TW490958B - A method and apparatus for timing recovery in multi-carrier modulation - Google Patents

Description

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發明背景

數位通訊系統内的接收器通常可用來判斷並追蹤產生傳 輸訊號的時脈之相位，如此接收器的取樣動作就能與傳輸 汛號同步。當接收器可從承載資訊的訊號中取出此時序相 位^表示可獲得最佳效能（就是通道頻寬）。若使用多載子 調變（請參閱由John M· Cioffi於1991年11月提出的「八 Multi carrier Primer」ANSi Τ1Ε1· 4/91 — 157，在此全部 併入當成參考，而此後皆簡稱為「Ci〇ff i」），資訊會透 過許多子通道（通常是64-10 24)傳輸。通常會有一個特定 的子通道（稱為導引通道）會設計用來傳輸時序相位。在某 些數位通訊系統内，導引通道僅保留給此使用，但是在其 他系統中導引通道還是會用於傳輸資訊。 這類通訊系統設計成可抵抗來自其他通訊系統不定時的 噪訊和干擾，但是干擾的特性則不全然知道，尤其是使用 具有下垂式天線來運作超高速率數位用戶專線（VDSL)(請 參閱美國國家標準局「Very-high-speed Digital Subscriber Lines」系統需求文件（T1E1.4/98- 043R3)，

在此全部併入當成參考）的無隔離絞線對（UTp )極易受到非 對稱式數位用戶專線（ADSL)、業餘無線電以及廣播AM無線 電之干擾，在特定安裝中之干擾頻率和強度則未知。一般 來說’因為調變法則可順應在連線當時呈現出來的特定訊 號、噪訊和干擾狀況，所以多載子調變是在此環境中所使 用的彈性和適應方式。但是必須小心選擇導引子通道，因 為若在此子通道内遭遇強烈的干擾，則不可能進行進一步

490958 五、發明說明（2) ' 通訊。 在初始處理時必須要有改良才能通過導引子通道（請參 閱標題為「Initializing Communicati〇n in

Systems using Multi-carrier Modulation」的美國臨時 專利中請案6 0/0 78, 549，在此全部併入當成參考），但是 此方法有其困難度，因為（i)需要知道訊號和干擾的強 度並且若未達到相位鎖定這會變得不方便或複雜，並且 (11)通過處理需要在尚未鎖定相位的兩個裝置之間有可靠 的通訊。而要解決這些問題是很複雜、不可靠並且費時 的0 時序相位 > 訊的抽出（時序回復）牽涉到兩個部份，在初 始處理期間，並不清楚通道、噪訊和干擾的特性，但是發 射的訊號卻是事先配置的。所以在使用這些訊號時，接^ =必須學習發射器的時序相位以及頻率，這就是已知的獲 ::建立連線並且測量出通道、噪訊和干擾，依照所作 的上」，匕時接收到的訊號包含未知資訊，接收器可使用 補充貝机以維持相位鎖定-這就是已知的追縱。 發明總結 ^發明的目的在於使用一種依照頻率上訊號品質來衡量 時序相位之技術，以從多個子通道上接收的訊號抽出時序 相位。本發明的進一步目的在於避免任用到導引子通道， 而本發明的其他目的是不需要用到通過處理。 從下列本發明的詳細說明中並且參照附圖，精通此技藝

第5頁 490958 修正 雜趣193 ϋ 號 89102576 _ 修正 圖式說明 圖1顯示近似角度範例的說明圖； 圖2描述依照本發明的獲得和追蹤系統之方塊圖；以及 圖3顯示使用本發明的獲得和追蹤系統評估之圖形例證 頻率錯誤。 發明之詳細說明 在本發明中，將重複發射獲得訊號，而接收器上並不需 要知道正確的訊號，不過最好是所使用的訊號頻帶上一致 的p . s . d.，唯一的需求就是它是重複的。從接收的訊號可 取得頻率錯誤的評估，此評估用於調整接收器上的數字控 制振盪器，而此振盪器輪流決定取樣相位。 在追蹤模式中，藉由使用接收的訊號維持時序相位，並 與傳輸訊號的評估合併以發展相位錯誤的評估。此資訊用 來調整接收器上的數字控制振盪器，而此振盪器輪流決定 取樣相位。 此時請考慮具有N/2載子、取樣率匕和字首長度p的多載 子調變法則（請參閱C i 〇 f f i )，每個傳輸的符號Xk都由N / 2 合成變數所構成，並且在時間領域方面則具有時間期間 (N^p) 若這些符號的順序透 β ，第η個副載子具有頻率y 過具有傳輸函數H ( f )的通道來傳輸，則來自通道的輸出將 為 ⑴

