TWI355649B - Apparatus and method for generating audio subband - Google Patents
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Description
1355649 九、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 本發明的數個具體實施例係有關於產生音頻子頻帶値 之裝置與方法、產生時域音頻樣本之裝置與方法以及包含 前述裝置中的任一種裝置的系統，其可以係例如實施於現 代的音頻編碼、音頻解碼或者其它的音頻傳輸相關應用的 領域中。 【先前技術】
現代的數位聲音處理相較於個別的聲音資料的一種直 接傳輸或者儲存的方式’典型地係依據可以在位元率、傳 輸頻寬以及儲存空間等方面顯著地降低的編碼方案。這係 藉由在該發送器地點對該聲音資料進行編碼’並且在該接 收器地點，在例如提供該解碼聲音資料給一收聽者或者另 —個信號處理程序之前，對該已編碼資料進行解碼而達成 的。 這樣的數位聲音處理系統可相對於廣泛範圍的參數而 實施，這些參數典型地，一方面影響該傳輸的或者其它方 式處理的音頻資料的品質，以及另一方面，影響計算效率、 頻寬以及其它性能相關的參數。相當常見的，較高的品質 需要較高的位元率、更爲增加的計算複雜度以及對應已編 碼的音頻資料更高的儲存需求。因此，依據所關心的應用 而定，例如可允許的位元率、可被接收的計算複雜度以及 可被接收的資料總量等因素，必須與所預期的以及可達成 的品質之間達成平衡。 1355649
在例如雙向或單向通信之即時應用中特別重要的另_ 個參數’由使用不同的編碼方案所帶來的延遲也可能扮演 很重要的角色。如此一來，當欲平衡吾人所關心的在特定 的應用領域中的不同編碼方案的需求以及成本時，由該音 頻編碼以及解碼所造成的延遲，會以前述的彼等參數方 式’再增加另一個限制。由於這樣的數位音頻系統可以實 行於分佈範圍從極低品質的傳輸一直到高階傳輸等許多不 同的應用領域，因此在個別的聲音系統上，經常需要加上 不同的參數以及不同的限制條件。在一些應用中，一個較 低的延遲，例如可能需要較高的位元率，且因此需要與具 有較高延遲的音頻系統比較之下，在可比較的品質水準 上，一個更爲提高的傳輸頻寬》 然而，在許多情況中，必須就不同的參數，例如位元率、 計算複雜度、記憶體需求、品質以及延遲等參數之間，達 成一種妥協。 【發明內容】 在多數個音頻子頻帶聲道中用以產生多數個音頻子頻 帶値的裝置的具體實施例，包含分析視窗器，使用包含視 窗係數的序列的分析視窗函數，用以視窗化在從一個較早 的樣本延伸至一個較晚的樣本的時間序列中的時域音頻輸 入取樣的資訊框’從而獲得多數個視窗型取樣。該分析視 窗函數包含一個包含視窗係數的序列的第一部份的第一群 組視窗係數’以及一個包含視窗係數的序列的第二部份的 第二群組視窗係數’其中該第一部份包含較該第二部分少 -6 - { a 1355649 的視窗係數’而且其中在該第一部份中的彼 能量數値’係較該第二部分的彼等視窗係丨 高。該第一群組視窗丨系數係用於視窗化較晚 以及該第二群，祖視窗係數係用於視窗化較早 此外，該具體實施例包含一種計算器，用以 型樣本計算彼等音頻子頻帶値。 用以產生在多數個時域音頻樣本裝置的具 含一種計算器，用以在音頻子頻帶聲道中， ® 數値中，計算中間時域樣本的序列’其中該 的中間時域樣本以及較晚的時域樣本。此外 體實施例包含一種合成視窗器，使用包含視 合成視窗函數，用以視窗化中間時域樣本的 得數個視窗型中間時域樣本，其中該合成視 個包含視窗係數的序列的第一部份的第一群 以及一個包含該視窗係數的序列的第二部份 窗係數。該第一部份包含較該第二部分少的 胃及在該第一部份中的彼等視窗係數的能量數 二部分的彼等視窗係數的能量數値高。該第 數係用於視窗化較晚的中間時域樣本’以及 窗係數係用於視窗化較早的中間時域樣本。 生時域音頻取樣的裝置的具體實施例，包含 器輸出級，用以處理彼等視窗型中間時域樣 等時域樣本。 【實施方式】 * 等視窗係數的 敎的能量數値 的時域樣本， 的時域樣本。 使用彼等視窗 體實施例，包 從音頻子頻帶 序列包含較早 ，該裝置的具 窗係數序列的 序列，從而獲 窗函數包含一 組視窗係數， 的第二群組視 視窗係數，以 値，係較該第 —群組視窗係 該第二群組視 此外，用以產 一種重疊加法 本，以獲得彼 1355649 接下來’本發明的彼等具體實施例，將參考於所伴隨的 彼等圖示，於下文中詳加敘述。
第1至19圖顯示描述用以產生音頻子頻帶値的裝置與 方法、用以產生時域樣本的裝置與方法，以及包含前述的 彼等裝置或方法之中的至少一種裝置或方法的系統之不同 具體實施例的功能特性與特徵的數個方塊圖，以及另外的 方塊圖。然而，在詳細的描述本發明的第一具體實施例之 前，應該要注意的係本發明的數個具體實施例可以利用硬 體或者軟體的方式實現。因此，以各自的具體實施例之硬 體實現架構的方塊圖的方式描述的實施架構，也可以視爲 對應的方法之合適的具體實施例的流程圖。同樣地，描述 本發明具體實施例的流程圖也可以視爲對應硬體實現架構 的方塊圖。 接下來，將敘述濾波器組的實現架構，其可以係以一種 分析濾波器組或者一種合成濾波器組的方式實現。分析濾 波器組係一種裝置，其依據在從較早的樣本延伸至較晚的樣 本的時間序列中的時域音頻（輸入）樣本而定，用以產生在 音頻子頻帶聲道中的音頻子頻帶値。換句話說，該術語『分 析濾波器組』可以與以本發明之用以產生音頻子頻帶値的 裝置的形式所敘述的具體實施例，當作相同的意義使用。 因此，合成濾波器組係一種用以在音頻子頻帶聲道中從音 頻子頻帶値產生時域音頻樣本的濾波器組。換句話說，該 術語『合成濾波器組』，可以與根據本發明之用以產生時域 音頻樣本的裝置的形式之具體實施例，當作相同的意義使 ¢.5:) 1355649 用。 分析濾波器組與合成濾波器組（在下文中也統稱爲濾波 器組）兩者皆可以係例如實現爲調變濾波器組（modulated filter banks)。調變濾波器組（其實例以及具體實施例將在 下文中更詳細地描述〉係以一種振盪爲基礎，該振盪係具有
以在該頻域中，對應子頻帶的中心頻率爲基礎，或者從對 應的子頻帶的中心頻率推得之頻率。該術語『調變』 (modulated)在此上下文中係指，依據這樣的一種調變濾波 器組的具體實施架構而定，前述的彼等振盪係在視窗函數 或者原型濾波器函數的環境中使用。理論上，調變濾波器 組可以係以例如諧波振盪（正弦振盪或者餘弦振盪）等之實 數振盪爲基礎，或者對應的複數振盪（複數指數振盪）爲基 礎。因此，彼等調變濾波器組係分別稱爲實數調變濾波器 組或者複數調變濾波器組。 在接下來的敘述中，將更詳細地描述本發明以複數調變 低延遲濾波器組以及實數調變低延遲濾波器組的形式呈 現’以及對應的方法與軟體實現架構的數個具體實施例。 這樣的調變低延遲濾波器組的彼等主要應用之一，係整合 在低延遲光譜頻帶複製（spectral band replication, SBR) 系統之中，該種系統目前係以使用具有對稱的原型濾波器 的複數QMF濾波器組爲基礎（QMF =Quadrature Mirror Filter，正交鏡相濾波器）。 如同在本發明所敘述的該架構中，將變的更爲明顯的， 依據本發明的具體實施例所敘述的低延遲濾波器組的實施 < S ：) 1355649 架構可以提供在延遲、頻率響應、時間噪音延展以及（重建） 品質之間爲改進取捨之優點。
前述的改善取捨，特別是在延遲以及重建品質之間，係 基於一種所謂的零延遲技術的使用，在不會引入額外的延 遲的情況下，延伸各自的濾波器組的濾波器脈衝響應。在 一預先定義品質水準上的較低的延遲，在預先定義的延遲 水準上的較佳的品質，或者延遲與品質兩者同時的改善， 可以依據本發明的具體實施例藉著使用所敘述之分析濾波 器組或者合成濾波器組而達成。 本發明的數個具體實施例係基於下述的發現，亦即這些 改善可以藉著使用一種新的視窗函數，用於上述的這兩種 濾波器組之中的任一種而達成。換句話說，該品質以及/ 或者延遲可以在分析濾波器組的情況下藉著使用包含視窗 係數序列的分析視窗函數而得到改善，其中該分析視窗函 數包含一個包含該視窗係數序列的第一連續部份的第一群 組視窗係數，以及一個包含該視窗係數的序列的第二連續 部份的第二群組視窗係數。該第一部份以及該第二部份， 係包含該視窗函數的全部視窗係數。此外，該第一部份包 含較該第二部分少的視窗係數，但是在該第一部份中的彼 等視窗係數的能量數値，係較該第二部分的彼等視窗係數 的能量數値高。該第一群組視窗係數係用於視窗化較晚的 時域樣本，以及該第二群組視窗係數係用於視窗化較早的 時域樣本。這種型式的視窗函數，係提供更早處理具有較 高能量値視窗係數之時域樣本的機會。這係由於在前面所 -10- (S ) 1355649 敘述的將彼等視窗係數分成兩個部分，以及將它們實行於 該時域音頻樣本序列的一個結果。所以，使用這樣的一種 視窗函數’可以在一穩定的品質水準上，降低由該濾波器 組所引入的延遲，或者在一固定的延遲水準基礎上，改善 品質水準。
因此，在本發明以用以產生時域音頻樣本的一種裝置以 及一種對應的方法的形式呈現具體實施例的情況中，合成 視窗器使用一個合成視窗函數，該合成視窗函數包含以對 應於第一（連續）部分以及（連續的）第二部份排列的視窗係 數序列。並且，在合成視窗函數的情況中，在該第一部份 的視窗係數的一個能量値或者一個整體能量値，係高於第 二部份的視窗係數的一個能量値或者一個整體能量値，其 中相較於該第二部份，該第一部份包含較少的視窗係數。 由於在這兩個部分中的彼等視窗係數的這個分佈以及該合 成視窗器係使用該第一部份的視窗係數以視窗化較晚的時 域樣本，以及該第二部份的視窗係數用以視窗化較早的時 域樣本的這個事實’前述的彼等效果以及優點也'可應用於 合成濾波器組或者一種方法的對應具體實施例。 稍後將更詳細地敘述本發明的一些具體實施例的架構 中，所使用的合成視窗函數以及分析視窗函數的細節說 明。在本發明的許多具體實施例中’該合成視窗函數以及/ 或者該分析視窗函數的視窗係數序列’正好包含該第一群 組以及該第二群組的視窗係數；此外’視窗係數序列的彼 等視窗係數中的每—個係數正好屬於該第一群組以及該第 -11- 1355649 二群組視窗係數之中的一個。 這兩個群組之每一個皆正好以連續的方式包含視窗係 數序列的一個部分。在目前的敘述中，一個部分包含依據 彼等視窗係數序列的一個連續的視窗係數集合。依據本發 明，在一些具體實施例中，這兩個群組（第一以及第二群組） 之每一個係以先前所解釋的方式正好包含彼等視窗係數序 列的一個部分。各自群組之視窗係數並不包含任何視窗係
數，其不是正好屬於各自群組的一個部分。換句話說，在 本發明的許多具體實施例中，該第一以及該第二群組視窗 係數僅包含該視窗係數的第一部份以及第二部份，並未包 含另外的任何視窗係數》 在目前所述的架構中，該視窗係數序列的一個連續部 分，就數學上的意義而言，係被理解爲視窗係數的一個連 通的集合，其中該集合與該視窗係數序列相較之下，並沒 有缺少落在該各自部分的彼等視窗係數的範圍之內（例如 索引範圍）的所有視窗係數。如此一來，在本發明的許多具 體實施例中，該視窗係數序列係正好分割成兩個連通的視 窗係數部分’其分別形成該第一群組以及該第二群組視窗 係數。在這些情況中，包含在該第一群組視窗係數之內的 每一個視窗係數’相對於該整體視窗係數序列，係配置在 該第二群組視窗係數的彼等視窗係數之中每一個的前面或 者後面。 又換句話說’依據本發明，在許多具體實施·例中，該視 窗係數序列係正好分割成兩個群組或者兩個部分，並未留 -12- (S ) 1355649
下任何的視窗係數。依據該視窗係數序列（其也表示這些視 窗係數的順序），這兩個群組或者部分的每一個包含最高 (但是不包括）或者從邊界視窗係數（且包括該邊界視窗係 數）開始的所有視窗係數。舉例而言，在包含640個視窗係 數（具有0至639的索弓丨）的視窗函數的情況中，該第一部 份或者第一群組可以包含索引從0至95以及從96至639 的視窗係數。此處該邊界視窗係數，係爲對應於索引96的 視窗係數。自然地，其它實例也係可能的（例如從0至543， 以及從544至639)。 在下文中所敘述的分析濾波器組的詳細範例實施架 構，提供涵蓋1 〇個輸入樣本區塊的濾波器長度，同時僅會 造成兩個區塊的系統延遲，其係如同由 MDCT(modi£ied discrete cosine transform, 修改過的離散餘弦變換）或者 MDST(modified discrete sine transform,修改過的離散 正弦變換）所引入之對應延遲。相較於MDCT或者MDST 的實現架構，其中的一個差異係由於涵蓋1〇個輸入樣本區 塊的較長濾波器長度，該重疊係從該MDCT以及MDST的 情況中的一個區塊，增加至9個區塊的重疊。然而，也可 以實現涵蓋不同數目區塊的輸入樣本的另外實施架構，其 也稱之爲音頻輸入樣本。此外，也可以考罈以及實現其它 的取捨。 第1圖顯示分析濾波器組100的方塊圖，作爲用以在音 頻子頻帶聲道中產生音頻子頻帶値的裝置之具體實施例。 該分析濾波器組100包含一種分析視窗器110 ’用以視窗 1355649 化時域音頻輸入樣本的資訊框120。該資訊框120包含丁 個區塊130-〗，…，130-T時域音頻（輸入）樣本區塊’其中T 係正數並且在第1圖中所示之具體實施例的情況中等於 10。然而，該資訊框I20也可以包含不同個數的區塊13〇° 該資訊框120以及彼等區塊130的每一個區塊兩者皆包 含依照第1圖中的箭號140所指示的時間線’從較早的樣 本延伸至較晚的樣本的時間序列中的時域音頻輸入樣本°
/換句話說，在如第1圖中所示之圖例中，越靠近右邊的時 域音頻樣本（在此情況中也代表時域音頻輸入樣本），相對 於該時域音頻樣本的序列而言，係對應於較晚的時域音頻 樣本。 該分析視窗器11 〇以該時域音頻樣本序列爲基礎’在時 域中產生視窗型樣本，其係以成視窗型樣本資訊框150配 置。依據該時域音頻輸入樣本之資訊框120，視窗型樣本 資訊框150也包含T個視窗型樣本區塊160-1, ...,160-T。在 本發明的數個較佳具體實施例中，每一個視窗型樣本區塊 160包含與每一個時域音頻輸入樣本區塊130的時域音頻 輸入樣本的個數相同的視窗型樣本的個數。因此，當每一 個區塊130包含Ν個時域輸入音頻樣本時，該資訊框120 以及該資訊框150每一個皆包含Τ. Ν個樣本。在此情況 中’ Ν係一正整數，其可以係例如取得32或者64之數値。 對於T = l〇，在上述的情況中，彼等資訊框120、150每一 個分別包含320以及640。 該分析視窗110係耦合於計算器170，由該分析視窗器
< S -14- 1355649 110依據所提供的彼等視窗型樣本，計算彼等音頻子頻帶 値。彼等音頻子頻帶値係由該計算器I70提供，作爲音頻 子頻帶値的區塊180，其中每一個音頻子頻帶値對應於一 個音頻子頻帶聲道。在較佳具體實施例中’該音頻子頻帶 値之區塊180也包含N個子頻帶値。 彼等音頻子頻帶聲道中的每一個聲道對應於特徵中心 頻率。不同的音頻子頻帶聲道的彼等中心頻率’可例如相 對於如同由該分析濾波器組100所提供的彼等時域音頻輸 Ο 入樣本所述的該對應音頻信號的該頻寬’係平均分佈的或 者等間隔的。
該分析視窗器11 0係可以適用於視窗化該資訊框1 2 0的 彼等時域音頻輸入樣本’根據包含視窗係數序列的分析視 窗函數，以獲得該資訊框150的彼等視窗型樣本。該分析 視窗器110藉著將彼等時域音頻樣本的數値’乘上該分析 視窗函數的彼等視窗係數係適合於執行該時域音頻樣本資 訊框120的視窗化程序。換句話說，該視窗化程序包含將 彼等時域音頻樣本，逐項元素個別乘上對應的視窗係數。 由於該時域音頻樣本資訊框120以及彼等視窗係數兩者皆 包含對應序列，因此彼等視窗係數以及彼等時域音頻樣本 之間的逐項乘法，係依據例如由樣本以及視窗係數索引所 指示的各自序列來進行。 在本發明以如第1圖中所示之分析濾波器組100的該形 式呈現的許多具體實施例中，該分析視窗函數以及在合成 濾波器組的情況中的該合成視窗函數，僅包含實數値的視 1355649 窗型係數。換句話說，歸諸於視窗係數索引的彼等視窗係 數中的每一個係數爲實數。
彼等視窗係數在一起形成各自的視窗函數，其一個實例 係顯示於第1圖中，作爲分析視窗函數19 0。如同在先前 所槪略描述的，形成該分析視窗函數190的視窗係數序 列，包含第一群組200以及第二群組210視窗係數。該第 一群組200包含該視窗係數序列的彼等視窗係數的第一個 連續且連接的部分，而該第二群組210包含視窗係數的一 個連續且連通的第二部分，與在該第一群組200中的該第 一部份一起，它們形成該分析視窗函數190的視窗係數完 整序列。此外’該視窗係數序列的每一個視窗係數屬於視 窗係數的第一部份或者第二部份，使得整個分析視窗函數 190係由該第一部份以及該第二部份的視窗係數所構成。 因此，該視窗係數的第一部份係與該第一群組200視窗係 數完全相同，且該第二部份係與該第二群組210視窗係數 完全相同’如圖在第1圖中的彼等對應箭號200、210所指 示。 在該視窗係數的第一部份的該第一群組200中的視窗係 數數量，係小於在該視窗係數的第二部份的該第二群組中 的視窗係數的數量。然而，在該第一群組200中，彼等視 窗係數的能量値，或者總能量値，係高於在該第二群組21 0 中，彼等視窗係數的一個能量數値或者總能量數値。如同 將在稍候槪略敘述的，一個視窗係數集合的能量値，係根 據對應的彼等視窗係數的彼等絕對値的平方和而定》 -16- 1355649 如本發明所敘述的數個具體實施例中，該分析視窗函數 190以及對應的合成視窗函數因此相對於該視窗係數序 列’或者視窗係數索引而言’可以係非對稱的。依據用以 定義該分析視窗函數190的視窗係數索引的定義集，當 (no-η)與（no + η)屬於該定義集時，該分析視窗函數19〇係非 對稱的，當對於所有的實數η’存在另—個實數η〇，使得 對應於該視窗係數索引（nQ-n)的視窗係數之視窗係數絕對 値不等於對應於視窗係數索引（η〇 + η)的視窗係數絕對値。 此外’如同也在第1圖中所綱要描繪，該分析視窗函數 190在兩個連續的視窗係數的乘積爲負値時，包含符號的 改變。依據本發明的具體實施例，可能的視窗函數的更多 細節以及進一步的特徵，將在第11至19圖的上下文中更 詳細地討論。
如同在稍早所指出的，該視窗型樣本的資訊框1 5 0，包 含類似各自的時域輸入樣本的資訊框120的一個具有各自 區塊160-1, "ΉΟ-Τ之區塊結構。由於該分析視窗器110 係適合於藉著將這些數値乘上該分析視窗函數190的彼等 視窗係數，以視窗化彼等時域音頻輸入樣本，該視窗型樣 本的資訊框〗50係也在該時域中。該計算器170係使用該 視窗型樣本資訊框150，計算彼等音頻子頻帶値，或者更 精確而言，該音頻子頻帶値的區塊180，並且從該時域執 行至該頻域的轉換。該計算器170因此可以視爲時間/頻率 轉換器，其係可提供該音頻子頻帶値的區塊180，作爲該 視窗型樣本資訊框150的光譜表示。 -17- 1355649 該區塊180的每一個音頻子頻帶値，對應於具有特徵頻 率的一個子頻帶。包含在該區塊180中的音頻子頻帶値的 數量，有時也稱爲頻帶數（band number)。
依據本發明所載的許多具體實施例中，在區塊180中的 音頻子頻帶値的數量，係與該資訊框120的每一個區塊130 的時域音頻輸入樣本的個數完全一致。在該視窗型樣本資 訊框150包含與該資訊框120相同的逐個區塊之結構，使 得視窗型樣本的區塊160之每一個也包含與這些時域音頻 輸入樣本的區塊130相同的視窗型樣本個數的情況中，該 音頻子頻帶値、的區塊180自然也包含與該區塊160相同的 個數。 該資訊框120係可被選用地產生，依據一個新的時域音 頻輸入樣本的區塊220，將彼等區塊130-1,…，130-(T-1) 依據指示該時間方向的箭號140之反方向上中的一個區塊 平移。因此，藉著將一個直接在前面的時域音頻樣本的資 訊框120的最後（Τ-1)個區塊，朝向彼等較早的時域音頻樣 本平移一個區塊，並且加上新的時域音頻樣本的新區塊 220，以產生將被處理的時域音頻輸入樣本的一個資訊框 120，作爲包含目前的該資訊框120的彼等最新的時域音頻 樣本的新區塊1 3 0 -1。在第1圖中，這也係利用一系列的虛 線箭號230表示，指示在該箭號140的反方向上平移彼等 區塊 130-1,…130-(Τ-1)。 由於如同由箭號140所指示的該時間方向的反方向上’ 彼等區塊130的這個平移程序，使得目前將被處理的資訊 -18- 1355649 框120包含直接在前面資訊框120的該區塊130-(T_1)’當 做新的區塊130-Τ。因此’目前將被處理的目前資訊框120 的彼等區塊130-(Τ-1),…，130-2’係與緊接在前面的資訊框 120的彼等區塊130-(Τ-2),…130-1相同’緊接在前面的資 訊框120的區塊130-Τ係已經被摒棄。
如此一來，該新的區塊220的每一個時域音頻樣本’在 時域音頻輸入樣本的Τ個連續的資訊框120的Τ次連續的 處理程序的架構中，將被處理Τ次。因此，該新的區塊2 20 的每一個時域音頻輸入樣本，不僅對於Τ個不同的資訊框 120有貢獻，也對Τ個不同的視窗型樣本資訊框150以及Τ 個音頻子頻帶値的區塊180有所貢獻。如同在先前所指出 的，在依據本發明所載的一個較佳具體實施例中，在該資 訊框120中的區塊Τ的數量係等於10，因此提供給該分析 濾波器組100的每一個時域音頻樣本，係貢獻於10個不同 的音頻子頻帶値區塊180。 剛開始的時候，在藉由該分析濾波器組1 0 0處理單一資 訊框1 20前，該資訊框1 20可以初始化爲一個小的絕對値 (在預定的臨界値之下），例如數値0。如同將在下文中更詳 細地解釋，該分析視窗函數1 9 0的形狀包含一個中心點， 或者一個『質量中心』（center of mass)，其典型地對應於 或者介於該第一群組2 0 0的兩個視窗係數索引之間。 如此一來，在該資訊框1 2 0被至少塡滿到一個點，使得 部分資訊框被對應於具有就其能量値而言係有顯著貢獻的 視窗係數的非消失不見的（亦即非零値）數値所佔滿之前， -19-
