TW399376B - A transmission system for digital audio broadcasting - Google Patents

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第86103067號專利申請案 中文說明書修正頁(88年元月） 五、發明説明（ IEEE Trans. ASSP，V〇l_ 34, No. 5，1986年 10 月；E.F. Schroder and J.J. Platte所著之論文."1^(：，：如1：€〇八11出0(：0血§西池匸0-Quality and 256kBIT/SEC," IEEE Trans, on Consumer Electronics, Vol. CE-33, No. 4，1987年 11 月；Johnston所著之論文"Transform Coding 〇f Audio Signals Using Noise Criteria," IEEE J.S.C.A., Vol· 6, No. 2, 1988年2月；以及於1994年8月23日指配給Hall 等人之美國專利第5,341，457號，名稱為”Perceptual Coding of Audio Signals”。 輕濟部中央棣準局員工消費合作，社印製

4 (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 在圖1中，類比聲頻訊號10丨饋入至前置處理器1〇5，其 中類比聲頻訊號1〇1依照標準方式受到取樣（通常取樣速率 是4 8仟赫茲）並轉換成為數位脈波編碼調變（PCM)訊號106 (通常是16位元）。pcm訊號106饋至知覺聲頻編碼器（PAC) 110 ’而PAC 110壓縮PCM訊號並輸出經壓縮之PAC訊號 11 1 °經壓縮之PAC訊號111代表1 7 0仟位元/秒之位元流， 其中1 〇仟位元/秒代表用於輔助資料之控制通道而16〇仟 位元/秒代表經壓縮之聲頻訊號。經壓縮之PAC訊號111傳 送至錯誤保護編碼器115，而錯誤保護編碼器115運用一 Reed-Sol〇mon編碼法來提供1〇〇%之冗餘給經壓縮之Pac訊 號1 U °假設錯誤保護編碼器U5也包含一缓衝器及交織器 (未加以展示）來進一步對抗通訊通道200之不良效應。結 果是一經編碼之訊號116，而經編碼之訊號116代表340仟 位元/秒之交織資料流且其中每一交織器塊區包含32〇毫秒 之資料（108.8仟位元）。經編碼之訊號116傳送至調變器 150 ’而調變器150，如下文將進一步加以說明，依照本發 令紙張尺度通國國家操準（cNS ) Μ規格（210X 297公釐） 經濟部中央標準局員工消費合作社印製 A7 _____BI五、發明説明（1 ) 相關專利申請之交互參考 相關主題資料披露於五共同未決及共同指配給Wang與 Langberg之美國專利申請，而該等專利申請之名稱爲11 A Transmission System for Digital Audio Broadcasting”，分別 是第 08/628219 號，第 08/628117 號，第 08/628120 號，第 08/628220號及第 08/6281 18號。 發明背景 本發明係關於通訊系統，且更明確地説係關於聲頻廣 播。 訊源编碼之卓越進步使得立體聲音可壓縮大約至十分之 一而在解签縮之後不致有明顯之品質損失。可.受益於此種 進步之一種應用是廣播。調頻（FM)廣播提供遠優於調幅 (AM)廣播之傳輸品質。在過去十年-中，許多.研究者感覺應 用設法進一步改善聲音傳輸之品質。此種想法導致現在稱 爲數位聲頻廣播（DAB)或數位聲頻射頻（Dar)的技術。 仁疋，雖然對於訊源編碼研究者而言能夠將立體聲音自 大約1.4百萬位元/秒（Mb/s)壓縮成爲16〇仟位元/秒（kb/s)是 一重大成就，資料通訊研究者若要設計一高度移動環境之 可靠無線數位資料鏈路則不是一項簡單之工作，而該高度 移動環境可爲例如一移動車輛之射頻接收器所呈現之環 境。這是因爲一如同DAB之通訊系統的傳輸爲下列事實所 複雜化：通訊通道是高度時變型且由於多重路徑及都卜勒 偏移之效應而嚴重扭曲。因此，目標之錯誤率及斷訊率較 數位蜂巢式電話系統遠爲嚴苛。 "· 4 - 本紙張尺度國CNS)八4祕（2ι〇χ^^一 (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) .裝· 訂 -線 A7 B7 弟86103067號專利申請案 中文說明書修正頁(88年元月) 本|f年(月· 五、發明説明（s ) jff·正 補充 請回到圖2，同相分量161及正交分量162傳送至旋轉器 ⑹，而旋轉器⑹旋轉每—符號之相位。

% I S | 背ί 面 | 之 I 事I I J I i 貪T 轉之符號表示如下： 母 斗）W⑻+») = ’e為”Γ =[_+户⑻]⑴ 其中〜七（150,000)是旋轉頻率，而n表示彼此相隔丁之 符號範例的時間索引。 Μ旋轉器i65之輸出符號流是由取樣率擴張器m以三倍於 符號率//7^迷_來加以取樣。經旋轉之符號的取樣率是 藉由插入二零值取樣於所有符號之間來加以擴張。 因此/經旋轉之複數符號擴張[倍且取樣率擴張器17〇提 供一經擴張疋複數符號流而該等符號流是定義成為 A"(m)： 訂 A"(m)^A'(k/L) fOTk=0+L>±2L ±3L^ ^ 〇 〇therwis^ ⑺ 其中所是相隔之取樣的時間索引，是過取樣 因素。 . 7 經濟部中央橾泽局工消費合作社印製 經擴張4複數取樣然後是由數位基頻濾波器175來進行 頻碏凋整，而數位基頻濾波器175包含相同之同相基頻濾 波器175 1及正交基頻遽波器丨_2。（雖然理論上經旋轉之 同相符號及正交符號可轉換成為類比訊號並分別藉由類比 濾波器來進行濾波，控制類比濾波器之規格較控制數位濾 波器足規格困難得多。）數位基頻濾波器1?5具有定義成為 之轉移函數，而且該轉移函數只具有實數值。為了 展示起見，數位基頻滤波器175藉由運用66_接頭（22_符號 跨距）之有限脈衝響應（FIR)濾波器而具有丨〇 %過量頻寬。廣 -11 - 本纸张尺度適用中國國家揉準（CNS ) A4規格（210·〆297公釐） A7 B7 經濟部中央標準局員工消費合作社印製 五、發明説明（2 發明摘要 根據本發明之原理，一傳送器格式化一資訊訊號成爲一 序列之時框，每一時框具有一標頭部份，其中該標頭部份 包含用以提供探測資訊之第一多個符號及用以利用一交織 方式來提供交織器及資料同步資訊之第二多個符號。 在本發明之一實例中，一 dab系統包含一射頻傳送器且 該射頻傳送器格式化一 dab訊號成爲一序列之時框，每一 時框具有一標頭，該標頭包含一預先定義之虛擬隨機亂數 序列’且該虛板隨機亂數序列包含lQ〇符號。在該等1〇〇符 號中，標頭之8 6符號是用於時框同步及通道探測（用於一 通訊通道之特徵化），而剩餘之丨4符號是用於利用一交織 方式來進行交織器及資料同步。 附圖簡短説明 d . 圖1展示一實現本發明原理之數位聲頻廣播通訊系統的 示範高階方塊圖； 圖2展示圖1之傳送器ι〇〇之一部份的更詳細方塊圖； 圖3展示一用於圖i之傳送器1〇〇之示範訊號點星座圖； 圖4展示一用於圖1之傳送器ι〇〇的示範時框格式； 圖5展示圖1之接收器3〇〇之一部份的示範方塊圖； 圖ό展示產生於圖！之接收器300以内之一低中頻訊號的 示範頻譜； 〜 —圖7展示一回應平衰落與頻率衰落之鎖相迴路電路的示 範方塊圖； 圖8展示關聯器輸出訊號526之示範圖形； -5- 本紙張尺度適用中關家標準（CNS )从祕（21〇><297公楚 ---------1¾衣-------1T------線 (請先閣讀背面之注意事項再填寫本頁) A7 B7 年月 第861〇3〇67號專利申請案 中文說明書修正頁(88年元月） 五、發明説明（1〇 其中七決定導頻.功率。此外，同相分量及正交分量，上 述方程式之實數部份及虛數部份，可表示成為： ^ (^) - [ Σ w ^〇<^T) + b(r) sin(G)^Γ)]Λ4 (w - rL)} + k cos(apmT), (5 co

Xjb(r) cos(adrT) - a(r) sm{m drT)]hb (m - rL) 其中方程式（5a)表示訊號178而方程式（5b)表示訊號i83 訊號srm〉然後傳送至數位至類比濾波器185，而數位至類 比濾波器185包含同相數位至類比濾波器Μ、】以及正交數 位至類比濾波器185_2。假設每一數位至類比濾波器包含 一 ”取樣及保存”電路（未加以展示）及緊接在後之—低通類 比濾波器（未加以展示）。來自取樣及保存電路之合成類比 訊號可表示成為’： 〇〇 ^(0= Y,s(m)n(t-mT) (6) m=-co 其中π⑺是數位至類比濾波器185之取樣及保存電路所引 進之麵形脈波且是定義如下： Π Τ ,and 0 otherwise. ⑺ 孩矩形脈波之傅立葉轉換是表示如下之sinc函數: 經濟部中央標隼局員工消費合作杜印製

F Π 、Ί\ Τ sin(^fT') ~fT~ ⑻ 現在，應可看出使用較高之過取樣率ι/r可降低由於取才; 及保存電路所引起之頻譜調整效應。如此也可増加混淆d 間的間隔。數位至類比轉換器輸出訊號然後是由數位至赛 比濾波器185之類比低通濾波器（未加以展示）來加以分 -13- 經濟部中央標準局員工消費合作鈇 A7 B7 五、發明説明（3 ) 圖9展示圖8之關聯器輸出訊號之尖峰區，忽略區及寧靜 區； 圖10展不一尖峰匹配圖樣與一寧靜匹配圖樣之概念； 圖11 ’ 12 ’與13展示一用於接收器3 〇〇之示範同步方 法； 圖1 4展示一用以計算接收器3〇〇所用之等化器係數的示 範方法； 圖15展示一用以計算接收器3 〇〇所用之等化器係數的"快 速傅立葉轉換臨限化"（FFT thresholding); 圖1 6展示另一用以計算接收器3〇〇所用之等化器係數的 示範方法； 圖17展示一用於圖1之接收器3〇〇之符號回復组件7〇5的 示範方塊圖。 - 詳細説明 圖1展示一實現本發明原理之DAB通訊系統1 〇的高階方 塊圖。DAB通訊系統1 〇包含傳送器丨0〇，通訊通道2〇〇，與 接收器3 0 0。在説明原創性概念之細節之前，下文將提供 DAB通訊系統1 〇之運作的概述。同時，知覺聲頻編碼法爲 眾所知且因而將不詳細説明。例如，請參看於1994年2月8 曰指配給Johnston之美國專利第5,285,498號，名稱爲 "Method and Apparatus for Coding Audio Signals Based on Perceptual Model"。其他此種編碼技術説明於，例如，j.p.

