TW205115B - - Google Patents

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Description

經濟部中央櫺準局貝工消费合作杜印製 五、發明説明u). 發明背景 本發明像開於霣子電路，尤指一種相位控制的霉力粂 統。本發明的一主要目的在於提供給一相位控制（PC) 霣力条统（例如使用於照明設備之調光器之類型），在電 路受到危害期間的改進功率控制。 在商業用電及工業用電中，對於供給於負載的電功率 能夠予以諝制為必備之條件。待別是，在商用及遊蕤照明 場所所用之燈光調光器，隨同公眾對於高级特殊效果的要 求，照明的設計者要求有蚕活及可靠的控制。這些壓力促 進了用於控制白熾燈照明的近代相位控制解決之發展。 相位控制糸統藉由將一負載自一交流罨源解網合並經 毎半周的一部分而調制輸出功率。較長的解银合使输出功 率降低，而較短的解销合則增加了輸出功率。在没有解锅 合時輸出了最大的功率。正向相位控制（F PC)条統藉 由在每半周開始處解耦合而諝制功率。在有關半周期的功 率中，只有在解销合後所發生之有關功率曲線部分上之一 小部分被輸送至負載上。另一方面，反向相位控制（ RPC)条統中，在毎一周開始時負載锅合至電源。藉由 在半周結束前的適當相位上解锅合，可得到低於最大值之 功率位準。盡管RPC能較少遭受到白熾燈由於通常所稱 的 > 電燈振鳴（lamp sing) 〃的機械共振所産生的噪磬， 然而F PCkRPC兩種条統皆有使用。 相位控制一般像由具有兩値互補開闢的開開總成來實 現。早期的FPC条统採用一對反併聯的矽整整流器（ 請 先 1U1 讀 背 而 之 注 意 事 項 %
本紙張尺度4用中国國家«準(CNS)T4規格(210X297公ft) 81. 2. 20,000 Λ 6 Π 6 咖iij 五、發明説明（2 ) (請先閲讀背而之注意事項，#填寫本=Ν SCR)。需要有一個磁抗流圏與SCR串聯，以便在開 啓時限制霣壓上升速率，以避免電磁干擾（EMI)和無 線電頻率干擾（RF I),並且減少嗓轚。例如，一抗流 圈可以産生一400撤秒的最小過渡時間。磁抗流圈相當 重，並且價格昂貴，因此不夠理想，特別是在舞台照明的 應用場合更不適用。因為舞台燈光需要獨立地諝節很多燈 -Ο 最近，已有藉由具有一對成反向串聯闢像的電壓控制 開閬（V C S )的開蘭總成以實現相位控制。典型者， VCS可以用绝緣閘雙極性電晶體（IGBT)或且為金 屬氣化物矽場效應電晶體（MOSFET)。這些VCS 當其通過作用區域時的過渡時間，可由模仿用於SCR開 關的抗流圈的作用，而得以被控制。例如，通過VCS作 用區域的過渡時間可被設定大約為400撖秒，以便減少 干擾和噪聲。因此，可以獲得無抗流圈並且更為經濟和緊 湊的調光器条統。 經濟部屮央標準局β工消费合作杜印製 由於各種電源及負載可經由開關予以耦合，各種功率 控制条統會遭受到甚多條件變化的支配。VCS比以往的 其他開關，更容易遭受由各種威脅裝置之情況所産生之損 壞和性能劣化。這些包括過大的電流，電壓及溫度。 因此，採用電壓控制開關的實際功率控制糸統都必須 包括保護電路，以便對付這些威脅情況。在某些情況下， 這些電路關斷操作，直到情況被解除為止。然而，較佳地 ,操作能以某種方式予以改變，以便允許功率控制条統有 本紙張足度遑用中«家«準(CNS>T4規格(210x297公;it) S1. 2 . 20,000 -4 - Λ 6 It 6 經濟部屮央楳準局只工消&合作社印9ί 五、發明説明（3 ) 機會繼缠作用。 威脅設備之情況之一範例為由，例如，一短路或大負 載所引起之超額霣流（過電流）。此種超額電流會損壊 VCS。因此，某些過霄流保護設施，通常為一限流器， 被設置在一VCS功率控制糸統中。由於限流會導致尖銳 的波形轉換，故将會産生矂聲。 當促使白熾燈由不發光狀態到白熾狀態時，會發生一 復雜的過電流現象。白熾燈絲由冷電阻數值通常随著電燈 的白熾化和燈絲發熱的過程以數置级增加。由於此種現象 ，在加II能於一沒發光的白熾燈時，將會遇到超過其穩定 狀態所箱電流十倍以上的湧浪電流。在先期技術的SCR /抗流圈調光器中，由抗流圈承受這些湧浪電流，以蹲小 其置值，並且在特定的應用中需要使用超標準的SCR元 件和電路保護裝置（斷路器或熔斷器），例如2 0安培的 調光器一般需要使用40安倍的SCR元件。這種解決方 案很昂貴，並且還會縮短燈泡的壽命（因為巨大的湧浪電 流使燈絲産生物理應力）。 因此，可能有人認為在採用VCS之調光器中只需為 調光器設定一値能使燈泡白熾化的電流限制，例如10倍 於穩態值，就可以解決上述問題。不幸地，此種設想為不 切實際者，能夠工作在這樣電流位準的VCS價格過高， 因此導致産品失去競爭力。然而，假如把電流位準僅設定 在燈泡所需的較低的穩態電流位準上，諏光器就不能在可 接受的時間内向冷態的燈絲提供足夠的能量使其白熾化。 (請先閲讀背而之注意事項冉填寫本一/ 本紙張尺度逍用中曲《家《準(CNS) Τ4規格(210X297公:it) 81. 2. 20,000 Λ 6 Π 6 五、發明説明（4 ) 顯然，需要有一種允許設定低的霄流限定值，且能確保冷 態的燈絲及時瓛應的裝置。 為了避免過電壓造成的損害及性能下降，同樣需要有 電壓限制。某些負載類型，邸是在一 RPC調光器上操作 之感應負載，能夠感應出需要電壓限制的電壓湧浪。已知 的限壓裝置傜藉由將超額的電壓轉換成熱量以限制罨壓， 其後又必須把熱散逸掉。將電壓轉變成熱董代表效率的損 失。此外，用於散發熱量的散熱器會使功率控制裝置的尺 寸和費用顯著增加。最後，由此産生的熱量會導致電路出 現受熱損壊的危險，此將在下文中予以討論。 經濟部中央楳準局员工消伢合作杜印9i 過熱會對相位控制開關条统造成損害及性能下降。如 果把開關糸統與將受控之照明設備安置在一起，因為一般 的白熾燈有95%以上的能量變成熱董散發出，致環境溫 度將升高。此外，舞台和建築物照明，實際上一般都要求 把照明設備安裝在地板上方的一定高度，因此，照明設備 是位在一個封閉的房間中熱的位置。最後，安裝錯誤也會 妨礙空氣的對流，此種對流對設有強制冷卻的調光器是必 需的。 無論開關糸統是否與照明設備安置在一起，開關總成 皆會因傳導損耗及過渡損耗而産生熱量。如上所述，限制 裝置也會産生熱量。 如前面—述者，電燈振鳴及EMI/RFI是藉由維 持VC S在作用區域經歷過渡期間而進行控制的/因為在 此期間VCS實際上當著電壓控制電阻的作用，VCS半 S1. 2. 20,000