1355649 將被插入該資訊框120的新區塊220的數量係很 型地，在『有意義』的程序可以開始之前’將被 訊框120的區塊數量係爲2至4個區塊，其根據 窗函數190的形狀而定。因此，該分析濾波器組 較於例如使用一個對稱的視窗函數的對應濾波器 係有能力可提供更快速的提供區塊180。由於彼 塊220，典型地係作爲一個整體提供於該分析 100，每一個新的區塊對應於一個錄製或者取樣時 本上係由該區塊220的長度（亦即包含在區塊220 音頻輸入樣本的個數）以及取樣率或者取樣頻率所 此，分析視窗函數190，如同包含在本發明的具 中，在可以由該濾波器組1 00提供或者輸出音頻 的第一以及接下來的區塊180之前，可以導致一 延遲。 作爲另一種選項，該裝置100可產生一個信號 現與用以產生該資訊框180的該分析視窗函數 的，或者與將被用於合成濾波器組的架構中的合 數有關的一個資訊片段。因此，該分析瀘波器函 例如可以係將被該合成濾波器組使用的該合成視 時間或者索引反轉版本。 第2a圖顯示用以依據音頻子頻帶値的區塊， 音頻樣本的裝置300的具體實施例。如同在先 的，本發明之具體實施例，以用以產生時域音頻 置300的形式呈現，係也經常稱之爲合成濾波器 小的。典 插入至資 該分析視 100，相 組而言， 等新的區 濾波器組 間，其基 中的時域 '決定。因 體實施例 子頻帶値 個減低的 ，或者體 190有關 成視窗函 數 190， 窗函數的 產生時域 前所解釋 樣本的裝 組 3 0 0，
-20- <SJ 1355649 因爲該裝置係可產生時域音頻樣本’其在理論上係可以被 播放的，根據包含有關於音頻信號的光譜資訊的音頻子頻 帶値。因此，該合成濾波器組300可根據音頻子頻帶値’ 合成時域音頻樣本，彼等音頻子頻帶値可例如由對應的分 析濾波器組100產生。
第2a圖顯示該合成濾波器組300的方塊圖’包含計算 器310，將提供一個音頻子頻帶値（在頻域中）的區塊320給 該計算器310。該計算器310係有能力可以從該區塊320 的彼等音頻子頻帶値計算一個資訊框330，該資訊框330 包含中間時域樣本的序列。該中間時域樣本的資訊框330， 在依據本發明所載之許多具體實施例中，係也包含例如與 第1圖的分析濾波器組100的視窗型樣本資訊框150類似 的區塊結構。在這些情況中，該資訊框 330包含 3 4 0-1,…，340-T等中間時域樣本區塊。 該資訊框330的中間時域樣本序列，以及中間時域樣本 之每一區塊340，包含在第2a圖中依據箭號350所指示的 時間的順序。如此一來，該資訊框330包含在區塊340-T 中的一個較早的中間時域樣本，以及在區塊340-1中的一 個最晚的中間時域樣本，這兩個樣本係分別表示該資訊框 330的第一以及最後中間時域樣本。同樣地，每一個區塊 340包含一種類似的順序。如此一來，在合成濾波器組的 具體實施例中，該術語f資訊框』以及『序列』經常可以 當做相同的意義使用。 該計算器310係耦合於合成視窗器360，該中間時域樣 -21 - 1355649 本資訊框330係提供給該合成視窗器360。該合成視窗器 係適合於視窗化中間時域樣本的序列，其使用一種如第2a 圖中綱要地描繪的合成視窗函數3 70。作爲一個輸出，該 合成視窗器360提供一個視窗型中間時域樣本資訊框 380’其也可以包含一種區塊390-1, _··,390-Τ的逐區塊結 構。
彼等資訊框330以及380可以分別包含Τ個區塊340以 及390，其中Τ係正整數。在依據本發明所敘述的以合成 濾波器組300的形式呈現的較佳具體實施例中，區塊Τ的 數量係等於10。然而，在不同的具體實施例中，在彼等資 訊框中的一個資訊框也可以包含不同數量的區塊。更精確 而言，理論上區塊Τ的數量可以係大於或者等於3，或者 大於或者等於4，依據該實現架構的情況而定，以及先前 所解釋的對於依據本發明的數個具體實施例，包含可用於 分析濾波器組100以及合成濾波器組300兩者的一種逐區 塊結構的資訊框的取捨而定。 該合成視窗器360係耦合於重疊加法輸出級400，該視 窗型中間時域樣本的資訊框380係提供給該重疊加法輸出 級400。該重疊加法輸出級400係有能力可以處理彼等視 窗型中間時域樣本，以獲得一個時域樣本區塊 41 0。該時 域（輸出）樣本區塊410接著可以例如提供給另外的元件， 進行另外的處理、儲存或者變換成可聽見的音頻信號。 用以計算包含在該資訊框330中的該時域樣本序列的該 計算器310，係有能力可以將資料從該頻域轉換至該時域。 < S ) -22- 1355649 因此，該計算器310可以包含頻率/時間轉換器，具有產生 在音頻子頻帶値的區塊3 20中包含該光譜表示的時域信號 的能力。如同在第1圖中所示的該分析濾波器組1〇〇的該 計算器170的上下文中所解釋的，該區塊3 20的每一個音 頻子頻帶値對應於具有特徵中心頻率的音頻子頻帶聲道。
相較於此，包含在該資訊框330中的彼等中間時域樣本 理論上係表示時域中的資訊。該合成視窗器360係有能力 並且適合於，使用該合成視窗函數370，以視窗化包含在 該資訊框330中的該中間時域樣本序列，如同在第2a圖中 所槪要描繪。該合成視窗函數3 70包含視窗係數序列，其 也包含第一群組420以及第二群組430視窗係數，如同先 前在具有第一群組200以及第二群組210視窗係數的視窗 函數190的該上下文中所解釋的。 該合成視窗函數370的該第一群組420視窗係數，包含 該視窗係數序列的第一連續部分。類似地，該第二群組430 係數也包含該視窗係數序列的第二連續的部分，其中該第 一部份係包含較該第二部份少的視窗係數，且其中在該第 一部份中的彼等視窗係數的能量値或者總能量値，係高於 該第二部份的彼等視窗係數的對應能量値。該合成視窗函 數3 70的其它特徵與性質，也可以類似於如第1圖中綱要 地描繪的該分析視窗函數190的彼等對應特徵與性質。因 此’此處係參考於在該分析視窗函數190的架構中對應的 敘述，以及相對於第11至19圖中的彼等視窗函數的進一 步描述，其中該第一群組200對應於該第一群組420，該 -23 - 1355649 第二群組210對應於該第二群組430。
舉例而言，包含在這兩個視窗係數群組420、430中的 彼等部分，典型地每一個係形成一個連續的而且連通的視 窗係數集，並且一起包含該視窗函數370的該視窗係數序 列的全部視窗係數。在依據本發明所載的許多具體實施例 中，如第1.圖中所描繪的該分析視窗函數190，以及如第 2a圖所描繪的該合成視窗函數370，係互爲彼此的基礎。 舉例而言，該分析視窗函數190，可以係該合成視窗函數 3 70的時間反轉或者索引反轉版本。然而，這兩個視窗函 數190、3 70之間其它的關係也係可能的。在該合成視窗器 360的架構中，使用合成視窗函數370係十分恰當的，其 係與該分析視窗函數190相關的，該分析視窗函數190係 在產生（在進一步修改之前可選用）提供給該合成濾波器組 3 00的音頻子頻帶値區塊320的過程。 如同在第1圖的上下文中所槪略描述的，在第2a圖中 的合成濾波器組300係可以選用以適當改造，使得該進來 的區塊3 20可包含額外的信號，或者與彼等視窗函數有關 的額外資訊片段。作爲一個實例，該區塊320可以包含與 用以產生該區塊320的該分析視窗函數190有關的資訊， 或者與將被該合成視窗器360使用的該合成視窗函數370 有關的資訊。因此，該濾波器組300可適當地改造以隔離 各自的資訊，並且提供這些給該合成視窗器360。 該重疊加法器輸出級400係有能力可以藉著處理包含在 該資訊框380中的彼等視窗型中間時域樣本，產生該時域 -24- '(S > 1355649
樣本之區塊410。在依據本發明所載的許多不同的具體實 施例中，該重疊加法器輸出級400可以包含記憶體，用以 暫時地儲存先前所接收到的視窗型中間時域樣本的資訊框 380。依據實現的細節而定，該重疊加法器輸出級400，可 以係例如包含T個包含在該記憶體中的不同儲存位置，用 以儲存全部數量爲T的視窗型中間時域樣本之資訊框 380。然而，包含在該重疊加法器輸出級400中的儲存位 置，也可以係如所需求之不同的數量。此外，在依據本發 明所載的不同具體實施例中，該重疊加法器輸出級400係 可以有能力單獨地僅依據中間時域樣本之單一資訊框380 爲基礎，提供該時域樣本之區塊410。不同的合成濾波器 組300的具體實施例將在稍後更詳細地解釋。 第2b圖係描繪，依據本發明的具體實施例，以合成濾 波器組300的形式呈現的功能原理。該音頻子頻帶値的區 塊320係首先利用該計算器310從該頻域轉換至該時域 中，其於第2b圖中以一個箭號440指示。所得到的該中間 時域樣本資訊框 320包含彼等中間時域樣本區塊 340-1,...,34 0-T，其接著利用該合成視窗器360 (並未顯示於 第2b圖中），將該資訊框320的中間時域樣本序列乘上該 合成視窗函數370的視窗係數序列，以進行視窗化，獲得 該視窗型中間時域樣本之資訊框380。該資訊框380再包 含彼等視窗型中間時域樣本之區塊390-1,…，390-T，這些區 塊一起形成視窗型中間時域樣本的資訊框38〇。 在第2b圖中所示之發明的合成濾波器組300的具體實 -25 - 1355649
施例中，該重疊加法器輸出級400接著可藉著對該區塊410 的彼等時域音頻樣本的每一個索引値，加上不同的資訊框 380的一個區塊390的彼等視窗型中間時域樣本，以產生 時域輸出樣本之區塊410。如同在第2b圖中所描繪的，該 區塊410的彼等時域音頻樣本的獲得，係藉著對於每一個 音頻樣本索引加上該資訊框380的區塊390-1的視窗型中 間時域樣本，在目前的循環中利用該合成視窗器360進行 處理，並且如同先前所敘述的，資訊框380-1的第二區塊 390-2之對應中間時域樣本，係緊接在資訊框380之前被處 理，並且儲存在該重疊加法器輸出級400的儲存位置中。 如同在第2b圖中所描繪的，由該合成濾波器組300在之前 處理過的其餘區塊390 (例如資訊框380-2的區塊390-3,資 訊框380-3的區塊390-4，資訊框380-4的區塊390-5)的另 外對應的視窗型中間時域樣本，也可以使用。彼等資訊框 380-2、380-3、380-4以及另外可選用的資訊框380，已經 在先前的循環中利用該合成濾波器組300處理過。該資訊 框380-2已經在該資訊框380-1之前立即地被處理過，並 且’相應地，資訊框380-3係已經在資訊框380-2之前被 立即地產生等等，依此類推。 如同在該具體實施例中所使用的該重疊加法器輸出級 400，係有能力可以對於該時域（輸出）樣本的區塊410的每 —個索引，將來自於T個不同的資訊框380,380-1,··., 380-(T-1)的 T個不同的視窗型中間時域樣本區塊390-1,..., 390-T’力口在一起。因此，除了前面T個被處理過的區塊之 -26 - ¢3
1355649 外，該區塊410的時域（輸出）樣本之每個，係 帶値的T個不同的區塊320爲基礎。 如同在·本發明的具體實施例的情況中所示， 所敘述的一種分析濾波器組1 〇〇，由於該合成視 的形式，該合成濾波器組300提供儘可能快速 (輸出）樣本之區塊410»這也係該視窗函數370纪 果。由於該第一群組420視窗係數對應於一個® 値，並且包含較該第二群組430少的視窗係數， 時域樣本之資訊框330係被塡滿，使得至少該第-的彼等視窗係數對該資訊框380有貢獻時，該爸 360係可提供『有意義的』的視窗型樣本之資訊; 第二群組430的彼等視窗係數由於它們的能量個 呈現較少的貢獻。 因此，在剛開始時，該合成濾波器組300係初 該區塊41 0的供應理論上可以從當該合成濾波器 接收到一些音頻子頻帶値的區塊320時開始。因 成濾波器組300與具有例如一個對稱合成視窗函 濾波器組相較之下，可以使得延遲顯著地降低。 如同在稍早所指出的，在第1以及2a圖中所 具體實施例的彼等計算器170以及310，可以使 計算器來實現，其產生或者有能力可以個別地處 塊180以及320的實數値音頻子頻帶値。在這些 彼等計算器可以例如以像是正弦函數或者餘弦函 波振盪函數爲基礎，以實數値計算器的方式實頊 -27 - .音頻子頻 :第1圖中 &函數370 :應該時域 I形式的結 :高的能量 當該中間 -群組420 -成視窗器 匡380。該 [較小，由 始化爲〇， 組300僅 丨此，該合 丨數的合成 i示之彼等 [用實數値 ;理彼等區 ;情況中， 丨數等之諧 丨。然而， 1355649
也可以實現複數値計算器作爲計算器170、310。在這些情 況中，彼等計算器可以係例如以複數指數函數或者其它的 諧波複數函數爲基礎來實現。彼等實數値或者複數値振盪 器的頻率，通常係與該音頻子頻帶値的索引有關，這索引 有時也稱之爲頻帶，或者該特定子頻帶聲道的子頻帶索 引。此外’該頻率可以係完全相同的，或者係與對應的子 頻帶的中心頻率有關。舉例而言，該振盪頻率可被乘上一 個常數因子，相對於對應子頻帶中心頻率平移，或者可依 據這兩種修改的一種組合。 可以實數計算器爲基礎，建構或者實現一個複數計算器 170、310。舉例而言，對於一個複數的計算器，一種有效 率的實現架構在理論上可以同時用於表示複數値元件的 實數以及該虛數部分的濾波器組的餘弦以及正弦調變部分 兩者。這意指以例如該修改過的DCT-IV以及DST-IV結構 爲基礎，同時實現該餘弦調變部分以及該正弦調變部分兩 者，係可能的。此外，另外的實施架構可以使用一個可選 用實現的 FFT(FFT = Fast Fourier Transform，快速傅立葉 變換），使用一個FFT同時實行於該實數部分以及該複數調 變計算器的部分，或者對於每一個變換使用一個單獨的 FFT級代替。 數學描述 在接下來的段落中，將描述分析濾波器組以及該合成 濾波器組的彼等具體實施例中的一個實例’具有在過去的 8個區塊，以及在未來的一個區塊的多重重疊，其中過去 -28 - 1355649 的重疊區塊如同在前面所解釋的並不會造成額外的延遲， 而未來的重疊區塊會造成與 MDCT/MDST結構（MDCT = Modified Discrete Cosine Transform，修改過的離散餘弦 變換；MDST=Modified Discrete Sine Transform，修改過 的離散正弦變換）相同延遲。換句話說，在接下來的實例 中，參數T係等於10»
首先，將敘述一個複數調變的低延遲分析濾波器組。如 同在第1圖中所描繪的，該分析濾波器組100包含由該分 析視窗器11 0執行的分析視窗化變換步驟，以及由該計算 器1 70執行的分析調變。該分析視窗化程序係依據下列方 程式 zi,n = W'dOW - 1 - η) · xiin for 0 < n < 10 N , (l) 其中zi,n係爲對應於如第1圖所示之資訊框150之區塊索 引i以及樣本索引η的（實數値）視窗型樣本。該數値Xi,n 爲對應於相同的區塊索引i以及樣本索引η的（實數値）時間 輸入樣本。該分析視窗函數1 90，在方程式（1)中係以其實 數視窗係數w(n)表示，其中η也係如同在方程式（1)中所指 示的範圍之內的視窗係數索引。如同已經在先前解釋過 的，該參數Ν爲在一個區塊220、130、160、180中的樣 本個數。 從該分析視窗函數 w(lON-l-n)的彼等引數中可以看 出，該分析視窗函數表示該合成視窗函數的時間反轉版本 的翻轉版本，該合成視窗函數實際上係由該視窗係數w(n) < S ) -29 - 1355649 來表示。 在第1圖中所示之具體實施例中，由該計算器170執行 的分析調變係依據兩個方程式 (2) (3) ^ 對於該光譜係數索引或者頻帶索引k，係爲一個整數在下 列範圍之內： 0 < k < N . (4) 彼等數値XReal,i,k以及XiDiag,i,k表示對應於區塊180的該 區塊索引i以及該光譜係數索引k的複數音頻子頻帶値的 實數部分以及虛數部分。該參數no表示索引選項，其係等 於 # = -W / 2 + 0.5 (5) 該對應的複數調變低延遲合成濾波器組，包含合成調變的 彼等變換步驟，合成視窗化程序以及重疊加法，如同將在 稍後敘述的。該合成調變係依據下列方程式： 2N-1
X 以及 =2 ' Σ Zi.n COS ~ (n + ^ + 7
-8W 2N-
Xlmag,i.k ~ 2 ' Σ Zi.n sin T7 + ^ + ό \N V
0 < Λ < 10 · /^
<：S -30 - (6) 1355649 其中x、,n爲對應於該樣本索引η以及該區塊..索引匕的_該資 訊框330的一個中間時域樣本。再一次地，該參數N係一 個整數，表示彼等區塊320、34 0、390、410的長度，該參 數N也稱爲變換區塊長度，或者由於彼等資訊框330、38 0 的該逐個區塊之結構，也稱之爲該先前區塊的一個偏置量 (offset)。其它的變數以及參數也已經在前面介紹過，例如 該光譜係數索引k以及該偏置量no。 由在第2a圖中所示之該具體實施例中的該合成視窗器 ^ 360執行的該合成視窗化程序，係根據下列方程式： z\n = w(n) x'in for 0 < η < 10 · N , (7) 其中z'i(n係爲對應於該資訊框380的該樣本索引η，以及 該區塊索引i的該視窗型中間時域樣本的該數値。 該重疊加法的該變換類型係依據下列方程式=
i-\,n + N+Z i-2.n+2W+Z i-3,i)+3W+2 ί-4,η+4Α/ ,-6,n+6W ,.-7、n+7W ί-8,n+8A/ i-9,n+9W
+Z /-5./I+5W
for 0<n < N (8) 其中〇uti,n係表示對應於該樣本索引n以及該區塊索引i 的該時域（輸出）樣本。方程式（8)因此係闡明由該重疊加法 器輸出級400所執行的該重疊加法運算，如同在第2b圖的 下面部分所描繪的。 然而，依據本發明的數個具體實施例，並不侷限於考慮 到以這些濾波器組之中的一個處理一個音頻信號的複數調 變的低延遲濾波器組，也可以實行用於一種強化的低延遲 音頻編碼的一低延遲濾波器組的一種實數値的實現架構。
< S -31-
2N- 1355649 舉例而言，作爲一種比較，方程式（2)與（6) ’就 顯露出來的而言，該分析調變以及該合成調變I 獻，當考慮到一個MDCT時，係顯示出一種類 雖然理論上該設計方法係允許該MDCT在與時 個方向上延伸，在此處係僅實行一種至過去的E 塊的延伸，這T個區塊每一個皆包含N個樣本 或者N頻帶分析濾波器組之內的頻帶k與區塊 係數Xi,k係可以整理爲： 2ΛΓ-1 / v X\.y = _2 Σ · cos — (η + \ - γ) (k + η=-ε-w ν Ν , 上式係用於如同方程式（4)所定義的該光譜係數 處，再一次地η係一樣本索引，以及wa係爲該 數。 爲了完整性起見，先前所給的對於該複數調 析濾波器組的數學描述，可以藉由將該餘弦函 指數函數交換，以與如同方程式（9)之相同的該 表示。更精確而言，使用前面所給之定義以及 方程式（1)、（2)、（3)以及（5)可以整理並且延伸 xi,k = ~2 Σ »-Ε·Ν 其中，與方程式（2)與（3)對比之下，進入過去8 延伸，係已經利用該變數E ( = 8)取代。 該合成調變以及該合成視窗化的彼等步驟， 式（6)與（7)中對於該複數情況所做的描述，可以 餘弦部分所. 的該餘弦貢 似的結構： 間相關的兩 ( = T-2)個區 。在一聲道 i的該頻率 (9) 索引k。此 分析視窗函 變低延遲分 數與該複數 總結形式來 變數，彼等 ，依據 (10) 個區塊的該 如同在方程 總結於實數 1355649 合成濾波器組的該情況中。該視窗型中間時域樣本的資訊 框38 0，也稱之爲該解調變向量，係給定爲
N 5 ^s(n) · Xi<k co^ (η + i - + i) (11) 其中Z、n係爲對應於該頻帶索引i以及該樣本索引η的該 視窗型中間時域樣本。該樣本索引η再一次地係—個整 數，其範圍係在
(12) 以及ws(n)係爲該合成視窗’其係與方程式（9)的該分析視 窗wa(n)相容。 接著，該重疊加法的變換步驟係可以給定爲 0
其中係爲該重建的信號，或者更確切而言係爲如第2a 圖中所示之該重疊加法輸出級400所提供的該區塊410的 一個時域樣本。 對於該複數合成濾波器組3 0 0 ’彼等方程式（6)與（7)可以 依據下列方程式，相對於該至過去的E( = 8)個區塊的延伸， 進行整理並且推廣，如下： • 1 v™' ( ( 71 \\
Zi'n = _ ^ Σ θχρ(^- J · (― (η + 7 - f) (λ + f)J (14) 其中_/ = 係爲該虛數單位。方程式（13)係表示方程式（8) 的該廣義形式，並且對於該複數値的情況也係成立的。 -33 - 1355649 方程式（14)與方程式（7)的一個直接比較顯示，方程式（7) 的該視窗函數w(n)，係爲與方程式（14)的ws(n)相同的該 合成視窗函數。如同在先前所槪略描述的，方程式（1〇)與 方程式（1)的該分析視窗函數係數wa(n)的該類似的比較， 顯示該分析視窗函數，係爲在方程式（1)的該情況中的該合 成視窗函數的時間反轉版本。
由於如第1圖中所示之分析濾波器組1 〇〇，以及如第2a 圖所示之合成濾波器組300，兩者皆提供，一方面係該延 遲，以及另一方面係該音頻程序的品質兩者之間的一種取 捨而言，一種顯著的改善，因此彼等濾波器組1〇〇、300也 經常稱之爲低延遲濾波器組，而其複數版本有時也稱之爲 複數低延遲濾波器組，並且縮寫爲CLDFB(comPIex- low-delayfilterbank)。在一些情況下，該術語 CLDFB 不 僅係用於該複數版本，也同時用於該濾波器組的實數版本。 如同在前面的數學背景的討論中已經顯示的，用以實現 所提出的彼等低延遲濾波器組的該架構，係利用一種使用 延伸重疊的類似，可從該MPEG-4標準得知的MDCT或者 IMDCT(IMDCT = Inverse MDCT，反 MDCT)的結構。彼等 額外的重疊區域，可以利用一種逐區塊的方式，附加在該 類MDCT核心的左側，也可以附加在右側。此處，僅使用 在該右側的延伸（用於該合成濾波器組），其係僅從過去的 樣本開始作用，且因此並不會造成任何額外的延遲。 對於彼等方程式（1)、（2)與（4)的檢視，已經顯示出該處 理程序係非常類似於一個 MDCT或者IMDCT的處理程 -34-
1355649 序。僅藉著分別包含一種修改過的分析視 視窗函數的些微修改’可以將該MDCT或 成爲一種調變濾波器組’可以處理多重的 於它的延遲係十分有彈性的’如同’例如 已經顯示出該複數版本在理論上可以藉著 調變加上給定的該餘弦調變而獲得。 內插法 如同在第1與第2a圖的該上下文中槪 析視窗器11 〇以及該合成視窗器3 6 0兩者 瀘波器組1〇〇、300，係可適合於視窗化各 訊框，藉著將各自的每一個時域音頻樣本 個視窗係數。換句話說，每一個時域樣本 一個視窗係數，如同，例如方程式（1 )、（7) 以及（14)所展示的。如此一來，各自的視 數的個數，典型地係與各自的時域音頻樣 同。 然而，在特定的實施情況中，實現相較 的第一係數個數的該實際的視窗係數而言 大的第二視窗係數個數的一個視窗函數， 其中該較小的第一係數個數，係在各自的 框或者序列的該視窗化過程中，實際使用 在例如當一特定的實現架構的記憶體需求 率性有價値的該情況中，係非常適當的。 係數的下降取樣變得非常有用的另一種方 -35- 窗函數以及合成 者IMDCT擴展 重疊，並且有關 方程式（2)與（3) 單純地將一正弦 略描述的，該分 ，或者其各自的 自的時域樣本資 ，乘上個別的一 係乘上（個別的） 、（9)、（10)、（11) 窗函數的視窗係 本的個數完全相 於具有一個較小 ，係具有一個較 是十分恰當的， 該時域音頻資訊 的係數個數。這 可能係較計算效 在其中彼等視窗 案，係在該所謂 1355649 的雙速率方法的該情況中，其係例如使用於SBR系統的該 架構中（S B R = S p e c t r a 1 Band Replication，光譜頻帶複 製）。該SBR槪念，將在第5與第6圖的該上下文中，更詳 細地解釋。
