 | 音訊處理方法與音訊等化器 |
| WO2020178321A1 (en) * | 2019-03-06 | 2020-09-10 | Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. | Downmixer and method of downmixing |
| CN112447166A (zh) * | 2019-08-16 | 2021-03-05 | 阿里巴巴集团控股有限公司 | 一种针对目标频谱矩阵的处理方法及装置 |
| CN111402917B (zh) * | 2020-03-13 | 2023-08-04 | 北京小米松果电子有限公司 | 音频信号处理方法及装置、存储介质 |
| US11632147B2 (en) * | 2020-08-13 | 2023-04-18 | Marvell Asia Pte, Ltd. | Simplified frequency-domain filter adaptation window |
| CN114007176B (zh) * | 2020-10-09 | 2023-12-19 | 上海又为智能科技有限公司 | 用于降低信号延时的音频信号处理方法、装置及存储介质 |
Family Cites Families (39)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3666543A (en) * | 1969-11-24 | 1972-05-30 | Ludwig Maier | Tris-(2-hydroxyalkyl)-phosphine oxide flame retardant articles |
| ATE92690T1 (de) * | 1989-05-17 | 1993-08-15 | Telefunken Fernseh & Rundfunk | Verfahren zur uebertragung eines signals. |
| CN1062963C (zh) * | 1990-04-12 | 2001-03-07 | 多尔拜实验特许公司 | 用于产生高质量声音信号的解码器和编码器 |
| JP3277682B2 (ja) * | 1994-04-22 | 2002-04-22 | ソニー株式会社 | 情報符号化方法及び装置、情報復号化方法及び装置、並びに情報記録媒体及び情報伝送方法 |
| KR100346734B1 (ko) | 1995-09-22 | 2002-11-23 | 삼성전자 주식회사 | 고속분석필터및합성필터를구비한오디오부호화기및복호화기 |
| US5819215A (en) | 1995-10-13 | 1998-10-06 | Dobson; Kurt | Method and apparatus for wavelet based data compression having adaptive bit rate control for compression of digital audio or other sensory data |
| ATE269575T1 (de) | 1997-01-27 | 2004-07-15 | Entropic Res Lab Inc | Ein system und verfahren zur prosodyanpassung |
| CN1144357C (zh) * | 1998-03-04 | 2004-03-31 | 韩国电气通信公社 | 音频多声道处理用等间隔子带分析和合成滤波器 |
| FI114833B (fi) * | 1999-01-08 | 2004-12-31 | Nokia Corp | Menetelmä, puhekooderi ja matkaviestin puheenkoodauskehysten muodostamiseksi |
| US6226608B1 (en) | 1999-01-28 | 2001-05-01 | Dolby Laboratories Licensing Corporation | Data framing for adaptive-block-length coding system |
| US6510407B1 (en) | 1999-10-19 | 2003-01-21 | Atmel Corporation | Method and apparatus for variable rate coding of speech |
| SE0001926D0 (sv) | 2000-05-23 | 2000-05-23 | Lars Liljeryd | Improved spectral translation/folding in the subband domain |
| US6718300B1 (en) * | 2000-06-02 | 2004-04-06 | Agere Systems Inc. | Method and apparatus for reducing aliasing in cascaded filter banks |
| US6748363B1 (en) * | 2000-06-28 | 2004-06-08 | Texas Instruments Incorporated | TI window compression/expansion method |
| JP2002091499A (ja) | 2000-06-14 | 2002-03-27 | Texas Instruments Inc | ウインドウ圧縮／伸張方法 |
| EP1199711A1 (en) | 2000-10-20 | 2002-04-24 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson | Encoding of audio signal using bandwidth expansion |
| US6996198B2 (en) | 2000-10-27 | 2006-02-07 | At&T Corp. | Nonuniform oversampled filter banks for audio signal processing |
| US6707869B1 (en) | 2000-12-28 | 2004-03-16 | Nortel Networks Limited | Signal-processing apparatus with a filter of flexible window design |
| SE0101175D0 (sv) * | 2001-04-02 | 2001-04-02 | Coding Technologies Sweden Ab | Aliasing reduction using complex-exponential-modulated filterbanks |
| US7136418B2 (en) | 2001-05-03 | 2006-11-14 | University Of Washington | Scalable and perceptually ranked signal coding and decoding |
| US7400651B2 (en) | 2001-06-29 | 2008-07-15 | Kabushiki Kaisha Kenwood | Device and method for interpolating frequency components of signal |
| WO2003019533A1 (fr) | 2001-08-24 | 2003-03-06 | Kabushiki Kaisha Kenwood | Dispositif et procede d'interpolation adaptive de composantes de frequence d'un signal |
| DE10228103A1 (de) | 2002-06-24 | 2004-01-15 | Bayer Cropscience Ag | Fungizide Wirkstoffkombinationen |