Princen與A.B. Bradley所著之論文"Analysis/Synthesis Filter

Bank Design Based on Time Domain Aliasing Cancellation," -6- 变適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X297公釐） (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 訂 腺 經濟部中央標準局員工消費合作社印製

11 s(t) = Re (9) 頻 程 以 低 除 r(t) = Re 第86103067號專利申請案 中文說明書修正頁(88年元月） 五、發明説明（ 波，而數位至類比濾波器輸出訊號之混淆每"厂重覆— 次。通常，在設計一類比濾波器中，一重大包絡延遲失直 出現於通帶至止帶狹窄過渡區域。但是，混淆相隔一大頻 率跨距，以致類比濾波器止帶可自重要之訊號頻譜移去且 因而不會導致重大之訊號失真。 訊號然後上轉換成為一中頻訊號，例如1〇 7百萬赫 兹，且隨後由射頻傳送器190進一步轉換成為一射頻訊 號，如在本技術領域為眾所知。（在本發明之架構之下， 假設射頻訊號是在相關於調頻無線電之預先指定的頻道之 —頻道以内。另外，我們也可使用其他可指配給此服務之 頻率。）此處之傳送訊號可表示成為： [ΣΑη^ 'i<〇J"Thb(t-nT) + ke]< 其中 ωρ=2τΓ(100,000) ’ 且 ω产2ττ(150,000)，且 是射 載波頻率。 Μ在W進至接收器部份之前，下文將解釋在傳送器中旋轉 付號〈原因。如（9)所示，符號4在傳送器中旋轉。 假設通道及調變是理想的，此低中頻訊號可利用上述方 式（9)藉由设足ω尸ω ^/來加以表示。如下文將進一步加 說明，接收器300之電路接著產生集中於15〇仟赫茲之一 中頻訊號，ω ，而產生一更典型之基頻訊號。如此， 去導頻訊號，產生： =Re ΣΚΜί~ηΤ)β^{，-ηΌ ΣΑΛ(卜《r) (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁)

，or (10a) (10b) r(〇 = Re -14 第86103067號專利申請案 中文說明書修正頁(88年元月） 五、發明説明（ IEEE Trans. ASSP，V〇l_ 34, No. 5，1986年 10 月；E.F. Schroder and J.J. Platte所著之論文."1^(：，：如1：€〇八11出0(：0血§西池匸0-Quality and 256kBIT/SEC," IEEE Trans, on Consumer Electronics, Vol. CE-33, No. 4，1987年 11 月；Johnston所著之論文"Transform Coding 〇f Audio Signals Using Noise Criteria," IEEE J.S.C.A., Vol· 6, No. 2, 1988年2月；以及於1994年8月23日指配給Hall 等人之美國專利第5,341，457號，名稱為”Perceptual Coding of Audio Signals”。 輕濟部中央棣準局員工消費合作，社印製

4 (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 在圖1中，類比聲頻訊號10丨饋入至前置處理器1〇5，其 中類比聲頻訊號1〇1依照標準方式受到取樣（通常取樣速率 是4 8仟赫茲）並轉換成為數位脈波編碼調變（PCM)訊號106 (通常是16位元）。pcm訊號106饋至知覺聲頻編碼器（PAC) 110 ’而PAC 110壓縮PCM訊號並輸出經壓縮之PAC訊號 11 1 °經壓縮之PAC訊號111代表1 7 0仟位元/秒之位元流， 其中1 〇仟位元/秒代表用於輔助資料之控制通道而16〇仟 位元/秒代表經壓縮之聲頻訊號。經壓縮之PAC訊號111傳 送至錯誤保護編碼器115，而錯誤保護編碼器115運用一 Reed-Sol〇mon編碼法來提供1〇〇%之冗餘給經壓縮之Pac訊 號1 U °假設錯誤保護編碼器U5也包含一缓衝器及交織器 (未加以展示）來進一步對抗通訊通道200之不良效應。結 果是一經編碼之訊號116，而經編碼之訊號116代表340仟 位元/秒之交織資料流且其中每一交織器塊區包含32〇毫秒 之資料（108.8仟位元）。經編碼之訊號116傳送至調變器 150 ’而調變器150，如下文將進一步加以說明，依照本發 令紙張尺度通國國家操準（cNS ) Μ規格（210X 297公釐）

第861〇3〇67號專利申請案 中文說明書修正頁(88年元月） 五、發明説明（26 ) i修正 區期間之低匹配是用以驗證—時框之開端。忽略區補償所 接收<訊號的反射，延遲，等等。用於決策裝置565之此 種通用方法展示於圖11，12及13。 最初，當接收器300首先調至—對應頻率時，決策裝置 565開始於"擷取模態”，如圖u所示，其中未宣告同步。 在步驟6 0 —匹配計數器最初設為〇，且該匹配計數器舉例 而言可為一變數或暫存器。在步驟61中，同步過程試圖 偵測一標頭。一旦偵測出一標頭，則匹配計數器在步騾 62中遞增，步驟63跳過多個符號〜，且在步騾64再度嘗 試執行一標頭之偵測。該等多個符號心，相關於時框長度 (說明如下）。如果未偵測出標頭，決策裝置565返回至步 驟6 1。但是’如果偵測出一標頭，則在步驟6 5匹配計數 器文到遞增。如果匹配計數器等於一預先定義之數目 的’則決策裝置565在步騾6 7切換至"穩態模態，，且根據圖 1 3來運作（說明如下）。例如，如果等於3，則一旦偵測 出連續二個標頭則轉變至穩態模態且一同步（Sync)訊號受 到致能。此種順序性匹配多個標頭之需求可在宣告同步並 切換至”穩態模態"之前建立一信賴位準。但是，如果匹 配計數器不等於，則決策裝置565前進至步驟63並跳過 〜符號。應注意的是預先定義之數目^^的值可為靜態或可 變。例如，當接收器最初受到開啟時（或當最初調準至— 站時），A之值可高於當返回至擷取模態是由於喪失同步 時之从；的值。如此當最初擷取一訊號時可獲得較高之信 賴位準。但是，在處理重新同步時則可容忍較低之信賴位 -29- 本纸張尺度適用中國國家標準（(：灿）/^4規格（210>< 297公釐） (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁} ---·*-·-· I4^»--1 1-' II - - - - - I- S—, 刁-& 經濟部中央標準局員工消費合作社印袈

- - -1— - HH A7 ____ B7 五、發明説明（5 ) 明之原理產生一訊號以經由通訊通道2〇〇來傳輸。接收器 300之解調變器350依照本發明之原理以回復來自通訊通道 200之經編碼之訊號35 1 (如下文所述）。經編碼之訊號3 5 i 饋至錯誤保護解碼器3丨5，而錯誤保護解碼器315以一互補 於錯誤保獲編碼器115之方式來運作以提供經壓縮之p A c 讯號3 16給知覺聲頻解碼器3 1 〇。知覺聲頻解碼器3丨〇解壓 縮經壓縮之PAC訊號並輸出pcM訊號3 11。此pcm訊號3 11 饋入至後置處理器305，而後置處理器305產生一理想上相 同於類比聲頻訊號1〇丨之類比訊號。 經濟部中央標準局員工消費合作社印製 現在請前進至圖2，該圖展示調變器1；)0之方塊圖。經編 碼之訊號116傳送至多工器（MUX) 155，而且多工器155多 工經編碼之訊號116及同步（Sync)資料196以產生集成資料 訊號156。同步資料196是20什位元7秒（r〇仟符號/秒）之資 料流且該資料流表示處理器195所產生之同步，及等化資 訊（下文將進一步加以説明）。處理器195表示—數位訊號 處理益^ (應注意的是雖然本發明如本文所示是建構成爲 離散之功能基本塊區，例如4-PSK對映器160，等等，但是 孩等基本塊區之任一或更多基本塊區之功能可利用一或更 多適當之程式化處理器，如處理器195所示，來實現。）集 成；貝料訊號156表示360仟位元/秒之資料流且該資料流格 式化成爲一序列之時框，其中每—時框是1〇毫秒（ms)寬且 分割成爲二郅份：一標頭部份及一經編碼之資料部份。在 每一 1 0笔秒之時段中，標頭部份代表2〇〇位元（丨〇〇符號）之 同步資料，而經编碼之資料部份則代表3400位元之經编碼 ________ - 8 - 本紙張尺度適用中關家標準（CNS ) ( 21()\297公整^· 第861〇3〇67號專利申請案 .中文說明書修正頁(88年元月） A7 B7 五、發明説明（37) i修,γ

月 經濟部中央標準局員工消費合作社印製 "-—__—_ 簡化起見，切割器-在本技術領域為眾所知之一組件-未受 到展不）°經切割及接收之符號流接著受到儲存。理想 上’經切割及儲存之符號的數目應.等於或大於資料塊區之 預先定義的大小，亦即17〇〇資料符號。但是，時序偏移可 導致更多或更少之資料符號相關於目前所接收之時框。此 種時序偏移是由於傳送器及接收器時脈之未校準與通訊通 道本身之多重路徑效應。 相對於傳送器及接收器時脈，藉由通道探測所獲得之 述估计通道脈衝響應具有傳送器及接收器符號時脈之間 時序相位偏移資訊。使用藉由估計通道響應所求得之係 的部份相隔型等化器可補償時序相位偏移至某一有限 度，因為等化器可保持凍結直到下一同步到達為止。如 傳送器及接收器時脈具有頻率差，—時序相位偏移在新估 计到達^自零逐漸增加至某—值。為眾所知對於此問題 〜巫敏度決疋於傳迗器濾波器之過量頻寬。例如，如果傳 輸系統使用-零百分率過量頻寬之傳送器驗w)， 則時序相位偏移（15度）將導致低於訊號—Μ分貝之 擾。當此干擾加至雜訊時’其導致接收器靈敏度惡化 分貝。如果使用具有大約1〇%過量類寬之傳送器濟 益，則此相當於11%之時序相位偏移。最大允許之接 器符號時脈不準確度為： 前 的 數 程 果 干 0. 波 收