(請先閲讀背而之注意事項爯璘寫本SV 本紙ft尺度边用肀Β β家《早(CNS)T4規格(210X297公*) -6 - ^05113 Λ 6 Π6 經濟部屮央標準局s：工消费合作杜印製 五、發明说明（5 ) 導體接面遭受到一非常大的熱脈衝。此熱脈衝與跨過此電 壓的電流及VCS的過渡時間成函數豳係。在正常的操作 期間，VCS元件的尺寸可以承受最壊情況下的脈衝。然 而，如上所述在點亮冷態燈絲所需的過電流限制期間，電 流的增加會導致超額的熱脈衝。在Callahan等人的美國專 利4 , 6 3 3 , 1 6 1號及4 , 823, 069號專利範 圍内所述的解決方案為堪應過電流的狀態來縮短過渡時間 。由於逭樣做會導致在加熱期間電燈矂聲的增加，故上述 方案是不可取的。在此期間，於燈絲白熾化時出現的熱應 力和機械應力必然使電燈變成一傾噪聲源。 散發如此産生的熱量可被過高之周圍溫度，受阻礙之 空氣流動，或不正確的安裝所影堪。由此導致之熱量聚積 將會損寄開關總成。熱保護可藉由感測溫度予以完成並且 在損害發生前切斷条統。顯而易見，斷路的折衷方案並不 合適。 電氣噪聲亦可威脅裝置。電氣噪聲可由電壓之峭急的 過渡而産生。這種噪聲能影遒基於微控制器之諝光器条統 中的微控制器，而可能造成撤控制器的誤動作。例如，噪 磬可能掩蓋要求斷路的指令；結果不能響應過電流或過電 壓，導致開關損壞。現有技術中試圖限制電流矂聲的方法 涉及控制開關的過渡速率。盡管如此，剩餘的矂聲仍是不 能接受的。" 至此，現有技術針對設備及威脅性能的情況提供甚多 的解決方案。然而，這些方案通常涉及不為期望的折衷。 本紙》足尽遑用中β國家《準(CNS)T4規格(210X297公*) S1. 2. 20,000 (請先W讀背而之注意事項羿填寫本孓 -7 - ιΟ 〇5ii^ Λ 6 Π 6 經濟部屮央標準局貝工消费合作社印製 五、發明説明（6 ) 人們所希望者為一功率糸統應能提供必要的保護措施，同 時，當逭些措施起作用時，使性能降低為最小。 發明概要 按照本發明，一相位控制的功率調整糸統包括一開膊 總成，一相位控制器，一値過渡整形器，一開蘭保護器， 以及一個不爵稱波形選擇器。開開總成交替地使一負荷與 一AC霄源網合和解耦合，從而實現相位控制的功率諝制， 。相位控制器決定開闢操作的計時。過渡整形器，在開闢 操作期間控制過渡曲線。開關保護器對威脅電路的情況進 行檢测並對其提供包括斷路在内的保護馨應。不對稱波形 選擇器從開関保護器接收威脅指示並選擇一種能使表示出 之威脅減至最小的波形變化。本發明提供了另種取決於威 脅電路的情況之實施。在實際中，可以把多値本發明的實 施配合於一單一實施例中。 一個實施為針對過電流。一過大的負荷能引起足以損 壞開關總成的電流，其中開關總成可以是一對反向串聯安 排的MOSFET。實際的相位控制功率調制条統包括一 個避免這種損壞的限流器。限流器可以包括一個與開關串 聯的霄阻，用以提供表示電流的電壓。當此電壓超過一預 定臨限值時，就能檢測出過電流。其後，此限流器就可以 藉由將負荷自電源斷開而保護開關總成。 本發明亦使用過電流檢測，以便自一不對稱波形模式 轉換到另一種模式。在正常操作期間，正向的或較佳為反 本紙Λ尺本边用中國《家«準(CNS)甲4規格(210x297公*) 81. 2. 20,000 (請先閲誚背而之注意事項再填寫本^ -8 - Λ 6 Π 6 0511α 五、發明説明（7 ) (請先閲讀背而之注意事項冉填寫本 向的相位控制可以完成。響應於一過電流檢測，進入一不 對稱混合相位控制（AHPC)模式。此AHPC模式的 待徽為將一個正相波形和一個反相波形相叠加。此反相波 形從毎半周開始。當AC電壓上升到引起過電流的水平時 ，開闢结成關斷電流。然而，一旦AC電壓下降到足夠低 於臨限值以下時，開蘭總成再接通。由於觭發正相分量的 接通在一較反相終止之電壓為低的電壓開始，總半周波形 需為不對稱的。 由一單相控制，較佳為反相控制，轉換至一混合相位 控制能促進白熾燈照明的加熱。冷白熾燈絲比白熱化的燈 絲的罨胆要小。因此，白熾燈絲在加熱期間表現出一較大 之負荷。如果這一大負荷導致過電流，由此引起的電流極 限具有延長加熱時間和延遲點亮的效果。藉由切換至不對 稱混合波形，本發明在每半周的起始及結束處向燈絲提供 能置。因此，燈絲可在過電流情況下較快地加熱，並能較 快地點亮所配合的燈泡。 經濟部中央櫺準局ΕΪ工消费合作社印製 本發明的另種實例是針對過電壓的。電騮保護可以例 如一齊纳二極體或金屬氣化物變阻器（MOV)來實現。 齊纳二極體或金屬氣化物變阻器當做檢測及限制過電壓。 本發明對此種限壓器增加了另種過電壓檢測電路。響應於 檢測過電壓，本發明提供由RPC切換至FPC。 就處理_應負載（例如螢光燈）論，切換至F PC是 有益的。充電的感應負載反抗電壓的變化。當利用RPC 時，感應負載在一陡峻的關斷過渡前的時間間隔内充電。 81. 2. 20,000 本紙張尺度逍用中國國家«準(CNS) Ή規格（210X297公龙） -9 - Λ 6 η 6 經濟部屮央標準局Μ工消费合作社印製 五、發明説明（8 ) 然後，當關斷時，所有存儲的電能向開開總成反向放電， 造成電壓尖峰。這種尖峰可以用來表示感應負載的存在。 當利用FPC時，開關结成在一陡唆的過渡前斷開。 因此，感應負載沒有存儲在過渡期間放霣的能置。所以當 顯示一感應負載時，此電壓尖峰可由切換至FPC減至最 小。 本發明亦針對於熱量累積。顯示過熱可被利用於在一 長切換過渡時間及一短切換過渡時.間之間觸發一開蘭。通· 常，較長的切換過渡時間就它的低噪轚特m而言為較佳的 。然而，開關元件處於作用範圍的時間周期較長。較佳的 開關，例如MOSFET和IGBT等，在其作用操作區 域内比它們處於飽和狀態及截止狀態時，可散逸出更多的 熱量。被此類開關産生的熱量可藉由縮短花費在作用區域 内的時間以減少之。此時間的縮短可以用較短的過渡時間 來完成，至少直到溫度下降到一可接受的水平。 電噪聲可藉由把輸出電壓中的尖鋭過渡減至最小以解 決之。藉由維持以一負平均二階導數為待擞的輸出電壓過 渡，可以建立起所期望的平滑性。只要MOSFET或 IGBT在其作用區域内，就可維持此待徴。因此，噪聲 被減至最小，同時也減少了與控制器操作産生干擾的機會 。此種干擾可能會損壞開關總成。 本發明結構提供了在正常操作及保護模式期間過渡 過程的控制。為此目的，把過渡整形器功能性地設置在相 位控制器及開關總成之間。將此與授與Callahan的美國專 本紙張尺羊逍用中β if家《毕(CHS)f 4規格(2丨0x297公釐) S1. 2. 20,000
(請先閲請背而之注意事項存填寫本一/ _ R I -10 - Λ 6 Π 6 五、發明説明（9 ) 利4, 633, 1 6 1號對照〔此美國專利限流超過了過 渡控制（斜坡）〕。因此，Callahan的發明失去了在保護 模式期間過渡整形的優黏，及失去了使用專用的波形來減 少，根據顯示出的威脅而出現的威脅或副效應的負影響。 總之，本發明對威脅電路之電流，電壓，熱及噪聲提 供了改進之回應。因為這些因素典型地影堪了所有功率諝 制糸統，本發明提供了組合它的各實施在一單一的相位控 制功率諝制糸統中。本發明這些持徽及益處將由下文配合 附圖予以說明而更得明白。 圖示簡單說明 第1圖為按照本發明的相位控制的功率調制条統功能 方塊画。 第2圖是按照本發明代表饗應於過電流之波形圖。 第3圔是按照本發明代表饗應於過電壓之波形圖。 第4圖是按照本發明代表锻應於熱量累積之波形圖。 第5圖是第1圖相位控制的功率調制糸統示意圖。 經濟部中央標準局貝工消费合作社印製 第6圖是第1圔相位控制的糸統之電路圔。 第7圖是第6圖電路之時序圖。 按照本發明的相位控制的功率調制条統100,偽由 一開蘭總成102,相位控制器104,過渡整形器 106,開_保護器108及不對稱波形選擇器110， 功能性地構成。条統100的目的為對輸送至負載1 14 的AC電源112進行功率調制。 81. 2. 20,000