在這樣的一種情況中，該分析視窗器11 0或者該合成視 窗器360可以進一步地改造，使得用以視窗化提供給各自 的彼等視窗器110、360的彼等時域樣本的各自的該視窗函 數，係可藉著對具有一較大的第二視窗係數數量的該較大 視窗函數的視窗係數進行內插而推得。 該內插程序可以係，例如利用一種線性的、多項式的或 者樣條爲基礎的內插法來執行。舉例而言，在該線性內插 法的情況中，但同時也在一多項式或者樣條爲基礎的內插 法的該情況中，個別的視窗器100、360之後係可以有能 力，以該較大視窗函數的連續兩個視窗係數爲基礎，依據 該較大視窗函數的一個視窗係數序列，對用於視窗化的該 視窗函數的彼等視窗係數進行內插，以獲得該視窗函數的 一個視窗係數。 特別係在偶數的時域音頻樣本個數以及視窗係數個數 的該情況中，如同先前所描述的一種內插法的實現架構， 可以導致該音頻品質的顯著改善。舉例而言，在一偶數個 時域音頻樣本個數Ν· T的該情況中，在彼等資訊框120、 330之中的一個，並未使用例如一種線性內插法，在進一 步處理各自的彼等時域音頻樣本的過程中’將造成嚴重的 頻率混疊效應。
< S -36 - 1355649 弟3圖描繪線性內插法的一個實例，係以一個視窗函數 (分析視窗函數或者合成視窗函數）爲基礎，且將被用於包 含Ν· T/2個時域音頻樣本的資訊框的情況中。由於記憶 體的限制，或者其它實現的細節，該視窗函數本身的彼等 視窗係數並不會儲存在記憶體中，但是在適當的記憶體當 中會儲存包含視窗係數的一個較大的視窗函數，要不然 或者是可獲得的。第3圖，在該上部的圖形中係描繪彼等 對應的視窗係數c(n)，作爲該視窗係數索引η係在〇至Ν · Τ-1 的該範圍中的一個函數。 如同在第3圖的該上部圖形中所描繪的，根據具有該較 大數量的視窗係數的該視窗函數的兩個連續的視窗係數的 係 算 計 的 數 函 窗 視 的 過 插 內 個 - 礎 基· · 爲式 插程 內方 性列 線下 種據 1 依 (15) ci[n] = 1 (c[2n] + c[2n + l]) for Ο < η < N · T / 2 將被實行於具有Ν·Τ/2個時域音頻樣本的一個資訊框之 該視窗函數的已內插過的視窗係數ci(n)的數量，係包含該 視窗係數個數的一半。 爲進一步說明，在第3圖中，視窗係數450-0,...,450-7 係顯示於第 3 圖的上面部分，對應於視窗係數 C(0), .·.,£：( 7)。以這些視窗係數以及該視窗函數另外的視窗 係數爲基礎，方程式（1.5)的一種應用，將得到如第3圖的 下半部分所描繪的的該內插視窗函數的彼等視窗係數 ci (η)。舉例而言，以彼等視窗係數450-2與450-3爲基礎， 1355649 可以依據方程式（15)產生該視窗係數460-1，如同在第3圖 中的彼等/箭號470所指示的。相應地，該內插視窗函數的 該視窗係數460-2’係依據第3圖的上半部分中所描繪的該 視窗函數的彼等視窗係數450-4、450-5爲基礎計算而得。 第3圖顯示另外的視窗係數Ci(n)的產生方式。
爲了說明利用該視窗函數的內插下降取樣所能達成的 該混疊消去’第4圖描繪在一正弦視窗函數的情況中，彼 等視窗係數的內插程序，其可以例如用於—MDCT中。爲 了簡化起見，該視窗函數的左半部，以及該親窗函數的右 半部係畫在彼此之上。第4圖顯示正弦視窗的一種簡化版 本’僅包含2.4個視窗係數或者點，對於具有長度爲8個 樣本的一個MDCT。 第4圖顯示該正弦視窗的第一個—半的四個視窗係數 48 0-1、48 0-2、48 0-3以及480-4 ’以及該正弦視窗的第二 個一半的四個視窗係數490-1、490-2、490-3以及490-4。 ^ 彼等視窗係數490-1，49〇_4係對應彼等視窗係數索引 5,…，8。彼等視窗係數490-1,…，4 90-4係對應於該視窗函數 長度的第二個一半’使得在給定彼等索引上，將加上 N'=4，以獲得彼等真實的索引。 爲了減低甚至達成如之前所敘述的彼等混疊效應的消 去，該視窗係數應該盡可能的越滿足下列條件越好 ^(η) · (a/'-I - η) = w(N'+n) · w(2N'-l - n) (16) 該關係式（16)越能被滿足’該混疊抑制或者混疊消去的效
CS -38 - 1355649 果越好。 假設在具有一半的視窗係數數量的一個新的視窗函 數’將決定該視窗函數剩下的一半的該情況下，會發生下 述的問題。由於該視窗函數包含偶數個視窗係數（偶數的下 降取樣）的這個事實，再不使用如在第3圖中所槪述的一種 內插方案的情況下，彼等視窗係數480-1以及480-3或者 48 0-2以及480-4，係僅對應於該原始的視窗函數或者原始 的濾波器的一個混疊値。
這將導致光譜能量的一個不平衡的部分，以及導致對應 的該視窗含述的該中間點（質量中心）的一個不對稱的重新 分佈。根據用於第4圖的該視窗係數w(n)的該內插方程式 (15)，彼等內插値h與12係更加地滿足該混疊關係（16)， 並且因此將導致，與該處理過的音頻資料的品質有關的更 顯著的改善。 然而，藉著使用一種更爲精心設計的內插方案，例如樣 條爲基礎或者或者其它類似的內插方案，可能得到更加滿 足該關係式（1 6)的視窗係數。在大部分的情況中，線性的 內插法係已足夠，並且可得到更爲快速且有效率的實現架 構。 在使用一 SBR-QMF 濾波器組（QMF = Quadrature Mirror Filter，正交鏡相濾波器）的一個典型的SBR系統的該情況 的狀況中，由於該SB R-QMF原型濾波器包含奇數個原型濾 波器係數，因此並不需要實行線性內插法或者另一種內插 方案。這意指該SB R-QMF原型濾波器包含一個最大値，該
< S -39- 1355649 下降取樣可以相對於該最大値實施，使得該SB R_QMF原型 濾波器的對稱性可維持原封不動。 在第5與6圖中，將敘述依據本發明中同時以分析濾波 器組以及合成爐波器組的形式呈現的數個具體實施例的— 種可能的應用。一種重要的應用領域係爲SBR系統或者 SBR 工具（SBR = Spectral Band Replication，光譜頻帶複
製）。然而，依據本發明所載的許多具體實施例的另外的應 用’也可能來自於其它的領域’其中光譜修改（例如，增益 修改或者等化）的需要係存在的，例如空間音頻物件編碼、 低延遲參數II體聲編碼、低延遲空間/環繞聲編碼、資訊框 損耗隱藏、廻聲消除或者其它對應的應用。 在SBR背後的基本槪念，係爲在一信號的高頻範圍（這 將稱之爲所謂的高頻帶信號）的特性，以及相同的該信號的 該低頻帶頻率範圍（將進一步稱爲低頻帶或者低頻帶信號） 的特性之間經常係存在一個強相關性的這個觀察。因此， 該原始輸入信號的該表示的一種好的近似，可以藉著從該 低頻帶至該高頻帶的一種轉置而達成。 除了該轉置之外，該高頻帶的重建包含光譜包絡 (spectral envelope)的成形，其包含彼等增益的一種調 整。這個程序，典型地係利用該原始輸入信號的高頻帶光 譜包絡的一種傳輸來控制。進一步地，當單獨的轉置並不 足夠時，從該編碼器發送的導引資訊，可以控制另外的合 成模組，例如反濾波、雜訊以及正弦加法，以利於處理音 頻材料。對應的參數包含用於該雜訊加法的彼等參數『雜 -40 - 1355649
訊高頻帶』，以及用於該正弦加法的該參數『聲調高頻帶』 (tonalities highband)。這些導引資訊，通常係稱之爲SBR 資料。
該SB R程序，可以藉著在該編碼器側的一種前置處理手 段’以及在該解碼器側的該後處理手段，與任何傳統的波 形或者編解碼器組合。該SBR可以僅花費很少的成本，即 可編碼一音頻信號的該高頻部分，同時該音頻編解碼器係 用以編碼該信號的較低頻部分。 在該編碼器側，係對該原始輸入信號進行分析，以及對 該高頻帶光譜包絡以及其與該低頻帶之間的關係的特性進 行編碼，並且所得到的該SBR係與來自於用於該低頻帶的 該編解碼器，進行多工處理。在該解碼器側，該SBR資料 係首先進行解多工處理。該解碼程序，一般而言係組織成 數個步驟。首先，該核心解碼器產生該低頻帶，接著該SB R 解碼器係作爲一個後處理器來運作，使用該解碼SBR資 料，以導引該光譜帶複製程序，接著即可得到一個全頻寬 輸出信號。 爲得到一個儘可能高的編碼效率，同時維持低的計算複 雜度，SBR強化編解碼器經常係實現成所謂的雙速率系 統。雙速率係指該有限頻帶的核心編解碼器，係操作在該 外部音頻取樣率一半的速率上。相較於此，係以該全取樣 頻率處理該SBR部分。. 第5圖係顯不一SBR系統500的綱要方塊圖。該SBR 系統500包含，例如一AAC-LD編碼器（AAC-LD = Advanced 1355649
Audio Codec Low-delay，進階音頻編解碼器低延遲）510 以及一SBR編碼器520，其中將被處理的該音頻資料係平 行地提供給這些編碼器。該SBR編碼器520包含一種分析 濾波器組530，在第5圖中係以QMF分析濾波器組顯示。 該分析濾波器組530係有能力可以提供，對應於以提供給 該SB R系統500的彼等音頻信號爲基礎的子頻帶聲道之子 頻帶音頻値。這些子頻帶音頻値接著係提供給一 SBR參數 萃取模組540，其可以產生如同先前所序述的，例如包含 該高頻帶的光譜包絡、高頻帶雜訊參數以及該高頻帶聲調 參數等之該SBR資料，這些SBR資料係接著提供給該 AAC-LD 編碼器 510。 該AAC-LD編碼器510，在第5圖中係以一種雙速率編 碼器顯示。換句話說，該編碼器510，在與提供給該編碼 器510的該音頻資料的該取樣頻率相較之下，係操作在該 取樣頻率的一半之頻率上。爲了有助於此，該AAC-LD編 碼器510係包含一個下降取樣級550，其係可選用地包含 —個低通濾波器，以避免例如由於違反該 Nyquist-Shannon定理所造成的失真。由該下降取樣級55〇所輸出 的該下降取樣的音頻資料，係接著提供給以一 MDCT濾波 器組的形式呈現的一編碼器560(分析濾波器組）。由該編碼 器560所提供的彼等信號，接著在該量化以及編碼階段57〇 中被量化並且編碼。此外，由該SBR參數萃取模組540所 提供的該SBR資料’也被編碼以得到一位元串流，其接著 將由該AAC-LD編碼器510輸出。該量化以及編碼階段570
<S -42 - 1355649 可以係’例如依據人耳的彼等列舉的特性，量化該資料。
該位元串流接者再提供給一AAC-LD解碼器580，其係 爲接收該位兀串流的該解碼器側的一部份。該AAC-LD解 碼器包含一種解碼以及解量化階段590，係用以從在該頻 域中表示該低頻帶的該位元串流以及該解量化的或者重新 量化的音頻資料中’萃取該SBR資料。該低頻帶資料，接 著係提供給一合成濾波器組600(反MDCT濾波器組）。該 反MDCT階段（MDCT_i)600將提供給該反MDCT階段的彼 等信號，從頻域中轉換至時域中，以提供一時間信號。此 時域信號接著係提供給SBR解碼器610，該解碼器610係 包含一分析濾波器組620，在第5圖中係以一 QMF分析濾 波器組顯示。 該分析濾波器組620執行對提供給該分析濾波器組 6 20，表示該低頻帶的該時間信號的一種光譜分析，這些資 料接著係提供給一高頻產生器630，也稱之爲HF產生器。 依據由該AAC-LD編碼器580所提供的f SBR資料，以及 它的解碼與解量化階段590，該HF產生器630可以產生該 高頻帶，係以該分析濾波器組620所提供的彼等低頻帶信 號爲基礎。該低頻帶以及該高頻帶信號兩者，係接著被提 供給一合成濾波器組640，其將彼等低頻帶以及高頻帶信 號從頻域轉換至時域，以提供一時域音頻輸出信號，用於 該SBR系統500。 爲了完整性起見，應該注意的係在許多情況中，如第5 圖中所示的該SB R系統500並不是以此方式實現。更精確 -43 - 1355649 而言，該AAC-LD編碼器510以及該SBR編碼器520通常 係在該編碼器側實現，並且通常係與包含該A AC-LD解碼 器580以及該SBR解碼器610的該解碼器側分隔開來實 行；換句話說，第5圖中所示之該系統500，實質上係表 示兩個系統的連結，亦即包含前述的彼等編碼器510、520 的一編碼器，以及包含前述的彼等解碼器580、610的一解 碼器。
依據本發明所敘述，以分析濾波器組1 0 0以及合成濾波 器組300的該形式呈現的數個具體實施例，舉例而言，可 以在第5圖中所示之該系統中實行，以取代該分析濾波器 組530、該分析濾波器組620以及該合成濾波器組640。換 句話說，該系統500的彼等SBR元件的合成或者分析濾波 器組，可以係例如被依據本發明所載之對應的具體實施例 所取代。此外，該MDCT 560以及該反MDCT 600也可以 分別爲低延遲分析及合成濾波器組所取代。在此情況中， 若上述的全部的取代皆被實行，該所謂的強化低延遲A AC 編解碼器（codec = coder-decoder)將被實現。 該強化低延遲AAC(AAC-ELD)的目標係在於，藉著使用 SBR 與 AAC-LD，以結合 AAC- LD(Advanced Audio Codec - Low-delay，進階音頻編解碼器-低延遲）的彼等低 延遲特性以及 HE-AAC(High Efficiency Advanced Audio Codec，高效率進階音頻編解碼器）的高編碼效率性。該SBR 解碼器610’在此狀況中的作用係當作一個後處理器，其 係在包含一個完整的分析濾波器組以及一合成濾波器組 -44-
1355649 640的該核心解碼器580之後，提供作用。因 解碼器610的彼等元件會增加另外的解碼延遲 5圖中以彼等元件620、630、540的該陰影部j 在SBR系統500的許多具體實施例中，該較 或者低頻帶的範圍，典型地係從〇 kHz至典型ί 並且係使用一種波形編碼器來編碼，稱之爲 器。該核心編解碼器，例如可以係該Μ P E G音 家族中的一種。此外，該高頻部分或者高頻帶 藉著該低頻帶的一種轉變來完成。SBR與一種 器的該組合’在許多情況中係實現成爲一種雙 其中該基礎的AAC編碼器/解碼器係操作在該 /解碼器的該取樣頻率的一半之該頻率上。 該控制資料的大部分係用於該光譜包絡表示 會隨著時間以及頻率而改變，可以盡可能使用 位元率支出’以盡可能的將該SBR程序將控制 它的控制資料主要是盡力控制該高頻帶的該 比。 _ 如同在第5圖中所顯示的，該基礎的A AC 的輸出’典型地係與一 32聲道QMF濾波器組 析。之後’該HF產生器模組630，重新創建該 著將QMF子頻帶聲道，從該現存的低頻帶，嵌 帶。此外’係針對每一個子頻帶聲道進行反濾 該位元串流所得到的該控制資料（SBR資料）。 器（envelope adjuster)係修改該重新產生的高 -45- 此，該SBR ，這係在第 >來說明。 低頻率部分 包 5-15kHz， 陔心編解碼 頻編解碼器 的重建，係 核心編解碼 速率系統， SBR編碼器 ，其解析度 最少額外的 的最好，其 音調對雜訊 解碼器5 8 0 620 —起分 高頻帶，藉 補至該高頻 波，依據從 該包絡調整 頻帶光譜包 < S ) 1355649
絡，並且加上額外的成分’例如係依據在該位元串流中的 該控制資料，加上雜訊以及正弦波。由於所有的運算皆係 在頻域（也已知係爲或者子頻帶域）中進行，該解碼器 61〇的最終步驟係爲一 QMF合成640,保住一個時域信號。 舉例而言，在該編碼器側的該QMF分析，係在一 32 QMF 子頻帶系統中對於10 24個時域樣本執行的該情況中，該高 頻率重建係可得到64-QMF子頻帶聲道，該合成係在彼等 64-QMF子頻帶聲道上進行，產生2048個時域樣本，如此 一來可得到兩倍的上升取樣。 此外，該核心編碼器510的延遲，由於在該雙速率模式 中係操作在該原始取樣率的一半的頻率上，因此係原本的 兩倍，這將造成在一 A AC-LD的該編碼器以及該解碼器程 序這兩者與SBR組合使用時額外的延遲來源。接下來，將 檢驗這樣的延遲來源，並且將最小化它們相伴的延遲。 第6圖係描繪第5圖中所示之該系統500的一個簡化的 -方塊圖’第6圖的重點係放在使用，用以編碼的SBR以及 低延遲濾波器組的該編碼器/解碼器程序中的延遲來源。比 較第6圖與第5圖，該MDCT 560以及該反MDCT 600， 係已經被延遲最佳化模組所取代，亦即被所謂的低延遲 MDCT 560'(LD MDCT)以及該低延遲反 MDCT 600'(LD IMDCT)所取代。此外，該HF產生器630也已經被一延遲 最佳化模組6 3 0'所取代。
除了該低延遲MDCT 560'以及該低延遲反MDCT 600' 之外’在第6圖中所示之該系統中係使用一修改過的SBR -46 - 1355649 成框以及一修改過的HF產生器63 0'。爲了避免由於核心 的編碼器/解碼器560、600以及各自的SBR模組的不同的 成框所產生的延遲，該SBR成框係經過改造以符合該 A AC-LD的480或者512的成框長度。此外，該HF產生器 630的時變格點（其隱含384個取樣延遲），就該SBR資料 在相鄰的 AC-LD資訊框上的擴展而言，係有限制的。因 此，在該SBR模組中，僅剩的延遲來源係爲彼等濾波器組 530 、 620 以及 640 〇
依據第6圖中所描繪的該狀況所示，在表示該A AC-ELD 編解碼器的一個部分實現時，一些延遲最佳化程序也已經 被實行，包含在該AAC-LD核心的一低延遲+濾波器組的使 用，以及移除先前所述之SB R重疊。爲了進一步地改善延 遲，必須檢驗其餘的模組。第6圖顯示，在使用SBR以及 彼等低延遲濾波器組（此處係稱之爲 LD-MDCT以及 LD-IMDCT)的該編碼器/解碼器程序中的彼等延遲來源。相 較於第5圖，在第6圖中，每一個方塊係表示一延遲來源， 其中係以陰影的方式畫出彼等延遲最佳化模組。到目前爲 止，彼等類似的模組並未針對低延遲進行最佳化。 第7a圖係描繪包含C-或者C+ + -虛擬程式碼的一個流程 圖，以說明依據本發明所載，以一分析濾波器組的形式呈 現的具體實施例，或者用以產生在音頻子頻帶聲道中的音 頻子頻帶値的一種對應的方法。更爲精確而言，第7a圖係 表示用於32個頻帶的一複數分析濾波器組的一個流程圖。 如同在先前槪略描述的，該分析濾波器組係用以將例如 -47 - 1355649 從該核心編碼器輸出的該時域信號，分割成N = 32個子頻 帶聲道信號。來自於該濾波器組的輸出，亦即彼等子頻帶 樣本或者音頻子頻帶値，在一複數分析濾波器組的該情況 中，係爲複數，且因此與一實數·爐波器組比較之下，係超 取樣兩倍。該濾波程序係牽涉到並且包含將在下文中敘述 的彼等步驟，其中一個陣列x( η)係正好包含320個時域樣 本，進入該陣列中，彼等樣本η的索引値越高，代表樣本 越舊。
在該方法的彼等具體實施例從步驟S100開始之後，首 先，在該陣列x(n)中的彼等樣本，係在步驟S110中平移 32個位置。最舊的32個樣本被拋棄，並且在步驟S1 20中， 將32個新的樣本儲存在位置31至0中。如第7a圖所示， 進入的時域音頻樣本係儲存在該31至0範圍中，對應於一 遞減索引η的位置。這將造成儲存在對應的該資訊框或者 向量的彼等樣本的時間反轉’使得依據該（相同長度的）合 成視窗函數爲基礎’反轉該視窗函數的索引以得到該分析 視窗函數已經被處理完成。 在步驟S130的過程中，係以方程式（15)爲基礎，利用彼 等係數的c (j)的一種線性.內插以得到視窗係數c i (j)。該內 插法係以N = 64數値的一個區塊大小（區塊長度或者子頻帶 値個數）爲基礎’以及包含T = 10個區塊的一個資訊框爲基 礎。因此，該內插過的視窗函數的彼等係窗係數的索引， 依據方程式（15)而定’係在0至319的該範圍中。彼等視 窗係數c (η) ’係如本專利說明書的的附件1的圖表中所給 -48- 1355649 定的。然而，依據實現的細節而定，爲了依據在附件1與 3中的圖表中所給定的彼等數値爲基礎，以獲得彼等視窗 係數，相對於對應於彼等索引128至255以及384至511 的彼等視窗係數的額外的正負號改變（乘上因子（-1))，係應 該考慮的。 在這些情況中，將被使用的彼等視窗係數w(n)或者 c (η)，可以依據下列方程式來決定： ^ 吣n) = wta仙⑻，s⑻ (i6a) 其中該正負號切換函數s(n)係依據： ί~ 1 for 128 < η < 255 and 384 < η < 51l] else } (1⑽ 對於n = 0至639，其中wtabie(n)係爲在彼等附件的彼等圖 表中所給定的彼等數値。 然而，彼等視窗係數並不需要依據附件1中的該圖表來 實行，才可以獲得例如已經在先前敘述過的延遲減低。爲 φ 達成此延遲減低，同時維持已處理過的該音頻資料的品質 水準，或者達成另外的取捨，對於在0至639該範圍之內 的該視窗係數索弓丨η的彼等視窗係數c (η)，可以滿足如同 在附件2至4之中，任一個附件所給定的關係集之中的— 個關係。此外，應該注意的是也可以在依據本發明的數個 具體實施例中，實施其它的視窗係數c(n)。自然地，也可 以實行包含不同於320或者640的視窗係數數量的其它的 視窗函數，雖然在彼等附件1至4中的彼等圖表，僅可實 行於具有640個視窗係數的視窗函數。 -49- 1355649 如步驟S130的該線性內插法，在一視窗函數包含偶數 個數的視窗係數的該情況中，係可導致明顯的品質改善， 以及混疊效應的減低或者消除。應該進一步提出的是該複 數單位並非如同方程式（1)、（2)以及（16)中係表示爲】·，而 係表不爲。 在步驟S140中，該陣列χ(η)的彼等樣本，接著係逐項 元素地乘上該內插視窗的彼等視窗係數ci(η)。
在步驟S150中，彼等視窗型樣本係依據第7a圖中的該 流程圖中所給定的該方程式，總和在一起，以創建該64個 元素的陣列u(n)。在步驟S160中，係依據該矩陣運算MU， 計算32個新的子頻帶樣本，其中該矩陣Μ的元素係給定 如下列方程式： M(kr η) = 2 exp i . 〇c + 0.5) . (2 · η _ 95)、 .~~ 64 .