O:\62\62730.ptc 第6頁 2001.10.19.006 490958 號 89102576__> 年（〇 月 if 曰_ 表示 結合的噪訊和干擾，然後由下列得出接收的符號

Yk^)^Xk(n)H(n)^yk(n) (2) 若取樣頻率錯誤為△ f，則取樣實例都會由每個樣本 △ f/fs2進行時間轉換、由每隔符號（N + p) △;[/fs2進行時間 轉換或用於第k個符號rk=k(N + p) Δί/fs2。傅立葉定律的 時間轉換定理描述了取樣實例轉換的效果（請參閱R . N.

Bracewell 於 1965 年所著，McGraw-Hill 出版之「The 在

Fourier Transform and its Applications」第2 版 此全部併入當成參考）。時間轉換t導致相位在頻率、 2 7Γ r f内旋轉。因此第η個副載子會以下列角度旋轉7域 2πτ/=： 2Kk(N^PWn N Nfs 定義

UV ^pW (3) 一 w: 並且接收的符號為 ^ (η) = X, (n)H(n)e^k^Mn)e^. (4)

O:\62\62730.ptc 007 2o〇U^ t 89102576 f。年ί 〇月（7曰 倏正 Yk{n)^ Xk(n)H(n)e^J2imkc^(n). (5) 490Q58 與正交分頻多工（OF DM)頻率偏移修正的發展類似（請參 閱 1994 年 10 月第 10 號第 42 冊 IEEE Transactions on Communications ，Paul Η· Moose所著之「A Technique for Orthogonal Frequency Division Multiplexing Frequency Offset Correction」，在此全部併入當成參

考’以下簡稱為「Μ ο o s e」），我們將評估ε給予Yk ( n )的 結果’包含此案例中的重要差異，頻率錯誤所引致的相位 旋轉會與子通道索引n成比例，並且大體上會在相關頻帶 上變動通道H(f)的衰減（因為由Moose公佈的0DFM頻率偏移 修正演算法是發展用於相當平整、通頻帶的通道）。因此 便可達成母個子通道的ε評估（請參閱M〇ose的方程式 A · 1 7 ’請注意標示已經有稍微改變）。 (6) tan(2.7Di£(kny)= 其中z表示z的複合連結，而代表第n-th個子通道内 第k -1 h個符號上的頻率錯誤評估。圖1顯示說明角度近似 值的圖式。 下一步將求得tan(2^^⑻卜2τζ^(η)的近似值，這就是吾人在 VDSL應用（或任何使用水晶的非行動應用）中點出的，吾人_ 預期頻率錯誤e將不超過100 ppm(l〇-4)，並且具有2 5 6個子 通道2ττηε<〇·ΐ608。進一步，吾人要在此頻率錯誤評估

4909Ά f·㈣修* §\ 89102576 和年（ό月（丫日 修正 周圍封上一個相位鎖定迴圈，如此若鎖定迴圈，則錯誤與 從tan2 ττη ε=0.1623中抽出的錯誤比較起來會變小，所以 吾人認為此為良好的近似值。 此刻可改寫成 ⑺

Im(7“y〇y 匕iQO] 2^nRelTA(n)r^i(n)] 所有這些評估都有相同的預期 會隨頻率的變化而衰減，所以 理形成這些評估的加權加總， 噪訊比成比例。不過在使用此 時），通道的噪訊比（SNR)是未 某些未使用（關閉）的子通道一 通道内偵測到的能量就代表噪 會隨頻率平順變化，則計算這 道之間的比率就可評估出S N R ( 另一種（比較簡單）方法是假 在頻率内（白噪訊近似值），吾 效，但是在平均位於子通道上 點。若吾人進一步約定獲得訊 帶上，則接收到的功率頻譜密 訊比的評估，此數值有受到加

EiYJnf] w =-：-；— ^ TE[\Yk(nf] 數值，但是因為底下的通道 其變化非常廣泛。因此可合 在此的權值Wn會與通道内的 法則時（換言之就是在獲得 知的。不過若傳輸的訊號跟 起計算，則接收器在這些子 訊和干擾。若假設通道衰減 些未使用的子通道與相鄰通 定在一起的嗓訊和干擾散佈 人知道這在許多情況中都無 ，則所需的努力可能小一 號Xa(n)平均分佈於訊號頻 度（ρ· s· d·)之測量將提供噪 權 (8)