(請先閲讀背而之注意事項冉填寫本SS 本紙張尺度遑用中B B家樣準(CNS)T4規格(210X297公釐） 11 Λ 6 Π 6 五、發明説明（10) 開關總成102的功能是交替地將負載114與交流 A C電源1 1 2销合或斷開，對供給負載1 14的功率進 行諝制。如上所述者，開鼷總成102包括一對成反向串 聪蘭僳的MOSFET 1 16及1 18。因為二極體僅 在負半周期間正向偏壓，MOSFET 116在正半周 期間控制功率；類似地，MOSFET 118的二極饈 僅在正半周期間正向偏壓，因此，在AC波形的負半周期 間控制功率。如果需要全功率供電，兩開開可以維持導通 Ο 經 濟 部 中 樣 準 A 工 消 ff 合 作 社 印 製 根據AC電源112産生的AC波形及在 MOSFET 1 1 6及1 1 8的閘極所接收到的驅動倍 號的定時之間的相位關傜，開開總成102可在FPC, RPC及AHPC之模式操作。在FPC模式期間， MOSFET 1 1 6在正半周的起點被鼷斷，並且在剩 餘AC波形被計算以提供在所需要之功率時接通。在 RPC楔式下，MOSFET 116在正半周的起點導 通，並且在達到所需的RMS電壓時被關斷。在AHPC 模式中，MOSFET 116開始導通，當電流達到極 限時關斷；在同一半周内，當與電流極限有關的AC電壓 降到足夠低時，MOSFET 116再次導通。 MOSFET 118在負半周期間類似地操作。 在單一的FPC及RPC模式，MOSFET 1 1 6及1 1 8可以按照已准的Schanin所有之美國專利 申請案07/422, 396號所教導的方式交替地被驅 81. 2. 20,000 (請先W讀背而之注意事項再填寫本一/ 本紙張疋度遑用中a S家《毕(CNS) 1M規格(210X297公*) 12 Λ 6 η 6 五、發明説明（11) 動。獨立的切換可被用來實行AHPC模式。另一方面， 串聯藥動可依Ca U ahan等人所有之美國專利 4, 633,161號的方案利用於所有模式。然而，串 聯操作時會遭受零交越檢測誤差。 驅動開關總成1 0 2的信號之定時由相位控制器 1 04産生。相位控制器1 04有一値用於接收所需 RMS電壓的輸入端。相位控制器104同時還監控開關 的輸出電壓。這樣就能比較實際功率和所需的功率，從而 對功率進行調節。在RPC模式中，當所需的功率在周期 接周期的基礎上已經被輸出時，這値諝節允許闢斷時間被 觸發。這種調節允許恒定的功率輸出，但不管由電源 1 12來的AC波形如何變化。在F PC模式下調節是基 於延遅的基礎，因此調節有幾分不夠精確。 經濟部中央櫺準局貞工消费合作社印製
(請先閲讀背而之注意事項#填窍本I 相位控制器1 04為a不對稱的〃，故僅能向負載 1 14提供不對稱波形。FPC及RPC波形本來就是不 對稱的。然而，按照Callahan等人之專利所述的方式，混 合的相位控制波形可以是對稱波形。然而對稱的混合波形 不能適當地保護開關總成1 02。因此，相位控制器 1 04被限於産生不對稱波形。 如此産生的定時信號觸發來自過渡整形器106的驅 動信號，由開關總成102施加的過渡形狀由整形器 1 0 6確定。在切換過渡期間由驅動信號確定AC電壓的 調制。 · 在以上述背景部分所討論的一種方式中，過渡整形器 本紙張尺本遑用中國《家«準(CNS)T4規格（2丨0x297公*) S1. 2. 20,000 -13 - Λ 6 Π6 經濟部中央楳準局β工消费合作社印製 五、發明説明（12) 106限制過渡率（dv/dt),以便在SCR型相位 控制器中模仿一磁抗流圏的作用，以便減少矂聲。然而 d v/d t比率並非是諝光器矂磬的唯一因素。霣®過渡 時間的變化速率，或dv2/dt'對由電燈所産生的噪 轚，以及輻射和傳導的電噪磬産生明顯的作用。當過渡是 直線時，在起點和終點處都會出現尖銳的過渡過程。這些 尖銳的過渡過程會産生明顯的矂磬。過渡整形器106確 保在過渡驅動信號内有一負平均二階導數，以便減少尖銳 的過渡，從而進一步減少矂轚。如同配合不同對稱波形遘 擇器1 1 0所作的說明，過渡整形器1 06提供了一長時 工作模式及短時工作模式。 開開保護器10 8監控著電流、電壓和溫度，以便檢 測威脅轚路的狀態。電壓可被監控以便決定它的大小而表 示過電壓，及決定它的形狀而可檢測過度的噪聲。在極端 及持久的情況下，開關保護器108可以關斷開開總成 1 02,使負載1 14從電源1 1 2上斷開。 按照本發明，由開關保護器108來的電路狀態數據 提供與不對稱波形選擇器110,如此它能觸發一波形改 變以便避免斷路，使威脅電路狀態的有害影逛減至最小， 及/或減少由開顏保護器108所帶來之一響應的副效應 至最小。 逛應於一過電壓信號，不對稱波形選擇器110指示 相位控制器104從RPC模式轉換至F PC模式，如圖 2所示。圖中示出了重叠在電源電壓的四個半周2 1 1 , (請先閲讀背而之注意事項Λ·填窍本 本紙Λ尺度遑用中B S家樣毕(CNS)T 4規格(210父297公龙） 81. 2. 20,000 14 - 4U Λ 6 Η 6 經濟部中央標準而®:工消费合作杜印31 五、發明説明（13) 2 12，2 13及2 14上的負載電壓的四値半周20 1 ,2 0 2 , 2 0 3和2 0 4。第一正半周20 1及随後的 第一負半周202被表示為RPC棋式，第二正半周 2 0 3及第二負半周2 04出現在波形從時間T 2處轉換 到FPC模式之後，如圖所示。 繼應一過霄流，不對稱波形選擇器110指示相位控 .制器1 0 4從R P C模式轉換到A H P C棋式，如圖3所 示。圖中示出了重簦在電源電壓的四俚半周311, 312, 313和314的四個負載電壓的半周301, 302, 303及304。第一正半周301及隨後的第 一負半周3 0 2表示為R PC方式。因為已逹到霣流極限 ，在321和322處強行開斷。經過幾傾這樣的周期之 後，負載電壓波形在時間T3處轉換成AHPC棋式。負 載轚壓的第二正半周3 0 3具有一値正的R P C分量 34 1和一値正的FPC分量342。同樣，第二負半周 304具有一値RPC分量343和一値FPC分量 344。正F PC分量342的接通出現在輸入周期 3 13下降到一値可靠臨限值3 5 0以下的時刻。运限值 350充分地低於電流極限330,而可保證在現在的半 周期間不會再出現過電流。因此，F PC分量342的峰 值必須低於RPC分量341的峰值，使混合波形303 不對稱。混合波形304同樣也是不對稱的。 繼應於過量溫度，不對稱波形選擇器110指示過渡 整形器10 6由長過渡模式轉換到短時過渡模式，如圖4 (請先閲讀背而之注意事項-S-填寫本\ 本紙張尺本遑用中《«家《毕(CNS)f 4規格(210X297公》) 81. 2. 20,000 -15 - «.i 5 ο 2 經濟部屮央標準扃β工消f合作社印製 Λ 6 _Π_6__ 五、發明説明（14) 所示。又，顯示負載電壓半周401,402,403及 4 0 4重β在電源電壓的半周411, 412, 413及 4 1 4上。改變操作模式發生在時間Τ4處。半周4 03 掲示缩短的過渡時間。此半周放在第一半周401的複製 形狀上，用以説明過渡時間的變化。開朗保護器108在 切換過渡期間也監視瞬時電壓，使過渡整形器瞬時地修改 .驅動信號，以便在输出的功率信號上完成所期望之過渡％ 狀。 謹參照圖5及圖6對本發明較佳實施例的結構做更詳 細的描述。在涉及將結構說明與功能説明連接在一起時， 應了解功能元件與結構元件不是一一對應的。