[0 < A: < 32 0 < n < 64 a (17)
其中exp ()係表示複數指數函數，以及如同先前所提到的， i係爲該虛數單位。在該流程圖的迴圈，終止在步驟S170 之前，可以輸出彼等子頻帶値W(k,l)( = W[k][l])之中的每 一個數値，其中W(k,l)係對應於在具有索引k的該子頻帶 聲道中的該子頻帶樣本1。換句話說，第7a圖中所示的該 流程圖的每一個迴圈，係產生32個複數子頻帶値，每一個 係表示來自於一的濾波器組子頻帶聲道的輸出。 第7b圖係描繪，藉著彼等資訊框150的每一個之兩個 區塊的一種五倍的加法，以瓦解包含視窗型時域音頻樣本 z(n)的10個區塊160-1, ...,160-10之視窗型時域音頻樣本的 -50 - 1355649 該資訊框150’成爲該向量u(n)的該步驟S150。該瓦解程 序或者縮回程序係針對每一個元素逐項執行，使得對應於 彼等區塊 160-1、160-3、160-5、160-7 以及 160-9 中的每 一個區塊之內’相同的樣本索引的彼等視窗型時域音頻樣 本，係相加在一起，以獲得在該向量xi(n)的彼等第一區塊 650-1中的對應數値。相應地，依據彼等區塊160-2、160-4、 160-6、160-8 以及 160-10，在區塊 160-2 中，該向量 u(n) 的彼等對應的元素係在步驟S1 50中產生。
如本發明之以一分析濾波器組的該形式呈現的另一具 體實施例，可以實現爲一 64頻帶的複數低延遲濾波器組。 作爲一分析濾波器組的此複數低延遲濾波器組的處理程 序，基本上係類似於如同在第7a圖的該上下文中所描述的 該分析濾波器組。由於該類似性，以及基本上與在第7a圖 的該上下文中所敘述的相同之該處理程序，第7a圖中所描 述的該用於32個頻帶的複數分析濾波器組’以及用於64 個頻帶的該複數分析濾波器組之間的差異，將在此處槪略 敍述。 與第7a圖中所示之包含32頻帶的該分析濾波器組相比 之下’該資訊框向量X (η)，在一 6 4個頻帶的分析爐波益組 的該情況中，係包含具有從〇至639的索引之640個元素。 因此，該步驟S11 0係經過修改’使得在該陣列χ (η)中的彼 等樣本係被平移64個位置，其中最舊的64個樣本係被拋 棄。在步驟S120中，並非使用32個新的樣本’取而代之 的係將64個新的樣本儲存在63至〇的彼等位置中。如第 -51- 1355649 7c圖中所示，進來的時域音頻樣本係儲存在對應於在63 至〇的該範圍中遞減的索引n的位置上。這將造成儲存在 對應的該資訊框或者向量的彼等樣本的一種時間反轉，使 得依據該（相同長度的）合成視窗函數，反轉該視窗函數的 索引以獲得該分析視窗係已經被處理完成。 由於用以視窗化該向量資訊框χ(η)的該視窗c(n)，典型 地係包含640個元素，線性地內插彼等視窗係數以獲得該 內插的視窗ci(n)的該步驟S130可以省略。
之後，在步驟S140中，該陣列x(n)的彼等樣本係被乘 上，或者使用該視窗係數序列c(n)進行視窗化，其係再一 次地以附件1中的該圖表中的彼等數値爲基礎。在該視窗 係數係爲這些合成視窗函數的該情況中，利用該視窗c(n) 對該陣列x(n)進行視窗化或者乘法係依據下列方程式執 行： z(n) = x(n) · c(n) ， (18) Φ 對於η = 0,…，639。再一次地，爲了達成該視窗函數的低延 遲特性，並不需要完全地依據以附件1的圖表中所給定的 彼等數値爲基礎的彼等視窗係數來實現該視窗函數。對於 許多的應用，在其中的彼等係數係滿足在附件2至4中的 彼等圖表中所給定的任一組關係式的一種實現架構，係已 經足以達成在品質以及該延遲的顯著的降低之間的一種可 接受的取捨。然而，依據實現的細節而定，爲了依據在附 件1與3中的圖表中所給定的彼等數値爲基礎，以獲得彼 等視窗係數，相對於對應於彼等索引128至255以及384
-52 - < S 1355649 至511的彼等視窗係數的額外的正負號改變（乘上因子 (-1)) ’係應該考慮的，如方程式（16a)與（16b)。 第7a圖中所示之該流程圖的步驟si 50，接著係被該向 量資訊框z(n)的彼等樣本的一個加法所取代，如下列方程 式： 5 Φ) = Σ + J · 128) (19) 以創建該128個元素的陣列u(n)。
第7a圖的步驟S1 60,之後係爲其中64個新的子頻帶樣 本的計算，係依據該矩陣運算Mu的一個步驟所取代，其 中該矩陣Μ的彼等矩陣元素係給定如下列方程式：. M{k, η) exp .π · [k + 0.5) . (2 · η - 191)、 128 ' 0 ^ k < 64 Ο < η < 128 ,(20> 其中exp()係表不複數指數函數，以及如同先前所提到的， i係爲該虛數單位。
第7c圖係描繪如本發明所載，以用於32個子頻帶聲道 的實數濾波器組的該形式呈現的一具體實施例。如第7C圖 中所描繪之該具體實施例’與第7a圖中所顯示之該具體實 施例並沒有顯著的差異。這兩個具體實施例之間的主要差 異，係爲計算新的32個複數子頻帶音頻値的步驟Sl6〇 , 在第7c圖中所示的該具體實施例中，係以步驟S1 62取代， 在步驟S162中，係依據一矩陣運算Mru，計算32個實數 子頻帶音頻樣本，其中該矩陣的彼等矩陣元素係給定如 下列方程式：
<S -53 - • (21)1355649
Me(k, π) = 2 - 一p ·(欠 + 0.5) . (2 · η - 95V| ί〇 ^ ^ < 32 V 64 / {〇 ^ η < 64 如此一來，在該流程圖中的每一個迴圈係產生32 頻帶樣本，其中W(k,l)係對應於該子頻帶k的該 頻樣本1。 該實數分析濾波器組可以係例如用於一 SBR 功率模式的該架構中，如第5圖所示。該SBR工 功率模式，與該高品質SBR工具之間的差異，主 於係使用實數濾波器組的這個事實。這將減低兩 複雜度，以及計算精力，使得每一個單位時間內 數量’基本上可以減低兩倍，因爲不需要計算虛 如本發明所提出之彼等新的濾波器組，係可與 的該低功率模式完全相容。因此，與如本發明所 器組一起使用，SBR系統仍然可以在該正規模式 複數濾波器組一起使用的高品質模式以及在與實 組一起使用的該低功率模式兩者中執行。該實 組，可以係例如，藉著僅使用該實數（餘弦調變ί 且忽略該虛數値（正弦調變的貢獻），從該複數濾 導而得。 第8a圖顯示依據本發明中，以用於64個子頻 複數合成濾波器組的形式呈現的一個比較實例 圖。如同在先前所槪略描述的，該SBR處理過的 號的該合成濾波可以達成，係使用一種64個子頻 合成濾波器組。該濾波器組的輸出，如同在第1
個實數子 子頻帶音 系統的低 具的該低 要係有關 倍的計算 的運算的 數部分。 S B R系統 載之濾波 或者在與 數濾波器 數濾波器 勺貢獻）並 波器組推 帶聲道的 的一流程 子頻帶信 帶聲道的 圖的上下 .< ,S -54- 1355649 文中所槪略描述的，係爲實數時域樣本的一個區塊。該程 序係在第8a圖中，利用該流程圖說明，其同時也描繪以用 以產生時域音頻樣本的一種方法的該形式呈現的一個比較 實例。
該合成濾波，在一開始步驟（步驟S200)之後，包含接下 來所敘述的彼等步驟，其中一個陣列v包含1280個樣本。 在步驟S210中，在該陣列v中的彼等樣本係被平移128個 位置，其中最舊的128個樣本係被拋棄。在步驟S220中， 64個新的複數音頻子頻帶値係被乘上一個矩陣N，其中彼 等矩陣元素N(k,n)係給定如下： N{kf n) = · expf [疋.+ 0 _ 5) . (2 . η - 63)) ί 〇 < λ < 64 64 V 128 / [Ο < π < 128，(22) 其中exp()係表示該複數指數函數，以及i係爲該虛數單 位。由此運算所得到的輸出的該實數部分，係儲‘存在陣列 v的彼等位置0-127，如第8a圖中所描繪的。 在步驟S230中，現在係已經在時域中的彼等樣本，依 據第8a圖中所給定的該方程式，從該陣列v中萃取出來， 以創建一640個元素的陣列g(n)。在步驟S240中，陣列g 在時域中的彼等實數樣本，係乘上該視窗係數c (n)，以產 生一個陣列w，其中彼等視窗係數，再一次地係以附件1 的圖表中的彼等數値爲基礎的視窗係數。 然而，如同在先前槪略敘述的，彼等視窗係數並不需要 完全地依據附件1的圖表中所給定的數値。在不同的比較 實例中’若彼等視窗係數滿足附件2至4的彼等圖表中所 -55 - 1355649
給定的彼等關係式的集合之中的任一組關係式，則已經足 以達成該合成濾波器組的該期望的低延遲特性。此外，如 同在該分析濾波器組的上下文中所解釋的，其他的視窗係 數也可以使用於該合成濾波器組的架構中。然而，依據實 現的細節而定，爲了依據在附件1與3中的圖表中所給定 的彼等數値爲基礎，以獲得彼等視窗係數，相對於對應於 彼等索引128至255以及384至511的彼等視窗係數的額 外的正負號改變（乘上因子（-1))，係應該考慮的。 在步驟S250中，係依據該最後步驟以及第8a圖中的該 流程圖所給定的公式，在該流程圖終止於步驟S2 60之前的 —個迴圏中，將來自於該陣列w(n)的樣本總和在一起，以 計算64個新的輸出樣本。在第8a圖中所示之該流程圖中， X(k)[l]( = X(k,l))係對應於在具有索引k的該子頻帶聲道中 的音頻子頻帶値1。在第8a圖中所描繪的每一個新的迴 圈’會產生64個時域、實數音頻樣本，作爲一個輸出。 第8a圖中所示之用於64個頻帶的複數分析濾波器組的 該實現架構，並不需要，如同在第2b圖中所示之該具體實 施例的上下文中所解釋的一個包含數個儲存位置的重疊加 法緩衝區。此處，該重疊加法緩衝區係『隱藏』在以儲存 在該向量v中的彼等數値爲基礎計算的彼等向量v與g 中。該重疊加法緩衝區係在這些具有大於128的這些索引 的這些向量的架構中實現，使得彼等數値係對應於來自於 以前或者過去區塊的數値。 第8b圖係描繪’用於64個實數音頻子頻帶聲道的一個 -56 -
1355649 實數合成濾波器組的一的流程圖。如第8b圖所示之 合成濾波器組’在一低功率SBR實施架構中，也可 成爲對應的一個SB R濾波器組。 第8b圖的該流程圖’與第8a圖的該流程圖之間 的差異係有關於步驟S222,其係取代第8a圖的步驟 在步驟S222中，彼等64個新的實數音頻子頻帶値 上一個矩陣Nr’其中該矩陣的彼等元素Nr(k,n)， 如下列方程式：
Nr(k, η) = — · cosf〇·5) · (2 · η - 63)) ί 0 < k < 64 32 l >|〇 < n < 128 其中’這個運算所得到的輸出，係再一次地儲存在 v的0-127之彼等位置。 除了這些修改之外，如第8b圖所示，在用於該 SBR模式的一實數合成濾波器組的該情況中的該流 與第8a圖中所示的用於該高品質SBR模式的該複 濾波器組的該流程圖並沒有差異。 第8c圖係描繪如本發明所敘述以一種下降取樣 成濾波器組以及適當的方法的該形式呈現的一個具 例的流程圖，其可以係例如實施於一高品質SBR實 中。更精確而言，如第8c圖中所示之該合成濾波器 關於具有能力可以處理32個子頻帶聲道的複數音 帶丨直的一複數合成濾波器組。 彼等SB R處理的子頻帶信號的該下降取樣合成相 藉著使用如第8c圖所描繪的一個32聲道的合成濾 -57 - 該實數 以實現 最主要 S220 〇 ，係乘 係給定 ,(23) 該陣列 低功率 程圖， 數合成 複數合 體實施 現架構 組係有 頻子頻 【波，係 波器組 1355649 而達成。該濾波器組的輸出係、爲一個區塊的實數時域樣 本，該程序係如同第8c圖中的該流程圖所給定的°該合成 濃波程序，在一開始步驟（步驟S300)之後’包含下文所述 的彼等步驟，其中一個陣列v係包含640個實數時域樣本。
在步驟S310中’在該陣列v中的彼等樣本係被平移64 個位置，其中最舊的64個樣本係被拋棄。之後，在步驟 S3 20中，彼等32個新的複數子頻帶樣本或者複數音頻子 頻帶値係被乘上—個矩陣N’該矩陣的彼等元素係給定如 下： N(k, η)-— 64
• π . (Jf + 〇 · 5) . (2， 64
0 < Jf < 32 0 < n < 64 ,(24) 其中exp ()表示該複數指數函數，以及i再一次地係爲該虛 數單位。此運算輸出的該實數部分，係接著儲存在該陣列 〇-63的彼.等位置。
在步驟S330中，係依據第8c圖的該流程圖中所給定的 該方程式，從向量v中萃取出彼等樣本，以創建一個320 個元素的陣列g。在步驟S340中，係利用依據方程式（15) 對彼等係數c (η)進行一種線性內插，以獲得一內插過的視 窗函數之彼等視窗係數ci (η)，其中該索引η再一次地係在 〇至319的該範圍中（對於方程式（15)，Ν = 64，Τ = 10)。如 同在先前所說明的，視窗函數c(n)的彼等係數，係依據附 件1的該圖表中所給定的彼等數値而定。此外，爲了達成 梢早所描繪的該低延遲特性，彼等視窗係數c(n)，並不需 要完全地係爲附件1的該圖表中所給定的數字。若彼等視
< S -58 -
1355649 窗係數c(n)’滿足如附件2至4中所給定的彼等 的至少一組關係式，係已經足夠。然而，依據實 而定’爲了依據在附件1與3中的圖表中所給定 値爲基礎，以獲得彼等視窗係數，相對於對應於 128至255以及384至511的彼等視窗係數的額 號改變（乘上因子（-1 ))，係應該考慮的，如方程 (16b)。此外，包含不同的視窗係數c(n)之不同 數’自然地也可以實行於本發明的許多具體實施 在步驟S350中，係將該內插過的視窗函數的 窗係數Ci(n)，乘上陣列g的彼等樣本，以獲得該 域樣本。 之後’在步驟S360中，係在第8c圖的該流程 最後步驟S3 70之前，利用，如該最後步驟S360 來自於陣列η)的樣本加在—起，以計算32個 樣本。 如同在先前所指出的，在第 8c圖的該流 M[k】[l])( = x(k，l))係對應於在該音頻子頻帶聲道 個音頻子頻帶値1。此外，如第8c圖中所指示；5 每一個新的迴圈，會產生32個實數時域樣本，ί 第8 d圖顯示如本發明所載，以—下降取樣甲 濾波器組的形式呈現的一具體實施例的流程圖， 如實施於一低功率SBr濾波器組的該情況中。！ 所示之該具體實施例以及該流程圖，與第8c圖弓 下降取樣複數合成濾波器組的該流程圖之間的言 -59 - ;關係式中 現的細節 :的彼等數 彼等索引 丨外的正負 式（16a)與 的視窗函 例中。 該內插視 視窗型時 圖中的該 所示，將 新的輸出 程圖中， k中的一 .流程圖的 F爲輸出。 (實數合成 其可以例 I 8d圖中 1所示之該 i異，係僅 1355649 與步驟S3 20有關，此步驟在第8d圖中所示之該流程圖中， 係爲步驟S322所取代。 在步驟S322中’係將彼等32個新的實數音頻子頻帶値 或者子頻帶取樣乘上該矩陣Nr，其中該矩陣>^的彼等元 素，係給定爲：
Nr(kf η) = — + 〇>5) · (2 · η - 3l)>| ί〇 < ^ < 32 32 ' 64 / {〇 S η < 64，（25)
其中，此運算的輸出係儲存在陣列ν的〇至64的彼等位置。 第9a圖顯示，以對應於用於64個子頻帶聲道的一複數 分析濾波器組的一種方法的形式呈現的一個比較用實例的 實施架構。第9a圖係顯示以MATLAB實現的一種實施架 構，其提供一個向量y作爲輸出，以及一個向量『狀態』》 在第9a圖的此腳本中所定義的該函數係稱爲LDFB80，其 中係提供包含新的音頻樣本的一個向量X以及該向量『狀 態』給該函數LDFB80，當做輸入。該函數的名稱LDFB80， 係爲用於延伸至過去8個區塊以及延伸至未來的〇個區塊 之低延遲濾波器組的縮寫。 在該MATLAB程式語言中，該百分比符號（％ )係表示簡 評，並不會被執行，而僅係用於評論以及說明該原始程式 碼的目的。在接下來的敘述中，該原始程式碼的不同段落’ 將相對於它們的功能，進行解釋。 在該程式碼序列S400中’以該向量『狀態』表示的該 緩衝區，係以一種使得具有577至640的彼等索引之該向 量『狀態』的內容’係爲包含彼等新的時域音頻輸入樣本 -60 - 1355649 的該向量X的內容所取代的方式更新。在該程式碼序列 S410中’儲存在該變數LDFB80_win中的的該分析視窗函 數的彼等視窗係數，係傳送至該向量win_ana。 在步驟S420中，係執行該實際的視窗化，其中係假設 最後的彼等樣本係與該緩衝區的右側對齊。在區塊S42〇 中’該向量狀態的內容係逐項地乘上（.*)包含該分析視窗函 數的該向量win_ana的彼等元素，此乘法的輸出之後係儲 — \
存在該向量x_win_orig之內。 在步驟S430中’該向量x_win_orig的內容，係經過重 新成形’以形成一個大小爲128· 5個元素的矩陣，稱爲 x_stack。在步驟S440中，該堆疊x_stack的該正負號改 變’係相對於該矩陣x_s tack的第二以及第四行執行。 在步驟S450中，該堆疊x_stack，係藉著將x_stack相 對於該第二索引的彼等元素相加在一起，並且同時反轉彼 等元素的順序以及在再一次將該輸出結果儲存在各種不同 x_stack之前轉置該輸出結果而被瓦解或者縮回。 在該程式碼片段S460中，從時域至頻域的該轉換，係 藉著計算與被提供該引數（-i . π · n/12S)的該複數指數函 數相乘的該堆疊x_Stack的已經逐項相乘過後的該內容的 —個快速傅立葉變換（Fast Fourier Transformation, FFT) 而完成，其中該引數的索引係在0至-127的該範圍中，以 及1係爲該虛數單位。 在該程式碼區段S4 70中，一種後置的撫弄，係藉著定 義該變數m = (64 + l)/2，以及藉著依據下列方程式，計算包
-61- < S 1355649 含彼等音頻子頻帶傳作爲一個向量y的該區塊來執行： (26) v(k) = 2 · temp{k) · exp(- 2i · ^- · ((^ - l + ij . 該索引k，在第9a圖中所示之該實施架構中，係涵蓋從1 至64的整數的範圍。該向量y係接著輸出，作爲包含第1 圖的彼等音頻子頻帶値的該向量或者區塊。在上述的該第 二分解方程式（26)上面的一槓，以及在第9a圖中，該函數
c〇nj()編碼程式段S417 ’係指示該各自的複數的該引數之 共範複數（c 〇 m p 1 e X c ο n j u g a t e)。 在一最終的程式段S480中，係該狀態向量平移64個元 素。在其平移過後的形式之該狀態向量，接著係可以提供 給該.函數LDFB 80,再一次作爲該函數另—個迴圏的—個輸 入。 第9b圖係顯示，依據本發明的一個具體實施例，以對 應於用於32個子頻帶聲道的一複數分析濾波器組的一種 方法的該形式呈現的一種MATLAB實現架構。對應地，所 定義的該函數係稱之爲LDFB80_32，指示該實現架構係依 據進入過去的8個區塊以及進入未來的〇個區塊之額外的 重疊’表示用於32個子頻帶聲道的一種低延遲濾波器組。 第9b圖的該實施架構’欲第9a圖中所示之該實施架構 之間的差異’係僅與一些程式碼序列有關，如同將在接下 來的敘述中槪略描述的。彼等程式碼序列S400、S430、 S460' S470以及S480，係以對應的程式碼序列S4〇〇，、 S430'、S460'、S47CT以及S480'取代，主要係考慮到該函 -62 - 1 1355649 數LDFB80_32所輸出的子頻帶聲道的數量，或者子頻帶値 的數量，係減低成爲1/2的這個事實。相應地，該步驟S400' 係有關於如第1圖中所示，相對於對應於該新的區塊220 的對應的彼等32該新的區塊220的對應的彼等32個時域 音頻輸入樣本的索引289至320的最後的32個項目進行更 新的該向量f狀態』。
然而，在第9a與第9b圖中所示的彼等實施架構之間的 主要的差異，係出現在第9a圖的該程式碼序列S410中， 其係爲第9b圖中所示之該實施架構中的程式碼序列S412 所取代。用於第9b圖步驟S412的該程式碼序列，首先係 包含將包含儲存在該向量 LDFB80_win中的視窗之彼等 640個視窗係數，複製到本地的該向量win_ana之步驟。 之後，係發生如方程式（15)之一種內插程序，’其中以該向 量win_ana的彼等向量元素表示兩個連續的視窗係數係相 加在一起再除以2，且之後再存回該向量win_ana。 接下來的該序列S420，細與第9a圖中所示之該程式碼 序列S4 20完全一致，其係執行該向量狀態的彼等數値或者 元素的該視窗化，以及包含該內插過的視窗函數的彼等內 插視窗係數的該向量win_ana的彼等元素之間實際的逐項 乘法（.*)。此運算的輸出係儲存在該向量 x_win_orig之 中。然而，在第9b圖的該程式碼序列S4 20以及第9a圖中 該對應的程式碼序列S420之間的差異，係在於在第9b圖 的該情況中，在該視窗化的架構中所執行的乘法運算的次 數，並非640而是320。 -63 - 1355649 在取代該程式碼序列S430的該程式碼序列S430'中’係 藉著重新對該向量x-win-orig進行成形以準備該堆疊 x_stack。然而，由於相較於第9a圖的包含640個元素的 該對應的向.量，該向量x_win_orig僅包含320個元素’因 此該矩陣X-Stack係僅爲64* 5個元素的一個矩‘陣。
該正負號改變的彼等程式碼序列S440,以及瓦解該堆疊 的該程式碼S4 50，在如第9a與第9b圖的兩個實施架構中 係完全一致的，除了元素個數的減低之外（320相較於640)。 在取代該程式碼序列S460的該程式碼序列S460'中，係 執行視窗資料的一種奇數的複數快速傅立葉變換（F FT)，其 係非常類似於第9a圖的程式碼序列S4 60的該變換。然而， 再一次地，由於輸出音頻子頻帶値的數量降低，快速傅立 葉變換的輸出結果、該堆疊x_stack的彼等元素之逐項乘 法以及該引數（_i . π . n/64)的該複數指數函數，係提供 給該向量『temp』，其中該索引η係在0與63的該範圍中。 之後，在該修改過的程式碼序列S470'中，該後置撫弄 程序，係藉著定義該變數m = (32 + 1)/2，以及藉著依據方程 式（26)產生該輸出向量y來執行，其中該索引k僅涵蓋從1 至32的範圍，且其中出現在該複數指數函數的該引數中的 該數字128，係以該數字64替代。 在該最後的程式碼序列S48 0'中，該緩衝區狀態，在第 9b圖中所示之該實施架構的情況中，係被平移32個元素， 其中在該對應的程式碼序列S4 80中，該緩衝區係平移64 個元素。 < ：S ) -64-
1355649 第l〇a圖顯示一種MAT LAB腳本’說明依據以 用於64個子頻帶聲道的複數合成濾波器組的一種 該形式呈現的一比較實例而定的一種實施架構。第 中所示之該腳本，定義該函數ILDFB80，其中’表5 圖中的音頻子頻帶値的該區塊320的該向量X，以 態向量『狀態』（state)，係提供給該函數ILDFB80 輸入參數。該名稱ILDFB80，係指示所定義的該函 爲對應於來自於過去的8個音頻資料區塊以及來自 的〇個區塊的一反低延遲濾波器組。該函數提供一 y，以及一個新的或者重新定義的狀態向量『狀態』 輸出，其中該向量y對應於來自於第2a圖的該時域 本區塊410。 在一程式碼序列S500中.，係執行一前置撫弄， 定義變數m = (64 + l)/2以及一個向量temp。該向j 的彼等元素temp (η)，係定義如下列方程式： temp(n) = | · χ(η) exp(2i · π(/ι _ 1 + 含）·遗) 其中，在該向量X (η)的元素上的一槓，以及該函數 係表示共軛複數，exp()係表示複數指數函數，i係 虛數單位，以及η係爲在從1至64該範圍中的一個 在該程式碼序列S510中，該向量temp係展開成 陣，在該矩陣的第一行包含該向量temp的彼等元素 在該第二行中’包含相對於由該向量的索引所定義 元素的順序之該反轉的向量temp的共軛複數。因此 對應於 方法的 10a圖 片第2a 及一狀 ，作爲 數，係 於未來 個向量 ，作爲 音頻樣 其中係 :temp (27) conj() 表不該 索引。 一個矩 ，以及 的彼等 ，在該 -65 - 1355649 程式碼序列S510中，係依據該向量temp，建立該矩陣temp 的一種奇對稱。 在一程式碼序列S520中，係依據該矩陣temp，執行一 種奇數的快速傅立葉變換（F FT)。在此程式碼序列中，係執 行該矩陣temp的該反傅立葉轉換的該輸出靖果，與具有引 數（i · π/128)的該指數函數之間的逐項乘法，並且該結果 的實數部分係輸出至一向量y_knl，其中該索引η係在〇 至127的該範圍中。
在該程式碼序列S530中，係形成該資料的一種延伸， 以及以及交替的正負號翻轉。爲了達成此目的，該向量 y-knl的彼等元素的順序係被反轉，並且在此同時係完成 —個符號的翻轉。之後，定義一個矩陣tmp，係包含該向 量y_knl的第一、第三以及第五行，其中該第二以及第四 行包含已翻轉符號的該向量。 在一程式碼序列S540中，儲存在該向量LDFB80_win 中的彼等視窗係數係首先複製至該向量win_ana。之後， 彼等合成視窗係數係依據儲存在該向量win_ana中的彼等 分析視窗係數決定，藉著產生該分析視窗函數的一個時間 反轉版本，如下列方程式： win _ syn(n) = win _ ana(N · T - η) — f (28) 其中Ν · Τ係爲視窗係數的總數，以及η係爲彼等視窗係 數的索引。 在一程式碼序列S550中，該合成視窗係實施於該向量
