TW392413B - Segment sync recovery network for an HDTV receiver - Google Patents

Description

五、發明說明（1) " ' 本發明係關於—種用以處理一高畫質電視訊號之接收器 系統*’且該高畫質電視訊號可為美國之大聯盟（Grand Ailiance)所建議之殘留邊帶調變型。 自=符號型態來承載數位資訊之經調變訊號回復資料在 ，收器通常需要三種功能：符號同步之時序回復，載波回 復（頻率解調變至基頻），及頻道等化。時序回復是接收器 時脈（，基）藉以同步於傳送器時脈之過程。如此使得一收 到，訊號可在最佳之時間點受到取樣，以降低相關於收到 之符號值之判斷導向處理的限幅誤差。載波回復是一過 程’且一收到之射頻（RF)訊號，在向下轉換頻率至一較低 之中間頻率通帶（例如接近基頻）之後，可藉該過程來偏移 頻率至基頻以回復調變基頻資訊。適應型頻道等化是—用 以，償訊號傳輸頻道之變動情形及擾動之效應的過程。此 過程，常運用濾波器以提供改良之符號判斷能力，且該"Ϊ 濾波益去除傳輸頻道之頻率相依型時間變動特性所造 振幅及相位失真。 根據本發明之原理，—用以處理收 調變之訊號的系統包含一區段同步制器留邊以帶回庫 視=聯參考圖樣，且該麵調變之訊號： 附圖簡短說明 圖1是一高畫質電視（HDTV)接收器之一部份之方塊圖， 且该接收器包含根據本發明之原理之裝置。 圖2描繪一根據美國大聯盟HDTV系統之經VSB調變訊號之

五、發明說明（2) 資科框格式。 二數位解調變^載波回復網路之細節。 節。區&同步相器及符號時脈回復網路之細 瞭解圖4之網路之運作的訊號波形》 圖6展不一用以去除符號資料土 的符Γ料流受到圖補償網路 =圖節。 中，陸地廣播類比輸八HDTy訊號受曰到 =理fT4包含射頻調整電路及-中間頻率 器以產生二，甬頻率處理器16包含一雙重轉換調整 η生中頻通帶輸出訊號’與適當之自動增益控制 !:。收到之訊號是大聯盟所建議之載波抑制，經 8-VSB凋茭之讯唬，且此種訊號在美國獲得採用。此種哪 訊號是^ 一維之資料符號配置圖來表示，其中只有一轴包 含接收益要回復之量化資料。為簡化圖形起見，用以控制 所展示之功能區塊之時脈的訊號未受到展示。 〇 如在1 994年4月14日提出之大聯盟HDTV系統規格所述， VSB傳輸系統利用如圖2所示之一規定資料框格式來承載資 料。一位於受到抑制之載波頻率之小導引訊號加入至經傳 送之訊號以協助VSB接收器達成載波鎖定。請參看圖2，一每 「寅料框包含一欄’而每—欄包含313區段之832多階符 號。每一爛之第一區段稱為欄同步區段，且剩餘之312區 C:\Program F iles\Patent\55244. ptd 第7頁 五、發明說明（3) 段稱為資料區段。該等資料區段一般包含相容於Mp EG之資 料封包。每一資料區段包含一 4 -符號區段同步字元，且隨 後緊接著828資料符號。每一爛區段包含一 符號區段同 步字元，且隨後緊接著一欄同步分量，且該攔同步分量包 含一預先決定之511符號虛擬亂數（pN)數列與三預先決定 之63付號PN數列’且該三數列之中間數列之連續欄受到反 相。一VSB模態控制訊號（定義VSb符號配置圖大小）緊接在 最後6 3 PN數列之後’且該VSB模態控制訊號之後緊接著96 預留符號及自前一欄拷貝而得之12符號。 清繼續參看圖1，單元16之通帶中頻輸出訊號由類比至 數位轉換器1 9轉換成為一過取樣數位符號資料流^ ADC 1 9 之輸出過取樣數位資料流是由全數位解調變器/載波回復 網路2 2來解調變至基頻。這是藉由全數位鎖相迴路回應於 收到之VSB資料流之小參考導引載波來達成。單元22產生 一輸出同相經解調變符號資料流’而下文將參照圖3來更 詳細加以說明。 .A D C 1 9利用21 · 5 2百萬赫茲之取樣時脈，亦即收到之取 樣率之二倍，來過取樣輸入之1〇_ 76百萬符號/秒之VSB符 號資料流丄因而提供—過取樣之21. 52百萬符號/秒之資料 流，其中每一符號具有二取樣。使用此種每一符號具有二 取樣之取樣型處理，而非以符號為單位（每一符號具有一 取樣）之符號型處理’有益於後續之訊號處理功能之運 作，而該等後續運作可為，例如，相關於直流補償單元26 及NTSC干擾偵測器3 〇之運作，而下文將對該等運作加以討