在某些情況 中，多項功能可由單一元件予以執行。例如，波形選擇及 相位控制基本之由相同的撤控制器來執行。在其他情況中 ，一種功能可以由幾値結構元件的组合而完成之。例如， 開關保護器的功能是利用一個電阻來解助檢測過電流，及 由一熱感測器檢測過熱。熟悉本業技術人員可以在結構及 功能間找出相對應的關僳。 圖5説明了相位控制的功率調制条統的基本結構。一 個二極體D1僅在AC電源112輸出電壓的負半周導通 。一類比對數位（A/D)轉換器5 0 4將負半周轉換成 數字代碼。一微控制器506對這些類比輸入的半波數位 表示予以平方及積分，以計算出它們的累積均方根（ RMS)電壓。此計算出之累積RMS電壓與一先前計算 好的目標RMS電壓進行比較。此先前已計算好的目標 (請先閲讀背而之注意事項洱蜞寫本Λ 81. 2. 20,000 一 16 _ 20511^ 五、發明説明（15) RMS代表在VCS 102開斷（在RPC模式中）或 接通（在FPC模式中）之前，從AC«源1 12獲得的 功率。目榡值傺由一外部供應所需之RMS值予以計算。 笛累積值等於目樣值時，撖控制器506經由一過霄 流檢測器510向過渡過程控制器508提供一控制信號 。過渡過程控制器508接受此控制信號，經由控制閘極 控制M0SFET 116之導通狀態為關斷或接通。藉 由當累積RMS電壓在負半周期間到逹目標RMS電壓時 微控制器506設定它的半周定時，MOSFET 116在正半周期間以一鏡像方式被此榭控制器506所 操作。在6〇Hz的条統中一舾半周的時間為8. 33 m s，·而在5 0 Η z条統的一値半周時間為1 0m s。其 後，此定時在正半周期間的終止相位角與其在負半周期期 間的終止相位角相同，同時，中斷微控制器506及根據 被相位控制功率調制条統100的操作模式所要求，改變 MOSFET 116 的狀態。 經濟部屮央標準局员工消赀合作社印製 微控制器506控制糸統100的操作模式。糸統 100正常時在RPC模式操作，因此當MOSFET 116將被反向偏壓時，在正周期間一直被致能，故當負 周開始時開始導通而變成正向偏壓。然而，當在FPC模 式操作時，MOSFET 116僅在目標RMS電壓時 被致能，及#它被反向偏壓時，在正周期間某一時刻被關 斷。另外，在過負載或白熾燈加熱期間，微控制器506 控制条統100在AHPC模式操作，以下將對此做詳細 S1. 2. 20,000 (請先閲讀背而之注意事項再填寫本一/ 本紙张尺尽遑用中Β β家«準(CNS) T4規格(210X297公;it) -17 - Λ 6 η 6 經濟部屮央櫺準局CX工消伢合作杜印製 五、發明説明（16) 描述。 過電流檢测器5 1 0經由過渡過程控制器5 0 8被連 接到Μ Ο S F Ε Τ 1 1 6及1 1 8的閘级。過電流檢测 器510亦連接到傳感電阻R1和徹處理控制器506。 當在傳感電阻R1兩端産生的電壓超過預定的臨限值時， 過電流檢測器5 10取代撤控制器506,並使過渡過程 .控制器508切斷處於正偏®的MOSFET 116, 因此，保護它免受過電流所導致的損害。過電流檢測器 5 1 0同時向撤控制器5 0 6發出信號。如果現行的操作 模式為RPC,撤控制器506根據這一信號來確定是否 應轉換到AHPC模式。假如在AHPC模式或FPC模 式下，過電流狀態持缠·τ預定的期間，如幾秒，条統 100可以暫時斷路，並且在稍後的時刻，如5秒，後恢 復。 一感應負載感測電路514連接在負載114和撖控 制器506之間。當負載1 14是一感應負載及糸統 100在RPC模式下操作時，MOSFET 1 18上 就會産生反向的電壓瞬變，並且被感應負載感測電路 5 1 4檢測到。在這種倩況下，感應負載感測電路5 1 4 向微控制器506傳送一個信號，微控制器506再反映 此信號。當連缠的感應負載信號數量達到一個預定臨限值 時，由徹控制器506所産生給予過渡過程控制器508 的定時信號被修改，如此糸統1〇◦在FPC模式下操作 Ο 本紙張尺來遑用中·家《準(CNS)IM規格(210x297公龙） Sl_ 2. 20,000 (請先閲讀背而之注意事項洱蜞寫本^ -18 - 五、發明説明（17) ; 按照本發明之實施例，過渡過程控制器508包括兩 ,個相同的電路，分別用於MOS^ET 116及118 。圖5中只示出用於M0SFET 116的過渡過程控 制器508。對應的另一電路連接在M0SFET 1 18閘级的節點N1上。過渡過程控制器508包括一 個電壓随耩器1 8, —個電容器C 1 ,受控電流源 522,—動態電流變換控制器524,反饋裝置526 ，電流變換器528,及一値短時/長時過渡控制器 5 3 0 〇 ' 這些電路的基本操作方式概述如下。電流變換器 $28接到節點N2上，以提供電容器C1一値穩定的放 電電壓。電流變換器528—直被致能，連缠地變換電流 ;及因此一直試圖使電容器C 1完全放電。這些確保了 Μ Ο S F E T 1 1 6在開始供電期間披關斷。 經濟部中央檁準局is:工消伢合作社印製 當撤控制器506決定了 MCJSFET 1 1 6必須 開始導通時，就使電流源222致能。電流源522的電 流大於電流變換器528的電流，因此使電容器C1上的 電壓升高。電壓隨耦器518確保電容器C1上的電壓披 反映到MOSFET 116的閘掻上，因此，當在閘極 上的電壓超過其導通臨限值時，MOSFET 1 1 6變 成導通。 、微控細器506k定了MOSFET 116應該 變成非導通狀態時，就將電流源522間斷，從而允許電 流變換器528使電容器C1放電，並且洚由過電壓随银 S1. 2. 20,000 (請先閲讀背而之注意事項洱峨奔本^ 本紙張尺度遍用中國β家樣準(CNS)T4規格(210 x297公*> -19 - Λ 6 Π 6 經濟部屮央標準局β工消费合作社印製 五、發明説明（18) 器5 1 8使MOSFET 1 1 6的閘级電壓下降到其臨 限值以下，將MOSFET 116變為非導通狀態。因 此，可看出僅需要控制電流源522能就控制 MOSFET 1 16的傳導狀態。此外，又，可看出， 一由反向邐輯操作之反或閘532,當做一及閘的功用， 允許撤控制器5 ◦ 6或過電流檢測器5 1 0關斷電流源 522,因此由MOSFET 116終止導通。 «流變換器5 2 8的操作由反餓裝置5 2 6和動態電 流變換控制器524作動態修改，並且藉由長時/短時過 渡控制器530做靜態地修改。動態電流變換控制器 524及反餓裝置526被連接到節點N3上，以便按照 MOSFET 1 1 6上的電壓變化（反饋裝置526) 和電壓绝對值（霄流變換器5 24)向電流變換器5 2 8 提供输入信號。藉由動態電流變換控制器524,在節點 N3上的半波DC信號被衰減，並且提供給它的輸出端。 當MOSFET 116進入它的作動區域時，反饋 裝置526提供一値負反饋信號，用以調節電流變換器 528以便實質地減少電流的變換，如此允許延長過渡過 程時間。當MOSFET 116兩端電壓上升時，動態 電流變換控制器524藉由電流變換器528増加變換電 流。如此確保當MOSFET 116進入作用區域時， 使負載電壓經歴非常平缓的過渡。這種平缓的過渡反映出 d v 2/ d t 2很小，噪磬很小。較佳地，在過渡過程的第 4個1/4寬度期間的電壓變化至少是第1個1/4期間 本紙张尺尽遑用中β國家«準(CHS)«Ρ4規格(210 X 297公*) S1. 