-66- < S 1355649 tmp ’藉著該向量與該合成視窗函數之間的一種逐項乘 法。在一程式碼序列S5 60中，該緩衝區係藉著設定索引爲 5 77至640至0的該向量『狀態』的彼等元素，以及藉著 將該視窗行向量tmp的內容與該狀態向量『狀態』相加， 以進行更新。 在一程式碼序列S5 70中，包含彼等時域音頻樣本的該 輸出向量y’係從該狀態向量，藉著萃取該狀態向量索引 爲1至64的彼等元素，而被抽取出來。
在一程式碼序列S580中，如第l〇a圖中所示之該函數 的該最終程式碼區段，係將該狀態向量『狀態』平移64個 元素’使得索引爲65至640的彼等元素，係被複製至該向 量『狀態』的前576個元素。 第l〇b圖顯示，如本發明的一個具體實施例，以用於32 個子頻帶値的複數合成濾波器組的形式呈現的一個實現架 構的MATLAB腳本。由第l〇b圖中所示之該腳本所定義的 該函數的名稱，係闡明此函數，由於所定義的該函數係稱 爲ILDFB80_32，係指示所定義的該函數爲32個頻帶的一 反逆的低延遲濾波器組，具有來自於過去的 8個區塊重 疊，以及來自於過去的0個區塊重疊。 如同相對於第9a與第9b圖中所示之實施架構的一種對 照所討論的，依據第l〇b圖的該腳本之該實施架構，也係 與如第l〇a圖的該64個頻帶的合成濾波器組之該實施架構 有密切的關連。如此一來，相同的彼等向量係提供給該函 數，並且有該函數輸出，然而，該函數與第l〇a圖中的該
< S -67 - 1355649 實施架構相較之下，僅包含半數的元素。用於32個頻帶的 一 32頻帶合成濾波器組的該實施架構，與第10a圖中所描 繪的該64子頻帶聲道版本之間，最主要的差異係與兩個方 面有關。彼等程式碼序列S500、S510、S5 20、S53 0、S560、 S570以及S58 0係被其中的將被定址的元素數量，以及其 它元素相關的參數係被除以2的彼等程式碼序列所取代。 此外，產生該合成視窗函數的該程式碼序列S540，係爲一
程式碼序列S542所取代，其中該合成視窗函數，係被當作 如方程式（15)之一個線性內插合成視窗函數而產生。 在取代該程式碼序列S500的該程式碼序列S500'中，該 變數m係定義爲等於m=(32 + l)/2，並且該向量temp係依 據方程式（27)來定義，其中該索引n僅涵蓋1至32的該範 圍，並且其中在該指數函數的該引數中的該因子1/128係 爲該因子1/64所取代。 於是，在取代該程式碼序列S510的該程式碼序列S51(T 中，該索引範圍僅涵蓋包含該向量temp的該32個元素的 索引。換句話說，該索引僅涵蓋從1至32的彼等數値。因 此’在取代該程式碼序列S520的該程式碼序列S520，中， 該指數函數的引數，係爲（i. π · n/64)所取代，其中該索引 η係再從0至63的該範圍中。在該程式碼序列S530,的該 架構中’該索引範圍，相較於該程式碼序列S530，係也降 低爲1 / 2。 取代第圖的該程式碼序列S540的該程式碼序列 S542，也將儲存在該向量LDFB80_win中的該視窗函數，複 -68 - 1355649 製至該向量win_ana，並且依據方程式（28)產生一個時間 反轉版本win_syn。然而，第i〇b圖中所示之該實現架構 的該程式碼序列S542，進一步包含如方程式（15)的一個內 插步驟，其中對於該重新定義的向量win_syn的每一個元 素’包含該合成視窗函數的彼等視窗係數，該原始合成視 窗函數的兩個連續的視窗係數的一種線性內插。
將該視窗實施於該向量tmp以及將彼等元素tmp以其 視窗型版本取代的該程式碼序列S550，如同在第10a圖與 第10b圖中各自的程式碼序列的一個直接比較所顯示的， 就該程式碼而言係完全相同的。然而，由於在第10b圖的 該實現架構中，該向量tmp的尺寸較小，因此在一實現程 序中，僅需完成半數的乘法運算。 同樣地，在分別取代彼等程式碼序列S560、S570以及 S580的彼等程式碼序列S560'、S57(T以及S58(T的該架構 中’索引640以及64，係分別爲320以及32所取代。引 此’這三個最終的程式碼區段，與第10a圖中所示之該實 現架構的彼等程式碼序列之間的差異，僅係與彼等向量狀 態tmp與y的尺寸有關。 如同到目前爲止所敘述的彼等具體實施例已經闡明 的’該分析視窗器以及該合成視窗器係可適當改變，以視 窗化包含在各自的資訊框中，在該時域中的各自的彼等樣 本，係藉著將這些逐項地乘上一視窗函數的彼等視窗係數。 在描述一個視窗函數之前（該視窗函數可以例如當作合 成視窗函數以及當作以其更接近的時間反轉版本呈現的分
(S -69 - 1355649 析視窗函數來使用），將更詳細地槪述如本發明之數個具體 實施例之優點，特別係鑑於第5與第6圖中所示之SBR工 具或者系統的該架構的實現。
在這些優點中，如本發明之數個具體實施例，以及包含 多於一個以上的如本發明之具體實施例的系統所能提供的 係爲顯著地降低依據其它的濾波器組而定的延遲。然而， 此低延遲特性降在第13與第14圖的該上下文中，更詳細 地提出。在此上下文中，一個重要的觀點係必須注意到該 視窗函數的長度，換句話說，將被實施於一個資訊框或者 一個區塊的時域樣本上的視窗係數的數量，係與該延遲無 關。 此外，如同將在第17與第18圖的該上下文中，更爲詳 細地槪述的，就該心理聲學方面而言，如本發明之數個具 體實施例，經常係可以較許多其它的濾波器組，更有效地 利用人耳的暫時遮蔽特性。此外，如同將在第15 ' 16以及 1 9圖中，更爲仔細地描述的，如本發明之數個具體實施例， 可以提供優越的頻率響應。 在如本發明的具體實施例之許多濾波器組中’若一分析 濾波器組與該合成濾波器組之間係互相連結的，則完美的 重建係可達成的。換句話說，依據本發明之數個具體實施 例，·不僅可以提供，與一分析濾波器組以及一合成濾波器 組這樣的一個互相連結的組合的該輸入相較之下’在聽覺 上無法區分的輸出，而且係與該輸入比較之下’完全相同 的輸出（除了量化誤差、計算的捨入效應以及其它的由於必 -70 - 1355649 要的離散化所造成的效應）。
在如本發明之濾波器組的該SBR模組中的一種整合，係 可以很容易地達成的。儘管典型的SBR模組係操作在該雙 速率模式中，如本發明的許多具體實施例之彼等複數低延 遲濾波器組，係有能力可以在該單一速率模式中，提供完 美的重建，而彼等原始的SB R QMF濾波器組係僅有能力可 以提供近乎完美的重建。在該雙速率模式中，該脈衝響應 的該32頻帶版本，係利用線性內插法獲得，也稱之爲兩個 相鄰分接頭或者該64頻帶脈衝響應的視窗係數或者視窗 函數的下降取樣，如同在第3圖的該上下文中所解釋的。 在一合成濾波器組的複數實現架構的情況中，對於關鍵 的取樣濾波器組之顯著降低的分析（或者合成）延遲係可以 達成的，其中該取樣或者處理頻率係對應於，依據該 Nyquist-Shannon定理而定之該邊界頻率。在一爐波器組 的實數實施架構的情況中，藉著使用最佳化的演算法可以 達成一種有效率的實現架構，如同例如在第9與第10圖中 所示之該MATL A B實施架構的該上下爲中所描繪的。這些 實施架構，可以例如，如同在第5與第6圖的該上下文中 所描述的，用於該SBR工具的該低功率模式中。 如同在第5與第6圖的上下文中槪略敘述的，藉著使用 如本發明的具體實施例之複數低延遲濾波器組，達成有關 於在一 SBR系統的該情況中的延遲之進一步的降低，係有 可能的。如同在先前槪略描述的，在如第5圖中所示之該 SBR解碼器610中，該QMF分濾波器組620，係被如同本
< S -71 - 1355649 發明的—具體實施例之複數低延遲濾波器組（CLDFB)所取 代。這個取代可以—種可計算的方法完成，係藉著保持頻 帶的數量（64)、該脈衝響應的長度（640)，以及藉著使用— 複數調.變。此工具所能達成的延遲，係可被最小化至在不 需要犧牲可達成的品質水準的情況下，達成整體的低延遲 對於一雙向通信係已經足夠的程度。 相較於例如包含一MDCT以及一MDST的系統以形成一
個複數的類似MDCT的系統，如本發明的一個具體實施 例’係可提供更好的頻率響應。相較於例如用於今日的該 MPEG-4 SBR中的該QMF濾波器組，包含如本發明的數個 具體實施例之一個或者更多個濾波器組的一種系統，可提 供明顯地更低的延遲。 既使係與一低延遲QMF濾波器組比較之下，如本發明 之數個具體實施例，係可以提供與低延遲結合的完美重建 之優點。與QMF濾波器組的該接近完美的重建相較之下， 由該完美重建特性所引起的彼等優點如下。對於接近完美 的重建，一個高的抑制頻帶衰減係必要的，以將該混疊效 應衰減至足夠低的水準。這將限制在該濾波器設計中，達 成一非常低延遲的可能性。相較之下’現在使用如本發明 的一種具體實施例’係有獨立地設計該濾波器的可能性’ 如此一來，並不需要高抑制頻帶衰減’以衰減該混疊效應 至足夠低的水準。僅需要足夠低的抑制頻帶衰減’以使得 減低的混疊效應對於預期的信號處理應用而言係足夠的。 因此，在該濾波器設計中’可以完成達成較低延遲之更佳 -72 - 1355649 的取捨。 第11圖顯示一視窗函數700的一個比較圖，如同可以 例如用於依據本發明的一具體實施例，與該正弦視窗函數 710 —起使用。該視窗函數700，也稱之爲『合成』CMLDFB (CMLDFB = complex modulated low-delay interbank > 複
數調變低延遲濾波器組）視窗，係包含依據附件1的圖表中 所給定之彼等數値而定之640個視窗係數。關於彼等視窗 函數的大小，應該要注意的係在下文中，並不考慮用以調 整該視窗型信號的振幅之一般的放大因子或者阻尼因子。 視窗函數可以例如相對於對應於該延遲中心的一個數値， 進行正規化，如同在第13圖的上下文中所槪略描述的；或 者相對於一數値n=N、n = N-l或者n = N + l進行正規化，其 中N係爲該區塊長度，以及η係爲彼等視窗係數的索引。 相比之下，該正弦視窗函數710係僅定義於128個樣本之 上，並且係例如用於一 MDCT或者一 MDST模組的該情況 中。 然而，依據實現的細節而定，爲了依據在附件1與3中 的圖表中所給定的彼等數値爲基礎，以獲得彼等視窗係 數，相對於對應於彼等索引128至255以及384至511的 彼等視窗係數的額外的正負號改變（乘上因子（-1))，係應該 考慮的，如方程式（16a)與（16b)。 在討論這兩個視窗函數700、710之間的差異之前，應 該注意的是這兩個視窗函數皆僅包含實數視窗係數。此 外，在兩個情況中，對應於索引n = 〇的該視窗係數的絕對
<：S -73 - 1355649 値係小於0.1 ;在CMLDFB視窗700的情況中，其對應的 數値甚至係小於0 · 0 2。 考慮相對於它們的定義集的這兩個視窗函數700 ' 710 , 數個重大的差異係非常明顯的；該正弦視窗函數710係對 稱的，然而該視窗函數700係顯示不對稱的行爲。爲了更 清楚的定義此，該正弦視窗函數係對稱的，因爲存在一個 實數値nQ使得相對於所有的實數n，使得對於對於（nQ +n) 以及（ηο-η)，該視窗函數係有定義的，該關係式
\win〇 - ηΊ ^ Κη0 + η} 在一預期的邊際（ε> 0)上係可被滿足的（在方程式（29)兩邊 的彼等項目之間的差異量的絕對値係小於或者等於ε)，其 中w(n)係表示對應於索引η的該視窗係數。在該正弦視窗 的情況中，該對應的索引nQ，係正好在兩個最高的視窗係 數的中間；換句話說，對於該正弦視窗710而言，該索引 係爲η〇 = 63.5，該正弦視窗函數係定義於索引n = 〇,...,127。 相較於此，該視窗函數700係定義在該索引集合n = 0,..., 639之上。該視窗函數700，在對於所有的實數値nQ，總是 至少存在一個實數値，使得屬於該視窗函數的定義集之 (n〇 + n)以及（ηα-η)，對於這些數値，下列不等式 |^(η0 - η} ^ |^(Λ〇 + (30) 在一（幾乎係故意地）可定義的邊際（ε 2 0;在方程式（29)兩邊 的彼等項目之間的差異量的絕對値係大於或者等於ε)上係 成立的這一層意義上而言，很明顯地係爲非對稱的，其中， -14- 1355649 再次地，νν(ηΗ系爲對應於索引η的該視窗係數。 在這兩個皆係有關於Ν = 64個樣本的區塊大小之視窗函 數之間另外的差異係爲，對於該合成視窗，該視窗函數700 的該最大値係大於1，並且其所擷取的索引範圍係在 在第11圖中所示之該視窗函數700的情況中，所取得的該 最大値係大於在該樣本索引η = 77所獲取之數値1.04。相 φ 較之下，該正弦視窗710的最大値，係小於或等於1，係 在η = 63以及η = 64所獲取的。 然而，該視窗函數700，在樣本索引η = Ν的附近，也得 到近似於1的一個數値。更精確而言，對應於索引η = Ν-1 的該視窗係數w ( Ν -1)的絕對値或者該數値本身，係小於 1，而對應於索引η = Ν的該視窗係數W(N)的絕對値或者該 數値本身’係大於1，在如本發明的一些具體實施例中， 這兩個視窗係數滿足下列關係：
0.99 < w(N - 1) < 1.0 1.0 < w(n) < 1.01 這係最佳化如本發明的數個具體實施例之彼等濾波器組的 音頻品質的結果。在許多情況中，係期望具有包含盡可能 小的絕對値的一種視窗係數w (0 )，在此情況中，彼等視窗 係數的一個行列式値 |u/(〇) · w(2N -1)- w(N - l) · w(Nb 1 (33) 係應該盡可能地接近於1，以達成係已經相對於彼等可能 -15- 1355649 的參數進行最佳化的一種音頻品質。然而，如方程式（33) 所給定的該行列式値的正負號，係可以自由地選擇。由於 該視窗係數w(〇)係小於或者近似於〇的—個結果，該乘積 w(N-l)· w(N)或者其絕對値，應該盡可能地接近+ /_：[。在 此情況中’該視窗係數W(2N-1)因此可以幾乎自由地選 擇。方程式（33)係由於使用如同在GD.T Schuiier與M.J.T. Smith 所著，於西元 1996 年，八月在 IEEE Transactions on
t/
Signal Processing. % 44期，第8卷中所發表的文章"New Framework for Modulated Perfect Reconstruction
Filter Banks"(用於調變的完美重建濾波器組的新架構）中 所敘述的該零延遲矩陣技術的一個結果。 此外’如同將在第13圖的該上下文中，更詳細地敘述 的’對應於索引N-1與N的彼等視窗係數，係包含在該調 變核心的中間，且因此係對應於具有大約爲1.0的一個數 値之該樣本，且係與如同有該原型濾波器函數或者該視窗 函數所定義的該濾波器組的延遲相符。 如第11圖中所示之該合成視窗函數700,在從對應於用 以視窗化該最後的時域音頻樣本的該索引（n = 0)之該視窗 係數序列的該視窗係數，一直到包含該合成視窗函數700 的全部視窗係數中，該最高的絕對値之該視窗係數爲止的 彼等嚴格單調遞增的視窗係數之間，係進一步顯示出一種 振盪的行爲。自然地，在該時間反轉的分析視窗函數的情 況中，該振盪行爲係包含從包含一對應（時間反轉）的分析 視窗函數的全部視窗係數的最高絕對値，至對應於用以視 -76 - 1355649 窗化該最後的時域音頻樣本的索引（n = 6 3 9)之該視窗係數 序列的彼等視窗係數之間的嚴格單調遞減的彼等視窗係 數。
由於該振盪行爲’該合成視窗函數700的發展，係從對 應於該索引n = 0具有一小於〇.〇2的絕對値之視窗係數開 始，以及對應於該索引η = 1，具有一小於〇 · 0 3的絕對値之 該視窗係數，在索引η = Ν[處得到一個大約爲1的數値，在 依據方程式（31)而定之索引處得到大於1.04的一個最大 値’在索引η = 90以及91處得到另一個大’約爲1的數値， 在彼等索引數値η = 162以及η = 163處，第一次發生正負號 改變，在一索引大約爲η = 3Ν處得到一個小於-0.1或者 -0.12755的一個最小値，以及在索引値η = 284與η = 285處 的另一個正負號改變。然而，該合成視窗函數700可以進 一步在另外的索引値η上，包含另外的正負號變化。在將 彼等視窗係數與在附件1至3的彼等表格中所給定的彼等 數値比較之後，相對於對應於彼等索引128至255以及384 至511的彼等額外的正負號改變（乘上因子（-1))，係應該依 據方程式（16a)與（16b)來考慮的。 該合成視窗函數700的振盪行爲係類似於一強阻尼振 盪，這係可以由該大約1.04的最大値以及該大約-0.12的 最小値來說明。如此一來，全部的視窗係數中超過50 %以 上係包含小於或者等於0.1的絕對値。如同在第1與.第2a 圖中所描述的彼等具體實施例的該上下文中所槪略描述 的，該視窗函數的發展，係包含一第一群組420 (或者200)
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以及一第二群組430(或者210)，其中該第一群組係包含視 窗係數的一第一連續部分，以及該第二群組430包含視窗 係數的一個連續的第二部分。如同已經在先前槪略描述 的’該視窗的視窗係數序列，僅包含視窗係數的該第一群 組420，以及視窗函數430的該第二群組，其中該視窗係 數的第一群組420正好包含該第一連續的視窗係數序列， 以及其中該第二群組430正好包含視窗係數的該第二連續 部分。因此，彼等術語第一群組420與視窗係數的第一部 份’以及彼等術語桌一群組4 3 0與視窗係數的第二部份係 可以當作同義詞使用。 在全部的視窗係數中，超過50 %以上具有絕對値係小於 或者等於〇·1的彼等係數，由於該視窗係數700的強阻尼 振盪行爲，係包含在該第二群組，或者視窗係數的第二部 份430中。此外，同樣地包含在視窗係數的該第二群組或 者第二部份430中的全部視窗係數中，超過50 %以上的係 數係包含小於或者等於0.01的絕對値。 該視窗係數的第一部份420，包含少於該視窗係數序列 的全部視窗係數的三分之一的係數。相應地，該視窗係數 的第二部份430，係包含超過三分之二以上的視窗係數。 再將在四個以上的區塊的彼等資訊框120、150、330、380 之中的一個資訊框中處理的總數爲Τ個區塊的情況中，該 第一部份典型地包含3/2 · Ν視窗係數，其中Ν係爲一個區塊 的時域樣本個數。對應地，該第二部份包含彼等視窗係數 其餘的部分，或者更精確而言，（Τ-3/2)Ν個視窗係數。如 -78 - 1355649 同在第11圖中所示的每一個資訊框包含Τ = 10個區塊的情 況中，該第一部份包含3/2·Ν視窗係數，而該第二部份210 包含8.5· Ν視窗係數。在每一個區塊係包含Ν = 64時域音 頻樣本的區塊大小的情況中，該第一部份包含96個視窗係 數，而該第二部份包含544個視窗係數。在第11圖中所示 之該合成視窗函數700,在在大約η = 95或者96的索引上， 在該第一部份以及該第二部份的邊界上獲得一個大約0.96 的數値。
除了包含在該第一部份420以及該第二部份430中的視 窗係數數量之外’對應的視窗係數的一個能量値或者一個 總能量値，彼此之間係明顯地不同的。該能量値係定義爲 其中w (η)係爲視窗係數，以及計算方程式（3 4)中的總和所 涵蓋的該索引η，係對應於各自的彼等部分420、430的彼 等索引’各自的能量値Ε所對應的該整個視窗係數集合或 者其它任何的視窗係數集合。儘管視窗係數係有明顯的差 異，該第一部份420的能量値係等於或者高於全部視窗係 數的總能量値的2/ 3。相應地，該第二部份430的能量値 係小於或者等於全部視窗係數的總能量値的1 / 3。 爲了說明起見，該視窗函數700的彼等視窗係數的該第 —部份420的該能量値係大約爲55.85,而該第二部份的彼 等視窗係數的能量値係大約爲22.81，該視窗函數700的全 部視窗係數的該整體能量係大約爲78.03,使得該第一部份
< S -79 - 1355649 420的能量値係大約該整體能量値的71.6%，而該第二部份 430的能量値係大約全部視窗係數的該整體能量値的 28.4%。
自然地，可以藉著將該能量値E除以一個正規化因子 E〇，而以一種正規化的版本來敘述方程式（34)，其中該正 規化因子理論上可以係任何的能量値。該正規化因子E〇， 可以係例如依據方程式（34)所計算的該視窗係數序列的全 部視窗係數的該整體能量値。 依據彼等視窗係數的彼等絕對値，或者依據各自的彼等 視窗係數的彼等能量値而定，也可以決定該視窗係數序列 的一中心點或者一『質量中心』。該視窗係數序列的質量中 心或者中心點，係一個實數，且典型地係位於彼等視窗係 數的該第一部份420的索引範圍中。在各自的資訊框係包 含超過四個以上的時域音頻樣本區塊（T> 4)的情況中，以彼 等視窗係數的該絕對値爲基礎的該質量中心rua ’或者以彼 等視窗係數的能量値爲基礎的該能量中心，係小於 3/2. N。換句話說，在每一個資訊框包含T = 10個區塊的情 況中，該質量中心係正好落在該第一部份200的彼等索引 區域中。 以彼等視窗係數w(n)爲基礎的彼等絕對値的該質量中 心nc：a，係依據下列方程式來定義： Σ"1- · Hn} η =0 N-T-l Σ ΚΗ η = 0 -80 - (35) 1355649 以及鑑於彼等視窗係數w(n)的彼等能量値，該質量中心nce 係定義如下：
(36) 其中N與T係爲正整數，分別表示每一個區塊的時域音頻 樣本的個數’以及每一個資訊框的區塊數目。自然地，依 據方程式（35)以及（36)而定的彼等中心點，也可以相對於一 ^ 有限制的視窗係數集合來計算，藉著相應地取代上述的彼 等總和的彼等極限。 對於如第1圖中所示之該視窗函數700，依據彼等視窗 係數 w(n)的彼等絕對値而定之該質量中心n(；a，係等於
ncae 8 7.75的一個數値；並且，相對於彼等視窗係數w(n) 的彼等能量値的該中心點或者質量中心nce，係爲 ncee 8 0.04。由於該視窗函數700的的視窗係數的該第一部 份200包含96( = 3/2 · N ; N = 64)個視窗係數，因此兩個中 心點皆正好落在彼等視窗係數的該第一部份200中，如同 先前所槪述的。 該視窗函數700的彼等視窗係數w(n)，係依據附件1 的該圖表中所給定的彼等數値而定；然而，爲了達成例如 先前所槪略描述的該濾波器組的該低延遲特性，並不需要 如附件1的該圖表中所給定的彼等視窗係數，精確地實現 該視窗函數。在許多情況中，對於包含640個視窗係數的 一視窗函數的彼等視窗係數而言，滿足附件2至4的彼等 < S > -81- 1355649
圖表中所給定的關係式或者方程式之中的任何—個，係已 經足夠。在附件1的圖表中所給定的彼等視窗係數或者濾 波器係數，係表示較佳的數値，在一些實現架構中，可以 依據方程式（16a)以及（16b)適當地改變。然而，如同已經在 先前指出的，舉例而言，利用在其它的附件中所給定的另 外的圖表’彼等較佳的數値，可以從該小數點之後的第二、 第三、第四、第五位數之後開始改變，使得所得到的彼等 濾波器或者視窗函數仍然具有如本發明的數個具體實施例 的優點。然而’依據實現的細節而定，爲了依據在附件1 與3中的圖表中所給定的彼等數値爲基礎，以獲得彼等視 窗係數，相對於對應於彼等索引128至255以及384至511 的彼等視窗係數的額外的正負號改變（乘上因子（-1))，係應 該考慮的，如方程式（16a)與（16b)。 自然地，也可以同樣地定義包含不同的視窗係數個數的 另外的視窗函數，並且用於如本發明所載的數個具體實施 例的該架構中。在此上下文中，應該注意的係每一個區塊 中的時域音頻樣本的個數與每一個資訊框中的區塊個數兩 者，以及彼等區塊相對於過去樣本以及未來樣本的分佈， 係可以在一廣泛範圍的參數上變化。 第12圖係顯示如第11圖中所示之複數調變低延遲濾波 器組視窗（CMLDFB視窗）700，以及例如用於依據該MPEG 標準而定之該SBR工具中的該原始的SBR QMF原型濾波 器720之間的一個比較圖。如第11圖中所示，該CMLDFB 視窗70 0，再一次地係爲如本發明的一具體實施例之該合 -82 - 1355649 成視窗。
儘管如本發明的一具體實施例之該視窗函數700，如同 在方程式（30)的該上下文中所定義的，很明顯地係爲非對 稱的，而該原始的SB R QMF原型濾波器720，相對於彼等 索引n = 319至320而言係爲對稱的，因爲該視窗函數700 以及該SB R QMF原型濾波器720每一個皆係相對於640個 索引來定義。換句話說，相對於方程式（29)，表示該對稱 中心的該索引之該『索引値』nQ，在該SBR QMF原型濾波 器720的該情況中，係給定爲n〇 = 319.5。 此外，由於該SB R QMF原型濾波器720的對稱性，分 別依據方程式（35)以及（36)而定之中心點nca以及nee，係 與該對稱中心完全一致的。該SBR QMF原型濾波器720 的該能量値係爲64.00，因爲該原型濾波器係一正交濾波 器。相較之下，該明顯非對稱的視窗函數7〇〇，如同在先 前槪略描述的，包含一個78.0327的能量値。 在接下來的幾個敘述段落的敘述中，將考慮如同在第5 與第6圖的上下文中所槪略描述的SBR系統，其中該SBR 解碼器610，包含如本發明中，以一分析濾波器組的形式 呈現的具體實施例，作爲該濾波器組620，以及如本發明 中，以一合成濾波器組的該形式呈現的具體實施例，用於 該合成濾波器組640。如同將在稍後更詳細地敘述的，依 據本發明，使用如第11以及第1 2圖中所示之該視窗函數 700的一分析濾波器組的該整體延遲，係包含1 2 7個樣本^ 之整體延遲，而該原始的SB R QMF原型濾波器爲基礎的