D .資料塊區之符號 $允許之時序偏移 2 其中D是相對於傳送器之最大 咚v B m 又尤开接收态符號時脈偏離 除以—則疋因為中間等化。 尤u/。足時序偏移及1800符 (15) 而 號 -40 - (請先閲讀背面之注意事項再填寫本育)

t纸張尺度適财晒家 "***"----- 經濟部中央標準局員工消費合作社印製 Α7 Β7 五、發明説明（6 ) 訊被11 6。 集成資料訊號156傳送至4 -相移鍵控（PSK)對映器16〇， 而對映器160 —次對映二位元至一個二維複數符號而該複 數符號分別具有同相分量161及正交分量162。每一符號可 等效地表示成爲{a(n)+jb(n)}。圖3展示一示範訊號點星座 圖。如自圖3應可看出，該訊號點星座圖包含四”資料符號 "，二"通道同步及探測符號”，及二”交織器（符號時脈）同 步符號"。應可自圖3之訊號星座圖看出"通道同步及探測 符號’’及"交織器（符號時脈）同步符號”是只具有同相値之 —維符號。來自4-PSK對映器160之合成輸出訊號是一序列 之時框，且每一時框包含1 800複數符號。 —示範時框_205展示於圖4。如前所述，時框205是.1 0毫 秒寬且分割成爲二部份：標頭部份-206及經-编碼之資料部 伤2 0 7 ’且標頭部份2 0 6包含10 0個受限成爲一維之複數符 號’而經編碼之資料部份207包含1700複數符號。 就集成資料流之經編碼資料部份而言，圖3之訊號點星 座圖的四資料符號受到使用。資料符號對映是依照下列規 則來執行，其中每一括弧包含二成對之组件，輸入位元及 他們之相關符號，而該等相關符號是由在圖3示範星座圖 之相對同相及正交訊號強度所指定：{(0,0)，（-1，-1)}, {0,1)， (-ΐυΜαοχα-ι)}，{1，1)，（1，1)}。 相對於每一時框之標頭部份，該等100複數符號表示一 同步訊號。該等100複數符號故意設計成爲一維且只有同 相分量有値，如圖3之訊號點星座圖所示。標頭206之100 -9- 本、.，氏張尺度適用中國國家標準（CNS ) Α4規格（210Χ297公釐） (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) .裝. 訂 經濟部中央標準局員工消費合作社印製 A7 B7 五、發明説明（7 ) 同步符號之中有8 6 —維符號是用以協助接收器3 〇〇之時框 同步。該等86—維符號是選自圖3之訊號點星座圖之"通 迢同步及探測符號"而且包含二，，3 1符號虛擬亂數”（3丨pN) 序列以及緊接在後之一 24PN序列（—3 1PN序列之一部 份）。（虛擬亂數序列之產生在本技術領域爲眾所知）。該 等8 6符號也可供接收器300用以進行通道探測及等化，包 括多重路徑更正，時序相位回復，與載波相位回復（如下 文所述）。 標頭206之剩餘1 4 一維符號是用於接收器3 〇〇之交織器同 步或符號時脈校準。該等1 4 一維符號是選自圖3之訊號點 星座圖之"交織器（符號時脈）同步符號”。尤其，接收器 300使用該等1 4符號來顯示每一 320毫秒之交織器塊區的開 端。此X織器同步母32時框重覆一_次且-包含二連續之7pn 序列，如圖4所示。 典論如何，該等1 4符號總是用以提供相關時框之資料符 號同步。當也用以提供交織器同步時，該等14符號包含二 正7PN。否則，該等1 4符號包含一正pn及緊接在後之一負 7PN，如圖4所示。無論何時存在一重大取樣時間相位變 化或不同訊號路徑之相對強度改變並導致接收器3〇〇所見 之廷遲產生變化，則需要該等1 4符號以校準每一時框之經 编碼的資料部份。（應注意的是在此種情況之下，—負pN 序列只是一正PN序列之相反序列。例如，如果一 2pN如圖 3所示表示成爲符號（1.414,0; -1.414,0)，則對應之負2pN是 符號序列（-1，414,0; 1.414,0)。 -10- 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X297公釐） ----------裝— (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) •-訂 A7 B7 弟86103067號專利申請案 中文說明書修正頁(88年元月) 本|f年(月· 五、發明説明（s ) jff·正 補充 請回到圖2，同相分量161及正交分量162傳送至旋轉器 ⑹，而旋轉器⑹旋轉每—符號之相位。

% I S | 背ί 面 | 之 I 事I I J I i 貪T 轉之符號表示如下： 母 斗）W⑻+») = ’e為”Γ =[_+户⑻]⑴ 其中〜七（150,000)是旋轉頻率，而n表示彼此相隔丁之 符號範例的時間索引。 Μ旋轉器i65之輸出符號流是由取樣率擴張器m以三倍於 符號率//7^迷_來加以取樣。經旋轉之符號的取樣率是 藉由插入二零值取樣於所有符號之間來加以擴張。 因此/經旋轉之複數符號擴張[倍且取樣率擴張器17〇提 供一經擴張疋複數符號流而該等符號流是定義成為 A"(m)： 訂 A"(m)^A'(k/L) fOTk=0+L>±2L ±3L^ ^ 〇 〇therwis^ ⑺ 其中所是相隔之取樣的時間索引，是過取樣 因素。 . 7 經濟部中央橾泽局工消費合作社印製 經擴張4複數取樣然後是由數位基頻濾波器175來進行 頻碏凋整，而數位基頻濾波器175包含相同之同相基頻濾 波器175 1及正交基頻遽波器丨_2。（雖然理論上經旋轉之 同相符號及正交符號可轉換成為類比訊號並分別藉由類比 濾波器來進行濾波，控制類比濾波器之規格較控制數位濾 波器足規格困難得多。）數位基頻濾波器1?5具有定義成為 之轉移函數，而且該轉移函數只具有實數值。為了 展示起見，數位基頻滤波器175藉由運用66_接頭（22_符號 跨距）之有限脈衝響應（FIR)濾波器而具有丨〇 %過量頻寬。廣 -11 - 本纸张尺度適用中國國家揉準（CNS ) A4規格（210·〆297公釐） (3a) (3b) Α7 Β7 五、發明説明（9 ) 汪意的是數位基頻滤波器175之硬體建構可利用下列事 實：在經擴張之取樣中每一符號區間具有二零値之取樣。 因此，此渡波運作可視爲具有三個副濾波器（未加以展 示），h(»，h(3r-l)，h(3r-2)，而相同之符號组丄⑺出現 於該三副濾波器之輸入，其中r是符號區間之時間索引且 r = 。該三副濾波器在以r來索引之每—符號區間產生三 輸出取樣，且該三副濾波器以一循環方式各自產生—取 樣。雖然不爲本原創性概念所必需，使用此種副滤波器架 構可降低计异複雜度L倍’相較於數位基頻遽波琴17 5之緯 力建構。 數位基頻濾波器175之複數輸出是： 〇〇 少⑽二 〇r k=-c〇

• CO 少 ο)=Σ 弋(w -w (，)·

fe-CO 一導頻訊號增加至數位基頻濾波器175之輸出.取樣， _^仍），而該導頻訊號是由處理器195以數位方式來產生。 導頻訊號是一表示成爲之複數訊號，且導頻訊號也是 符號率之三倍而此是藉由增加1〇〇什赫茲之餘弦波形的取 樣版本至經濾波之同相取樣及增加正弦波形之取樣版本至 經濾波之正交取樣來達成。導頻訊號加至數位基頻濾波器 1 75所提供之訊號的額外功率是大約〇.3分貝。 加法器177及182所提供之複數値訊號是： s(m) = y(m) + keJa>l，mT > ⑷ -12- 本纸張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（2丨〇 χ 297公釐） I---------^裝----^--訂------線 t : . (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 經濟部中央標準局員工消費合作社印製 A7 B7 年月 第861〇3〇67號專利申請案 中文說明書修正頁(88年元月） 五、發明説明（1〇 其中七決定導頻.功率。此外，同相分量及正交分量，上 述方程式之實數部份及虛數部份，可表示成為： ^ (^) - [ Σ w ^〇<^T) + b(r) sin(G)^Γ)]Λ4 (w - rL)} + k cos(apmT), (5 co

Xjb(r) cos(adrT) - a(r) sm{m drT)]hb (m - rL) 其中方程式（5a)表示訊號178而方程式（5b)表示訊號i83 訊號srm〉然後傳送至數位至類比濾波器185，而數位至類 比濾波器185包含同相數位至類比濾波器Μ、】以及正交數 位至類比濾波器185_2。假設每一數位至類比濾波器包含 一 ”取樣及保存”電路（未加以展示）及緊接在後之—低通類 比濾波器（未加以展示）。來自取樣及保存電路之合成類比 訊號可表示成為’： 〇〇 ^(0= Y,s(m)n(t-mT) (6) m=-co 其中π⑺是數位至類比濾波器185之取樣及保存電路所引 進之麵形脈波且是定義如下： Π Τ ,and 0 otherwise. ⑺ 孩矩形脈波之傅立葉轉換是表示如下之sinc函數: 經濟部中央標隼局員工消費合作杜印製

F Π 、Ί\ Τ sin(^fT') ~fT~ ⑻ 現在，應可看出使用較高之過取樣率ι/r可降低由於取才; 及保存電路所引起之頻譜調整效應。如此也可増加混淆d 間的間隔。數位至類比轉換器輸出訊號然後是由數位至赛 比濾波器185之類比低通濾波器（未加以展示）來加以分 -13- 經濟部中央標準局員工消費合作社印製

11 s(t) = Re (9) 頻 程 以 低 除 r(t) = Re 第86103067號專利申請案 中文說明書修正頁(88年元月） 五、發明説明（ 波，而數位至類比濾波器輸出訊號之混淆每"厂重覆— 次。通常，在設計一類比濾波器中，一重大包絡延遲失直 出現於通帶至止帶狹窄過渡區域。但是，混淆相隔一大頻 率跨距，以致類比濾波器止帶可自重要之訊號頻譜移去且 因而不會導致重大之訊號失真。 訊號然後上轉換成為一中頻訊號，例如1〇 7百萬赫 兹，且隨後由射頻傳送器190進一步轉換成為一射頻訊 號，如在本技術領域為眾所知。（在本發明之架構之下， 假設射頻訊號是在相關於調頻無線電之預先指定的頻道之 —頻道以内。另外，我們也可使用其他可指配給此服務之 頻率。）此處之傳送訊號可表示成為： [ΣΑη^ 'i<〇J"Thb(t-nT) + ke]< 其中 ωρ=2τΓ(100,000) ’ 且 ω产2ττ(150,000)，且 是射 載波頻率。 Μ在W進至接收器部份之前，下文將解釋在傳送器中旋轉 付號〈原因。如（9)所示，符號4在傳送器中旋轉。 假設通道及調變是理想的，此低中頻訊號可利用上述方 式（9)藉由设足ω尸ω ^/來加以表示。如下文將進一步加 說明，接收器300之電路接著產生集中於15〇仟赫茲之一 中頻訊號，ω ，而產生一更典型之基頻訊號。如此， 去導頻訊號，產生： =Re ΣΚΜί~ηΤ)β^{，-ηΌ ΣΑΛ(卜《r) (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁)

，or (10a) (10b) r(〇 = Re -14 五、發明説明（ 12

A7 BJ 其中\⑺是一帶通通道且\⑺= 。如果在接收器30〇 中使用一 Hilbert滤波器對，則其產生一分析訊號： z(〇 ⑴） η 假設滿足奈奎斯特(Nyquist)準則，則可在符號區 間受到取樣以回復基頻訊號d n。這可藉.由基本取樣理論來 獲得理解而基本取樣理論告訴我們在取樣以後之接收頻譜 每隔J/Γ重覆一次。因此，取樣過程重建原始之A。這展 示於下列方程式： ζ(0 = Σ + 风凡(’ 一 G -+ _/ sin%(/ - «；Γ)) (12) 我們使用同相分量做爲範例。 Μζ(〇] = ΣαΛ - nT) coso,, {t-nT)~ bnhb {t - nT) sin(r - nT) ( 1 3 a)

at t-kT (13b) (14b) \ for ‘ therefore Re[z(kT)]=ai 因爲 hb((k-n)T) cosad((k-n)T) ..k (15a) ^1- ··-- · I---- -1 nn m m 1 - 士^- - I ί ί —I— -.. — —i Tw- —^n II m .11— - - In (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) 經濟部中央標準局員工消費合作社印製 〇, for n^k h b((k-n)T) sina d((k-n)T卜 〇 for all k_n 但是，如果⑹在傳送器未旋轉，，，則（i4b)之結果邀 其之相關正交分量將旋轉f且因此，魏器需要—旋轉 器以補償此旋轉。除此之外，此接收器旋轉器需要 於都卜勒效應’等等所引起之任何相位偏移。㈣在概念 -15 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X297公釐） 經濟部中央標準局黃工消費合作社印製 A7 _____ ____m 五、發明説明（13) 上很簡單，此導致接收器旋轉器之建構複雜化，因爲其必 須追蹤在ω /2 π赫茲足相位變化及前述之相位偏移。例 如，伴隨之控制迴圈可能需要—較大之步階大小來追蹤該 等相位交化。因此，且根據本發明，旋轉器如圖2所示置 放於傳送器以簡化接收器之建構。尤其，使用旋轉器165 可去除相位混淆及簡化接收器3〇〇對於所接收之射頻訊號 的追蹤。追蹤可獲得簡化是因爲現在接收器可使用一低 1¾，例如一階，數位載波相位回復電路來迅速追縱射頻部 份以後之所接收之訊號的任何殘餘頻率/相位變化。當接 收益位於一移動車輛且遭受前述之都卜勒效應時此種迅速 掏取所接收之射頻訊號的能力特別重要。

