TWI280735B - N-way RF power amplifier with increased backoff power and power added efficiency - Google Patents

Description

0) 1280735 玖、發明說明 (發明s明1¾:發贿屬之技術領域、先 峨術、内容、實 技術領域 圖式簡單說明) 本發明一般係有關射頻功率 人又洛 ，PJ ^ 本發明有關一種適用於現代無線通俨 〃體而言， 大器，其要求在採用數位調變 ^、先的射頻功率放 、七 基地台處有t r廟 功率。 $見軏園之輪出 基地台處的功率放大器通常遠低於峰值功 率位準處操作。但是，後退操作點功率位”〈輸出功 中功率放大器的效率。傳统放 上卞奉低了發射器 間有直接關係。因此，σ有4+ 4g #文丰和知入驅動位準 以驅動放大器成為飽和時，才 】足夠南 揸播 > 东、丄 τ此獲仵南效率（直流至射頻 轉換效率）。由於在多載波通 ^ 夕戰反遮仏系統中放大器必須盡可能 維持線性，故此高效區不能使用。 種獒供已改進之後退操作點功率位準的傳統功率放 大器設計稱為D〇herty放大器，其結合來自主放大器的功 率與來自輔助放大器或峰值放大器的功率。參考W.H. Doherty所著「一種用於調變波的新型、高效率功率放大 詻」’ 1 9 3 6年版無線電工程雜誌第2 4卷第9號之第 1 1 63 - 1 1 82頁。在傳統的D〇herty組態中，載波放大器1 〇和 學值放大器1 2係設計以最佳效率傳送最大功率至一個負 載R ’如圖1(A)所示。主放大器或載波放大器為普通之b 類放大器’而辛值放大器係設計為僅放大超過某最低臨限 (2) __ 1280735 值之4吕號。對於~個L D 1VT O Q从，玄/ a „ 似LUMOS功率電晶體來說，此可藉由 將電晶體直流偏壓至其央止電壓之下，以近似c類操作之 方式達成。兩個放大器的輸出係藉由阻抗為R的一個四分 之一波傳輸線連接，五最佳負 a私八千又負載被加於峰值 放大器之輸出。射頻輪入说、玄展士々 、人钿入功率係在峰值放大器之輸入處均

分且延遲四为之一'油八 技iJ A 疚杓刀，精此確保位於負载R/2處之二 放大器的輸出功率將會同相。

…將B類主放大器輪其最佳靡倍之嫩抗，可 讓Doherty放大器於壓縮前達到高效率。纟其最大功率一 半處，此放大器壓縮且達到峰值效率。第二放大器或峰值 放大姦僅在鈿入信號之峰值時起作用，並用以調變顯現於 王放大器輸出又負載阻抗。當第二放大器釋放出其全部功 率時’會再次達到其最高效率。因此，第一放大器係保持 於飽和邊緣係A 了-個6分貝範圍的對外功率，並維持效 率接近峰：值。 、當進入Doherty放大器的輸入射頻功率不足以開啟峰值 放大器時，所有輸出功率係由主放大器或載波放大器供應 §峰值放大器關閉時，其輸出阻抗非常高並且載波放大 备 < 輸出功率係整體傳送到負載R/2，如圖1(B)所示。橫 跨四分之一波轉換器實際呈現給載波放大器之負載為U 因此，裝置私流，、達電壓飽和時最大功率電流所能釋放 的一半。此導致該裝置傳送其最大輸出功率的一半。由於 電流的射頻部分和直流部分均係其峰值的一半，當載波放 大器以最高線性效率向負載供應其最大輸出功率的一半 (3) 1280735