2. 20,000 (請先閲讀背而之注意事項洱蜞窍本1 -20 - 205115 經濟部屮央櫺準而Α工消费合作社印製 五、發明説明（19) 電壓變化的二倍。如此有可能使用以負的平均二階導數為 特徽的過渡過程。 短時/長時過渡控制器530的功能是提供電流變換 器5 2 8二種可選擇的基極偏壓信號，以便當電流變換器 528在熱負荷低時在長時過渡模式下操作，而在熱負荷 高時在短時過渡模式下操作。 當使電流源522失效時，上述電流變換器528的 三種調節裝置都對M0SFET 116從導通到無導通 狀態的過渡過程的性能、形狀以及過渡時間發生影辑。此 外，因為電流變換器是連缠地被致能，當較強的電流源 522被致能及將電容器C1充電時，它的電流克服電流 變換器528的電流，因此，影逛電流變換器528的所 有調節裝置，對從非導通狀態到導通狀態的過渡過程的性 能、形狀以及過渡時間都有相同的影雄。故上述的组態提 供了一種簡單的裝置，能確保MOSFET 116及 1 1 8的導通和關斷^均勻者及可相等地控制。可注意到 將這三種功能組合在一^成為連缠地致能電流變換，與 Bloomer之美國專利4, 540, 893號及Cal lahan之 美國專利4, 633,161號所展示的先期技術顯然不 同0 過電流檢測器510包括一感测部分534,—値檢 測電路5 3 6及反或閘5 3 2。感測部分5 3 4被連接至 節點N 4 ,以便檢測慼測電阻R 1上的電壓。當感測部分 5 3 4撿ill到感測電阻R 1上的電壓超過一預定臨限值時 本紙5艮尺Λϋ用中B Η家樣準（CNS)肀4規格（210x297公龙) S1. 2. 20,000 (請先閲請背而之注意事項洱项寫」 -21 - 0511^ Λ 6 It 6 經濟挪中央梂準局β工消费合作杜印3i 五、發明説明（20) ，感测部分534的輸入信號就維持為負值。因此，自檢 測霣路536有一輸出。 自檢測電路5 3 6來的信號被反或閘5 3 2所反向。 因此，電流源522被反或閘532所切斷，故電容器 C1開始它的放電周期（因為電流變換器5 2 8 —直在致 能。因此，在節點N2的電壓減少，將MOSFET 1 1 6過渡到非導通狀態。 熱感測器538與開關總成102構成機械性接觭， 以便測量其溫度。微控制器監視熱感測器5 3 8的输出及 將此輸出與預定的警告臨限值比較。當超過該瞥告臨限值 時，微控制器506發出一信號給短時/長時過渡控制器 530,以便完成由長時過渡模式改變成短時過渡模式。 假如熱感測器538表示出開關總成102的溫度繼缠上 升到一藺閉臨限值，微控制器506就切斷開關總成 102。當溫度降到低於警告臨限值時，微控制器506 重新致能開關總成102。 *以下將參照圖6對圖5的電路做更詳細的解釋。電壓 随锅器518包括一個閘级振盪電阻R2,和電晶體Q1 及Q2。電晶體Q1及Q2構成一電壓隨耩器，以便將在 節點N2上的電壓鏡像到MOSFET 116的閘極。 閘極振盪電阻R2防止MOSFET 116的高頻振盪 。反餓裝置526包括一個電容器C2,動態電流變換控 制器524包括一値電阻R15,而短時/長時過渡控制 器530包括一値反或閘602。_ 本紙ϊϊλ*遑用中 8 B 家樣毕(CHS) 規格(210x297公*) S1. 2. 20,000 -22 -
............ (請先W讀背而之注念事項洱碭寫本5V )>ϋ. 經濟部屮央櫺準局只工消#合作社印製 ο 2 uiD Λ6 _Π6__ 五、發明説明（21) 受控的電流源522包括電晶體Q3, Q4及Q5, 和電阻R3, R4, R5,及R6。電流源電晶體Q3和 電流源霣阻1^3構成一定電流源，它的偏壓電流源镐壓電 咀R4及R 5建立起來。電晶體Q4構成溫度補償二级體 。電晶鳢Q5構成電流源的開關。一當來自反或閘532 的信號逹到高位準時，電晶體Q5被導通，故由電晶體 Q3及Q4構成的定電流源522接通。電阻R6是反或 閛5 3 2的限流電阻。 電流變換器528包括電晶體Q6, Q7及電阻R7 ,R8, R9和R10。電晶體Q6和電阻R8構成由電 阻R7, R9, R10及電阻R15建立偏壓的定電流變 換器，其中電阻當做動態電流變換控制器524的作用。 電晶體Q7構成霄流變換器5 2 8用的溫度補償二極體。 在將MOSFET i16從導邊帶到非導通狀態的 過程中，在時間t。處，一半波AC電壓被加在節點N3 上，如圖7所示。因為反或閘532的輸出在高位準，電 晶體Q5導通，故電晶體Q3的輸出向電容器C1充電壓 Vd<i,低一個二極體電壓降，保持節點N2在高電位。注 意到電流變換器5 2 8仍然被致能，但是電流源5 2 2較 強，因此有一淨正電流産生以充電電容器C1。因此， MOSFET 116為導通及AC電壓施加到負載 114。 在時間t I ,提供給負載Γ 1 4的功率達到目檫值， 此時使徹控制器5 0 6經由反或閘5 3 2發送出一高電位 (請先閲讀背而之注意事項洱蜞寫本Λ S1. 2. 20,000 -23 - Λ 6 Π 6 05i.io 五、發明説明（22) (請先閲讀背而之注意事項典填寫本\< 信號，反或閘532的輸出成為低電位，關斷電晶體Q 5 。因此電容器C1經由電晶體Q6和電阻R8放電。電容 器C2當做一反饋裝置，當在節點N3的電壓開始變化時 ,此反饋裝置把額外的霣流注入節點N5 (電晶匾Q6的 射極）。如此確保在MOSFET 1 16的作用區域内 減慢霉容器C 1的放電速度。在節點N3上電壓的升高被 電阻R 8減弱，並且增加施加到電晶醱Q 6基極的偏壓， 因此霣流被電晶體Q6變換。此技術能實現缓慢地進入作 、 用區域伴随較快地由此區域出去。可看出在節點N4的結 果電壓呈現出逐漸傾斜的波形，並且d v 2/ d t 2很小， 如圖7所示。 經濟部屮央橾準局Α工消#合作社印3i 因此，在由時間t 到t 2的下降過渡過程期間，在 節點N2上的霣壓使MOSFET 116保持在它作用 區操作，如此負載電壓波形成彎曲形，如圖7所示。先期 電路技術，特別是Bloomer之美國專利4,540,893 號中所掲示者，只能提供尖銳的過渡過程，其顯示直線波 形S,加於在圖7之負載電壓上。此直線波形意味著在下 降/上升過渡期間的AC電壓有一高的dv2/dt2,由 此導致電噪聲。 在時間t2 ,在節點N3之電壓已停止改受，故反饋 電流變換節點N5不再注入額外的電流。因此，電晶體 Q6把電容_C1的電壓變換到一定的程度，使得在節點 N2上的電壓下降到足以使MOSFET 116進入非 導通的狀態。結果，沒有電流被施加到負載114及在節 本紙張尺ΑΛ用中B围家«準(CNS)f4規格(210x297公；it) S1. 2. 20,000 -24 - Λ 6 Π_6_ 五、發明説明（23) 點Ν3的電壓等於由AC電源112所供應之AC電壓， 如圖7所示。在RPC模式中，由反或閘532施加的低 電位一直持缠到下半周開始的時間t 5 ,在此期間一類似 的操作被施加至MOSFET 118。 將MOSFET 1 16由一非導通狀態（像在PC 模式中那樣）帶進入導通狀態的過程與上述之過程相類似 。電晶體Q5被導通及Q3開始對電容器C1充電，此電 容器C1經由電壓隨耦器518進一步均勻地提升施加於 * MOSFET 1 1 6閘極的電壓。