更重要的是，藉由使用傳送器之旋轉，可導致簡化之同 調載波頻率（或相位）補償而無進一步之系統設計限制，例 如資料塊區大小之選擇。由於傳送器之旋轉，調變器15Q 所提供之賙變在本文稱爲無載波QPSK調變，相對於標稱 之QPSK調變。 應注意的是關於前述之基頻方法的一問題是射頻上轉換 需要餘弦及正弦調變器。維持該二類比射頻調變器正好分 隔9 0度並不容易。如果該二調變器在相位上未精確校準， 則該一訊號不會構成理想.之Hilbert對（在本技術領域爲眾 所知）或分析複數函數。有其他方法，例如數位帶通建 構，可免除此問題。在帶通方法中，基頻數位濾波器爲同 相及正交帶通濾波器所取代，而該二帶通濾波器構成— Hilbert對。使得同相帶通濾波器輸出減去正交帶通遽波器 -16- 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS )八4規格（210X297公釐） (請先閣讀背面之注意事項再填寫本頁) •裝

_ .,1T A7 ________B7 _ 五、發明説明（14) 輸出。合成之訊號接著調變至一中頻，而在該中頻一選擇 型類比帶通濾波器是用以拒斥相關之影像頻率。經帶通據 波之訊號然後轉換至射頻頻率以供廣播至大氣。此種方法 簡化使用二平衡良好（相隔90度）之混頻器的需要而所付出 之代價是一選擇性更高之影像頻率拒斥帶通濾波器。（二 混頻器之相位差偏離9 0度會導致效能惡化^ )爲減輕此影 像頻率拒斥帶通濾波器之選擇性需求，同相/正交數位帶 通濾波器之中央頻率可設定於一較高之頻率而此意謂使用 一較高之過取樣率L。最後，數位濾波器以前之相位旋轉 器之旋轉頻率應適當選擇以致基頻建構及帶通建構是等致 的。如果帶通濾波器之中央頻率設定於15〇十18〇Ν+χ仟赫 兹，則旋轉頻率應設爲-X仟赫茲（其中Ν是大於或等.於之 整數且18 0仟赫茲是符號率）。總體.-而言，前述之基頻方法 在給足接收器300之建構之下會導致小的效能損失，而現 在將對此加以説明。同時，請注意帶通情形之導頻訊號應 偏離通帶中央頻率。 經濟部中央標準局員工消費合作社印製 在接收器300中，一接收之射頻訊號傳送至解調變器 350 ’而解調變器35〇是以方塊圖之型式展示於圖2。解調 麦咨350包含射頻下轉換器5〇5，而射頻下轉換器505是一 中頻遽波器”並下轉換所接收之射頻訊號至一中頻，例如 10 · 7百萬赫兹’如在本技術領域爲眾所知。合成之中頻輸 出訊號接著傳送至中頻下轉換器51〇，而中頻下轉換器51〇 才疋供一集中於150仟赫茲並包含位於250什赫茲之前述導頻 讯唬的帶通低中頻訊號5丨i，而接收器3〇〇使用該導頻訊號 __ -17- 本纸張尺度適财sii家縣（CNS) A4規格（21GX297公整 經濟部中央標準局員工消費合作社印製 Α7

BJ 五、發明説明（15 ) 做爲載波回復之參考訊號及做爲產生接收器之其他時脈訊 號的來源（説明如下）。帶通低中頻訊號5丨〗之大小的示範 頻譜展示於圖6。 在繼續解調變器35〇之剩餘部份的討論之前，應注意的 是爲補償傳送之射頻訊號及接收之射頻訊號之間的任何載 波頻率差異’一類比載波鎖相迴路（pLL)通帶包含於射頻 下轉換器505以内。（雖然類比載波鎖相迴路可建構於解調 變器350之其他部份’但是最好建構此功能於射頻部份。） 但是’在此種行動環境中，接收之射頻訊號可能遭受頻率 選擇型衰落及大小衰落（在本文稱爲Μ平衰落”）。因此，射 頻下轉換.器5 0 5之鎖相迴路電路如圖7所示受到修改以回應 平衰落或頻率選擇型衰落。 尤其，一接收之射頻訊號傳送至混頻-器6〇5，而混頻器 605也接收一本地振盪器訊號（l〇訊號）631。假設爲簡化起 見混頻器605包含所有提供一回復之中頻訊號6〇6所需之電 路’而該中頻訊號如圖所示位於丨0·7百萬赫茲，如在本技 術領域爲眾所知。此回復之中頻訊號傳送至自動增益控制 610 ’而自動增益控制610是用以調整回復之中頻訊號的大 小以才疋供如述之中頻輸出訊號5 〇 6。類比鎖相迴路6 3 〇是一 鎖相迴路且是假設成爲包含一晶體以產生所需之L〇訊號 63 1。如在本技術領域爲眾所知，類比鎖相迴路調整[〇 訊號之相位以回應一中頻訊號，而在此處該中頻訊號是以 中頻輸出訊號506來表示。但是，類比鎖相迴路630運作於 追蹤模式或鎖定模式，決定於"保存/通過”訊號636之狀 -18- 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) Α4規格（210Χ：297公釐） ----------裝-------.訂------線 (讀先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) 經濟部中央標準局員工消費合作社印製 A7 ______ B7_ 五、發明説明（16) 態。如果，，保存/通過”訊號表示邏輯|，Ρ，則類比鎖相迴路 630停止追蹤並鎖定L0訊號631之相位。另—方面，如果„ 保存/通過"訊號636表示邏輯"0"，則類比鎖相迴路63〇繼續 調整LO訊號631之相位。換句話説，當嚴重之平衰落或頻 率選擇型衰落出現於導頻頻率時，類比鎖相迴路63〇之回 授迴路保持斷開以避免造成錯誤之調整。 尤其’接收之射頻訊號的平哀洛是由平衰落彳自測界61 5 來加以偵測，而平衰落偵測器615比較AGC 610之輸出訊號 且該輸出訊號表tf回復之中頻訊號606的振幅。當回復之 中頻訊號606的振幅低於一預先決定之値，例如_丨丨〇毫瓦 分貝（bBm)，時，平衰落偵測器615傳送一邏輯"丨"至邏輯 或閘635。邏輯或閘635傳送一邏輯”1"訊號至類比鎖相迴 路630，而此阻止追縱。同樣地，導頻衰落偵測器62〇是用 以偵測一位於250什赫茲附近之頻率選擇型衰落。前述之 低位準中頻訊號511傳送至窄頻濾波器625，而窄頻滤波器 625之中央頻率是導頻訊號頻率，例如，250仟赫茲。窄頻 滤波器625提供回.復之導頻訊號626給導頻衰落偵測器 620。導頻衰落偵測器620比較回復之導頻訊號626與一參 考臨限。只要導頻衰落偵測器620偵測出一回復之導頻訊 號626，則假設無頻率衰落且導頻衰落偵測器620提供_邏 輯”0”給邏輯或閘635。但是，無論何時導頻衰落偵測器 620未偵測到回復之導頻訊號626，則導頻衰落偵測器620 傳送邏輯"1"至邏輯或閘635，而此接著阻止類比鎖相迴路 630調整LO訊號631之相位。應注意的是回復之導頻訊號可 -19- 本紙乐尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X297公釐） ~ · ' (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) .裝.. A7 B1 經濟部中央標準局員工消費合作社印製 -20- 五、發明説明（17 ) 藉由其他方法，例如使用下述之等化器或通道特徵化配 置’來加以產生。但是，如果採用其他方法，則熟悉本技 術領域者應可認知產生回復之導頻訊號所導致之任何重大 處理（時間）延遲。也可使平衰落偵測器及導頻衰落偵測器 根據導頻訊號之品質而非邏輯"i"或"〇"來產生他們之輸 出。例如，平衰落偵測器可產生一輸出以調整鎖相迴路之 迴路頻寬，且該輸出等比於所接收之訊號與一預先決定之 値，例如-11 〇 dBm，的差。在極端之情形下，鎖相迴路是 藉由降低迴路頻寬至零（斷開迴路）來處於”保存”狀態。另 一方法可依照輸入訊號位準之一函數來使用不同之加權係 數，而非只是二進位之零與一。是"保存|，或"通過"之決定 是基於比較臨限値及一瞬間計算之値或經過一段預先定義 之時間累積計算之値，藉由使用該等加權係-數。 請回到圖5 ’如前所述，中頻下轉換器51〇·產生中央頻率 爲150仟赫茲’ ，之低中頻訊號511，而非產生一更典型 之基頻訊號。如前所示，圖6展示低中頻訊號5 11之示範頻 w ’而該示範頻譜佔據自5 〇仟赫茲至2 5 〇仟赫茲之頻率範 圍低中頻訊5虎511之產生-不同於一更典型之基頻訊號_ 是藉由認知下列事實來加以選擇：任何上鄰接射頻通道干 擾拒斥可藉由類比或數位低通濾波器來進一步強化，而任 何下鄭接射頻通道干擾必須只藉由中頻濾波器來加以降 低。但是，高度選擇型濾波器在中頻較不容易設計。的 確，低鄰接射頻通道干擾，在通過一典型射頻下轉換器之 後，藉由最終之中頻頻率轉換而混入主訊號。但是，爲降 衣.氏張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X297公釐） I---------—.赛----^---訂------m (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) 經濟部中央標準局員工消費合作社印製 A7 ___^_ 五、發明説明（18 ) 低此混淆，一帶通低中頻訊號受到產生以致該低中頻訊號 5 Π位於5 0及250仟赫茲之間而〇至5 0仟赫茲是，，自由"區 此自由區保證剩餘之下鄰接射頻通道干擾之最先5 〇仟赫茲 不會混入主訊號。換句話説，如果低中頻訊號5 I 1設定於 100仟赫茲且不允許任何自由區存在，則；[0.7百萬赫茲之中 頻訊號必須設計成爲10.6百萬赫茲之止帶衰減等於前述情 形在10.55百萬赫茲之止帶衰減。但是，選擇中央頻率爲 1 5 0仟赫茲之低中頻訊號5 11降低1 〇 · 7百萬赫兹之中頻濾波 益止帶哀減的需求。同時，請注意雖然在傳統之射頻設計 中射頻下轉換器5〇5不會在感興趣之頻帶導致漣波及包絡 延遲失眞非常重要，但是該需求在圖5之建構中可獲得降 低’因爲一具有等化器之數位系統緊接在後（如下所述）。 事實上，任何中頻濾波器不理想性可在雜訊·最少..增加之代 h下，如果雜訊有任何增加的話，藉由接收器之等化器來 加以補償。但是，重要的是訊號功率是在中頻濾波器之前 受到調整且因此以後之任何内部系統雜訊皆可忽略不計。 事貫上’中頻遽波器響應可偏向低頻以對於下鄰接通道干 擾提供更多之止帶衰減。 低中頻訊號511傳送至濾波器590，而濾波器590是設計 成爲包含串聯之一基頻類比低通濾波器及—高通濾波器。 低通遽波器（未加以展示）是設計成爲在25〇及27〇仟赫茲之 間具有重大之止帶衰減以進一步拒斥上鄰接通道干擾。此 基頻類比低通濾波器免除取樣過程之混淆而該混淆是由可 能不足之10_7百萬赫茲中頻濾波器拒斥所造成。高通濾波 ----- -21 - 本纸張尺度適(210χ29ϋ ------: (#先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) ”裝. 線 經濟部中央標準局員工消費合作社印製 A7 ~~*---------- B7 五、發明説明（19 ) '~ (未加以展不）是設計成爲進一步降低下鄰接通道干擾而 下f接通道干擾可對同步偵測造成不利之影響。（請注意 已邮入王訊號之下鄰接通道干擾無法刪除，因爲射頻頻率 轉換之拒斥不足。） 。。來自濾波器590之低中頻輸出訊號是由類比至數位轉換 器515以三倍於符號率之速率來加以取樣，而在本文是以 540仟赫灶做爲不範（奈奎斯特頻率是仟赫茲）。來自類 比至數位轉換器515之數位取樣流516傳送至數位增益控制 (dgc) 520,而DGC 520產生一接收之數位取樣流521。數 位取樣流521傳送至關聯器525及延遲線（或緩衝器）53〇。 延遲線530是設計成爲將用以處理通道脈衝之處理廷 遲，等化器係數計算及建構中間等化所需之延遲（下，文將 説明所有該等延遲）列入考慮。 - —., « 在傳統之接收器設計中’一 Hilbert濾波器對是用以產生 同相及正义訊號分量’而一複數（交叉耦接）等化器是用以 回復傳送之基頻訊號。複數（交又耦接）等化器包含四濾波 器而該四濾波器是配置成爲二濾波器產生同相輸出訊號而 另一滤波态產生正交輸出訊號。例如，同相輸出訊號是第 一濾波器處理同相輸入訊號及第二濾波器處理正交輸入訊 號之結果。正父輸出訊號同樣地是利用一不同之滤波器對 來加以建造。雖然此明顯之建議，帶通低中頻訊號之前述 產生-相反於一更傳統之基頻訊號-允許使用非交叉韓接型 等化器570。 等化器570包含二滤波器，且一遽波器是針對同相（uq -22- 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X297公釐） ^-裝 : ,訂 '線 (請先閎讀背面之注意事項再填寫本頁) A7 A7 B1 、發明説明（2〇 哭0比1Π另—遽波器是針對正交（Q-EQ m-2)。該二渡波 ;二；！—速率爲礙共同輸入訊號，而在本文該輸入 二…郅份間隔之取樣。每一遽波器分別產生來自取樣 封、缺11及575-2且速率爲"7之回復同相及正交輸出訊號。 哭’’、、又未加以説明，數學上可以證明非交又耦接型等化 咨570不僅回復—個：維訊號而且構成-Hilbert對。此結 H、利用同相通道探測訊號來設計同相及正交等化器 絲！言非常重要（説明如下）。應注意的是等化器硬體複 一 f精由使用非交又耦接型等化器而獲得降低，.相較 於ai述之2/Γ交又搞接型等化器之硬體複雜度。例如，雖 =化器570運作於3/Γ取樣率，卻只需二遽波器。如此可 即^25%(等化器硬體，相較於2/Γ交叉耗接型四滤波器等 化器，除了父叉耦接型等化器之前所需tmlbert濾波器舒 的節省以外。 ，該等同相及正交輸出訊號（該等輸出訊號是符號率爲"了 炙數位取樣流）傳送至載波回復迴路58〇，而載波回復迴路 580補彳員接收之訊號的任何相位偏移必（。如前所述，因爲 一旋轉器存在於傳送器1〇〇以補償低中頻訊號5丨丨之帶通產 生，低階鎖相迴路可用於接收器3〇〇(如下所述）以快速追 蹤所接收之射頻訊號的任何頻率/相位變化。當接收器位 於移動之車輛且遭受前述之都卜勒效應時，此種迅速取得 所接收之射頻訊號的能力尤其重要。 但是，在此示範實例中，載波回復迴路是以數位載波回 復迴路580來表示，而數位載波回復避路58〇包含相位旋轉 -23 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X297公 I--------— 裝! (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 經濟部中央標準局員工消費合作社印製