時，其效率為最高。

當提供充分的輸入射頻功率以允許峰值放大器達到飽 和（如圖1 (A)所示）時，兩個並聯放大器係平均地向負載 R/2傳送最大輸出功率。顯現於各放大器之負載即為最佳 負載R，並且四分之一波轉換器兩端之負載亦保持為R。 峰值放大器係設計為當載波放大器剛開始飽和時開始操 作。最高線性效率係在此點獲得。隨著輸入的射頻驅動進 一步增加，♦值放大器開始打開並向負載傳送輸出功率。 由辛值放大器供應的額外電流具有增加四分之一波轉換 器輸出端的負載阻抗之作用。轉換器之載波放大器端的有 效改變將減小顯現之負載阻抗，並能在其電壓維持飽和時 致能載波放大器傳送更多功率。由於峰值放大器之工作因 數係相對較小，故界限間的效率與最大值之間僅會有些許 減少。

已經嘗試過擴大Doherty放大器之高效操作範圍。如 I w a m 〇 t 〇等人已在載波及學值放大器中採用比例縮放電 晶體或不同大小之電晶體，連同輸入端之一不等功率分離 器，來產生一個1 2分貝的後退操作點電路。參考I w a m 〇 t 〇 等人所著「一種具有橫跨寬功率範圍之高效率的延伸 Doherty放大器」見2001年亞利桑納州，Phoeniz之電氣和 電子工程協會之MTT- S文摘。當總輸出功率較低（少於1 0 瓦）時，該技術顯然很好用，但當輸出功率處於1 〇到1 〇 〇 瓦C W範圍内時，僅有限地改進。 本發明使射頻功率放大器之高效操作範圍得到擴大。 (4) 1280735 發明内容 根據本發明，一種射頻功率放大器包括一個用於最大 後退操作點功率操作的主放大器或載波放大器，以及複數 個經適當偏壓的輔助或峰值放大器，以開始順序地操作用 於增加功率需求。在將會維持辛值效率的功率範圍内，各 峰值放大器均能使功率範圍增加6分貝。由於需要一個N 路分離器以提供輸入信號至主放大器和N-1峰值放大器 ，分離器功率之有限損耗會造成效率降低。 在一個較佳具體實施例中係提供一 4路放大器，其包括 一個主放大器和三個峰值放大器，均由一個4路功率分離 器驅動。就理論而言，該放大器使有效功率範圍擴大1 8 分貝。在採用了諸如寬帶CDMA(W-CDMA)或OF DM之調變 方案的數位通信系統中，此有效功率範圍的擴大非常重要 ，其中峰值對平均功率比可高達1 3分貝。與2路放大器配 置相比，4路組態亦使總功率增加了 3分貝。因此一個1 2 0 瓦的峰值放大器可以由一個4路配置提供，其中各放大器 路徑（一個載波放大器和3個峰值放大器）採用3 0瓦電晶體 〇 自以下詳細說明及隨附申請專利範圍，並結合圖示， 將可更易於清楚本發明及其目的與特性。 實施方式 本發明可視為D 〇 h e r t y功率放大器的修改，其中增加複 數個♦值放大器，並為主載波放大器和N - 1 ♦值放大器提 供了一個N路分離器。為易於實際構造該放大器，位於峰 (5) 1280735