| JP3646939B1 (ja) * | 2002-09-19 | 2005-05-11 | 松下電器産業株式会社 | オーディオ復号装置およびオーディオ復号方法 |
| SE0301273D0 (sv) | 2003-04-30 | 2003-04-30 | Coding Technologies Sweden Ab | Advanced processing based on a complex-exponential-modulated filterbank and adaptive time signalling methods |
| US7563748B2 (en) | 2003-06-23 | 2009-07-21 | Cognis Ip Management Gmbh | Alcohol alkoxylate carriers for pesticide active ingredients |
| EP1513137A1 (en) | 2003-08-22 | 2005-03-09 | MicronasNIT LCC, Novi Sad Institute of Information Technologies | Speech processing system and method with multi-pulse excitation |
| TWI227866B (en) * | 2003-11-07 | 2005-02-11 | Mediatek Inc | Subband analysis/synthesis filtering method |
| CN100573666C (zh) * | 2003-11-26 | 2009-12-23 | 联发科技股份有限公司 | 子带分析/合成滤波方法 |
| CN1270290C (zh) * | 2003-11-26 | 2006-08-16 | 联发科技股份有限公司 | 子带分析/合成滤波方法 |
| EP1711938A1 (en) * | 2004-01-28 | 2006-10-18 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Audio signal decoding using complex-valued data |
| CA2457988A1 (en) | 2004-02-18 | 2005-08-18 | Voiceage Corporation | Methods and devices for audio compression based on acelp/tcx coding and multi-rate lattice vector quantization |
| EP1769092A4 (en) | 2004-06-29 | 2008-08-06 | Europ Nickel Plc | IMPROVED LIXIVIATION OF BASE METALS |
| WO2006107838A1 (en) * | 2005-04-01 | 2006-10-12 | Qualcomm Incorporated | Systems, methods, and apparatus for highband time warping |
| US7774396B2 (en) * | 2005-11-18 | 2010-08-10 | Dynamic Hearing Pty Ltd | Method and device for low delay processing |
| US7953604B2 (en) | 2006-01-20 | 2011-05-31 | Microsoft Corporation | Shape and scale parameters for extended-band frequency coding |
| US8036903B2 (en) * | 2006-10-18 | 2011-10-11 | Fraunhofer-Gesellschaft Zur Foerderung Der Angewandten Forschung E.V. | Analysis filterbank, synthesis filterbank, encoder, de-coder, mixer and conferencing system |
| US8452605B2 (en) | 2006-10-25 | 2013-05-28 | Fraunhofer-Gesellschaft Zur Foerderung Der Angewandten Forschung E.V. | Apparatus and method for generating audio subband values and apparatus and method for generating time-domain audio samples |
| TW200922334A (en) | 2007-11-02 | 2009-05-16 | Univ Nat Chunghsing | Low complexity frequency field motion estimation method adapted to wavelet video coding |
-
2007
- 2007-10-23 US US12/447,126 patent/US8452605B2/en active Active
- 2007-10-23 ES ES07819259T patent/ES2631906T3/es active Active
- 2007-10-23 DE DE602007001460T patent/DE602007001460D1/de active Active
- 2007-10-23 PT PT07819260T patent/PT1994530E/pt unknown
- 2007-10-23 KR KR1020087023021A patent/KR100957711B1/ko active IP Right Grant
- 2007-10-23 ES ES21160250T patent/ES2947516T3/es active Active
- 2007-10-23 PT PT171695836T patent/PT3288027T/pt unknown
- 2007-10-23 PL PL17169583T patent/PL3288027T3/pl unknown
- 2007-10-23 PT PT78192598T patent/PT2076901T/pt unknown
- 2007-10-23 EP EP23210978.5A patent/EP4300825A3/en active Pending
- 2007-10-23 EP EP07819260A patent/EP1994530B1/en active Active
- 2007-10-23 EP EP17169583.6A patent/EP3288027B1/en active Active
- 2007-10-23 CN CN2007800398996A patent/CN101606194B/zh active Active
- 2007-10-23 EP EP23210959.5A patent/EP4325724A3/en active Pending
- 2007-10-23 ES ES23157260T patent/ES2966657T3/es active Active
- 2007-10-23 PL PL23157260.3T patent/PL4207189T3/pl unknown
- 2007-10-23 MX MX2008011898A patent/MX2008011898A/es active IP Right Grant
- 2007-10-23 PT PT90100108T patent/PT2109098T/pt unknown
- 2007-10-23 PL PL09010010T patent/PL2109098T3/pl unknown
- 2007-10-23 PT PT211602503T patent/PT3848928T/pt unknown
- 2007-10-23 CA CA2667505A patent/CA2667505C/en active Active