五、發明說明（4) 〇 mtf 區段同步及符號時脈回復網路24相關於ADC 1 9及解調變 器22。網路24偵測及分離每一資料框之重複資料區段同夕 分量與隨機資料。該等區段同步是用以重新產生一具有適 當相位之21 · 52百萬赫茲之時脈’且該時脈是用以控制類 比至數位轉換器1 9之資料流符號取樣。如下文將參照圖4 及5來加以討論，網路2 4有利地使用一簡化之2 _符號關聯 參考圖樣及相關之一符號資料關聯器來憤測區段同步。 直流補償單元2 6使用一適應性追蹤電路以自經解調變之 VSB訊號去除一由於導引訊號分量所引起之直流偏移分 量’而下文將參照圖6對此加以討論。單元2 8藉由比較每 一收到之資料區段與一儲存於接收器之記憶體之理想攔參 考訊號來偵測資料欄同步分量。除了欄同步以外，^同少 訊號提供一訓練訊號給頻道等化器3 4。 N T S C干擾偵測及拒斥是由單元3 〇來執行，且下文將參照 圖7及8更詳細對此加以討論。隨後，訊號受到頻道等化器 34之適應性等化’且頻道等化器34可運作於盲目，訓練， 及判斷導向模態之一組合。等化器3 4可為大聯盟HD TV系統 規格所描述之種類，且該種等化器也出現於w. Bretl等人

之論文"VSB Modem Subsystem Design for Grand Alliance Digital Television Receivers" ， IEEE

Transactions on Consumer Electronics ， 1995年8月。 等化器34也可為Shiue等人之共同未決之美國專利申請rca 8 8, 947所描述之種類。偵測器30之輸出資料流在通過等化

C:\Program Files\Patent\55244. ptd 第9頁

五、發明說明（6) ------ 中央位於5. 38百萬赫茲，而導引分量則位於2 6 9百萬赫 兹。輸入之資料流受到ADC 19以2152百萬赫兹來進行有 利之二倍過取樣。在來自單元22之經解調變之資料流中， 導引分量已向下偏移頻率至直流。 圖3展示數位解調變器22之細1節。來自ADc 19之經8_VSB 調變，過取樣之數位符號資料流傳送至希爾伯（HUbert) 濾波器320及延遲單元32 2之輸入，且該資料流包含非常低 頻之導引分量。濾波器320分離輸入之中頻取樣資料流成 為I (同相）及Q"(正交）分量。延遲單元322呈現一延 遲，且該延遲匹配希爾伯濾波器Mo之延遲。I及q分量是 利用APC迴圈之複數乘法器324來旋轉至基頻。一旦該迴圈 獲，同步，則乘法器324之輸出是複數基頻訊號。來自乘 法器324之輸出I資料流是做為實際之解調變器輸出，且也 是用以藉由使用低通濾波器326來擷取收到之資料流之導 引分量。來自乘法器324之輸出Q資料流是用以擷取收到之 訊號之相位。 在相位控制迴圈中’來自乘法器3 24之I及Q輸出訊號分 別傳送至低通濾波器326及3 28。濾波器3 26及32 8是具有大 ^1百萬赫茲之截止頻率之奈奎斯特（Nyquist)低通濾波 〇σ且疋知:供於單元330及332之8 : 1資料欠取樣之前以降 低汛號頻寬《經欠取樣之Q訊號受到自動頻率控制（AFC )濾 波器33 6之濾波。在濾波之後，q訊號是由單元3 38來進行 振幅限制以降低相位偵測器34 〇之動態範圍需求。相位偵 測器34 0偵測及更正傳送至輸入之I及q訊號間之相位差，'

五、發明說明（7) 且產生一輸出相位誤差訊號，而該輸出相位 APC遽波器344之渡波，而Apc遽波器3 ，、=號1 低通濾波器。單元34〇所偵出例如一1^ « ^ ^ ^ 7α之相位决差表不接近直流之 預J導引訊唬頻率與收到之導引訊號頻率 如果收到之導引訊號呈現一接近直流之預期=差則 AFC單元336將不會產峰相付值孩 ^ X ς. ±