載波放大器之輸出上的傳統 波轉換器可互換，而不影響性 需要一個單一 90。（四分之一波） 地透過一多路功率分配器實施 值放大器的輸入上，& Doherty放大器之四分之— 能。載波放大器輸入上僅 相位長度，且因此可以輕易 多峰值放大器。 圖2係依據本發明之功 a — 刀率放大詻的一個具體實施例的 功能方塊圖，其包括一個载波放大器20和三個峰值放大器 21 22及23，峰值放大器透過90。轉換器24、25和26連接 至輸出負載28。一個單一9〇。轉換器3〇將一個4路分離器” 連接到載波器20。藉由*各峰值放大器上的直流偏壓設定 為適當值，增加的峰值放大器允許D〇herty之作用得到擴 大。對於在第一放大器上增加之各峰值放大器來說，其在 維持峰值效率之功率範園内將會有6dB之對應增加。由於 在N路分離器中之有限損失，會導致效率有些許降低。4 路放大器將有效功率之範圍擴大至丨8dB的理論值。如上 所述，此擴大對於應用調變方案的數位通信系統非常重要 ，其峰值對平均功率比可高達13dB。與2路傳統Doherty 電路相比，4路組態使總功率增加了 3 dB m。因此一個1 2 0 瓦學值放大器可以由一個4路Doherty配置提供，其中各放 大器路徑（一個載波放大器和3個峰值放大器）採用3 0瓦電 晶體。 圖3係圖2之放大器詳圖，其採用來自Ultra RF受讓人之 30瓦LDM0SFET功率電晶體進行模擬，包括一個主放大器 電晶體4 0和3個峰值放大器電晶體4 1至4 3。輸入信號之4 1280735 ⑹ r——] 路分離器係藉由2路分離器4 4、4 6和4 8提供。主電晶體放 大器40包括一個90。轉換器5〇，其將分離器46與輸入匹配 電路5 2連接起來。閘極偏壓5 4、汲極偏壓5 6、一輸出匹配 電路58和一個偏移微帶相位長度6〇串聯地與相位分離器 46和輸出62處之間的放大器連接，其包括一轉換器64和電 阻66。各峰值放大器均有一個9〇。轉換器66，其將放大器 %路與該負載相連，如圖2所示。輸出匹配電路58中可包 括一個諧波終端，如接地電感器和電容器，以便將輸出諧 波反射回到電晶體輸出並藉此增加峰值效率。各峰值放大 為電路均有類似輸入和輸出電路，隨著輸入信號強度的增 加，閘極偏壓電路提供峰值放大器之順序操作。 圖3之4路放大器採用透過UMTS頻帶（21 1〇-2 ! 70 MHz) 之Agilent ADS模擬器來模擬輸出功率、增加功率效率 (PAE)和増显。圖4顯示輸入射頻功率相對於輸出射頻功率 ，以及增加功率效率於輸入功率範圍從23⑽瓜延伸至Μ dBm(200^瓦至2〇瓦），且飽和輸出接近15〇瓦（52dBm)。 當輸出功率位準後退至42 dBm(後退1〇 dBm)時，pAE為 4 6/。對太同樣的後退操作點功率，傳統放大器之p a E將 不到10 /°。傳統的2路Doherty放大器之對應PAE為23%。 對峰值放大器選擇偏壓而言，電晶體在正確點位順序地開 啟疋很重要的，以保持放大器整個動態範圍的增益線性。 表1顯不傳統2路Doherty放大器、具有Iwamoto等人所述 不等功率刀離器的2路D〇herty放大器、一個根據本發明之 一具體實施例的3路放大器（具有兩個峰值放大器的主放 -10 - 1280735 (η\ - ⑺ 大器）以及一個4路分離器（具有三個峰值放大器的主放大 器）間之比較。應注意，相對傳統方法而言，4路放大器在 PAE中之改進達到2倍。 組態 SS增益 ，dB PldB， dBm PAE@P1 dB，％ PAE@ 7dB後退 ，％ PAE@10 dB後退 ，％ 電路複 雜程度 具有不等功 率分離器之 180瓦2路 Doherty 13.5 52 65 31.5 20.3 中等 具有「Upton 」相位長度之 3x60瓦2路 Doherty 11 53.2 55 32 23 高 2x90瓦之3路 Doherty 11 52.4 62 45 35 南 2x120瓦之4 路 Doherty 11 53.9 63 52 44 高 一個依據本發明之N路Doherty放大器在寬範圍輸入/輸

出功率位準内針對線性功率放大器之增加功率效率方面 提供主要改進。因各電晶體之功率要求與功率電晶體N之 數目成反比，故該放大器特別適用於高功率放大器。在傳 統的2路Doherty組態中，迫使各電晶體之峰值功率需求為 總輸出功率的一半。這種狀況導致載波放大器和峰值放大 器之輸入及輸出阻抗非常小並導致難以實際應用。使用本 發明，各電晶體需要具有一 1 /N輸出功率的峰值功率需求 ，因此使得當N大於2時輸入和輸出阻抗較高。此外，由 於使用較小的個別電晶體，由放大器中剩餘之無效率產生 的熱會在較大實體區域内分佈，因而減少總熱阻。 雖然已參照特定4路放大器的具體實施例對本發明作 -11 - 1280735