O:\62\62730.ptc 第9頁 2001.10.19.009 49095& m mt § ； 修正

89102576 修正 因為吾人在獲得處理期間必須評估例外情況，所以需要從 Yk (η)的觀察中獲得此等式。若從PSK符號（資料的振幅獨 立）形成獲得訊號Xa(n)，則接收器就不需要Xa(n)來評估 E[ | Yn(n) | 2]，只需要得到丨Yk(n) I 2即可。 請注意到丨Y k ( η ) | 2 = Y k ( n ) Y k (η )，然後再次假設頻率錯 誤非常小，從一個符號到下一個符號 Α⑻ 之相位旋轉非 常小，則近似為 • Re[^(Ai)^ j(az)J ^ Yk{n)Yk{n) ^\Yk{n)\2 (9) 如此加權後變成 R#⑻L丨⑷]ZRe[n⑻乙网’ (10) _ 頻率錯誤評估變成 Σ ⑻ ή-ι⑷]

ΠΙ = Σ ννΛ ε*(η) - 2rr Σ Re[n(λζ) Yk^ (AI)J (11) 使用遞迴公式可整合評估出相位錯誤 半徑 （12) 在上述等式中，吾人加總所有子通道，但是根據計算複 雜性、通道品質以及相位鎖定迴圈效能之間的妥協，藉由 拾取子通道的子集合便可獲得簡化的法則。例如依據對於

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89102576 業餘操作員或AM無線電頻帶並未使用到這些子通道之認知 來選擇子集合；或者只選擇那些SNR稍大於某個臨限值的 子通道。使用一系列整數A來標示此子集合，其中每個成 員都代表所要子通道的索引，則上述每個的加總變成 Σ(.)

03) 在初始獲得瞬間之後，錯誤就會變小。若事先配置獲得 訊號或決定假設一個已知的群集（例如4-PSK)，則在接收 器上就可得知獲得符號Xa，然後就可遞迴評估出通道 _ (14)

Xa 另外可使用LMS演算法

Hk^Hk^^XaiYrHkXa)> (15) 其中α和//為適應更新增益。 時序回復/頻率錯誤評估通常牽涉到兩複雜數字（向量） 之間的角度計算。在獲得内，吾人強迫更新資料符號，並 且測量連續符號與〇取樣頻率偏移屬性之間的角度。追蹤 模式内的問題是資料符號Xk是未知的，並且每個符號時間 都不同。不過若有足夠的SNR可用來傳輸資料，則可使用 接收器上決定的資料（Xk的評估）形成參考向量，此向量用 來與接收到的訊號向量做比較。

O:\62\62730.ptc 第11頁 2001.10.19.011 4Q0QSR 鄉则9日 修正

卞號 89102576 $年（〇月曰 修正 在獲得Ab)期間將資料決定A乘上取得的通道評估，形 成無噪訊通道 輸出的評估 C/k(n) = H(n) xk(n) (16) 由於取樣相位錯誤或者來自於評估々或Α 的錯誤，所 以導致Yk( η)與Uk( η)之間的相位旋轉。若假設這些評估錯 誤微不足道（則通道評估足以採信，並且不常產生符號決 定錯誤），則丫〆η)與1!〆η)之間的預期角度會呈現出相位錯 誤，並且吾人可使用其評估來驅動追蹤相位鎖定迴圈。 請考慮 E[uk F,] = ε[κχ, Fj = )] - HXk m^j27mkc^ HXk 07) 因為vk為零裝置，複雜的高斯隨機變數，所以（1 7 )可簡化 為 E[ukYk]^MkHXke^j23^ (18) 吾人持與獲得相同的想法，換言之就是假設角度很小， 並且依照接收的通道輸出加重子通道評估，除了現有的相 位錯誤評估以外 Σ ^ = ^Re[uk(n)Yk(n)\ 强度 (19)