^ T s Λ ^ 生相位偏移。輸入至相位偵測器340 之I及Q頻道導引分量將不會偏離彼此形成正交之關係因 ^相位，測器3 4 0會產生零或接近零值之相位誤差輸'出訊 巧。但疋，如果收到之導引訊號呈現錯誤之頻率，則A% 翠元33 6將產生一相位偏移.這將在傳送至相位偵測器34〇 ,輸入之I及Q頻道導引訊號之間導致額外之相位差。偵測 器3 4 0產生一輸出誤差值以回應此相位差。 來自濾波器344之經濾波之相位誤差訊號受到内插器346 之1 : 8過取樣以修正單元33〇及3 32先前所實施之欠取樣，

以致NCO 348運作於21.52百萬赫茲。内插器346之輸出傳 送至NCO 348之控制輸入，而礼〇 348在該處重新產生導引 訊號以解調變收到之資料流。NC〇 348包含正弦及餘弦檢 查表以重新產生具有正確相位之導引分量，以回應來自單 元34 0，344及34 6之相位控制訊號。NCO 348之輸出受到控 制直到乘法器324之I及Q訊號輸出導致偵測器34〇所產生之 相位誤差訊號幾乎變成零為止，因而顯示一經正確解調變 之基頻I訊號存在於乘法器324之輸出。 在數位解調變器22中，主要之訊號處理引擎基本上包含 組件33 6 ’ 33 8 ’ 34 0及34 4。單元330及332提供之8 :1欠取

五、發明說明（8) 樣藉由允許APC迴圈組件336，338 ’340及344使用較低之 時脈速率’亦即使用21. 52百萬赫茲/ 8或2.69百萬赫茲之 時脈’而非21.52百萬赫茲之時脈’來有利地節省解調變 窃，理能力及硬體並提高處理效率。當使用一數位訊號處 理器（DSP)來建構網路2 2且尤其是相位偵測器迴圈時，所 描述之資料降低可藉由只需要比例上較少行之指令碼來提 高軟體效率，例如。DSP機器循環可供用於其他訊號處 理S使用特殊應用積體電路（ASIC)來建構網路22時，資 料降低會導致硬體及電力需求之降低，以及積體電路表面 面積之降低。解調變器有利地使用導引分量來達成載波回 復，且運用前饋處理，而非運用切片判斷資料之更複雜及 更耗時之回饋處理。 經解調變之I頻道資料流傳送至如圖4及5所詳细展示之 區”步及符號時脈回復單元24。當重複性資料區段同步 脈波自收到之育料流之隨機資料圖樣受 =步脈波是用以藉由重新產生一具有正確及= \率之21.52百萬赫茲之取樣時脈來達成正確之 。 ΐ二數位轉換器19(圖n之取樣運作：圖5据 二背同步脈波之8階(-7至+7)資料區段之 變“地廣：：：區規^經"㈣ 端，且…-符號區間？二 五、發明說明（9) *亥四符號區段同步每8 號 變之VSB數位資料流中彳 \ 一。人，但是在經解調 類似於雜訊之特徵。若耍貞料具有隨機， 統上疋鈀加經解調變之!頻道傳 入，且施加一且右〗 貝科關聯益之輪 之參老铨入八 ~ 1特徵之參考圖樣至該關聯芎 二。 以與經解調變之資料進行比較。關聨器备 符號產生一符合參考圖樣之強化資^ ^ ^ ^ ^ ^ ^ 該關聯器之累加器會累加該等強化資料事二目二關: 化？關聯區段同步分量，干擾之隨機（未受到強化之、= 會消失。以此方式來回復區段同步資料之網路出現於 如，大聯盟HDTV規格及前所提及之“61;1等人之論文、。 在此必須認知雖然區段同步通常很難找出，但 路控(,"重影存在之情況下進行價測尤其困難。此外，在 此必須認知區段同步圖樣之最後二特徵（振幅位準工 可輕易為傳輸失真，例如多重路徑，所破壞，纟是區 步圊樣之最先二特徵（1 — 1)則遠較不易受到破壞。除此之 外’吾人已經得知’即使區段同步圖樣之最先二振幅特徵 (1 -1)受到破壞，該二振幅特徵通常是以相同之方式來受 到破壞，而此使得最先二特徵可輕易藉由關聯技術來加以 偵測。因此在所揭示之系統中，傳送至關聯器以偵測區段 同步之參考圖樣最好是由最先二圖樣位準―丨）而非所有 四圖樣位準（1 - 1 -1 1 )所構成。因此關聯器參考圖樣最 好只包含一 2 -符號區間。 在圖4中’來自解調變器22之過取樣輸出資料流（圖1及 C:\Program F iles\Patent\55244. ptd 第14頁