應予注意者，電流變 換器528—直在操作中。在時間1：3 ,在節點N 3上的 電壓，因為MOSFET 116正進入作用區域，開始 下降。結果，動態電流變換控制器524和反饋裝置 526兩者都開始對電流變換器528起作用。由於反饋 電容器C2,由電流變換裝置528變換電流在最初時之 減少，由電流源電阻R3所引起增加之電流變換，而大大 地補償，因此，得有相同的dv2/dt2消除及如同上述 波形形狀。 經濟部屮央標準而貝工消费合作社印製 (請先閲請背而之注意事項再填寫本 在時間t4 ,在節點N3的電壓已到達接近於零及已 完成了它的過渡過程，故電流變換器528使它的偏壓減 少最低的位準。如此允許由作用區域至飽和區域有一平順 的過渡。因此，電流源522輸出與電容器C1對應的少 量電流，使電容器被充電至比乂《^低一値二極體壓降的電 壓。 以上已經詳細地描述了MOSFET 1 1 6在 本蛛張尺度逍用中β困家楳毕(CNS)f4規格(210X297公;《：) S1. 2. 20,000 -25 - 05113 Λ 6 Β 6 經濟部屮央標準局只工消#合作社印製 五、發明説明（24) RPC以及FPC模式下的操作。當此糸統處於AHPC 模式時，撤控制器506僅使上述之兩種過渡過程發生。 感测部分534包括一電晶體Q8,—個二極體D2 ,及電阻Rl 1和R12。Q8的基極經由電阻R12接 地，此電阻R1 2条當做阻流電阻。Q8的集極連接到二 極體D2,如此經由提升電阻Rl1施加於Q8集極之 DC偏壓，以二極體D2與節點N2和電容器C1隔開。 Q 8的射極經由節點N 4接到感測電阻R 1。 一電壓比較器6 04及正反器6 0 6構成檢测電路 536。當通過MOSFET 1 16的電流增加時，在 節點N4的電壓變成更負。當在接地與節點N4之間的壓 差超過電晶體Q8的時，Q8導通並且經由二極體 D2將電容器C1放電。比較器6 04的參考電壓是\/«^ ,此與由電流源5 2 2所使用以充電電容器C 1的電壓相 同。 當電晶體Q8導通時，不管在電容器C1的電荷，它 的集極下降到tbVdd低兩個二極體壓降（一由Q3之壓降 ，一由D2之壓降）的最低位準。如果過電流故障造成明 顯的d v/ d t，感測部分5 3 4能以高於電流變換器 5 2 8正常放電速率的較快速率在節點N2放電。如此加 快了MOSFET 116從完金飽和至它的作用區域的 狀態之改變，及開始轉換至非導通狀態之過渡。雙二極體 壓降確定比較器604在電晶體Q8導通期間，它的輸出 為低位準；此低輸出重置正反器6 0 6 ,故它的^輸出為 (請先間讀背而之注意事項蒋填寫本Λ S1. 2. 20,000 -26 - 經濟部屮央標準局Α工消费合作社印製 Λ 6 Π 6 五、發明説明¢5) 高位準。因此，反或閛532提供一低位準輸出予Q5, 使Q5蘭斷及停止將電容器C1充電。故，一直被致能之 電流變換器528開始電容器C1的放霣循環。 當需要將MOSFET 116接通時，撤控制器 5 0 6就使反或閘5 3 2的輸入及正反器6 0 6的時針輸 入CP維持在低電位。由於D處之高®位的輸入，如此迫 .使它的I輸出端變為低電位。在輸出處的低電位與由撤4 控制器506來的低電位，在反或閘532處作反或閘蓮 β 算，提供一高電位信號，使Q5導通。 為了關斷MOSFET 116,由榭控制器506 來的高電位輸出被施加到反或閘532的一輸入端。應注 意者，雖然此信號亦施加到正反器606的時針输入CP 上，但因為正反器606為下降緣觸發，它不會起作用。 高電位輸出被施加到反或閘532之輸入端，提供一低電 位將Q 5關斷。 感應負載感測電路5 1 4包括分壓霣阻R 1 3及 » R14,及一電壓比較器608。在負載1 14兩端上的 電壓被施加到分壓電阻R13及R14上，在比較器 6 0 8的正輸入端提供一値已經衰減的電壓。參考電壓 V cc被施加到比較器608的負輸入端。當負載為感應負 載時，在節點N6上的尖峰電壓就高於參考電臛，故比較 器6 0 8用i升線比較器輸出使微控制器5 0 6中斷。 為了確認此負載為有感的，微控制器506計數由比 較器608輸出的連缠AC周期，直到達到一個預定的計 本紙》尺Λ边用中明圉家標爭(CNS)甲4規格(210x297公*) S1. 2. 20,000 (請先閲讀背而之注意事項#项筠本Λ -27 - k,03U3 Λ (5 Π 6 經濟部屮央橾準XJKX工消费合作社印製 五、發明説明¢6) 數值。任何一値周期内沒有一信號就重置計數器。如果達 到了預定計數值，撤控制器506就修改轚動進入過電流 檢測器5 1 0以在FPC模式下操作条统1 00的倍號之 定時。 微控制器5 0 6利用逐步平方及積分執行實時累積 R M S電壓計算。根據輸至微控制器506所裔的RMS .值來計算出稹分目.檫值。此案稹之RMS電壓反S地與目 標值比較。當目標值達到時，則基於糸統的模式執行適當 的動作，ίΐ是RMS計算一直進行著，直到沒有額外的電 壓可資使用以積分。此最後之步驟允許記錄由AC電源 112來的RMS電壓。 此計算的積分目標值與所要求RMS值不同，用以解 釋在關閉期間額外RMS累積，而此關閉不是瞬時者。事 實上，在負載電壓減少到零之前會遭遇到三種類型的延埋 ;過渡過程周期，在各元件内額外的硬體延遲，及在執行 指令及浬行中斷時固有的軟體延遲。雖然後兩種基本上為 固定延遲，瀚送到負載的能量可作為它們的函數。而能量 可以在過渡過程期間按照電壓的絶對值而改變。雖然當峰 值電壓非常低時所累積的RMS電壓絶對值非常小，但當 與輸送至負載的能量比較可能很大。上述情況對於在高峰 值電壓發生的延遲亦為真實。此外S在過渡過程所含有的 能董（其在_分目標值已經到逹後發生）亦能基於在過渡 過程之峰值電壓而變化。 因此，目檫值RMS電壓反映對所需RMS電壓之校 本紙Λ尺來逍和中a B家«準(CNS>T4規格(210X297公S1. 2. 20,000 (請先IVJ-ifi背而之注意事項冉碣寫木 -28 - A 6 η 6 五、發明説明（27) 正。目檫值可利用下式予以計算： 經濟部屮央櫺準>PJK3:工消费合作社印製 其中Τ為目標值，RMS為需要被輸送至負載的 RMS電壓，及C為校正值。校正值C是否加到萌需 RMS值或自其中減去係依相位控制条统100的操作模 式決定。在RPC模式中，目標值Τ為RMS減去C。反 之，在PC模式中目標值為RMS加C。從電源1 12得 到之總RMS電壓披減去此目標值以得到積分目標值。 不同的過渡時間可藉由調整校正值C予以說明之。在 微控制器5 0 6中存儲了一具有不同校正值C的過渡時間 校正表。不同的校正值可以反映出不同的波形形狀，過渡 時間，以及各種硬體及軟體延邂。當輸入電壓及所箱的 RMS電壓皆被決定時，對應於波形RMS值的校正值可 由此校正表獲得。 A/D轉換器把AC電源112的輸出轉換成數位信 號。撤控制器506在負半周期間再對每一數位樣本予以 平方及積分。結果的累積值與目標值在微控制器5 0 6内 比較。假如目標值已達到，給VCS 108及110的 驅動信號成互補。因此，無論此糸統是否在RPC或 FPC模式，每一MOSFET正確地由一導通狀態過渡 到另種狀態。 假如累積的RM S電壓正在增加但尚未達到目標值， ih W1 ifi 背 而 之 注 意 事 項 •外 % 本 f紙》尺度逍用中a a家揲毕（CNS)甲4規格(2丨0x297公；it) S1. 