O:\62\62730.ptc 第12頁 2001.10.19.012 490958 五、發明說明（ίο) 圖2顯示依照本發明的時序回復系統2 〇 〇之具體實施例。 圖2内的時序回復系統2〇〇包含一個通道評估電路210、追 縱電路30 0以及獲得電路400。通道評估電路210接受輸入 接收符號Yk和傳輸訊號評估元。傳輸訊號評估Xk輸入接合 電路2 40以及複合多工器電路25〇。複合多工器電路2 50的 輪出會合計加總器245上的接收符號Yk ’並且搭配接合電 路2 40的輸出輸入到複合多工器電路260内。然後複合多工 器電路26 0的輸出會由調整器電路27〇上的適應更新增益# 進行調整’然後調整器電路27〇的輸出會在加總器28〇上與 的通道評估Hest合併在一起。延遲的通道評估扎μ為加 =器20 8的延遲輸出，延遲的通道評估也輸入複合多供 二電路250，並且在時序回復系統2q〇的追縱相位時期與輸 ^接合電路3 1 〇的傳輪訊號評估之相乘。然後接合電路 的輸出會搭配接收的符號\輸入複多工器電路3〇〇，然 ^曰ί路3 30上產生複合多工器電路320輸出的實體部份， 3'2〇Λ人Λ加總器35G。電路34G上會產生複合多工器電路 別出的衫像部份，然後輸入由η分割 :電路的輸出會輸入至加總器38。。加總器3 …後 # ^式時期所使用的評估時序相位Φϊ k。 41〇，=Λ路:;V接收的符號\會輸入至接合電路 路“出：、輪出會輸入至延遲電路420。延遲電 4〇n + t遲輸出會以接收符號\乘上複合多工t & 43〇。在電路440上產4滿人《丁哭承，夕為電路 生複σ多工电路4 3〇輸出的實體部

第13頁 五、發明說明（11) '~—------—---- 伤’並且輸入至力蛐怒 工哭兩^ΟΛ 力、、心器電路46 0。電路450上會產生複合多 工器電路430輪出的旦 47〇 ν ®的衫像部份，然後輸入由η分割的電路 考4 的電路4 7〇會輸入至家總器電路490。然後加總 二 的輪出會輪入至區分電路480。區分電路48〇的 3 :、、、輸入至延遲電路5 Q 〇和加總裝置5 1 〇的評估錯誤 ea，k ’、延遲電路5 0 0會輸出評估錯誤訊號的延遲版 本，並且也輸入至加總裝置510。區分電路480輸出錯誤士 號e a，k的加總以及延遲電路5 0 〇輸出的延遲錯誤訊號，=乐凡 產生獲得模式期間時序回復系統2 ο 〇所使用的時序相位冬 〇 圖3顯示說明頻率錯誤評估裝置以及本發明時序回復/ 統的一個具體實施例之標準取得裝置圖式。 < 系 其他具體實施例 雖然本發明及其優點已經詳細說明了，但是可了解1 不悖離申請專利範圍所定義的精神和領域之下，還是^在 行許多改變、替代及改k 進

第14頁 490958

修A 1¾ …、 號 89102576 ρ年p月if曰 修正 五、發明說 元件符號說明 200 時序回 復 系 統 210 通道評估電路 240 接合電 路 245 加 總 器 250 複合多 工 器 電路 260 複 合 多 工器電路 270 調整器 電 路 280 加 總 器 300 追蹤電路 310 接 合 電 路 320 複合多 工 器 電 路 330 電 路 340 電路 350 加 總 器 360 由η分割電路 370 區 分 電 路 380 加總器 400 獲 得 電 路 410 接合電 路 420 延 遲 電 路 430 複合多 工 器 電 路 440 電 路 460 加總器 電 路 470 由 η分割電路 480 區分電 路 490 加 總 器 電路 500 延遲電 路 510 加 總 裝 置 ♦

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Claims (1)

1. 490958 六、申請專利範圍 _ 】·一種ί ^ Γ時序回復系統，其依照在每個子通、#上拉 收訊號所隨附的頻率，使用加❹均技術 取出時序相位。 1U ^子通 2. —種回應多個子通道上接收到的訊號之接收器，其< 操作用來從該接收的訊號抽取時序相位資訊。 / 3 ·如申請專利範圍第2項之接收器，其中該接收器可使 用一加權平均技術來從該接收的訊號中抽取該時序相位資 訊。 4·如申請專利範圍第3項之接收器，其中該接收器依照 每個該接收訊號隨附的一頻率上之訊號品質’使用_力口權 平均技術來從該接收的訊號中抽取該時序相位資訊。 第15頁