五發明說明（1 Q ) - ---------—---------------------—_____ 3j傳送至相位偵測器41〇之一訊號輸入及一832_符號關聯 :4 2 0。相位偵測器4 1 0之另一訊號輸入接收來自一資料關 ^處理路徑之輸入訊號，且該資料關聯處理路徑包含關聯 =420，一相關之關聯參考圖樣產生器430，與一區段積分 /及累加器4 24 ’且關聯參考圖樣產生器43()輛接至關聯器 2 ''參考輸入。關聯器4 2 〇基本上回應於以符號來編碼 之資料區段同步。參考圖樣產生器430提供相對簡單，簡 化之參考圖樣1 ~1 ’因而允許使用一較簡單之關聯器網 ，。較簡單之參考圖樣較不易在同步偵測過程中產生混 f ’尤其是在惡劣之訊號條件之下，因為更穩定，可靠之 貝訊受到使用。如果該四關聯之二關聯受到破壞，則戶斤裨 不之系統較不易受到混淆。除此之外，關聯器4 2〇所需之 計算時間大幅降低。

關聯器420之輸出受到單元424之積分及累加。一區段同 步產生器428 ’其中包含一具有預先決定之臨限值之比較 益’藉由在對應於資料區段同步區間之資料流之適當時間 產生一區段同步來回應單元424之輸出。當強化資料事件 (區段同步出現）之累加超過一預先決定之位準時，這就會 出現。相位偵測器41 〇比較單元4 2 8所產生之區段同步之相 位及出現於來自單元2 2之經解調變資料流之區段同步的相 位’且產生一輸出相位誤差訊號。此誤差訊號受到自動相 位控制（A P C)濾波器4 3 4之低通濾波，以產生一適用於控制 21.52百萬赫茲之電壓控制型晶體振盪器（vcx〇)436之訊 號’而VCXO 436提供21· 52百萬赫茲之過取樣時脈給ADC

五、發明說明（11) 19。當相位誤差訊號由於Ap(：動作而 樣時脈呈現正確之砵床。^戍十令時，此取 成。單元時序（時脈）回復在此時完 ί 區段同步也傳送至其他解瑪器電 由ΐ: 動增益控制(AGC)電路(未受到展示）。 由之VSB訊號之低頻載波抑制導引分量，解調變 :22之涇解調變輸出！符號資料具有一直流偏移。此直流 偏移相關於每一符辨，Η β . 9β Λ χ 母付唬且疋在進—步處理之前由補償網路 6=加以去除（圖η。傳送之符號直流分量之去除使得 8-VSB訊號之對稱符號值，亦即，土7 ±5 士3 ±丄，之 ，復更為便利。圖6展示網路2 6之細節，而網路2 6基本上 一直流追縱回饋網路。圖6之網路26之配置有利地具有 苻號率之二倍之時脈，以提供直流分量之快速刪除。此動 作促進接收器及其之許多彼此相依之子系統之快速收斂， 以快速產生正確之工作條件來處理收到之視訊資料以供顯 7J\ 。 在圖6中’包含不要之直流偏移之過取樣，經解調變資 料流傳送至相減結合器6 1 〇之輸入。結合器6丨〇之一反相輸 入（-)接收來自直流電壓產生器616之直流補償電壓以回應 —控制訊號’而該控制訊號受到產生以如下回應結合器 61 0之輸出。結合器61 0之輸出訊號之直流偏移是以二倍於 付號率之過取樣率及藉由回饋動作來漸次衰減。此直流偏 移是由單元6 2 2來偵測，且比較器6 2 4比較該直流偏移及一 參考偏移。比較器6 2 4之輸出顯示剩餘直流偏移之大小及 極性’且是用以產生來自控制訊號產生器626之控制訊