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,1 I A7 B7 五、發明説明（21 ) 估計器580-2及相位旋轉器580-1。爲便於展示起見，假設 乂士 為 斗 盟《Q η 勹旦_ Αϊ ΗΠ ^ rt« τ^^Ξ,τ>ηη、,+ t 經濟部中央標準局員工消費合作社印製 Μ Β1 五、發明説明（22 ) 器之結果顯示輸入訊號及接收器之儲存訊號圖樣的相似 度。此種計數器稱爲信賴計數器。此種簡單之同步機制只 使用關聯器所提供之非常有限的資訊。正規資料訊號，除 非受到限制，可具有一類似於同步訊號之圖樣且可導致假 偵出。 但是，我已理解到如果同步訊號設計成爲關聯器，當匹 配同步訊號時，會產生可用於雜訊很高之環境以區分同步 訊號及資料訊號的獨特訊號特徵，則同步偵測裝置可獲得 改良。在此種情形之下，需要一具有某種特性之特別訓練 訊號。最好同步過程利用該特別訓練訊號所獲得之資訊也 可用於決定通道特徵（通道探測）。 因此，一自關聯函數具有獨特特性之同步圖樣是用以改 善同步可靠度。舉例而言，這是在 >票頭-206-使用；進位虛 擬亂數序列之一原因。當此序列在在傳送器受到重覆並在 接收器利用該未重覆圖樣之拷貝來執行關聯時，如果匹配 則關聯器產生一高値（尖峰），而如果未匹配則關聯器產生 低値（寧靜區）。因爲該序列受到重覆，關於週期性之事先 得知資訊與尖峰及寧靜區之寬度可用以強化偵測可靠度。 當此種長度爲N且諸符號之値爲1及〇之序列在傳送器受 到重覆且在接收器利用一具有値1及_丨（· }替代〇 )之序列 的儲存拷貝來進行關聯時，如果該序列受到匹配則關聯器 (輸出產生振幅爲之高尖峰，而如果該序列未受到 匹配則產生一低値。也可在傳送器使用値爲丨及_丨之序列 而利用値爲1及0之一序列的儲存拷貝來進行關聯。接收之 -25 釐） I —Ί I Τ ^訂 1象 (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) 五 經濟部中央標準局員工消費合作社印製 A7

RJ 、發明説明（23 訊號可硬切割成爲1或0以進行簡單之處理。但是，單單此 種方法在嚴重通道失眞之情形，例如移動環境中並=強 健。因此如下所述，假設任何關聯器輸出保留類比至‘ 位轉換器所提供之全部精確度。換句話説，關聯器輸出訊 號代表實數而非受限於簡單之邏輯1或〇。 請回到圖5，接收之數位取樣流521傳送至關聯器525。 關聯器525是利用-副關聯器架構來加以建構。副關聯器 架構之範例出現於美國專利第5,26〇,972號，名稱爲 "Technique for Determining Signal Dispersion Characteristics in C〇mmunicati〇ns Systems，”且該專利於⑼〗年"月9日指 配給Wang; 〃及美國專利第5，傷，⑽號，名稱爲"叫: Corre丨ati〇n Technique，，，且該專利於1995年4月】j日指配給

Wang。應注意的是如果同步符號不-再受限於—維，則需要 額外之關聯器组。 同步過程是設計成爲偵測每丨〇毫秒資料塊區之開端而該 開端_包含二連續之31PN序列及緊接在.後之—部份24pN區 段（前述之86符號的標頭206)。藉由使用31pN序列之拷貝 2做爲其之係數並接收一具有全部精確度之輸入訊號，關 聯器525產生一關聯器輸出訊號526。關聯器輸出訊號526 之一範例展示於圖8，而圖8展示關聯器輸出訊號526且同 時接收一時框之標頭2〇6。例如，區域丨丨對應於前一時框 之資料部份的尾端，區域12通常對應於目前時框之標頭 206，且區域13對應於目前時框之資料部份的開端。（標頭 206之剩餘二7PN同步符號受到等化且是用以同步去交織器 ___________ -26- 本紙張尺度顏t®辨轉（CNS)糾胁（21Qx297公褒） (請先閲讀背面之注意事項再填寫本瓦)

五、發明説明（24 )

A7 BJ 經濟部中央標準局員工消費合作社印製 及調整每一接收之資料塊區之符號位置，如下所述）。 關聯器輸出訊號526傳送至信賴計數器5 器赠含下列電路：高切電路545，低切電路^賴= 樣匹配電路550，及低圖樣匹配電路56〇。高切電路545根 據是否關聯器輸出訊號526之絕對値超過—預先決定之高 臨限値來切割該關聯器輸出訊號以提供丨或〇^同樣地，: 切電路555根據是否關聯器輸出訊號526之絕對値低於一預 先決定之低臨限値來切割該輸出訊號以提供1或〇。當比較 於該高或低臨限値時也可利用實數來表示剛才提過之丨或〇 以反映訊號之品質。該二經切割之輸出接著分別傳送至高 圖樣匹配電路550及低圖樣匹配電路细。高圖樣匹配電路 550及低圖樣匹配電路560在本文也稱爲副關聯器。副關聯 器產生資訊以顯示輸入訊號自關聯-函數多麼類似_於預先儲 存足訊號的自關聯函數。來自高及低關聯器之資訊接著受 到加權及相加以供決策裝置565進行同步決策]^決策 置565提供一同步訊號（Sync)。 應汪意的是一具有硬切式輸入之關聯器在輸出具有定 良好之尖峰及寧靜區_如果經切割之輸入正確的話。如… 所示，假設如果存在通道損害，則使用一接受全部精確度 之關聯器。全部精確度關聯器之輸出是硬切式關聯^響又 及通道脈衝響應之迴旋。因爲接收之訊號是頻寬：限型 受到多重路徑之扭曲，如果通道跨距大於傳送之序 的長度，則寧靜區不會存在。因此，爲避免寧靜區受到一 全破壞，使用一3卜符號PN序列，因爲31PN序列遠長於最 裝 義 前 應 且 列 完 —. T"裝 : :訂 腺 (請先閱讀背面之注意事項存填寫本頁) -27 本纸張尺度賴t關家標準（CNS )八4雜（210x 297公釐 A7 B7 五 、發明説明（25 壞情形之通道跨距。如此可確保關聯器之輪出具有寧靜之 區域且該等寧靜區域可用以進行可靠之同步偵測。—高 (尖峰）臨限圖樣是用以偵測相隔31符號之週期性尖锋。高 臨限圖樣之每一尖峰偵測區的寬度是：取樣，其中通常 1=3，或1符號。一低臨限圖樣是用以偵測週期性寧靜區。 每一寧靜區偵測之寬度是#取樣，通常是丨8或6取樣。可 能具有多重路徑所導致之響應的區域是定羲成爲"忽略區 "。忽略區之頁獻是藉由設定副關聯器之相關係數値成爲 零來設定成爲零。 (應 >主意的是在圖8之區域12中，第一31PN序列之第一 預期尖峰是，至某種程度，利用來自前一時框之末端的資 料來進行關聯。但是，第二接收之31PN序列，在無損害之 下，具有清楚之尖峰及寧靜區，因爲第二3丨-pN序列是，理 論上，利用第一31!>1^序列來進行關聯。最終之PN序列可 能不具有尖峰，因爲其只是一 24PN序列）。 此展示於圖9，而圖9相同於圖8，除了一，，尖峰偵測區" (P) ’ "忽略偵測區"（I) ’及"寧靜偵測區，,（q)之示範標示以 外。在尖峰偵測區，搜尋一尖峰匹配圖樣。在尖峰偵測區 之後，關聯器輸出在一段時間以内受到忽略而該段時間是 以忽略偵測區來表示（也以心來表示）。在忽略偵測區之 後，在寧靜偵測區期間搜尋—寧靜匹配圖樣。示範之尖峰 匹配及寧靜匹配圖樣展示於圖1〇。 基本上，此同步過程查看時框訊號之尖峰及低谷及週期 性。縱使在尖峰偵測區期間存在一高匹配，一在寧靜偵測― I- I i —^ 抽衣 Ί 1 訂 線 (請先閎讀背面之注意事項再填寫本頁} 經濟部中央標準局員工消費合作社印製