⑻ 了說明，不過該說明僅係對本發明之闡述，而非構成限制 。熟悉此項技術人士可以在不脫離隨附申請專利範圍所定 義的精神及範缚下，進行各種修改及應用。 圖式簡單說明 圖1 ( A)和圖1 (B )係傳統D 〇 h e r t y放大器之示意圖。 圖2係根據本發明的一具體實施例之4路功率放大器之 示意圖。

圖3係圖2之4路放大器之更詳細示意圖。 圖4係顯示用於依據圖2和圖3之模擬功率放大器的輸 出功率對於輸入功率和增加功率效率之圖式。

圖式代表符號說明 10 載波放大器 12 峰值放大器 14 90°轉換器 20 載波放大器 2 1 峰值放大器 22 峰值放大器 23 峰值放大器 24 90°轉換器 25 90°轉換器 26 9 0 °轉換器 28 負載/阻抗 30 9 0 °轉換器 32 4路分離器 -12-

主放大器電晶體 峰值放大器電晶體 峰值放大器電晶體 峰值放大器電晶體 2路分離器 2路分離器 2路分離器 90°轉換器 輸入匹配電路 閘極偏壓 汲極偏壓 輸出匹配電路 偏移微帶相位長度 輸出端 轉換器

9 0 °轉換器或輸出電阻 -13 -

Claims (1)

1280735 拾、申請專利範圍 1. 一種用以在功率之寬範圍内放大一射頻信號之射頻功 率放大器，其包括： a) —主放大器，其係用以在功率之一第一範圍内放大 該射頻信號，且具有一低於該功率的寬範圍之最大值 的功率飽和位準，

b) 複數個輔助放大器，其係與該主放大器並聯連接 ，各該複數個輔助放大器均被偏壓，以便在該主放大 器達到飽和後順序地提供一已放大的輸出信號， c) 一信號分離器，其係用於分離一輸入信號並將該分 離輸入信號施加於該主放大器和施加於該複數個輔助 放大器，以及 d) —輸出，其係用以從該主放大器及從該複數個輔 助放大器接收並結合已放大之輸出信號。

2. 如申請專利範圍第1項之射頻功率放大器，其中各輔助 放大器之有效功率放大率擴大了 6分貝。 3. 如申請專利範圍第2項之射頻功率放大器，其中該複數 個輔助放大器為三個峰值放大器，且該已擴大有效功 率放大率係約1 8分貝。 4. 如申請專利範圍第3項之射頻功率放大器，其中該主放 大器及輔助放大器之每一項包括一橫向DMOS電晶體。 5. 如申請專利範圍第4項之射頻功率放大器，其中該信號 分離器包括與該主放大器之輸入連接的一四分之一波 轉換器，且該輸出包括一電阻負載，其係與該主放大 1280735

器之輸出連接並透過一四分之一波轉換器與各辅助放 大器之該輸出連接。 6. 如申請專利範圍第5項之射頻功率放大器，其中該電阻 負載為R/2，且各放大器係透過阻抗為R的一四分之一 波傳輸線與該負載連接。

7. 如申請專利範圍第6項之射頻功率放大器，其中在低於 飽和時該主放大器提供電流至一 2R負載，藉以使電流 為該放大器飽和時之最大功率電流的一半。 8. 如申請專利範圍第1項之射頻功率放大器，其中該主放 大器和輔助放大器之每一項包括一橫向DMOS電晶體。 9. 如申請專利範圍第1項之射頻功率放大器，其中該輸出 包括一電阻負載，其係與該主放大器之輸出連接，並 透過一四分之一波轉換器與各輔助放大器之該輸出連

10. 如申請專利範圍第9項之射頻功率放大器，其中該電阻 負載為R/2，且各放大器係透過阻抗為R的一四分之一 波傳輸線與該負載連接。 11. 如申請專利範圍第1 〇項之射頻功率放大器，其中在低 於飽和時該主放大器提供電流至一 2R負載，藉以使電 流為該放大器飽和時之最大功率電流的一半。