VS -83 - 1355649 SBR工具，係造成640個樣本的整體延遲。 在該SBR模組中，例如在該SBR解碼器610中，將彼 等QMF濾波器組以複數低延遲濾波器組（CLDFB)取代，可 得到從42毫秒至31.3毫秒的延遲降低，並且不會引入任 何音頻品質的降低，或者額外的計算複雜度。與該新的濾 波器組一起使用，該標準SBR模式（高品質模式）以及僅使 用實數濾波器組的該低功率模式兩者接可以支援，如同依 據本發明參考於第7至第10圖的數個具體實施例的描述中
特別係在電信以及雙向通信的該領域中，_低延遲係非常 重要的。雖然該強化低延遲A AC係已經有能力可以達成對 於通信應用係已經足夠的42毫秒的低延遲，然而其演算法 延遲仍然係高於有能力可以達成低至20毫秒的延遲之該 低延遲AAC核心編解碼器，以及其它的電信編解碼器。在 該SBR解碼器610中，該QMF分析以及合成階段，仍然 會造成12毫秒的重建延遲。一種大有可爲的降低延遲的方 法，係爲使用如本發明的一具體實施例中的低延遲濾波器 組技術，並且使用如本發明的彼等具體實施例之低延遲 QMF濾波器組，取代現有之對應的版本。換句話說，係可 單純地利用如本發明的彼等具體實施例之複數低延遲濾波 器組，取代在該STBR模組610中所使用的彼等一般的濾波 器組，以達成進一步的延遲減低。 對於在該SBR模組610中的使用，如本發明的彼等具體 實施例之彼等新的濾波器組（也稱之爲CLDFBs)，係經過設 < S ：> -84 - 1355649 計’以盡可能地類似於原本所使用的彼等QMF濾波器組。 這包括，例如使用64個子頻帶聲道或者頻帶，相同長度的 脈衝響應以及與如同在SBR系統中所使用的雙速率模式的 相容性。
第13圖描繪如本發明的一具體實施例之該CLDFB視窗 成形700，以及該原始的SB R QMF原型濾波器720的一個 比較圖。此外，其係描繪調變濾波器組的延遲，可以藉著 分析在一DCT-IV爲基礎的系統的情況中，除了具有長度 爲N個樣本的該調變核心的該成框延遲之外，還有由該原 形濾波器或者視窗函數所引入的該重疊延遲而決定。在第 13圖中所顯示的該狀況，再一次地係參考於一合成濾波器 組的情況。該視窗函數700以及該原型濾波器函數720， 也表示這兩個參與其中的濾波器組的合成原型濾波器的脈 衝響應。 相對於對於該SB R QMF濾波器組以及如本發明的一具 體實施例所提出之CLDFB兩種情況之該延遲分析而言，在 該分析與合成中，僅有分別在該模組核心的右側以及左側 的該重疊，會增加延遲。 對於這兩種濾波器組，該調變核心係以會引入64個樣 本的延遲的~ DCT-IV爲基礎，這個延遲在第13圖中係標 示爲延遲750。在該SB R QMF原型濾波器組720的情況中， 由於該對稱性，該調變核心延遲750，如第13圖中所示， 係相對於各自的原型濾波器函數720的該質量中心或者中 心點，對稱地配置。此行爲的原因係該SB R QMF濾波器組
(S -85 - 1355649 的該緩衝區，必須被塡滿至一個點，使得就該原型濾波器 數値的各自的彼等能量値而言，具有最明顯貢獻的該原型 濾波器函數72 0’在該處理程序中係會被考慮的。由於該 原型濾波器函數720的形狀，這需要該緩衝區至少被塡滿 至各自的原型濾波器函數的該中心點或者質量中心。
爲進一步的說明此，從該對應的SBR QMF濾波器組的 —全體初始化的緩衝區開始，該緩衝區必須被塡滿至一個 點，使得資料的處理會得到顯著的資料處理，其需要各自 的視窗函數或者原型濾波器函數，具有明顯的貢獻。在該 SBR QMF原型濾波器函數的情況中，該原型濾波器720的 該對稱的形狀，會產生該原型濾波器函數的該質量中心或 者中心點等級的延遲。 然而，由於由該DCT-IV爲基礎的N = 64個樣本的系統 的該調變核心所引入的該延遲係一直存在的，並且該系統 也包含一個區塊的延遲，因此可以觀察到用於該SBR QMF 的該合成原型，會引入288個樣本的重疊延遲。 如同在稍早所指出的，在與第13圖相關的彼等合成濾 波器組的情況中，此額外的左側重疊76〇會造成延遲’而 該右側重疊770係有關於過去的樣本’且因此在一合成濾 波器組的情況中，並不會引入額外的重疊。 相較之下，從依據本發明的一具體實施例之該CLDFB 的一全體初始化緩衝區開始.，該合成濾波器組以及該分析 濾波器組係有能力可以，與該SB R QMF濾波器組比較之 下，更快地提供『有意義』的資料’由於該視窗函數的形 -86* 1355649
狀。換句話說，由於該分析或者合成視窗函數700，由視 窗函數進行處理的樣本，係可能更快地顯示出明顯的貢 獻。因此’該CLDFB的該合成原型或者合成視窗函數，將 由該調變核心750已經引入的該延遲考慮進去，僅會引入 3 2個樣本的重疊延遲。如本發.明的一具體實施例之該視窗 函數700的視窗係數的該第一部份或者第一群組420，在 如本發明的一較佳具體實施例中，係包含對應於由該左側 重疊760以及該調變核心延遲750 —起所造成的該延遲的 彼等96個視窗係數。 相同的延遲，係由該分析濾波器組或者該分析原型函數 引入，其原因係該分析濾波器組係以該合成視窗函數或者 原型函數的該時間反轉版本爲基礎。因此，該重疊延遲係 在該右側引入，包含與該合成濾波器組相同的重疊大小。 因此，在原始的QMF原型濾波器組的情況中，同樣的也引 入288個樣本的延遲，然而對於如本發明的一具體實施例 之分析濾波器組’僅引入32個樣本的延遲。 第14a圖中所示之該圖表’提供在假設480個樣本的資 訊框長度以及48kHz的取樣率的條件下’不同的修改階段 的延遲之槪觀。在一包含AAC_LD編解碼器以及標準SBR 工具的標準配置中，在該雙速率模式中’該MDCT及1 MDCT 濾波器組會造成40毫秒的延遲。此外’該QMFI具本身 會造成12毫秒的延遲。此外，由於—SBR重疊，係會產 生另外的8毫秒延遲，使得此編解碼器的該整體延遲係在 60毫秒的該範圍中。 -87 - 1355649
作爲一個比較，包含該MDCT以及IMDCT的低延遲版 本之AAC-ELD編解碼器，在該雙速率方式中，係會產生 30毫秒的延遲。與一SBR工具的該原始QMF濾波器組比 較之下，使用如本發明的一具體實施例之複數低延遲濾波 器組，將造成僅有1毫秒的延遲，相較於該原始QMF工具 的12毫秒。藉著避免該SBR重疊’一 AAC-LD與該SBR 工具的一種直接的組合的該8毫秒的額外重疊可以完全地 避免。因此，該強化的低延遲AAC編解碼器，係具有31 毫秒的一整體演算法延遲的能力，而非先前槪述的該直接 組合的60毫秒。因此，可以看的出來，所描述的彼等延遲 減低的方法，確實可得到29毫秒的全部延遲節省。 在第14b圖中的該圖表，係爲如同第5與第6圖所示之 系統中，由該原始的以及本發明所提出的濾波器組版本所 造成的整體編解碼延遲的另一個槪觀圖。在第14b圖中所 給定的資料以及數値係依‘據48kHz的取樣率’以及480個 樣本的核心編碼器資訊框大小。由於如同在第5與第6圖 中所顯示以及討論的一 SB R系統的該雙速率方式’該核心 編碼器，係可以有效率地在24kHz的取樣率上執行。由於 對於調變核心，64個樣本的成框延遲係已經爲該核心編碼 器所引入，其可以如同在第13圖的該上下文中所描述的’ 從這兩個濾波器組的該獨立的延遲數値中減去。 在第14b圖的該圖表中，突顯出係有可能降低包含該 MDCT以及該IMDCT的彼等低延遲版本（LD MDCT與LD IMDCT)的該強化低延遲AAC編解碼器的整體延遲。儘管 -88- < 1355649 僅使用該MDCT與該IMDCT的低延遲版本以及該原始的 QMF濾波器組，係可以達成42毫秒的整體演算法延遲， 然而藉著使用如本發明的許多具體實施例之複數低延遲濾 波器組’取代傳統的QMF濾波器組，該整體的演算法延遲 係可以明顯地檢低至僅有31.3毫秒。
爲了評估如本發明的具體實施例之彼等濾波器組以及 包含一個或者更多個濾波器組的系統之品質，係執行聽覺 試驗’從其中可以得到一個結論，亦即如本發明的數個具 體實.施例之濾波器組可以維持AAC-ELD的音頻品質在相 周的水準’並且不會造成任何品質的卞降，無論是對於該 複數SBR模式，或者對於該實數低功率SBR模式。因此， 如本發明的數個具體實施例之彼等延遲最佳化濾波器組， 並不會引入任何在該音頻品質上的負擔，既使它們係有能 力可以降低超過1 0毫秒以上的延遲。對於彼等暫態項目， 甚至可以觀察到些許的，但在統計上並不明顯的改善係可 達成的。上述的改善，已經在響板以及鐘琴的聽覺試驗中 觀察到。 爲了進一步驗證，在如本發明的一具體實施例之32頻 帶濾波器組的情況中，該下降取樣程序，相較於QMF濾波 器組，對於如本發明之彼等濾波器組係有同樣的作用，係 執行下列的評估。首先，係使用一下降取樣的32頻帶濾波 器組，分析一對數正弦掃瞄，其中係加上初始化爲〇的彼 等32個上頻帶》之後，該輸出結果利用一個64頻帶的濾 波器組合成，再一次地下降取樣，並且與原始的信號比較。 < S ：) -89 -
1355649 使用一個傳統的SB R QMF原型濾波器，會得到59 訊雜比（signal-to-noise ratio，SNR);然而，如本 濾波器組，係可達到78.5 dB的SNR値，這係說明 發明之彼等濾波器組，在該下降取樣版本中，係也 彼等原始的QMF濾波器組有同樣的表現。 爲了展示此延遲最佳化，如同在依據本發明的具 例中所使用的非對稱的濾波器組方式，確實提供額 値，相較於具有對稱原型的一傳統的濾波器組，在1 將比較具有相同延遲的非對稱原型與對稱原型。 第1 5 a圖顯示在如本發明之使用一低延遲視f 80 0)的濾波器組的遠場圖中的頻率響應，與使用具 爲128個分接頭的一正弦視窗之濾波器組的頻率響 之下的一個比較圖。第15b圖顯示，在使用如同先 述之彼等相同的視窗函數的彼等相同的濾波器組的 中，該頻率響應的放大圖。 這兩個圖形800、810的一個直接比較顯示’使 發明的一具體實施例之低延遲濾波器組的該濾波器 率響應，係明顯地優於使用具有相同延遲的128個 的正弦視窗的濾波器組之對應的頻率響應。 同樣地，第16a圖顯示具有127個樣本的整體延 同的視窗函數的一個比較圖，該 64頻帶的濾 (CLDFB),包含包括該成框延遲以及該重疊延遲在户 個樣本的整體延遲。具有一對稱原型以及相同延遲 濾波器組，因此將具有長度爲128的一個原型，如 -90- .5 d B 的 發明的 了如本 至少與 體實施 外的數 '文中， Μ圖形 有長度 應比較 前所槪 該近場 用如本 組的頻 分接頭 遲之不 波器組 J 的 127 的調變 同已經 (S ：) 1355649 在第15a與15b圖的上下文中所說明的。對於這些具有50% 重疊的濾波器組，像是例如 MDCT、正弦視窗或者 Kaiser-Bessel衍生視窗，一般而言，係提供用於原型的一
些好的選擇。因此，在第16a圖中，使用如本發明的一具 體實施例之低延遲視窗作爲原型的一濾波器組的頻率響應 的槪觀，係與具有相同的延遲之替代的對稱原型之頻率響 應比較。第16a圖顯示，除了如同已經在第15a與第15b 圖中顯示的，如本發明的該濾波器組的該頻率響應（圖形 8 00)以及使用一正弦視窗的濾波器組的頻率響應（圖形 810)之外，另外顯示兩個依據彼等參數α = 4(圖形820)以及 α = 6 (圖形830)而定之KBD視窗。第16a圖與顯示於第16b 圖中的第16a圖的特寫，兩者皆清楚地顯示，使用如本發 明之具有非對稱視窗函數或者具有相同延遲的原型濾波器 函數的一濾波器組，係可以達成更好的頻率響應。 爲了在更一般性的基礎上說明此優點，在第17圖中， 係比較具有與先前敘述的濾波器組不同的延遲數値的兩個 濾波器組原型。在第15與第16圖中所考慮的如本發明之 該濾波器組，具有127個樣本之整體延遲，係對應於進入 過去的8個區塊的重疊以及進入未來的〇個區塊重疊 (CLDFB80)，而在第17圖中顯示，具有相同的383個樣本 的延遲之兩個不同的濾波器組原型的彼等頻率響應。更精 確而言，第17圖顯示如本發明的一具體實施例之非對稱原 型濾波器組的頻率響應（圖形840)，其係以進入過去的6個 時域樣本區塊的重疊’以及進入未來的2個時域樣本區塊
< S -91 - 1355649 (CLDFB62)爲基礎。此外，第17圖也顯示一對應的對稱原 型濾波器函數的頻率響應（圖形850)，同樣也具有383個樣 本的延遲。可以看的出來，在此相同延遲數値下，非對稱 原型或者視窗函數可達成比具有對稱視窗函數或者原型濾 波器的濾波器組，更好的頻率響應。這證明如同在先前所 指出的，在延遲與品質之間一個更佳的取捨之可能性。
第18圖描繪人耳的該暫時遮蔽效應，當一個聲音或者 音調，在如第18圖中的直線860所指示的一個瞬間出現 時，在該實際的聲音開始之前，發生大約20毫秒之與該音 調或者聲音的頻率以及附近的頻率有關的遮蔽效應。這個 效應係稱之爲前置遮蔽，並且是人耳的該心理聲學特質中 的一個特徵。 在第18圖中所描繪的該狀況中，該聲音在大約2 0 0毫 秒左有仍然係可被聽見的，一直到由直線870所描繪的瞬 間爲止。在此期間，人耳的一個遮蔽器啓動，這也被稱爲 同時遮蔽。在該聲音停止之後（由直線870所描繪），在該 音調附近的頻率中的該頻率遮蔽效應，在一大約150毫秒 的期間之內，緩慢地衰退，如第18圖中所描繪的；此心理 聲學效應也稱之爲後置遮蔽。 第19圖係描繪一傳統的HE-A AC編碼信號，以及以使 用如本發明的一具體實施例之低延遲濾波器組（CMLDFB) 的一濾波器組爲基礎的一HE-AAC編碼信號的預迴聲行爲 • · 的一個比較圖。第19a圖係描繪響，板的該原始時間信號， 其係已經利用包含一HE-AAC編解碼器（HE-AAC = -92 - 1355649 high-efficiency advanced audio codec，高效率進階音頻 編解碼器）的一個系統處理過。以該傳統的HE-AAC爲基礎 的該系統的輸出係描繪於第19b圖中，這兩個信號，該原 始時間信號以及該HE-A AC編解碼器的輸出信號的一個直 接比較，顯示在該響板聲音開始之前，在箭號880所說明 的該區域中，該HE-AAC編解碼器的輸出信號，包含顯而 易見的預迴聲效應。
第19c圖係描繪包含以包含如本發明的一具體實施例之 CMLDFB視窗的濾波器組爲基礎的一HE-AAC的系統之輸 出信號，在第19a圖中所指示並且使用如本發明的具體實 施例之濾波器組處理過的相同的彼等原始時間信號，顯示 正好在響板信號開始之前，如同在第19c圖中的箭號8 90 所指示的，預迴聲效應一個顯著降低的外觀。由於如同在 第18圖的該上下文中所描述的該前置遮蔽效應，由第19c 圖的該箭號89 0所指示之該預迴聲效應係被遮蔽的更好， 相較於在該傳統的HE-AAC編解碼器的情況中，由該箭號 880所指示的該預迴聲效應。因此，如本發明的濾波器組 之該預迴聲行爲，會使得該輸出係更爲符合於人耳的該暫 時遮蔽特性以及心理聲學特性，這同巧也是與傳統的濾波 器組比較之下，明顯地減低的延遲之一個結果。因此，如 同已經在敘述該聽覺試驗時所指出的，使用如本發明的一 具體實施例之濾波器組甚至可以導致由於該減低的延遲所 造成的與品質相關的改進。 如本發明的數個具體實施例，與傳統的濾波器組比較之 .< S :) -93 - 1355649
下，並不會增加計算複雜度。低延遲濾波器組使用’例如 與在SBR系統的情況中之QMF濾波器組相同的濾波器長 度以及相同的調變模式，使得該計算複雜度並不會增加。 就因爲彼等原型濾波器的該非對稱特性所需要的記憶體需 求這一點而言，該合成濾波器組的該 R〇M(read-only memory，唯讀記憶體）記憶體需求，在以每一個區塊包含 N = 64個樣本以及每一個資訊框包含T = 10個區塊爲基礎的 濾波器組的該情況中，係大約增加320字。此外，在一SBR 相關系統的情況中，若該分析濾波器係分開存放的，該記 憶體需求會再增加另外的3 20字。 然而，由於對於一 AAC-ELD核心，目前的ROM需求係 大約爲2.5k字（千字），以及對於SBR實現架構需要另外的 2.5k字，該ROM需求係僅適度地增加大約百分之十。作 爲在記憶體以及複雜度之間一個可能的取捨，若低記憶體 消耗係最主要的，可以使用一線性內插法，已從該合成濾 波器產生該分析濾波器，如同在第3圖以及方程式（15)的 上下文中所槪略描述的。此內插運算，僅增加大約3.6 %的 必要的指令數量。因此，以如本發明的具體實施例之低延 遲濾波器組，取代在該SBR模組的架構中的該傳統的QMF 濾波器組，在一些具體實施例中，該延遲可以有多於10毫 秒以上的減低，並且不會造成音頻品質的降低，或者在複 雜度上顯著的增加。 如本發明的數個具體實施例，因此係有關於一分析或者 合成視窗或者用於進行視窗化的裝置或者方法。此外，也 -94 - 1355649 描述分析或者合成濾波器組，或者使用一個視窗的分析或 者合成一個信號的方法。自然地，也揭露實現上述的彼等 方法之中的任一種方法的電腦程式。
如本發明的數個具體實施例之實施架構，可以使用硬體 實現、軟體實現或者這兩者的組合來完成。產生、接收或 者不然係儲存下來以進行處理的資料、向量以及變數，可 以儲存在不同類型的記憶體，例如隨機存取記憶體、緩衝 區、唯讀記憶體、非揮發性記憶體（例如E E P R 〇 M s、快閃 記憶體）或者其它的記憶體，例如磁性或者光學記憶體。— 個儲存位置可以係，例如所需要的用以儲存或者保存各自 的例如變數、參數、向量、矩陣、視窗係數或者其它的資 訊或者資料片段的資料總量的一個或者更多個記憶體單 元。 軟體實現架構可以在不同的電腦、類電腦系統處理器、 ASICs(appIicati〇n-specific integrated circuits，特定應 φ 用積體電路）或者其它的積體電路（integrated circuits, ICs)上運作。 依據本發明方法某些特定的實施需求，本發明方法的具 體實施例可以使用硬體、軟體或者這兩者的一種組合來實 現。該實現架構的實行係可以使用一數位儲存媒介，該數 iu儲存媒介特別係指碟片CD、DVD或者其它的具有電氣 可讀取控制訊號儲存在其上的碟片，該數位儲存媒介在一 可程式電腦系統、處理器或者積體電路的共同配合執行之 下，係使得本發明的彼等方法可以實行。大體而言，本發 < S ) -95 - 1355649 明的具體實.施例，因此係一具有程式碼儲存在一機器可讀 取承載體（carrier)上的電腦程式產品；當該電腦程式產品 在一電腦、處理器或者積體電路上執行時，該程式碼可以 有效的實行本發明彼等方法的一個具體實施例。換句話 說，彼等發明方法的數個具體實施例因此係具有一程式碼 的電腦程式，當該電腦程式碼在一電腦、處理器或者積體 電路上執行時，可以實行本發明彼等方法的至少一個具體 實施例。
在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音 頻子頻帶聲道中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中，該 分析視窗器（110)係可以適當地改造，使得該分析視窗函數 的該第一部份，包含具有大於1的一絕對極大値的一個視 窗係數。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音 頻子頻帶聲道中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中，該 分析視窗器（11 0)係可適當地改造，使得該分析視窗函數 (190)包含一種振盪行爲。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音 頻子頻帶聲道中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中，該 分析視窗器（11 0)係可以適當地改造，使得該視窗係數序列 的全部視窗係數，係爲實數視窗係數。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音 頻子頻帶聲道中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中，該 分析視窗器（11 0)係可以適當地改造，使得該時域音頻輸入 < S ：) -96- 1355649 樣本資訊框（120)，包含T個區塊（130)的時域音頻輸入樣本 的一個序列，係從該資訊框（120)的該最早的時域音頻輸入 樣本，延伸至最晚的時域音頻輸入樣本，每一個區塊包含 Ν個時域音頻輸入樣本，以及其中Τ與Ν係爲正整數’並 且Τ係大於4。
在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音 頻子頻帶聲道中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中’該 分析視窗器（110)係可以適當地改造，使得該視窗化程序係 包含該資訊框（120)的彼等時域音頻輸入樣本，與該視窗係 數序列的彼等視窗係數之間的一個逐項乘法。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音 頻子頻帶聲道中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中，該 分析視窗器（110)係可以適當地改造，使得每一個時域音頻 輸入樣本，係逐項地與該分析視窗函數的視窗係數相乘， 係依據一時域音頻輸入樣本序列以及該視窗係數序列。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音 頻子頻帶聲道中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中，該 分析視窗器（110)係可以適當地改造，使得對於該時域音頻 輸入樣本資訊框（120)的每一個時域音頻輸入樣本，係正好 產生一·個視窗型樣本。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音 頻子頻帶聲道中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中，該 分析視窗器（110)係可以適當地改造，使得對應於彼等視窗 係數的一個索引η = (Τ-3)· Ν的該視窗係數係包含一個小於
iS -97 - 1355649 -0.1的數値，其中該視窗係數序列的索引係在〇至N · T-l 的該範圍中的一個整數，且其中用以視窗化該資訊框120 的該最後的時域音頻樣本的該視窗係數，係爲對應於該索 引Ν · Τ-1的該視窗係數。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音 頻子頻帶聲道中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中，該 分析視窗器（110)係可以適當地改造，使得視窗係數的該第 一部份係包含3 / 2 · Ν個視窗係數，以及視窗係數的該第二 ^ 部份係包含該視窗係數序列的（Τ-3/2) · Ν個視窗係數。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音 頻子頻帶聲道中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中，該 分析視窗器（110)係可以適當地改造，使得彼等視窗係數 c( η)係可以符合在附件3的圖表中所給定的彼等關係式。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音
頻子頻帶聲道中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中，該 分析視窗器（11 0)係可以適當地改造，使得彼等視窗係數 c (η)係可以符合在附件2的圖表中所給定的彼等關係式。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音 頻子頻帶聲道中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中，該 分析視窗器（110)係可以適當地改造，使得該視窗係數c(n) 包含在附件1的圖表中所給定的彼等數値。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音 頻子頻帶聲道中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中，該 分析視窗函數（110)或者該裝置（100)係可以適當地改變，使 -98 - 1355649 得該分析視窗函數（190)係包含從一個包含一個較大的第 二視窗係數數量的一個序列之較大的視窗函數推導得到的 一第一視窗係數數量，其中該視窗函數的彼等視窗係數的 推導，係利用對該較大的視窗函數的數個視窗係數進行一 內插運算，以及其中該第二數量係一個偶數。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音 頻子頻帶聲道中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中，該 分析視窗函數（110)或者該裝置（100)係可以適當地改變，使 Φ 得該視窗函數的彼等視窗係數係被線性地內插。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音 頻子頻帶聲道中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中，該 分析視窗函數（110)或者該裝置（100)係可以適當地改變，使 得該分析視窗函數的彼等視窗係數，係以該較大的視窗函 數的兩個連續的視窗係數爲基礎，且依據該較大的視窗函 數的彼等視窗係數的該序列，進行內插以獲得該視窗函數 的一個視窗係數。