第861〇3〇67號專利申請案 中文說明書修正頁(88年元月） 五、發明説明（26 ) i修正 區期間之低匹配是用以驗證—時框之開端。忽略區補償所 接收<訊號的反射，延遲，等等。用於決策裝置565之此 種通用方法展示於圖11，12及13。 最初，當接收器300首先調至—對應頻率時，決策裝置 565開始於"擷取模態”，如圖u所示，其中未宣告同步。 在步驟6 0 —匹配計數器最初設為〇，且該匹配計數器舉例 而言可為一變數或暫存器。在步驟61中，同步過程試圖 偵測一標頭。一旦偵測出一標頭，則匹配計數器在步騾 62中遞增，步驟63跳過多個符號〜，且在步騾64再度嘗 試執行一標頭之偵測。該等多個符號心，相關於時框長度 (說明如下）。如果未偵測出標頭，決策裝置565返回至步 驟6 1。但是’如果偵測出一標頭，則在步驟6 5匹配計數 器文到遞增。如果匹配計數器等於一預先定義之數目 的’則決策裝置565在步騾6 7切換至"穩態模態，，且根據圖 1 3來運作（說明如下）。例如，如果等於3，則一旦偵測 出連續二個標頭則轉變至穩態模態且一同步（Sync)訊號受 到致能。此種順序性匹配多個標頭之需求可在宣告同步並 切換至”穩態模態"之前建立一信賴位準。但是，如果匹 配計數器不等於，則決策裝置565前進至步驟63並跳過 〜符號。應注意的是預先定義之數目^^的值可為靜態或可 變。例如，當接收器最初受到開啟時（或當最初調準至— 站時），A之值可高於當返回至擷取模態是由於喪失同步 時之从；的值。如此當最初擷取一訊號時可獲得較高之信 賴位準。但是，在處理重新同步時則可容忍較低之信賴位 -29- 本纸張尺度適用中國國家標準（(：灿）/^4規格（210>< 297公釐） (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁} ---·*-·-· I4^»--1 1-' II - - - - - I- S—, 刁-& 經濟部中央標準局員工消費合作社印袈

- - -1— - HH 經濟部中央標準局員工消費合作社印製 A7 ----------m五、發明説明（27) 準。 步驟6 1及64之差別是當試圖偵測一標頭時對於每—接 收之時框之位置的推定。在步驟61之情形中，標頭之偵測 啓始於接收之訊號以内的任何—點。換句話説，圖步 驟6丨在接收之訊號，，搜尋，，尖峰區。一旦最初债測出—橾 頭，如果該標頭是一眞正之標頭，則—類似偵測應出現: 下一時框之開端，下一時框應在一固定時段以後出現，而 可以跳過~符號來表示。在此種情形之下，步驟63之椤$員 偵測在較晚之適當時段”尋找”標頭（因爲訊號之週期2 ^ 事先得知，所以很谷易跳過一時框之資料訊號部份）。 因此，雖然分別加以展示，步驟6丨及64基本上以相 万式來偵測標頭。這展示於圖丨2，而圖丨2展示一示範保 頭偵測方法之流程圖。在步驟5〇中-，同步過程尋找—尖: 區，亦即決策裝置565等候來自信賴計數器54〇之尖峰區 任何顯示的偵測。一旦偵測出尖峰區，則同步過程在步 产1跳過〜符號區間以補償任何訊號反射，等等（這是二 可 同 標 之 驟 忽 略區）。在下一步驟52中，同步過程尋找一寧靜區。如末 在一預先定義之時段以内未偵測出寧靜區，則同步過程返 回至步驟50以尋找-尖峰區。但是，—旦偵測出一寧靜 果 區，則在步驟54決策裝置565在一預先決定之時段以内 找-尖峰區。如果未偵測出尖峰區，則同步過程返回至 骤50以掃描-尖料。但是，—旦在步驟54偵測出—大 峰區，貝同步過程在步驟55跳過~符號區間以補償任何％ 號反射，等等(這是另-忽略區），其中一…心之值 尋 步 尖 f靖先聞讀背面之注意事項再填寫本頁) .裝----Ί--^訂------線--- -30- 本纸張尺度適财家辟（CNS〉M祕（2丨Qx297公 經濟部中央標準局員工消費合作社印製 A7 ------ _ΒΤ五、發明説明（28 ) 是基於最壞情形之通道跨距的知識以實驗方式來加以決 定。在—步驟50中，同步過程尋找一寧靜區。如果在一預 先疋義之時段以内未偵測出寧靜區，則同步過程返回至步 驟5 0以在一預先決定之時段以内尋找一尖峰區。但是，一 旦偵測出一寧靜區，則決策裝置565在步驟5 8尋找一尖峰 區。如果未偵測出尖峰區，則同步過程返回至步驟5 〇以尋 找一尖峰區。一旦偵測出一尖峰區，則同步過程已偵測出 一標頭。請注意用於跳過忽略區及尋找尖峰區及寧靜區之 時段的總和是設計成爲善於運用3 lpN之週期性。 一旦處於穩態模態’圖1 2之前述方法也可用於每一時 框。此外，也可使用其他方法，而該等方法之一展示於圖 13在圖13中，一不中計數器最初設爲〇，且該不中.計數 器如圖所示可爲一變數或暫存器。在步驟.7 2中，—決策裝置 565在下一時框以内尋找一尖峰區，而下一時框在本範例 中出現於〜符號以後。在這裡，，因爲如下所述只有 第一尖峰區及寧靜區受到偵測，因此需要跳過該時框之更 夕邠4刀。如果偵測出一尖峰區，.則決策裝置5 6 5在步驟7 3 跳過符號區間且在步驟74尋找一寧靜區。但是，如果未 偵測出尖峰區，則在步驟7 5宣告不中且不中計數器受到遞 &。步聲76檢查不中計數器之値。如果不中計數器之値大 於一預先決定之數目此，則決策裝置565變回至擷取模 態’亦即同步喪失且決策裝置565依照圖1 1來運作，如前 所述。否則，決策裝置565前進至步驟8 1且因此前進至步 驟7 2，如前所述。〜之値大於〜之値，因爲需要跳過更多 (请先Μ讀背面之注意事項再填寫本頁) •裝----Ί. -訂 線------ -31 - 本紙張尺度適用巾國國家標準（CNS ) M胁（训乂撕公楚 A7 ___；_____m 五、發明説明（29 ) ' ~~~~-— 符號（如處理步驟7 3，7 4 ’ 7 8及7 9之時間所表示） 在步驟74中，如果偵測出一寧靜區，則決策裝置在 步驟7 0提供一同步訊號，在步驟7 1跳過〜符號，且

驟7 2尋找下一時框之開端的一尖峰區。但异 V 一气·如果未偵測 出一寧靜區，則在步驟78宣告不中且 中 1 τ寸數态受到遞 增。步驟79檢查不中計數器之値。（在本文假設不中是以 一非法同步訊號，例如邏輯0相對於邏輯1，或者如果门步 訊號是多位元訊號’一特定位元圖樣，來表示。此外，決 策裝置565可提供一分別訊號。）如果不中計數器之信大於 一預先決定之數目’則決策裝置5 6 5變回至揭取模綠 亦即同步喪失且決策裝置565依照圖1丨來運作，如前所 述。否則，決策裝置565前進至步驟7 1且繼續該過程。在 此範例中，不中計數器得以遞增直到達到前述之-臨限値爲 止。但是’可使用其他變型來重置不中計數器。例如，如 果在一預先決足之時段以内未偵測出不中，則可週厲月性重 置不中計數器。或者，每一次在步驟70提供一同步訊號時 不中計數器即可受到重置。 經濟部中央標準局員Η消費合作社印製 同時，應注意的是偵測失敗，或喪失同步，可有利地用 以顯示通道之訊號相較於雜訊的條件。例如，在偵測失 敗，或喪失同步，之情形中，一訊號（例如同步訊號）傳送 至Reed-Solomon解碼器。Reed-Solomon解碼器接著爲了更 正錯誤之故而忽略目前所接收之時框。如此較在—時段累 積一接收之訊號的錯誤資訊更爲有效，而在一時段累積錯 誤資訊常見於以前系統且稱爲Reed-Solomon解碼器之一刪_ -32- 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) Α4規格（210Χ297公釐） A7 ------—__ 五、發明説明（30 ) ~ ~ '~ 除（erasure)。例如，爲眾所知可基於切割等化器之輸出訊 號來推導錯誤統計數字。當錯誤累積至超過某一臨限時， 像是Reed-Solomon解碼器之電路隨後忽略在一段時間以内 所接收之訊號。但是，只要使用前述之同步訊號即可去除 此電路。 如前所述，每10毫秒傳送探測訊號一次。基於理論及實 驗之結果，吾人已判定如此會限制車速之上限於135及2〇〇 公里/小時之間，決定於通訊通道之品質好壞。此種處理 車速<能力隨著探測訊號之重覆率的增加而線性增加。例 如，如果每5毫秒傳送探測訊號一次，則車速上限應位於 270至400公里/小時之間。 應注意的是其他方法也可利用圖5之電路來決定同步。 例如q目對於前述用以評估信賴職器猶之㈣説號的 串聯万法’如圖i i及！ 2所述，可使用_聯合決策型分 析。 -旦達成時框同步，則埋入於關聯器輸出訊號遍之通 道脈衝響應受到處理以獲得等化器57〇之等化器係數。尤 其，…告同步’則預先定義之標頭，亦及訓練訊號， 受到辨識及用以表示通道脈衝響應。這特別有用，因爲行 動無線通道之純是存在乡重反㈣徑。因此，所接收之 訊號可視爲包含-主訊號及極多反射所造成之間接訊號。 持續變化進—步增加接收之困難度且當資料符號之 傳运速㈣於數十萬蚊時接收之困難度變得更高。例 如，諸路徑之間的數微秒延遲可在許多資料符號之間造成— ___ _____ . 33 ** 本纸張尺度國家標準(210x297_^y~··