2. 20,000 -29 - Λ 6 Η 6 五、發明説明（28) 微控制器5 0 6进續地監視電1£,以便計算输送到負載的 RMS電壓。假如對此點計算之RMS電壓為零，此表示 由ACII源1 1 2來的AC霄壓尚未過渡到負半周，故監 視及計算雄續著。 當計算出的RMS在最近的0. 5毫秒内沒有改變， 此卽表示來自AC電源112的RMS電壓已經通過了到 .正周之過渡點，並且處於正半周的某一位置。因此，就終' 止負半周RMS電壓的積分，這是因為RMS霣壓在下値· 負半周到來之前不會産生積分進一步增加或減少。代表 AC電源输出的R MS計算值被記錄下來。應注意者，可 能目樣值不能遇到。蓋，在条統100在RPC模式下及 輸入AC線電壓已經下降之情況邸有此可能。在不能達到 目檫值的場合，正WC由於条統在負半周，其被反向偏壓 \被過渡到導通狀態。在此情況，条統100输出可由 AC電源112所得之最大RMS電壓。 經濟部屮央橾準局β工消费合作社印製 (請先W讀背而之注意事項丼项寫本Λ 在目檫值已達到後準確之半周時刻（60Hz条統中 為8. 33毫秒，在50Hz条統中為10. 0毫秒）計 割有一計時器中斷，如此MOSFET 116在正半周 中的狀態改變與MOSFET在負半周中的狀態變化。準 確地發生在相同位置。跟隨定時計之進程，RMS電壓之 積分過程被恢復。在AC電壓之一個周期期間供給於負載 的總電壓值被徹控制器5 0 6所記錄。 在AHPC模式下的操作稍為複雜。當過電流檢測器 510發出一個表示過負載斷路的中斷信號時，微控制器 本紙張尺Α逍用中Β围家«準(CNS)T4規格(210 X 297公;it) S1. 2. 20,000 -30 - ^0511^ Λ 6 __Π6__ 五、發明説明（29) 506記錄下發生過載之AC波形電壓的绝對值，及計算 MOSFET應被致能的電壓。此再致能電壓為過載電壓 的函數。此再致能電壓必須低於過載電壓，以避免一第二 次過載斷路，因為燈絲在不導通期間會冷郤，因此有一低 阻抗及在此IS壓會引起較大的電流。通常，鼷斷霣壓愈低 ,在過載電壓臨限值與再致能電壓臨限間的差值就應愈大 1不對稱混合相位控制模式的實現提供了在過載電壓臨限 值與再致能電壓臨限值之間所需的差值。因為在正半周期 * 間沒有時基，一定時器藉由MOSFET記錄下無導通時 間周期（即是直到再致能電壓達到）。 本發明提供了很多可選用之較佳實施例。提供了不同 的開蘭類型。基本的操作模式為RPC, FPC或且另種 的模式。可以用於照明燈具調光器之外的其他功率控制。 按照本發明，可以依較佳實施例做出其他的修改及改變， 其範圍僅由下列之申請專利範圍予以限定。 (請先閲讀背而之注意事項科填寫本' 經濟部中央標準局SC工消费合作杜印製 S1. 2. 20,000 本《•張尺度逍用中ΒΒ家榫毕（CNS)甲4規格(210父297公龙） _ 31 一

Claims (1)

  1. 3 ί ύ Q ία A B c D 六、申請專則範面 1.一種相位控制的功率諝制条统，用於調制由AC 電源供給負載的功率，此条统包括： 一開蘭结成，用於控制跨於負載上的電壓，此開鼷總 成設在負載及AC霣源間，此開關结成至少有兩種交替的 導通狀態； 一過渡整形器，用於在開關總成改受狀態時控制施加 於負載上的電壓的改變率，且此過渡整形器被連接到閭關 總成； 一相位控制器，用於控制開蘭總成以完成功率之相位 控制，此相位控制器決定開顔總成過渡過程的定時，及此 相位控制器被連接到過渡整形器，用以觸發開藺過渡過程 9 一開闢保護器，用於蠼應威脅電路之狀況，保護開關 總成，此開關保護器包括檢測威脅電路狀況之檢測裝置； 及 經濟部屮央搮準局貝工消费合作社印製 (請先Μ讀背面之注意事項丹漢寫本贤) •打· •線· 一不對稱波形選擇器，用於在以正常狀態的不對稱波 形為特歡的一正常操作模式與以保護模式不對稱波形為特 擞的一保護模式之間選擇，保護模式的不對稱波形與正常 模式的不對稱波形不同，每値保護波形被整形，以便在第 一個90度AC半周期間經由開關總成所輸出的功率與相 同此AC半周的後一値9 0°經由此開關總成所輸出的功 率不同，此不對稱波形選擇器連接到開關保護器，用以決 定何時在正常與保護模式之間切換，此不對稱波形選擇器 連接到相位控制器和/或過渡整形器，用以執行所選定的 本紙張尺度適用中國Η家»準(CNS) 規格(210X297公釐） -32 - A t u03 丄C7 _______D7_ 六、申請專利範面 模式。 2. 如申請專利範圔第1項所述之相位控制的功率調 制条統，其中檢測裝置檢測負載上的過電壓狀態，開鼷保 護器響應於檢測結果限制負載上的電壓，不對稱波形選擇 器響應於檢測結果，使一模式由正常的反向相位控制模式 改變為保護的正向相位控制j模式。 3. 如申請專利範圍第1項所述之相位控制的功率調 制条統，其中檢測裝置檢測流經開關總成的過電流狀態， 開關保護器礬應檢測結果限制負載上的電壓，不對稱波形 選擇器繼應於檢測結果，使一模式由一正向或反向的正常 相位控制模式改變為保護的不對稱混合控制模式。 4. 如申請專利範圍第1項所述之相位控制的功率諝 制条统，其中檢測裝置檢測開關總成周圍的過量溫度，不 對稱波形選擇器轚應於檢測結果，使過渡整形器由正常的 長時過渡時間模式變換為保護性的短時過渡時間模式。 經濟部中央櫺準局負工消贽合作社印製 (請先W讀背面之注意事項弄4寫本一& ) 5. 如申請專利範圍第1項所述之相位控制的功率調 制糸統，其中過渡控制器使在保護模式期間的過较時間， 與在先前正常操作期間的過渡時間相同。 6. 如申請專利範圍第1項所述之相位控制的功率諝 制条統，其中過渡控制器使負載電壓的過渡曲線産生負值 的平均二階導數。 7 . —種相位控制的功率調制糸統，用於控制由A C 電源供給負載的功率，此条統包括： 一開關總成，用於控制負載上的電壓，開關總成設置 本纸張尺度適用中國Η家樣準(CNS)甲4規格(210x297公釐厂 -33 - * 經濟部屮央標準局貝工消费合作社印Μ iio 吾_；________ΌΤ_ 六、申請專利範固 在負載與AC電源之間； 一相位控制器，用於驅動開開结成執行對功率的相位 控制，相位控制器驅動開關總成，如此在任一已知1/4 AC周期間由開蘭结成提供的功率，不同於下一個1/4 AC周期間通過開關结成所提供的功率，相位控制器連接 到開關總成以實現所述之驅動； .一電壓限制器，用於堪應一威脅電路狀況限制所述之 電壓，電壓限制器包括用於檢測威脅電路狀況的檢測裝置 ，電壓限制器連接到開蘭總成以便限制所述的電壓；以及 過渡控制裝置，用於使負載電壓的\過渡曲線産生負值的平 « 均二階導數。 8.—種相位控制的功率調制糸統，用於控制由AC 電源供給負載的功率，此糸統包括： 一對電壓控制的開關，用於控制從AC電源通過負載 的信號，開關被反向串聯連接在負載與AC電源之間； 處理裝置，用於計算供給負載的功率及決定電壓控制 的開關之操作模式，當計算的功率值達到一預定值時，處 理裝置提供一値觸發信號，處理裝置控制此糸統使其在反 向相位控制模式下操作，並且當負載為感應負載時，使条 統轉換到正向相位控制模式；以及 過渡控制裝置，用於控制每個電壓控制的開開在各自 的過渡過程期間在作用區域内操作，過渡控制裝置堪應上 述的®發信號，提供一個過渡控制信號使每個電壓控制的 開關在作用區域内.