在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音 頻子頻帶聲道中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中，該 分析視窗函數（110)或者該裝置（100)係可以適合於獲得該 分析視窗函數的彼等視窗係數C(n)，依據下列方程式： c(/1) = 2 (ca(2n) + c2(2n + l)) 其中η係一整數’表示該視窗係數c(n)的索引，以及C2(n) 係該較大的視窗函數的一個視窗係數。 -99 - 1355649 在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音 頻子頻帶聲道中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中’該 裝置（100)係可以適當地改變，使得目前即將被處理的該時 域音頻輸入樣本資訊框（120)，係可以藉著將一個直接在前 面的時域音頻樣本的資訊框（12〇)的最後的（T-1)個區塊，朝 向彼等較早的時域音頻樣本平移一個區塊，並且加上新的 時域音頻樣本的該新的區塊（220)而產生’作爲包含目前的 該資訊框（120)的彼等最新的時域音頻樣本的該新區塊
在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音 頻子頻帶聲道中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中’該 裝置（100)係可以適當地改造，使得目前將被處理的該時域 音頻輸入樣本x(n)的資訊框（120)的產生，係依據將該直接 地在前面的時域音頻輸入樣本的資訊框（12〇)之彼等時域 音頻輸入樣本Xprev (η)，依據下列方程式進行平移： x(n - 32) = xprev(n) φ 對於一個時間或者樣本索引η = 32,…，319’以及其中該裝置 (100)係進一步經過適當改變，藉著將32個緊接著進入的 時域音頻輸入樣本包含進來，以產生現在的該時域音頻輸 入樣本資訊框（120)的彼等時域音頻輸入樣本x(n)，這32 個樣本係依據遞減的時間或者樣本索引！^的彼等進入的時 域音頻輸入樣本的順序，對於目前的該資訊框（1 20)的彼等 時域音頻輸入樣本x(n)，從該時間或者樣本索引n = 開 0 始。 < S > -100- 1355649 在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音 頻子頻帶聲道中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中’該 計算器（170)包含一種時間/頻率轉換器，係可經過適當改 變以產生彼等音頻子頻帶値，使得以視窗型樣本的一個資 訊框（150)爲基礎的全部的子頻帶値，係表示視窗型樣本的 該資訊框（150)的彼等視窗型樣本的一種光譜表示。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音 頻子頻帶聲道中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中’該 Φ 時間/頻率轉換器係可適當地改變，以產生複數或者實數音 頻子頻帶値。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音 頻子頻帶聲道中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中，該
計算器（170)係可適當地改變，以計算一個時域音頻輸入樣 本區塊（130)中，每一個時域音頻輸入樣本的一個音頻子頻 帶値，其中計算每一個音頻子頻帶値或者一個時域音頻輸 入樣本區塊（13 0)之中的每一個時域音頻輸入樣本，係依據 該視窗型資訊框（150)的彼等視窗型樣本。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音 頻子頻帶聲道中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中，該 計算器（170)係可適當地改變，以計算彼等音頻子頻帶値， 係依據，對於每一個子頻帶値，將彼等視窗型樣本（150)與 一諧波振盪函數相乘，並且將乘過之後的彼等視窗型樣本 加在一起，其中該諧波振盪函數的頻率，係依據彼等子頻 帶値的一個對應的子頻帶聲道的一中心頻率而定。
-101- < S 1355649 在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音 頻子頻帶聲道中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中，該 計算器（170)係可適當地改變’使得該諧波振盪函數係—複 數指數函數、一正弦函數或者一餘弦函數。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音 頻子頻帶聲道中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中，該 計算器（170)係可適當地改變，以計算彼等音頻子頻帶値 Wkl，依據下列方程式：
4 un = Σ z(n + j · 64) 對於n = 0,63 ’以及 〜=Σ A · 2 ’ f。扣 4 + 〇. 5) . (2n - 95)] n=〇 v64 ) 對於k = 0,…，31 ’其中z(n)係爲—視窗型樣本，對應於一索 引n，其中k係爲一子頻帶索引，其中1係爲音頻子頻帶 區塊（180)的一個索引’以及其中fwjx)係依據一實數變數 X而定的一振還函數。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個 音頻子頻帶聲道中的多數個音頻子頻帶値的—種裝置中’ 該計算器（17〇)係可適當地改變，使得該振盪函數f0se(x)係 爲 f〇sc(^) = exp(i . x) 或者 fosc^) = cos(x)
< S -102- 1355649 或者 -^oscW = sin(x) 其中i係爲該虛數單位。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音 頻子頻帶聲道中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中，該 裝置（1〇〇)係可經過適當地改變，以處理實數時域音頻輸入 樣本的一個資訊框（120)。
在依據本發明的一具體實施例之用以產生在多數個音 頻子頻帶聲道中的多數個音頻子頻帶値的一種裝置中，該 裝置（1〇〇)係可經過適當地改變，以提供一種信號，指示一 合成視窗函數（370)將與彼等音頻子頻帶値一起使用，或者 指示該分析視窗函數（190)係被用於產生彼等音頻子頻帶 値。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣 本的一種裝置中，該裝置（3 00)係可適用於產生一個時域音 頻樣本區塊(410)，該時域音頻樣本區塊（410)包含N個時 域音頻樣本，其中N係一正擎數。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣 本的一種裝置中，該裝置（300)係可適用於產生該時域音頻 樣本區塊（410)，係依據包含N個音頻子頻帶値的一個音頻 子頻帶値區塊（320)，以及其中該計算器（310)係可以適當地 改造，以計算包含T · N個中間時域音頻樣本的該中間時域 音頻樣本序列，其中T係一正整數。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣 -103- 1355649 本的一種裝置中，該合成視窗器（3 60)係可適當地改造，使 得該合成視窗函數，相對於該視窗係數序列而言係非對稱 的。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣 本的一種裝置中，該合成視窗器（360)係可適當地改造，使 得該第一部份，包含具有一大於1的絕對値之該合成視窗 函數的全部視窗係數的一最大値。 ，
在依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣 本的一種裝置中，該合成視窗器（360)係可適當地改變，使 得該合成視窗函數（3 70)包含一種振盪行爲。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣 本的一種裝置中，該合成視窗器（3 60)係可適當地改造，使 得該第一部份包含3/ 2 · N個視窗係數，以及視窗係數的該 第二部份包含（T-3/2) · N個視窗係數，其中T係一大於或 者等於4的索引，表示包含在該中間時域樣本資訊框（330) 之中的區塊（340)數量。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣 本的一種裝置中，該合成視窗器（36 0)係可適當地改造，使 得視窗化該中間時域樣本序列的程序，係包含彼等中間時 域樣本與一視窗係數之間的逐項相乘。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣 本的一種裝置中，該合成視窗器（360)係可適當地改造，使 得每一個中間時域樣本，係逐項地與該合成視窗函數（370) 的視窗係數相乘，係依據該中間時域樣本序列以及該視窗 < S ) -104- 1355649 係數序列。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣 本的一種裝置中，該合成視窗器（36〇)係可適當地改造，使 得該合成視窗函數（3 70)的彼等視窗係數係爲實數數値。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣 本的一種裝置中，該合成視窗器（360)係可適當地改造，使 得該視窗係數c (η)·係可以滿足在附件3的圖表中所給定的 彼等關係式。
在依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣 本的一種裝置中，該合成視窗器（3 60)係可適當地改造，使 得該視窗係數c(n)係可以滿足在附件2的圖表中所給定的 彼等關係式。 本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣 本的一種裝置中，該合成視窗器（36〇)係可適當地改造，使 胃_視窗係數c(n)包含在附件1的圖表中所給定的彼等數 値。 本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣 本的一種裝置中’該合成視窗器（360)或者該裝置（300)係可 變’使得該合成視窗函數包含包含從包含一個較 第二數量的視窗係數的一個較大的視窗函數推得的一 eu m -數量的視窗係數，其中該視窗函數的彼等視窗係數 ’係藉由對該較大的視窗函數的視窗係數進行內插 而得’以及其中該第二數量係_個偶數。 據本發明的—具體實施例之用以產生時域音頻樣 -105 - 1355649 本的一種裝置中’該合成視窗器（3 60)或者該裝置（3 00)係可 適當地改變’使得該合成視窗函數的彼等視窗係數係被線 性地內插。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣 本的一種裝置中，該合成視窗器（3 60)或者該裝置（300)係可 適當地改變’使得該合成視窗函數的彼等視窗係數，係依 據該較大的視窗函數之視窗係數的該序列，以該較大的視 窗函數的兩個連續視窗係數爲基礎進行內插，以獲得該視 Φ 窗函數的一個視窗係數。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣 本的一種裝置中，該合成視窗器（360)或者該裝置（3 00)係可 適合於獲得該合成視窗函數的彼等視窗係數c(n)，係依據 下列方程式： c(n) = f (cz(2n) + c2(2n + l)) , 其中c2(n)係爲一較大的視窗函數之對應於該索引n的視窗 φ 係數。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣 本的一種裝置中，該計算器（310)係可適當地改變，以計算 該中間時域樣本序列的彼等中間時域樣本，係依據將彼等 音頻子頻帶値與一諧波振盪函數相乘，並且將乘過之後的 彼等音頻子頻帶値相加在一起，其中該諧波振盪函數的頻 率，係依據該對應的子頻帶聲道的一中心頻率而定。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣 本的一種裝置中，該計算器（310)係可適當地改變，使得該 -1 06 - 1355649 諧波振盪函數係一複數指數函數'一正弦函數或者一餘弦 函數。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣 本的一種裝置中，該計算器（310)係可適當地改變，以依據 彼等複數或者實數音頻子頻帶値’計算實數中間時域樣本。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣 本的一種裝置中’該計算器（31〇)係可適當地改變’以計算 該實數中間時域樣本序列z (i, η)’依據下列方程式：
X,. 'fosc ~ (n
\N
對於在〇至Ν· T-l範圍中的一個整數n，其中Re(x)係爲 該複數數字x的該實數部分’ π = 3.14…係爲圓周率’以及 f〇sc(x)係爲一諧波振盪函數，其中 ^05c(X) = ΘΧΡ(1 · X) ， 當提供給該計算器之彼等音頻子頻帶値係爲複數時’其中 φ i係爲該虛數單位，以及其中 . f〇sc(X) = C〇S(X) ， 當提供給該計算器（310)的彼等音頻子頻帶値係爲實數時。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣 本的一種裝置中，該計算器（31〇)包含一種頻率/時間轉換 器，係適合於產生該中間時域樣本序列’使得提供給該計 算器（310)的彼等音頻子頻帶値，係表示該中間時域樣本序 列的一種光譜表示。 -107- 1355649 在依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣 本的一種裝置中，該_率/時間轉換器係可適合於’依據複 數或者實數音頻子頻帶値，產生該中間時域樣本序列。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣 本的一種裝置中’該計算器（310)係可適用於’從彼等音頻 子頻帶値X (k)，計算該中間時域樣本序列g (n) ’依據下列 方程式： +) = VPrev(n - 2W) 對於在20N-1至2N的該範圍中的一個整數n’ ν(^) = Σ Re x(k) 丄 64 expl i + 2) ' (2n - (N - 1)) 對於在〇至2N-1的該範園中的該整數n’以及 g(2N j + k) - v(4Nj + /c) g(2N j + N + k) = v(ANj + 3N + k)
對於在〇至4該範圍中的一個整數j，以及對於在〇至N-l 的該範圍中的一個整數k，其中N係一整數’表示音頻子 頻帶値的個數以及彼等時域音頻樣本的個數，其中〃係一 實數向量，其中vprev係爲直接地在前面產生的時域音頻樣 本的一實數向量V，其中i係爲該虛數單位以及π係爲該圓 周率。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣 本的一種裝置中，該計算器（310)係可適用於，從彼等音頻 子頻帶値X(k)，計算該中間時域樣本序列g(n)，係依據下 列方程式： -108- 1355649 V(n) = Vprev ~ 2N) 對於在20N-1至2N的該範圍中的一個整數n， v(n) = £ x(k) · ~ · cosi^- (k + \) (2n - (N - 1)) k;0 \ZN ) 對於在〇至2ΝΓ-1的該範圍中的該整數n，以及 g(2N j + k) = v(ANj + k) g(2N · j + N + k) = v(HNj + 3N + k)
對於在〇至4該範圍中的一個整數j，以及對於在〇至N-l 的該範圍中的一個整數k，其中N係一整數，表示音頻子 頻帶値的個數以及彼等時域音頻樣本的個數，其中v係一 實數向量，其中vprev係爲直接地在前面產生的時域音頻樣 本的一實數向量V，其中i係爲該虛數單位以及π係爲該圓 周率。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣 本的一種裝置中，該重疊加法輸出級（400)係可適用於以一 種重疊的方式，處理彼等視窗型中間時域樣本，依據Τ個 連續地提供的音頻子頻帶値區塊（3 20)。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣 本的一種裝置中，該重疊加法輸出級（4 00)係可適用於提供 彼等時域樣本ouh (η)(其中η係一整數，表示一個樣本索 引），依據下列方程式： j -1 out.in) = 2 k^O 其中Z1>n係一視窗型中間時域樣本，對應於在從〇至τ-l -109- 1355649 的該範圍中的一樣本索引及一資訊框或或者序列索引 1’其中1 = 0係對應於該最後的資訊框或者序列，較小的1 値係對應於先前產生。的資訊框或者序列。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣 本的一種裝置中，該重疊加法輸出級（4 00)係可適用於提供 彼等時域樣本〇ut(k)’依據下列方程式： 9 out{k) = w(n n + k) , η»〇 ^ 其中w係—個向量，包含彼等視窗型中間時域樣本，以及 k係一整數，表示在0至（N-1)的該範圍中的一個索引。 在依據本發明的一具體實施例之用以產生時域音頻樣 本的一種裝置中，該裝置（3 00)係適合於接收指示用以產生 彼等音頻子頻帶値的該分析視窗函數（190)，或者指示將被 用以產生彼等時域音頻樣本的該合成視窗函數（3 7 0)的一 種信號。 如本發明的一個具體實施例，一種編碼器（510)，係包含 9 用以產生在數個音頻子頻帶聲道中的音頻子頻帶値，依據 本發明的一個具體實施例。 如本發明的一具體實施例，一種編碼器（510)進一步包含 —種量化器以及編碼器（570) ’稱合於該用以產生音頻子頻 帶値的裝置（560)，並且適合於量化以及編碼由該裝置（56〇) 所輸出的彼等音頻子頻帶値，並且輸出彼等量化之後的編 碼音頻子頻帶値。 如本發明的一個具體實施例，一種解碼器（580)，包含用 以產生時域音頻樣本的一種裝置（600)，依據本發明的一具 -1 1 0 - 1355649 體實施例。 如本發明的一個具體實施例，一種解碼器（580)係進一步 包含一種解碼器以及解量化器（590)，適用於接收已編碼且 已經量化的音頻子頻帶値，係耦合於該用以產生時域音頻 樣本的裝置（600)，並且適合於提供彼等已經解碼以及解量 化的音頻子頻帶値，作爲輸出至該裝置（600)的彼等音頻子 頻帶値。
如本發明的一具體實施例，一種SBR編碼器（520)係包 含用以產生在數個音頻子頻帶聲道中的音頻子頻帶値的一 種裝置（530)，係依據提供給該SBR編碼器（520)的一個時 域音頻輸入樣本資訊框，以及包含一種SBR參數萃取模組 (540)，耦合於該用以產生音頻子頻帶値的裝置（530)，並且 適用於依據彼等音頻子頻帶値，以萃取以及輸出SBR參數。 如本發明的一個具體實施例，一種系統（610)係包含用以 從提供給該系統（610)的一個時域音頻輸入樣本資訊框 中，產生音頻子頻帶値的一種裝置（6 20);以及用於依據由 該用以產生音頻子頻帶値的裝置（640)所產生的彼等音頻 子頻帶値，產生時域音頻樣本的一種裝置（640)。 如本發明的一個具體實施例，一種系統（610)係爲一種 SBR解碼器。 如本發明的一個具體實施例，一種系統進一步包含一 HF產生器（630)，交互連結於該用以產生音頻子頻帶値的 裝置（620)以及該用以產生時域音頻樣本的裝置（640)之 間，並且適合於接收SBR資料，且適合於修改或者增加音
< S -111- 1355649 頻子頻帶値，依據該資料以及來自於該用以產生音頻子頻 帶値的裝置（620)之彼等音頻子頻帶値。 相對於如本發明的數個具體實施例所載之全部的裝置 以及方法，依據實現的細節而定，爲了依據在附件1與3 中的圖表中所給定的彼等數値爲基礎，以獲得彼等視窗係 數，相對於對應於彼等索引128至255以及384至511的 彼等視窗係數的額外的正負號改變（乘上因子（-1))，係可以 實行的。換句話說，該視窗函數的彼等視窗係數，係依據 Φ 附件1的圖表中所給定的彼等視窗係數而定；爲了獲得在 彼等圖示中所顯示的該視窗函數的彼等視窗係數，在該圖 表中，對應於〇至127、256至383以及512至639的彼等 索引之彼等視窗係數，必須乘上（+1)(亦即沒有正負號改 變），以及對應於128至255以及384至511的彼等索引之 彼等視窗係數，必須被乘上（-1)(亦即，正負號改變），以獲 得所示之該視窗函數的彼等視窗係數。相應地，在附件3 的該圖表中所給定的彼等關係式，也必須相應地處理。又 ® 換句話說，在彼等附件1至4中的彼等圖表中所給定的彼 等視窗係數’可以根據方程式（16a)以及（16b)進行改變。 應該注意的是，在本發明申請案的架構中，在以另一個 方程式爲基礎的一個方程式之下，額外的延遲、因子、額 外的係數的引入’以及另外的簡單函數的引入，係可被理 解的。此外’單純的限制式’常數的加數（constant addends) 等，係可以省略的。此外，完全不會改變該方程式的結果'， 或者不會顯著地改變該方程式的結果之代數變換、全等變
<S -112- 1355649 換以及近似（例如一泰勒近似，Taylor Approximation) 等，係也可以包含在裡面。換句話說，就該結果而言，在 本質上會得到相同的結果之微小的修正以及變換係可以被 包含在裡面的，在一方程式或者表示式係以依方程式或者 表示式爲基礎的情況中。 雖然在前面中，均參考於特別的具體實施例，進行特別 的陳述與描述，但是應該被瞭解的是，在該技術中所使用 的各種技巧，在不偏離本發明精神以及範圍的情況下，任 ^ 何熟悉該項技術所屬之領域者，可以在其形式上以及細節 上做各種不同的改變。應該被瞭解的是，在不偏離於此所 揭露以及於运下來的專利申請範圍中所界定的廣泛槪念之 下，可以進行各種不同的改變以使其適用於不同的具體實 施例。 【圖式簡單說明】 第1圖爲用以產生音頻子頻帶値的一種裝置的一個具體 實施例之方塊.圖；
第2a圖爲用以產生時域音頻樣本的一種裝置的一個具 體實施例之方塊圖； 第2b圖爲描繪依據本發明的一個具體實施例’以一種 用以產生時域樣本的裝置的該形式呈現的機能原理； 第3圖係描繪根據本發明的一具體實施例所載之該內插 視窗係數的槪念； 第4圖係描繪在一正弦視窗函數的該種情況中的內插視 窗係數；
< S -113- 1355649 第5圖顯示包含一個SBR解碼器以及一個SBR編碼器的 本發明的一個具體實施例的一個方塊圖； 第6圖描繪—SBR系統的彼等延遲來源；. 第7a圖顯示用以產生音頻子頻帶値的一種方法的一個 具體實施例的流程圖； 第7b圖描繪在第7a圖中所示之該方法的具體實施例中 的—個步驟； 第7c圖顯示用以產生音頻子頻帶値的一種方法的一個 9 具體實施例的流程圖； 第8a圖係顯示用以產生時域樣本的一種方法的一個比 較實例的流程圖； 第8b圖係顯示用以產生時域樣本的一種方法的一個比 較實例的流程圖； 第8c圖係顯示用以產生時域樣本的一種方法的具體實 施例之流程圖；