五、發明說明（12) 二―…~ - 號。該控制訊號接著導致產生器616遞增式調整一直流值 之大小與極性，且該直流值與經解調變之資料流相結合。 此過程繼續直到達到一穩態情形為止，其中單元61 6未藉 由回饋動作來提供進一步之直流值調整。產生器616可 供正及負的直流補償值，因為傳輸頻道擾動可能導致在傳 送器加入之（正）直流偏移發生變動，以致接收器需要正及 負補償值。 圖7展不圖1之NTSC同頻道干擾偵測網路3〇之細節。如大 聯盟HDTV系統規格所解釋，VSB傳輸系統之干擾拒斥特性 是基於NTSC同頻道干擾訊號之主要分量在6百萬赫茲之電 視頻道以内之頻率位置，與VSB接收器基頻梳狀濾波器之 週期性凹槽。該等梳狀濾波器凹槽在高能量干擾NTSC分量 之頻率位置呈現極大衰減（凹谷）。該等分量包含位於距離 下頻帶邊緣1_ 25百萬赫茲之處的視訊載波，位於較視訊載 波頻率以上3 · 58百萬赫茲之色度副載波，與位於較視訊載 波頻率以上4 .5百萬赫茲之處的聲音載波。 NTSC干擾是由圖7所展示之電路來加以偵測，其中在— 梳狀濾波器網路之輸入及輸出量測攔同步圖樣之訊號及干 ^加上雜訊之比值，且該等圖樣相互比較。用以達成此目 標=二參考襴同步圖樣是收到之VSB訊號欄同步圖樣之程 式設計，本地儲存的”理想"版本。 在圖7中’過取樣’經解調變之I頻道符號資料傳送至 NTSC拒斥梳狀濾波器71〇之一輸入，多工器745之第一輸 入，與相減結合器720之一輸入。梳狀濾波器71 〇包含減法

五、發明說明（13) 器712 ’而減法器712自輸入I資料減去延遲組件714所延遲 之取樣’以產生一經整理之I頻道符號資料流。梳狀遽波 器710在前所提及之高能量干擾NTSC頻率產生重大之振幅 衰減’或''凹谷"。來自濾波器71 0之經整理之I資料傳送至 多工器7 4 5之第二輸入。梳狀遽波器延遲組件71 4有利地呈 現一 2 4 -取樣之延遲，而隨後將對此加以說明。 在收到之資料流之欄同步區間期間，自本地記憶體取得 一經程式設計之21. 52百萬取樣/秒（符號率之二倍）之參考 攔同步圖樣。該欄同步參考圖樣傳送至…％拒斥梳狀濾波 器71 8之輸入，與結合器7 2 0之反相輸入（-)。梳狀濾波器 718類似於梳狀濾波器710，且也包含一延遲組件，而該延 遲組件有利地呈現一24-取樣之延遲。圖7之網路，尤其是 木Μ·狀；處波器7 1 0，7 1 8及相關之延遲網路，具有2 1. 5 2百萬 赫茲之時脈。 產生於結合器720之輸出之第一誤差訊號表示輸入資料 流之接收欄同步圖樣及參考欄同步圖樣間之差異。此誤差 讯號受到單元72 2之平方，且受到單元724之積分。產生於 釔合益730之輸出之第二誤差訊號表示在濾波器71 〇執行梳 狀濾波以後之接收欄同步圖樣，及在濾波器71 8執行梳狀 =以後之參考棚同步圖樣間之差異。此第二誤差訊號受 f早兀7一32之平方且受到單元734之積分。單元722及73 2之 *出表不對應之誤差訊號之能量。來自積分器724及734之 ，分輸出訊號分別表示未經整理及經整理之接收欄同步分 $之Λ號及干擾加上雜訊含量的比值。該等受到積分，用 第18頁 C:\Program Fi1es\Patent\55244. ptd 五、發明說明（14) 以表示能量之訊號傳送至一能量偵測器（比較器）7 4 〇之對 應輸入’而能量傾測器7 4 0比較受到積分之第一及第二誤 差訊號之大小。偵測器740之輪出訊號傳送至多工器745之 一控制輸入，以使多工器745提供其之輸入訊號之一做為 資料輸出（Data Output),且該輸入訊號呈現較高之品 質，亦即’較佳之訊號及雜訊加上干擾的比值。 使用過取樣之I頻道資料及糊同步參考圖樣資料，以及 使用梳狀濾波器71 0及71 8之一24-取樣延遲有利地產生關 於NTSC同頻道干擾之全頻譜資訊。這可有利地導致更準確 之NTSC干擾分析及偵測及較佳之梳狀濾波。明確地說使 用梳狀濾波器710及718之24取樣延遲，連同過取樣之輸入 資料及對應之電路時脈，導致一經梳狀濾波之頻譜，且該 頻譜不會為相位及振幅混淆效應所破壞，而如果以丨〇. 76 百萬符號/秒之符號率來提供一輸入資料流，且藉由以 1 0. 76百萬符號/秒之符號率來操作梳狀濾波器7丨〇及71 8則 會產生相位及振幅混淆效應。在梳狀濾波器7丨〇及7丨8之輸 出所產生之合成頻譜展示於圖8，且包含二經梳狀濾波之 全NTSC通帶分量，且該二通帶分量以1〇 76百萬赫茲為中 心，但偏離10.76百萬赫茲。衰減凹谷出現於高能量之 擾NTSC頻率，如前所提及α 。圖7展示一種型態之叮沉同頻道干擾偵測器，且該偵測 器包含組件7 22，7 24 ’ 7 32，734及740。但是，也可使用 其他種類之偵測器。因此該等組件可利用一4_輸入偵測 器’亦即所謂之"黑盒子"，來纟示，纟中該㈣器可程式