-«--I In -- I (請先閎讀背面之注意事項再填寫本頁) "裝_ 經濟部中央標準局員工消費合作社印製 五、發明説明（31 付Ί μ在此種通 要通运特徵以更正通道所造成之損壞。-枓則而 通逞特徵化可説明如下。 λ 傳送通過一未知诵裙+ 、 &态％，一已知訓練訊號 用以表亍涌.首' μ 。接收器端，所觀察到接收訊號是 通，特徵。我們定義賴爲訓練訊號頻譜， 况⑺屙傳运态頻率響應，a Λ 敕哭處D 札⑺馬通這頻率響應，札⑺爲調 整态頻率響應，5/7)爲拉并盟、， ㈧馬轾收益 < 通道特徵化器的頻變 應’且7Y力爲總頻率響廊 曰 干f愿。（忒目珂而言，假設系統無 訊。) T(f)=^A(f) Ht(f) Hc(f) Hu(f) B(f) (12)

如果在傳輸頻帶中你⑽等於常數H其後㈣"處理增 益"，貝，J m=kHt(f) Hc(f) Hu(f)，良 ~ -- - (13a) m~—kH(f) (13b) 其中·是總轉移函數且獲得通道資訊。藉由使用此資 訊，可求得等化器接㈣數以更正通道失眞。下文説明之 技術精確描述一多重路徑通道並提供各種資訊以進行同 步’及載波相位偏移估計，如前所述。 經濟.郅中央標隼局員工消費合作社印製 如果通道受損於雜訊，則 T(f) = kH(f) + ^fkN(f)， （14) 其中是通道雜訊功率頻譜而A是如前所述之處理增益。 積分於傳輸頻帶之比値叫所/)|2 /"(/)定義通道之估計訊號雜 訊比。處理增益愈大，愈可保護估計之通道特徵不致受到 雜訊之影響。通常，訓練訊號之持續時間愈長，則對應之1 —_；___-34- 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X297公釐） A7

A7 m 經濟部中央標準局負工消費合作社印製 五、發明説明（33 ) 用。因此，單單利用FFT響應所產生之等化器係數可能無 法導致收斂且，相對地，使得符號干擾（ISI)之回復非常困 難。 因此，我理解到藉由引入極少失眞於通道脈衝響應，則 可在只導致總效能稍微惡化之下來解決多重反射。尤其， 如果接收之訊號太高或太低，則通道脈衝響應在頻域受到 截波，其後稱爲"FFT臨限化"。換句話説，對於關聯器輸 出訊號526之FFT的大小施加一簡單之臨限化，如圖1 5所 示。如果關聯器輸出訊號526之FFT超過該等預先決定之臨 限値，八及Γ;，則訊號受到截波。例如，如果大小大於 ’則大小設爲Γα。同樣地，如果大小小於71/，則大小設 爲Γ/。該等臨限値之決定是預期之反射之大小及可接受之 符際干擾之程度的一折衷且必須利用實驗方式來加以決 定。 此FFT臨限化方法避免由於多重路徑環境所引起之等化 的過度等化器雜訊強化。類似地，其可視爲使用某種最小 均方根準則之等化而非強迫歸零型等化。也很重要的是爲 避免數位頻率及時間轉換之圓形迴旋效應，FFT& IFFTt 長度應超過最壞情形之通道及等化器跨距的總和以避免執 行FFT及IFFT運作所造成之循環混淆。最終，在頻域之帶 外響應設爲0以設計等化器成爲在60及24〇仟赫茲之間具 有180仟赫茲的通帶特徵。 請回到圖1 4，指配通道響應組件5S5在步驟3 2施加FFT 臨限化。步驟3 3求得FFT臨限之倒數。在步驟3 4合成之頻― 表紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) ( 210X297^· —^- 『#------線 (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) A7 B7 五、發明説明（34 經濟部中央標準局員工消費合作社印聚 3 #應然後是利用在本技術領域爲眾所知之逆FFT (IFFn 求得同相等化器係數。最後，在步驟35指配通道 a怎且…535藉由_ Hilbert轉換來在時域處理同相等化器 係數以求得正交等化器係數。. °。 一长件等化器係數，則在步驟3 6指配通道響應组件 7更新，或下載，該等係數至等化器57〇。如前所示，延 =線5 3 0必須碉節取樣流以致等化器5 7 〇看見適當之資料 資科緩衝器之長度將下列時間列入考慮：用以處理 :衝（時間’等化器係數計算及建構等化所需之延 U要：是在户 :有訊號處理及延遲電路適當維持取樣相 二？延遲、k衝器之後，等化器處理二個部份資料 區，在100符號同步圖樣之前 .，夕_铱之則及〈後之二1/2資料塊區.。這 疋所Ϊ的中間等化。請注意此等化器是‘帶-通等化器。相 问（貧料流饋至等化器57〇之同相部份與等化器別之 等化器別之輸出是以符號率來重新取樣並傳送至 載波回復迴路580，如稍早所诚。蚩、+ ^ 載波回復迴路之輸出接 孝文到切割以回復所傳送之符號。 丨6圖η用：计异等化咨係數〈方法的-種變型展示於圖 /圖16相同於圖14，除了利用步驟45來取代步驟35及 考夕動步驟30以外。在步驟45中，/ 鉍竑在頻域足同相等化器係 數猎由卿⑺（HiIbert轉換之頻域表示）來加以處理，而此 屋生頻域之正交等化器係數，而時域之正六 利用該等頻域之正交等化器係數許 ^ u可 加以產生。 數猎由在步驟34實施贿來 (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) ,· - - -Ml j .· - I · -袭----- :訂 —"線--- .1 - I - - -I _ * 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4g ( -37- 經濟部中央標準局員工消費合作社印製 A7 ---------- - _ Β] 五、發明説明（35 ) 凊回到圖5 ’數位載波回復迴路58〇所提供之相位更正符 號成傳送至符號回復組件7 〇 5，而符號回復組件7 〇 5提供經 編碼之訊號3 5 1，如稍早所述。圖丨7以方塊圖來展示符號 回復組件705 ’且符號回復組件705包含關聯器710及緩衝 器計數器7 1 5。 爲了唤起注意，標頭260之剩餘14 1-維符號是用於接收 益300之交織器同步或符號時脈校準，該等1 4 1 _維符號是 選自圖3之訊號點星座圖之"交織器（符號時脈）同步符號 ”。尤其，該等1 4符號是由接收器3〇〇用以顯示每一 32〇毫 秒之交織器塊區的開端。此種交織器同步每3 2時框重覆— /人且包含一連續之7PN序列，如圖4所示。（應注意的是交 織器深度，亦即交織器塊區之大小’影響自障礙地形回復 訊號之能力且也是車速下限之函數-。因此，-可使-用其他之 交織器深度値，決定於特定系統之特徵。例如，如果較嚴 重之障礙地形影響存在於廣播地區，則交織器深度應調整 成爲ό 4 0毫秒。） 當該等14符號未用於接收器3 〇〇之交織器同步時，該等 1 4符號是用於相關時框之資料符號同步。在此種情形之 下，該等14符號包含一負7ΡΝ及緊接在後之一正7ΡΝ，如 圖4所示。無論何時存在一重大之取樣時間相位變化或不 同訊號路徑之相對強度產生變化並導致接收器3 〇 〇所看見 之延遲發生變化，則這是校準每一時框之經编碼資科部份 所必需。（應注意的是在此種情形之下，一負Ρ Ν序列只是 一正Ρ Ν序列之相反序列。例如，如果一個2ΡΝ是以符號 _ -38- 本纸張尺度適用中國國家標準（CNS ) Α4規格（210X297公H ~~- I. I I I I II - 神衣 ^ .. -訂 腺 (請先閎讀背面之注意事項再填寫本頁) 經濟部中央榡準局員工消費合作社印製 -39- A7 m 五、發明説明（36 ) U‘414,0; -1·414,〇)來表示，則對應之負2PN是符號序列（-h4l4,〇; 1.414,0)。 因此’關聯器71 0在功能上類似於前述之關聯器5 2 5，信 賴計數器540，及決策裝置565，除了關聯器71〇具有一額 外資訊訊號-同步訊號-以外，而同步訊號建立目前所接收 〈時框的時框同步（因此，關聯器7丨〇可爲一較簡單之二進 ^關聯器）。在一合法時框（以一合法同步訊號來表示）期 間’關聯器710提供交織器同步訊號352以隨後供錯誤保護 解碼器3 15，如圖1所示，用以去交織諸符號塊區，一旦偵 剛出正負號相同之二連續7ΡΝ序列。同樣地，一旦偵測出 正負號相反之二連續7ΡΝ序列或一旦偵測出交織器同步序 列’則關聯器710提供一資料符號同步訊號7丨2。即使在顯 不—新交織器塊區之開端的時框期間後二條-件仍可確保符 5虎同步。應注意的是藉由使用正負號相同之二7ΡΝ序列來 進订X織器同步及使用正負號相反之二7ΡΝ序列（一正一負） 來進行符號同步，接收器解碼是設計成爲不隨相位旋轉而 邊。此可在通道效能低劣之情形中對於此非常重要之時間 戳記資訊提供額外之保護。 緩衝器計數器715回應資料符號同步訊號712並缓衝目前 時框之只有資料部份。缓衝器計數器715之建構可利用多 種方式來進行。例如，若充當線性缓衝器或圓形緩衝器， 則可藉由使用指標及計數器來執行加法及删除。在儲存目 则所接收之符號方面，假設緩衝器計數器715執行下列功 此°首先，緩衝器計數器715硬切割所接收之符號流。（爲

本紙張尺 (CNS I----------装-------1T--------線 — _^-I (請先聞讀背面之注意事項再填寫本頁) 第861〇3〇67號專利申請案 .中文說明書修正頁(88年元月） A7 B7 五、發明説明（37) i修,γ

月 經濟部中央標準局員工消費合作社印製 "-—__—_ 簡化起見，切割器-在本技術領域為眾所知之一組件-未受 到展不）°經切割及接收之符號流接著受到儲存。理想 上’經切割及儲存之符號的數目應.等於或大於資料塊區之 預先定義的大小，亦即17〇〇資料符號。但是，時序偏移可 導致更多或更少之資料符號相關於目前所接收之時框。此 種時序偏移是由於傳送器及接收器時脈之未校準與通訊通 道本身之多重路徑效應。 相對於傳送器及接收器時脈，藉由通道探測所獲得之 述估计通道脈衝響應具有傳送器及接收器符號時脈之間 時序相位偏移資訊。使用藉由估計通道響應所求得之係 的部份相隔型等化器可補償時序相位偏移至某一有限 度，因為等化器可保持凍結直到下一同步到達為止。如 傳送器及接收器時脈具有頻率差，—時序相位偏移在新估 计到達^自零逐漸增加至某—值。為眾所知對於此問題 〜巫敏度決疋於傳迗器濾波器之過量頻寬。例如，如果傳 輸系統使用-零百分率過量頻寬之傳送器驗w)， 則時序相位偏移（15度）將導致低於訊號—Μ分貝之 擾。當此干擾加至雜訊時’其導致接收器靈敏度惡化 分貝。如果使用具有大約1〇%過量類寬之傳送器濟 益，則此相當於11%之時序相位偏移。最大允許之接 器符號時脈不準確度為： 前 的 數 程 果 干 0. 波 收