- 2007-10-23 WO PCT/EP2007/009200 patent/WO2008049590A1/en active Application Filing
- 2007-10-23 EP EP23157260.3A patent/EP4207189B1/en active Active
- 2007-10-23 ES ES09010010T patent/ES2834024T3/es active Active
- 2007-10-23 AU AU2007308415A patent/AU2007308415B2/en active Active
- 2007-10-23 DK DK21160250.3T patent/DK3848928T3/da active
- 2007-10-23 AU AU2007308416A patent/AU2007308416B2/en active Active
- 2007-10-23 KR KR1020097008382A patent/KR101056253B1/ko active IP Right Grant
- 2007-10-23 JP JP2009500788A patent/JP5083779B2/ja active Active
- 2007-10-23 MY MYPI20091422A patent/MY142520A/en unknown
- 2007-10-23 RU RU2008137468/09A patent/RU2411645C2/ru active
- 2007-10-23 EP EP23210953.8A patent/EP4300824A3/en active Pending
- 2007-10-23 MX MX2009004477A patent/MX2009004477A/es active IP Right Grant
- 2007-10-23 CA CA2645618A patent/CA2645618C/en active Active
- 2007-10-23 EP EP07819259.8A patent/EP2076901B8/en active Active
- 2007-10-23 EP EP23210951.2A patent/EP4325723A3/en active Pending
- 2007-10-23 RU RU2009119456/09A patent/RU2420815C2/ru active
- 2007-10-23 US US12/293,532 patent/US8438015B2/en active Active
- 2007-10-23 DK DK07819260T patent/DK1994530T3/da active
- 2007-10-23 PL PL07819259T patent/PL2076901T3/pl unknown
- 2007-10-23 PL PL07819260T patent/PL1994530T3/pl unknown
- 2007-10-23 ES ES17169583T patent/ES2873254T3/es active Active
- 2007-10-23 MY MYPI20083406A patent/MY148715A/en unknown
- 2007-10-23 HU HUE23157260A patent/HUE064482T2/hu unknown
- 2007-10-23 FI FIEP21160250.3T patent/FI3848928T3/fi active
- 2007-10-23 EP EP09010010.8A patent/EP2109098B1/en active Active
- 2007-10-23 BR BRPI0709310-1A patent/BRPI0709310B1/pt active IP Right Grant
- 2007-10-23 ES ES07819260T patent/ES2328187T3/es active Active
- 2007-10-23 CN CN2007800097359A patent/CN101405791B/zh active Active
- 2007-10-23 PL PL21160250.3T patent/PL3848928T3/pl unknown
- 2007-10-23 BR BRPI0716315A patent/BRPI0716315A2/pt not_active Application Discontinuation
- 2007-10-23 WO PCT/EP2007/009199 patent/WO2008049589A1/en active Application Filing
- 2007-10-23 JP JP2009533722A patent/JP4936569B2/ja active Active
- 2007-10-23 AT AT07819260T patent/ATE435480T1/de active
- 2007-10-23 EP EP21160250.3A patent/EP3848928B1/en active Active
- 2007-10-25 AR ARP070104728A patent/AR063394A1/es active IP Right Grant
- 2007-10-25 TW TW096140030A patent/TWI355649B/zh active
- 2007-10-25 AR ARP070104739A patent/AR063400A1/es active IP Right Grant
- 2007-10-25 TW TW096140028A patent/TWI357065B/zh active
-
2008
- 2008-08-31 IL IL193786A patent/IL193786A/en active IP Right Grant
- 2008-09-19 NO NO20084012A patent/NO341567B1/no unknown
- 2008-11-27 HK HK08112967.6A patent/HK1119824A1/xx unknown
- 2008-12-04 ZA ZA200810308A patent/ZA200810308B/xx unknown
-
2009
- 2009-03-30 ZA ZA200902199A patent/ZA200902199B/xx unknown
- 2009-04-05 IL IL197976A patent/IL197976A/en active IP Right Grant
- 2009-05-19 NO NO20091951A patent/NO341610B1/no unknown
-
2013
- 2013-01-15 US US13/742,246 patent/US8775193B2/en active Active
-
2017
- 2017-03-23 NO NO20170452A patent/NO342691B1/no unknown
-
2018
- 2018-08-10 HK HK18110291.5A patent/HK1251073A1/zh unknown
Also Published As
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| TWI357065B (en) | Apparatus and method for generating audio subband | |
| RU2407069C2 (ru) | Кодирование и декодирование аудиосигналов с использованием гребенок фильтров с комплексным значением | |
| JP5192424B2 (ja) | オーディオ信号のエンコードまたはデコード | |
| AU2024200616A1 (en) | Complex Exponential Modulated Filter Bank for High Frequency Reconstruction or Parametric Stereo |