該四銓據特定系統之需求來運作。在此種情形之下’ 二，2入疋通往結合器720之二過取樣（二取樣/符號）輸 、通往結合器730之二過取樣輸入，且通往結合器730 之輸入之濾波器710的輸出特別重要。 嫌之配置會產生乾淨之頻譜，如圖8所示，而沒有下通 ^分量之上頻帶邊緣與上通帶分量之下頻帶邊緣之頻率黄 受所導致之相關振幅及相位破壞（混淆）。因此，組件 720 ’ 7 22 ’ 724，7 30，732 ’ 734及740之同頻道干擾偵測 更為準確’相較於一運用具有丨2 _取樣延遲之梳狀濾波器 且以1 0 . 76百萬符號/秒之符號率來處理輸入資料的系統而 言。在後—系統中，振幅及相位破壞可能產生於5. 38百萬 赫兹之附近’其中上及下通帶分量重疊，當該等通帶分I 不完全匹配且無法在此種重疊抵消時。此種不完全匹配< 能出現於一些訊號頻道情形，其中包含多重路徑，例如° 此種混淆情形降低NTSC同頻道干擾偵測之有效性，而所揭 示之系統可避免此種说淆情形。

Claims (1)

1'種裝置，且該種裝置適用於一處理收到之經殘留邊 帶（VSB)調^變之k訊號的系統，且該訊號包含以一vsb符號配 :圖來表不之阿畫質視訊資肖，且該資料具有一資料框格 i料：ΐ:料i匡格式是由—連串之資料框所構成，且該等 分量及緊接在後之多個資料區段，且 =等-貝料區&具有-相關之區段同步分量，且該裝置包 含： 一回應於該收到之^7 % 調變器. °咸以產生一經解調變之訊號之解 裝置用乂在該等區&同步區間期間提供一關聯參考圖樣之 一回應於該經解調蠻 段同步分量之資料關聯ί:J及“參考圖樣以偵測該區 該關聯參考圖樣佔用少於_ 2·如申請專利範圍第1項之系統，其中 該區段同步區間包含四符號區間；且 該關聯參考圖樣佔用該 3. 如申料利範㈣丨項之系統，其中Κ先一㈣。 3亥區段同步分量之4主 1 1 特徵是佔用四付號區問夕灸去阁样 卜I -Η，其甲圖樣分量…表示該區= 對振幅位準；且 仅冋步分！之相 該關聯參考圖樣是—I 同步區間之開端之二符號區間圖樣5亥圖樣佔用-區段 4. 一種方法，且該種— a 方法適用於一處理收到之經殘留邊

六、申請專利範圍 帶（VSB )調變之訊號的系統，且該訊號包含以一 VSB符號配 置圖來表示之高畫質視訊資料，且該資料具有一資料框格 式，而該資料框格式是由一連串之資料框所構成，且該等 資料框包含一欄同步分量及緊接在後之多個資料區段，且 該等資料區段具有一相關之區段同步分量，且該種方法包 含下列步驟： 解調變該收到之VSB訊號以產生一經解調變之訊號； 利用在該等區段同步區間期間所產生之一關聯參考圖 樣來關聯該經解調變之訊號；其中 該關聯參考圖樣佔用少於四符號區間。 5.如申請專利範圍第4項之方法，其中 該關聯參考圖樣佔用該四符號區間之隶先二區間。 匪國

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