D .資料塊區之符號 $允許之時序偏移 2 其中D是相對於傳送器之最大 咚v B m 又尤开接收态符號時脈偏離 除以—則疋因為中間等化。 尤u/。足時序偏移及1800符 (15) 而 號 -40 - (請先閲讀背面之注意事項再填寫本育)

t纸張尺度適财晒家 "***"----- A7 B7 經濟部中央標準局員工消費合作社印製 五、發明説明（38 之貧料塊區大小而+ 器付號時脈是在傳卿（百萬分率）°只要接收 序相位在資料塊區= 士12〇ppm以内’則時 化。 、"笑化大至足以造成嚴重之效能惡 ，另,：種可此導致苻號之刪除或增加之情形是當多重路徑 H又動時例如，當所有路徑之相對強度變動時，等化 器總是選擇具有最強功率之符號做爲主訊號及據此產生回 復之符號。 無論如何，最終結果是如果符號校準存在一時間偏移， 則5多或更少之資料符號可能存在於目前所接收之時框。 當等化器係數變動時此種符號時間偏移可能會發生。因 此缓衝备计數器Ή 5量測任何二連續雙重7PN序列之間之 資料符號的數目而該：7PN序列是以請符號同步訊號Μ 來表示。t有一額外訊號日争，則在該塊區中央之符號受到 刪除。如果符號之數目低於17〇〇，則中央符號受到重覆。 在此種情形之下錯誤可能發生。雖然訊號格式可將此問題 列入考慮’爲簡化建構起見，此種情形可以忽略而相對地 可依賴Reed-S〇lom〇n解碼器（未加以展示）及錯誤保護解碼 器3 15來更正此種問題。如此導致總系統效能之少量惡 化。應注意的是因爲使用中間等化器，二連續資料塊區受 到緩衝以執行此種符號再校準。 前文只是示範本發明之原理且應可理解熟悉本技術領域 者應可設計無數其他裝置，而該等裝置，雖然未外顯地説 明於本文’卻貫現本發明之原理且屬於本發明之精神及範— -41 - 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X297公釐） -^· JJ. 1 .訂 ~~ . .—I I n n n II _ ___ 、 . \ , (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) A7 B7 五、發明説明（39 ) 嗜。 例如，雖然本發明如本文所示是利用離散功能基本塊 區，例如知覺聲頻編碼器，指配通道響應组件，等等，來 加以建構，該等基本塊區之任一或更多的功能可利用一或 更多適合之程式化處理器，例如數位訊號處理器，來實 施。 . H ί 訂 旅 (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 經濟部中央標準局員工消費合作社印製 -42- 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) ( 210X297公釐）

Claims (1)

1. ~~------ D8- ---- h —種用以產生—格式化訊號之改良式傳輸系、统，該格式 化2號表示一序列之資訊時框，其中改良之處包含： (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) —用以產生格式化訊號以致每一時框包含一標頭部份 ^承載資訊部份之格式化器，其中標頭部份進一步包 °時框同步通道探測部份及一交織器/資料同步部 铋，其中X織器同步訊號及資料同步訊號是交一此 時框。 ' 2. 根據申請專利範圍第1項之裝置，其中格式化器是一儲 存程式型訊號處理器。 3. 根據申請專利範圍第1項之裝置，其中每一時框之承載 資訊部份表示—數位聲頻訊號之一部份。 4·申請專利範圍第丨項之裝置，該種裝置進一步包含 付號對映器，而該符號對映器運作以致a )來自每一時 框足貧料邯份的位元對映至得自一資料符號星座圖之符 唬，b)來自每一時框之時框同步通道探測部份的位元對 映至得自一通道同步及探測星座圖之符號，及c)來自每 —時框之交織器/資料同步部份的位元對映至得自一交 織器符號時脈星座圖之符號。 經濟部中夬標準局員工消費合作社印製 根據申請專利範圍第4項之裝置，其中該通道同步及探 測星座圖與交織器符號時脈星座圖包含一維符號。 6. 根據申請專利範圍第4項之裝置，其中該資料符號星座 圖包含N維符號，其中N>〇。 7. 根據申凊專利範圍第1項之裝置，該種裝置進一步包含 一符號對映器，而該符號對映器運作以致a)來自每一時 -43- 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4現格（2Ι〇χ297公楚） /、、申请專利範圍 ABCD 經濟部中央標準局員工消費合作社印製 框（承載資訊部份的位元對映至得自_符號星座 :伤的符號’ b)來自每—時框之時框同步通 :的位元對映至得自該符號星座圖之第二部份的符^ 至^白每—時框之交織器/資料同步部份的位元對映 至仔自孩符號星座圖之第三部份的符號。 8. ，據J請專利範圍第7項之裝置，其中該星座圖之第 一，第二，及第三部份未具有相同之符號。 9. 利範園第7項之裝置，其中得自該第二部份 之付唬及件自該第三部份之符號是一維符號。 H).根據申請專利範圍第7項之裝置，其中得自第 符號是N維，其中N>0。 刀心 η·根據申請專利範圍第！項之裝置，其中交織器同步訊號 料同步訊號之叉織使得在—序列之時框从；交織器/ 資料同步部份以r時框來表示交織器同步訊號並以至少Ζ 時框表示資料同步訊號，其中从。 12·根據申請專利範圍第1 1項之裝置，其中。 13,根據申請專利範圍第】項之裝置，其中時框同步通道探 測邵份表示第-多個虛擬亂數序列群，而交織器/資料 同步部份表示第二多個虛擬亂數序列群。 M.根據申請專利範圍第13項之裝置，其中第—多個虛擬亂 數_序列群包含，但不限於，_31pN及緊接在後之— 31PN及緊接在後之一 24pN。 15.根據申請專利範圍第14項之裝置，其中第二多個虛擬亂 數（PN)序列群包含，但不限於，一 7pN及緊接在後且正 (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) —ii.----.—、訂 _ II ί ---真----- I- -------- --分今- 本紙張尺度適用中國國家襟準（CNS) A姑胁（2丨〇><297公董） ABCD 經濟部中央標準局員工消費合作社印製 申請專利範圍 負號相同之一 7PN，當該等序列表示交織器同步訊號 時；一7PN及緊接在後且正負號相反之一 7PN，當該等序 列表示資料同步訊號時。 16·根據申請專利範圍第1項之裝置，該裝置進—步包含傳 輪電路以利用該格式化訊號來產生一傳輸訊號以經二一 通訊通道來傳輸。 17,根據申請專利範圍第16項之裝置，其中該通訊通道是一 行動通訊通道。 • ~種用於一傳送器之方法，該種方法包含下列步驟： 訊源編碼一訊源訊號以提供一資訊訊號； 格式化該資訊訊號成爲一格式化訊號，該格式化訊號 表不一序列之時框，每一時框出現於—時間週期〇，且 包含一標頭部份及一資料部份，煞資料部份表_示該資訊 訊號之一對應部份，其中標頭部份出現於一時間週期Th 而資料部份出現於一時間週期& ,其中^^心且 6+，且其中標頭部份進一步包含一時框同步通道 探測部份及一大織器/資料同步邵份，而該交織器/資料 同步部份交織交織器同步訊號及資料同步訊號。 19.根據申清專利範圍第丨8項之方法，其中該訊源訊號是一 類比聲頻訊號而該資訊訊號表示—數位聲頻訊號。 20_根據申請專利範圍第丨8項之方法，該種方法進一步包含 —對映步驟來提供一經符號編碼之訊號以致a)來自每一 時框之資料部份的位元對映至得自—資料符號星座圖之 付號，b )來自每一時框之時框同步通道探測部份的位元一 (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁)

   經濟部中央榇準局員工消費合作社印製 A8 a _____ 瓜、、申靖專利範圍 2映至得自一通道同步及探測星座圖之符號，及c)來自 丄、、時框之X織器/資料同步邵份的位元對映至得自一 文織器符號時脈星座圖之符號。 =據申請專利範圍第2 0項之方法，其中該通道同步及探 ^星座圖與交織器符號時脈星座圖包含一維符號。 艮據申叫專利範圍第2 〇項之方法，其中該資料符號星座 圖包含N維符號，其中n>〇。 3·根據申請專利範圍第1 8項之方法，該種方法進—步包含 —對映步驟來提供一經符號编碼之訊號以致&)來自每一 時框之資料部份的位元對映至得自一符號星座圖之第一 4份的符號，b)來自每一時框之時框同步通道探測部份 的仏元對映至得自該符號星座圖之第二部份的符號，及 c)來自每一時框之交織器/資料同步部份-的位-元對映至 得自該符號星座圖之第三部份的符號。 24. 根據申請專利範圍第2 3項之方法，其中該星座圖之第 —’第二’及第三部份未具有相同之符號。 25. 根據申請專利範圍第2 3項之方法，其中得自該第二部份 之符號及得自該第三部份之符號是一維符號。 26. 根據申請專利範圍第2 3項之方法，其中得自第_部份之 符號是N維，其中N>0。 27. 根據申請專利範圍第1 8項之方法，其中格式化步黎運作 以致在一序列之時框Μ，交織器/資料同步部份是以^時 框來表示交織器同步訊號並是以至少/時框來表示資料 同步訊號，其中χ+ΡΜ。 -46 - 本纸琅尺度適用中國國家標準（CNS ) Α4规格（210X297公釐） \ ---------1 裝-- (請先Η讀背面之注意事項再填寫本頁) 、τ -Α ABCD

   六、申請專利範圍 28. 根據申請專利範圍第2 7項之方法，其中。 29. 根據中請專利範圍第18項之方法，其巾時框同步通 測部份表示第-多個虛擬亂數序列群，而交織器/資: 同步邵份表示第二多個虛擬亂數序列群。 30_根據申請專利範圍第2 9項之方法，纟中第一多個虛擬亂 數（PN)序列群包含，但不限於，一31pN及緊接在 1 31PN及緊接在後之一 24PN。 31. 根據申請專利範圍第2 9項之方法，其中第二多個虛 數（PN)序列群包含，但不限於，一 7pN及緊接在後且正 負號相同之一 7PN，當該等序列表示交織器同步訊號 時；一 7PN及緊接在後且正負號相反之一 7pN，當該等序 列表示資料同步訊號時。 32. 根據申請專利範圍第1 &項之方法_，該種方法進―一步包含 利用該格式化訊號來產生一傳輸訊號以經由一通訊通道 來傳輸的步驟。 33. 根據申請專利範圍第3 2項之方法，其中八是選擇成爲一 時間數量之函數，而一對應接收器需要該數量之時間以 利用每一標頭之時框同步通道探測部份來產生該通訊通 道之一特徵。 34. 根據申請專利範圍第3 2項之方法，其中該通訊通道是一 行動通訊通道。 47- 本紙朝巾關家縣（CNS ) Α4·_^^297公 --------1¾------ΐτ------A (請先閔讀背面之注意事項再填寫本頁) 經濟部中央榡準局員工消費合作衽印製