第8d圖係顯示用以產生時域樣本的一種方法的另一個 具體實施例之流程圖； 第9a圖係顯示用以產生音頻子頻帶値的一種方法的一 個比較實例的一種可能的實現架構； 第9b圖係顯示用以產生音頻子頻帶値的一種方法的一 個具體實施例的一種可能的實現架構； 第l〇a圖係顯示用以產生時域樣本的一種方法的一個比 較實例的一種可能的實現架構； 第10b圖係顯示用以產生時域樣本的一種方法的一具體 -114- 1355649 實施例的另一種可能的實現架構； 第11圖係顯示依據本發明的一具體實施例所敘述之合 成視窗函數，以及一正弦視窗函數的一個比較圖； 第1 2圖係顯示依據本發明的一具體實施例所敘述之合 成視窗函數，以及SB R QMF原型濾波器函數的一個比較 圖； 第13圖描繪由第12圖中所示之該視窗函數以及該原型 濾波器函數所造成的彼等不同延遲；
第 14a 圖係顯示一個圖表，描繪一個傳統的 AAC-LD + SBR編解碼器以及包含本發明的一個具體實施例 的一AAC-ELD編解碼器的該延遲之不同的貢獻來源； 第14b圖係描繪另一個圖表，包含與不同的編解碼器的 不同元件的延遲相關的細節； 第15a圖係顯示基於依據本發明的一個具體實施例所述 之視窗函數的一種裝置之頻率響應，與基於一正弦視窗函 數的一種裝置之頻率響應的比較圖； 第15b圖顯示在第15a圖中所示之該頻率響應的一個特 寫； 第16a圖顯示4種不同的視窗函數的頻率響應的一個比 較圖； 第16b圖顯示在第16a圖中所示之彼等頻率響應的一個 特寫； 第17圖係顯示兩種不同的視窗函數的頻率響應的一個 比較圖，其中的一個視窗函數係依據本發明，以及另一個
(S -115- 1355649 視窗函數係一對稱的視窗函數； 第18圖係綱要地描繪一般人耳的短暫遮蔽特性；以及 第19圖係描繪一原始的音頻時間信號、基於HE A AC編 解碼器所產生的一個時間信號以及基於包含本發明的一個 具體實施例之編解碼器所產生的一個時間信號之間的一個 比較圖。
【主要元件符號說明】 100 裝置 110 分析視窗器 120 資訊框 130 區塊 140 箭號 150 資訊框 160 視窗型樣本 170 計算器 180 區塊 190 分析視窗函數 200 群組 210 群組 220 區塊 230 箭號 300 裝置 310 計算器 320 區塊 -116- < s ) 1355649
330 序列 340 區塊 350 箭號 360 合成視窗器 370 合成視窗函數 380 資訊框 390 區塊 400 重疊加法器輸出級 410 區塊 420 群組 430 群組 440 箭號 450 視窗係數 460 視窗係數 470 箭號 480 視窗係數 490 視窗係數 500 系統 510 編碼器 520 編碼器 530 分析濾波器組 540 模組 550 階段 560, 560, 編碼器 (S ) -117- 1355649
570 階 段 580 解 碼 器 590 階 段 600, 600, 合 成 濾 波 器 組 610 解 碼 ά 620 分 析 濾 波 器 組 630, 6307 筒 頻 產 生 器 640 合 成 濾 波 器 組 700 視 窗 函 數 710 正 弦 視 窗 函 數 720 濾 波 器 750 延 遲 760 重 疊 770 重 疊 800 圖 形 810 圖 形 820 圖 形 830 圖 形 840 圖 形 850 圖 形 860 直 線 870 線 性 880 箭 號 890 箭 號 -118- 1355649
S100 SllO S120 S130 S140 S150 S160 S162 SI 70 S200 S210 S220 S222 S230 S240 S250 S260 S300 S310 S320 S322 S330 S340 S350 步驟 步驟 步驟 步驟 步驟 步驟 步驟 步驟 步驟 步驟 步驟 步驟 步驟 步驟 步驟 步驟 步驟 步驟 步驟 步驟 步驟 步驟 步驟 步驟 1355649
S360 S370 S400, S400' S410 S420 S430, S430' S440 S450 S460, S460, S470, S470' S480, S480' S500, S500' S510, S510' S520, S520' S530, S530' S540 S542 S550 S560, S560' S570, S570, S580, S580, 步驟 步驟 程式碼序列 程式碼序列 程式碼序列 程式碼序列 程式碼序列 程式碼序列 程式碼序列 程式碼序列 程式碼序列 程式碼序列 程式碼序列 程式碼序列 程式碼序列 程式碼序列 程式碼序列 程式碼序列 程式碼序列 程式碼序列 程式碼序列 -120-
Claims (1)
1355649 修正本 第096140030號「產生音頻子頻帶値之裝置與方法及產生時域 音頻樣本之裝置與方法」專利案 (201 1年10月20日修正） 十、申請專利範圍： 1. 一種用以在多數個音頻子頻帶聲道中產生多數個音頻子頻 帶値的裝置（100)， 包含： 分析視窗器（110)，用於使用包含數個視窗係數序列的分 > 析視窗函數（190)，以從一較早樣本延伸至一較晚樣本的時 間序列中視窗化數個時域音頻輸入樣本的資訊框（120)，以 獲得視窗型樣本，該分析視窗函數（190)包含具有該數個視 窗係數序列的第一部份的數個視窗係數之第一群組 (20 0)，以及一包含該數個視窗係數序列的第二部份的數個 視窗係數之第二群組（210)，該第一部份包含較該第二部分 少的數個視窗係數，
其中在該第一部份中的彼等視窗係數的能量値係較該第 二部分的彼等視窗係數的能量値高， 其中該數個視窗係數之第一群組係用於視窗化較晚的數 個時域樣本，以及該數個視窗係數之第二群組係用於視窗 化較早的數個時域樣本；以及 計算器（170)，用以使用彼等視窗型樣本計算彼等音頻子 頻帶値。 2.如申請專利範圍第i項之裝置（1 〇〇)，其中該分析視窗器 (110)係適以使得該分析視窗函數（190)相對於該數個視窗 1355649 修正本 係數序列而言係不對稱的。 3. 如申請專利範圍第1項之裝置（100)，其中該分析視窗器 (110)係適以使得該第一部份數個視窗係數的能量値等於 或者大於該數個視窗係數序列的全部視窗係數的能量値的 2/ 3，以及數個視窗係數的第二部份之彼等視窗係數的能量 値係小於或者等於該數個視窗係數序列的全部視窗係數的 能量値的1 / 3。 4. 如申請專利範圍第1項之裝置（100)，其中該分析視窗器 > (110)係適以使得該數個視窗係數之第一部份包含該數個 視窗係數序列的視窗係數總數量的1 / 3或者少於1 / 3，以 及該第二部份包含該數個視窗係數序列的視窗係數總數量 的2/3或者多於2/3。 5. 如申請專利範圍第1項之裝置（1〇0)，其中該分析視窗器 (110)係適以使得該分析視窗函數（190)的彼等視窗係數的 中心點，對應於在該數個視窗係數之第一部份的指數範圍 中的實數値。 ► 6. 如申請專利範圍第1項之裝置（100)，其中該分析視窗器 (110)係適以使得該分析視窗函數（190)包含從包含該分析 視窗函數（190)的全部視窗係數的最高絕對値之視窗係 數，嚴格單調遞減至用以視窗化該最後時域音頻樣本的數 個視窗係數序列的視窗係數。 7. 如申請專利範圍第1項之裝置（100)，其中該分析視窗器 (110)係適以使得對應於指數η = (τ-1) · N的該視窗係數包 含在0.9至1.1的範圍中的絕對値，其中該數個視窗係數序 1355649 1 修正本 列'的指數係在〇至Ν·Τ-1的範圍中的整數，其中用以視窗 化該資訊框120的最後時域音頻輸入樣本的該視窗係數， 係爲對應於該指數Ν · Τ-1的該視窗係數，其中該分析視窗 器（110)係適以使得該數個時域音頻輸入樣本的資訊框 (120)，包含從該資訊框（120)的最早延伸至最晚的數個時域 音頻輸入樣本之數個時域音頻輸入樣本之Τ個區塊的序 歹IJ，每一個區塊包含Ν個時域音頻輸入樣本，以及其中τ 與Ν爲正整數且Τ係大於4。 β .如申請專利範圍第7項之裝置（1 0 0 )，其中該分析視窗器 (110)係適以使得對應於彼等視窗係數的該指數η = Ν · Τ-1 之視窗係數，包含小於〇 . 〇 2的絕對値。 9.如申請專利範圍第1項之裝置（1〇〇)，其中該分析視窗器 (110)係適以使得視窗化包含乘上該資訊框（120)的彼等時 域音頻輸入樣本x(n)，以依據下列方程式獲得該視窗型資 訊框的彼等視窗型樣本z(n): • ζ(η) = χ(η) · c(n) 其中η係一整數，表示在〇至Τ· N-1之範圍內的該數個 視窗係數序列的指數，其中c(n)係對應於該指數n的該分 析視窗函數的視窗係數，其中X ( Ν · Τ -1)係數個時域音頻 輸入樣本之資訊框（120)的最後時域音頻輸入樣本，其中該 分析視窗器（110)係適以使得該數個時域音頻輸入樣本的 資訊框（120)包含數個時域音頻輸入樣本之Τ個區塊（130) 的序列’其從該資訊框（120)最早的數個時域音頻輸入樣 本，延伸至該資訊框（120)最晚的數個時域音頻輸入樣本， 1355649 修正本 每一個區塊包含N個時域音頻輸入樣本，以及其中T與N 係爲正整數並且T係大於4。 1〇_如申請專利範圍第1項之裝置（100)，其中該等裝置（100) 係適以使用一分析視窗函數（190)爲合成視窗函數（370)的 時間倒轉或者指數倒轉的格式且被用於彼等音頻子頻帶 値。 11. —種用以產生數個時域音頻樣本的裝置（300)，包含： 計算器（310)，用以在數個音頻子頻帶聲道中，從數個音 > 頻子頻帶値計算數個中間時域樣本的序列（330)，該序列包 含較早的數個中間時域樣本以及較晚的數個時域樣本； 合成視窗器（360)，使用包含數個視窗係數序列的合成視 窗函數（370)，以視窗化該數個中間時域樣本的序列（330)， 從而獲得數個視窗型中間時域樣本，該合成視窗函數（370) 包含具有該數個視窗係數序列的第一部份的數個視窗係數 之第一群組（420)，以及一包含該數個視窗係數序列的第二 部份的數個視窗係數之第二群組（430)，該第一部份包含較 I 該第二部分少的數個視窗係數， 其中在該第一部份中的彼等視窗係數的能量値，係較該 第二部分的彼等視窗係數的能量値高， 其中該數個視窗係數之第一群組係用於視窗化較晚的數 個中間時域樣本，以及該數個視窗係數之第二群組係用於 視窗化較早的數個中間時域樣本；以及 重疊加法器輸出級（400)，用以處理彼等視窗型中間時域 樣本，以獲得彼等時域樣本。 1355649 修正本 12. 如申請專利範圍第„項之裝置（3〇〇)，其中該合成視窗器 (3 6 0)係適以使得該數個視窗係數之第—部份的該等視窗係 數能量値’係大於或者等於合成視窗函數（37〇)的全部視窗 係數的能量値的2/ 3 ’以及該數個視窗係數的第二部份之能 量値’係小於或者等於該合成視窗函數的全部視窗係數的能 量値的1 / 3。 13. 如申請專利範圍第n項之裝置（300)，其中該合成視窗器 (3 6 0)係適以使得該數個視窗係數之第一部份包含該數個 > 視窗係數序列的所有視窗係數總數量的1 / 3或者少於 1 / 3 ’以及該數個視窗係數之第二部份包含該數個視窗係數 序列的視窗係數總數量的2/3或者多於2/3。 14. 如申請專利範圍第11項之裝置（3 00)，其中該合成視窗器 (36 0)係適以使得該合成視窗函數（370)的彼等視窗係數的 中心點對應於在該數個視窗係數之第一部份的指數範圍中 的實數値。 15_如申請專利範圍第11項之裝置（300)，其中該合成視窗器 ( (3 6 0)係適以使得該合成視窗函數包含從用以視窗化最後 中間時域樣本的該數個視窗係數序列的該視窗係數，嚴格 單調遞增至包含該合成視窗函數的全部視窗係數的最高絕 對値之該視窗係數。 ‘ 16.如申請專利範圍第11項之裝置（300)，其中該視窗係數對 應於一指數n=N，在0.9至1.1的範圍中包含一絕對値， .其中該數個視窗係數序列的該指數η係在0至T · N-1範 圍中的一整數，其中用以視窗化該最後中間時域樣本的該 1355649 修正本 視窗係數，爲對應於該指數n = 0的該視窗係數，其中τ係 一大於4的整數，表示包含在該數個中間時域樣本的資訊 框（330)中的區塊個數，其中該裝置（300)係適以產生數個時 域音頻樣本之區塊（410)，該數個時域音頻樣本之區塊（410) 包含Ν個時域音頻樣本，其中ν係一正整數。 17·如申請專利範圍第16項之裝置（300)，其中該合成視窗器 (360)係適以使得對應於該指數η = 〇的該視窗係數包含一個
小於或者等於0.0 2的絕對値。 如申請專利範圍第^項之裝置（3 〇〇)，其中該合成視窗器 (3 60)係適以使得對應於指數η= 3Ν之該視窗係數係小於 -0.1’其中該等裝置（300)係適以產生數個時域音頻樣本之 區塊（410) ’該數個時域音頻樣本之區塊（41〇)包含ν個時 域音頻樣本，其中Ν係一正整數。 19.如申請專利範圍第.11L項之裝置（3〇〇)，其中該合成視窗器 (360)係適以使得該視窗化包含乘上該數個中間時域樣本 > 序列的彼等中間時域樣本g(n)，以依據下列方程式獲得該 視窗型資訊框（380)的彼等視窗型樣本z(n): z(n) = g(n) · φ N ~ l - η) 其中 n = 〇, ... ,Τ . N-l。 2〇_如申請專利範圍第11項之裝置（300)，其中該等裝置（300) 係適以使用該合成視窗函數（3 70)爲分析視窗函數（1 9 〇)的 時間倒轉或者指數倒轉版本格式且用以產生彼等音頻子頻 帶値。 21. —種用以在數個音頻子頻帶聲道中產生數個音頻子頻帶値 1355649 修正本 的方法，包含： 視窗化手段，用於使用分析視窗函數，從一個較早的樣 本延伸至一個較晚的樣本的時間序列中視窗化數個時域音 頻輸入樣本的資訊框以獲得數個視窗型樣本，該分析視窗 函數包含具有該數個視窗係數的序列的第一部份的數個視 窗係數之第一群組（200)，以及包含該數個視窗係數序列的 第二部份的數個視窗係數之第二群組（210)，該第一部份包 含較該第二部分少的數個視窗係數，其中在該第一部份中 I 的彼等視窗係數的能量値係較該第二部分的彼等視窗係數 的能量値高，其中該數個視窗係數之第一群組（200)係用於 視窗化較晚的數個時域樣本，以及該數個視窗係數係之第 二群組（210)係用於視窗化較早的數個時域樣本；以及 計算手段，使用彼等視窗型樣本計算彼等音頻子頻帶値。 22.—種用以產生數個時域音頻樣本的方法，包含： 計算手段，用以在數個音頻子頻帶聲道中，從數個音頻 子頻帶數値計算數個中間時域樣本的序列，該序列包含較 I 早的數個中間時域樣本以及較晚的數個中間時域樣本； 視窗化手段，使用包含數個視窗係數序列的合成視窗函 數，視窗化該數個中間時域樣本的序列，從而獲得數個視 窗型中間時域樣本，該合成視窗函數包含具有該數個視窗 係數序列的第一部份的數個視窗係數之第一群組（420)，以 及包含該數個視窗係數序列的第二部份的數個視窗係數之 第二群組（430)，該第一部份包含較該第二部分少的數個視 窗係數，其中在該第一部份中的視窗係數的能量値係較該 1355649 •' r 修正本 第二部分的視窗係數的能量値高，其中該數個視窗係數之 第一群組係用於視窗化較晚的數個中間時域樣本，以及該 數個視窗係數之第二群組（420)係用於視窗化較早的數個 中間時域樣本；以及 重疊加法手段，用以對彼等視窗型中間時域樣本進行重 疊加法，以獲得彼等時域樣本。 23·一種具有程式碼的程式，當在一處理器上執行時’可以實 現如申請專利範圍第21項或者第22項之方法。
1355649 π (〇〇年(?月丨◦日修正本 、圖式. 第1圖 100 220
1355649 第2a匱
300
400 3201355649 第2b圖 340-1 330 Nv ^40 340-T
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II議遛國 I 1355649
第7a圖
S170 1355649 第7b匱 160-2· 160-4 160-6 160-8 160-10
150 1355649
-ίο- 1355649
第8a圖
1355649
第8b圖
-12- 1355649
-13- 1355649 第8d圖
1 r ior(n=639;n>=64；n-){ ν[π]=ν[π-64] > u^^S310 r ior(n=0;n<=63;n++){ vin]=X[0][〇/32*cos(Ti/64*{0.5)*(2*n-31)) for〇c=1ik<=31；k+-i-H v[n]=v[n]+X[k]〇]/32*cos(Ti/64*{k+0.5)*{2*n-31)) } · ' } ——S322 ' , .. for(n=0;n<=4;n++){ for(k=0；k<=3l;k++){ g[64*n+k] = v[128*n+kl .g[64*n+32+k] = v[128*n+96+k] > } -^S330 .· · ' « r for(j=0;{<=319;]++){ ci【j】=0.5*(c[2*j 十 十 cp+j】） .} ——S340 ior(n=0;n<=319;n 十十){ wln]=g[n]*ci[n] • > —^S350 ·♦ . for(k=0;k<=31;k++){ · temp=w[k] for(n=1;n59;n++){ temp=iemp+w[32*n+kj; > ne)dOutputAudioSample=temp > 一^S360 * , (完成） 'y~^'SZ70
-14- 1355649 第9a圖 S400 S410 S.420 S430； Sk40 S4.60 S460 function [y, state] = Iilfb80 (x, state) % update buffer state (640-64+(1:64)) = x; % apply window w(n_ana = Idfb80_win; % assumes latest samples aligned to the right side of buffer x_win_orig = state. *win_ana; ‘％ prepare stack x_stack == reshape (x_win_orig,128,5); % sign change x_stack(:,2:2:4)) = -x_stack(;,(2:2:4)); % collapse stack _stack = sum(-x一stack(end:-i:i，:)，2)’； ,% Odd FFT of windowed data temp = fft(x_stack.*exp{-1i*pi*(〇：l28-1)/128)); . % post twiddle =(64+1)/2 y = 2*conj (temp (1:64) ,*exp(-2i*pi*((0:64-1)-f 0.5)*m/128)); S480 % shift buffer kstate (1:640-64) = state (64+(1:640-64)): -15- 1355649 第9b圖 S_， ：S412 S420 .伽， :8440 S450 S4Q0，' ..:.V:.s_， ：sm function [y, state] = Iclfb80_32 (x, state) .% update buffer state (320-32+(1:32)) = x; % apply window win_ana = Idfb80_win(); win—ana = (win一ana (1:2:end)十 win一ana (2:2:end))/2; % assumes latest samples aligned to the right side of buffer x_win_orig = state. *win_ana; % prepare stack x_stack = reshape (x_win_orig,64,5)； % sign change x_stack(:,(2:2:4)) = -x_stack(:,(2:2:4)); % collapse stack x_slack = sum(-x_stack(end>1 % Odd FFT of windowed data temp = fft(x_stack.*exp(-1i*pi*(0:64-1 )/64)); ,% post twiddle m =(32+1)/2 y = 2*conj (temp (1:32) .*exp(-2i*pi*((0:32-1)+0.5)*m/64)); ‘％ shift buffer state (1:320-32) = state (32+(1:320-32)): -16 - 1355649 第10a圖 S500 S510 S520 S530、 S540 S550 function [y, state] = I：dfb80 (xf state) % pre Middling m = (64+1)/2; temp = 0.5Aconj (x).*exp( (2i*pt*((0:64-1)+0.5)*m/128)); % Odd symmetry 'temp = [temp conj (temp (64:-1:1))]; %OddFFT y_knl = real (iift (temp) .* exp(i*pi*(0:128-1 )/128)); .% expand data；.alternating sign flip y_knl = -y_knl (128:-1:1): tmp = [yJS 卜 y—knl y_knhy_knl y_knl]’; % synthesis window win_ana =丨 d_ 一win; win_syn = win—ana(end:-1:1); % apply window 'tmp = tmp.*win sys; S500 . % update buffer .S-^state (640-64+(1:64)) = 0; state = state + tmp; S5.70 S580 、％ get output =state(1:64); % shift buffer 'state (1:640-64) = state (64+1:640); -17- 1355649 第10b圖 S5001 S510, S520* S530’、 function [y, state] = Idfb80_32 (x, state) .% pre twiddling m = (32+1)/2; temp = 0.5*con) (x).*exp( (2i*pi*((0:32-1)+0.5)*m/64)); % odd symmetry 'temp = [temp conj (temp (32:-1 ;1})]; % Odd FFT y_knl = real (ifft (temp) .* exp(i*pi*(0:64-1)/64)): % expand data; alternating sign flip y_knl =-y_knl (64:-1 ；1)； tmp = [y__iii! -y_kni y_knl -y_knl y_knll，; % synthesis window \,vin_ana = Idfb80_win; .win_syn = win_ana(end:-1:1); win__syn = (wiFi_syn(1:2:end)+win_syn(2:2:end))/2; S550 S560, S57(y S580’ '% apply window tmp = tmp.*win_sys; .% update buffer state (320-32+(1:32)) = 0; state = state + tmp; > % get output y = state(1;32); '% shift buffer slate (1:320-64) = state (32+1:320); -18- 1355649 _ 11¾ ϋ. 靈 S3IAD. 徊il趑 31葙(sdalso)
OCVJ寸 -19- 1355649 Μπ 濉 _鶴園 scyi·"·------ 籠 aass- 0 一 If蹿駕鹦副晦fesa-aas瑕㈣諒 (adcnsu)徊SI蹿堪鹪賴域绥飙||鐮1《 c r
-20- 1355649 • ·
szofc§ -21 1355649 第14a圖 編解碼器 延遲來源 延遲 [樣本] 延遲 [毫秒】 MC-LD +SBR MDCT/IMDCT/ 雙速率 960.2 40 QMF 577 • 12 SBR重疊 384 8 2881 60 :AAC-ELD LD-MDCT / LD-IMDCT/ 雙速率 720.2 30 CLDFB 64 1 SBR重疊 0 1504 31 第14b匱 延遲[樣本] 延遲[毫秒] 整體延遲《秒] • :LD-_CT + LD-IMDCT 720*2樣本 30毫秒 .QMF. 2*288= 576樣本 12毫秒 42毫秒 CLDFB 2*32= 64樣本 1.3毫秒 31.3毫秒 -22- 1355649 第15a圖 800
頻率響應
0.0625 正規化頻率 Omega/pi [弧度/樣本] -23- 1355649 第15b圖
頻率響應
正規化頻率 Omega/pi [弧度/樣本] -24- 1355649 ΗΜ9Ι 派
•OL/66aEo p αα 25- 1355649 _q9I 搬 鐮圈徊噻e徵剧豳翻e柃_画}51怔^盈晅^:鎰汜
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