保持操作，如此使負載上的電壓波形成 (請先聞讀背面之注意事項再填寫本If) .訂. T .線. 本紙ft尺度遢用中國國家螵準(CHS)Τ4規格(210X297公#) -34 - Α7 Β7 C7 D7 經濟部屮央標準局貞工消费合作社印製 六、申請專利範圊 為平滑變化的曲線。 9. 如申請專利範圍第8項所述的条統，其中過渡控 制裝置，包括： 受控的電流源裝置，用於提供定電流，當供給上述負 載的功率等於上述預定值時，觸發信號就關斷受控電流源 裝置； 一個霣容元件，用於將過渡控制信號提供給電臛控制 的開鼷，當受控電流源裝置保持開通時，電容元件被充電 » 一値電壓随锅器，用於把電容元件的電壓鏡像到上述 電壓控制的開開上； 動態電流變換控制裝置，用於提供動態输出電流； 靜態電流變換控制裝置，用於提供一偏壓霄流； 電流變換裝置，用於使電容元件放電，動態電流補償 施加在電流受換裝置上的偏壓電流，使電流變換裝置的操 作參數隨'動態電流做動態變化；以及 反餿控制裝置，用於控制電流變換裝置，使電容元件 均勻地放電，從而在觸發信號關斷受控電流源裝置時使電 壓控制的開關在作用區域操作。 10. 如申請專利範圍第9項所述的糸統，其中過渡 控制裝置又包括長時/短時過渡控制裝置，長時/短時過 渡控制裝置連接到處理裝置，如此當電壓控制的開關出現 熱過負載時，處理裝置首先決定電壓控制的開關在那種模 式下操作，並且，如果電壓控制的開關在反向相位控制模 {請先閱讀背面之注意事項再填寫本矿) ♦装· •打. •線. 本纸張尺度適用中1國家標準(CNS)甲4規格(210x297公ft) -35 - A/ B7 _〇7 六、申請專利範a 式下操作，上述處理裝置觸發長時/短時過渡控制裝置， 發出一値信號使電流變換器從電容元件加速放電，如此使 電壓控制的開關快速關斷，以及，如果電壓控制的開閧在 正向相位控制模式操作，處理裝置就啓動長時/短時過渡 控制裝置發出一値倍號，阻止電流變換器從m容元件放電 ，因此，使電壓控制的開闢快速導通。 11.如申請專利範圍第9項所述的条統，其中動態 電流變換控制裝置是一個電狙元件。 1 2.如申請專利範圍第9項所述的条統，其中靜態 電流變換控制裝置是一値電阻元件。 13. 如申請專利範圍第9項所述的条統，其中反餓 裝置為一個電容元件。 經濟部屮央櫺準*?與工消费合作社印製 {請先聞讀背面之注意事項再填弈本贫) 14. 如申請專利範圔第9項所述的条统，其中包括 一個布置在處理裝置與過渡控制裝置之間的過電流檢测裝 置，過電流檢測裝置經由一掴感测元件連接到電壓控制的 開關，當發生過電流時，過電流檢測裝置經由處理裝置向 過渡控制裝置提供一値轉換信號，轉換信號關斷受控電流 源裝置，如此，電流變換裝置使電容元件放電。 15. 如申請專利範圍第14項所述的条統，其中過 電流檢測裝置包括^ 檢测過電流的感測裝置，其連接到感測元件，以便在 發生過電流時在其輸出端提供一感測信號； 檢測裝置，用於把感測信號與一預定的臨限值比較， 並且當感測信號高於預定的臨限值時提供一比較輸出，此 本纸》尺度瑱用中H a家搮毕（CNS) 規格(210X297公釐） -36 - Η / Β7 C7 D7 經濟部屮央標準局员工消费合作社印製 六、申掎專刊苑® 檢測裝置具有： 比較裝置，用於比較上述的預定的臨限值及感測信號 ，當感測信號超過預定的臨限值時，比較裝置就産生上述 的比較輸出，以及 正反器裝置，用於兩種互補的邏輯輸出，正反器裝置 饗應比較輸出，産生第一埋輯輸出和第二遢輯輸出，當出 現過罨流時，第一邏輯輸出就加到處理裝置上，以便建立 一種相位控制的操作模式；以及 一個提供轉換信號的邏輯閘，其堪應第二邏輯輸出和 來自處理裝置的觭發信號，把上述轉換信號锶合到上述受 控電流源裝置。 16. 如申請專利範圍第8項所述的条統，其又包括 一感應負載感測裝置，每當負載上的電壓超過一參考電壓 時，感應負載感測裝置就向處理裝置提供一脈衝輸出，及 當連缠的脈衝輸出達到一預定數時，處理裝置就傳送觸發 信號把電壓控制的開關的操作模式切換到一種相位控制操 作模式。 17. 如申請專利範圍第8項所述的糸統，其中在負 載的預熱期間，處理裝置在AC電壓上升的AC峰值電壓 一半的時刻，·關斷電壓控制的開關，及當處理裝置在AC 電壓下降到低於半個AC峰值電壓的一預定值的時刻，重 新接通電壓控制的開關，如此在AC電壓的半個周期中有 兩個功率脈衝施加在負載上。 1 8 . —種相位控制的功率調制条統，用於變換從交 {請先閱讀背面之注意事項再填"本") k. •訂· •綠· 本纸張尺度適用中國B家搮準（CNS)甲4規格(210X297公釐） -37 - A ‘ B7 C7 D7 經濟部中央標準局贝工消贽合作社印製 六、申請專利範® 流電流源流過負載的交流電流（AC)i信號的相位角，此 条統包括： 一對霣壓控制的開鼸，用於控制流經負載的電流，開 關包括反向串聯連接在負載和AC電源之間的第一電壓受 控開開和第二電壓受控開關； 處理裝置，用於計算傳給負載的功率並且決定電E控 制的開關的控制模式， 此處理裝置計算AC信號的均方根（RMS)值，處 理裝置首先檢測半個周期數位倍號的中性點，並且計算 RMS值，把RMS值與一預定值比較，/^RMS值等於 預定值時，處理裝置就發出一個控制信號闢斷第一轚壓受 控開關，處理裝置根據第一電壓受控開關的蘭斷相位角計 算第二電壓受控開關的關斷相位角， 處理裝置監視電壓控制的開關的熱過載，並且當出現 熱過載時提供控制信號快速關斷電壓控制的開關，如此減 軽熱過載； 用於檢測過電流的過流檢测裝置，當出現過電流時， 或者當過流檢测裝置從處理裝置接收到控制信號時，過流 檢測裝置就發出一觸發信號； 過渡控制裝置，用於控制電壓控制的開開，使其在各 自的過渡期間在開關的作用區域内操作，如此把一彎曲線 的電壓波形加在負載上以減少噪聲，過渡控制裝置具有： 用於提供穩定電流的受控電流源裝置，受控電流源裝 置連接至過流檢測裝置，以便接收決定受控霄流源操作模 {請先閱讀背面之注意事項^填寫本瓦) 装. •打· •線· 本紙張尺度適用中國國家搮準(CNS)甲4規格(210x297公*) -38 - S.二 1 >'0 ο A B c D 經濟部屮央標準局貝工消费合作社印製 六、申請專利範ffl 式的上述觸發信號， 一電壓隨销器，用於把一電容元件上的電壓鏡像到電 鼷控制的開開之一閘棰上， 一値電容元件，用於把過渡控制信號提供給電壓控制 的開開，受控電流源為充電，以便控制電壓控制的開 關的操作模式， 一値電壓隨锅器，用於把電容元件上的電壓鏡像到電 壓控制的開關的一閘極上， 動態霣流變換控制裝置，用於提供一傾按上述AC信 號變化的動態輸出電流， 靜態罨流變換控制裝置，用於提供一個靜態偏壓電流 f 反餓裝置，用於逛應上述AC信號提供一個反饋信號 » 電流受換裝置，用於使上述電容元件放電，上述動態 電流和靜態偏壓電流被加到電流變換裝置上，如此使上述 電流變換裝置的操作參數與上述動態電流一致地作動態變 化，反饋信號控制電流變換裝置使上述電容元件在受控電 流源裝置保持關斷期間均勻地放電，以及 長時/短時過渡控制裝置，用於控制由上述電流變換 裝置來的變換電流，當上述電壓控制的開關發生熱過載時 ，上述處理裝置控制長時/短時過渡控制裝置，以便改變 受換電流，當電睡控制的開關在反向相位控制操作模式下 的下降過渡期間操作，上述處理裝置控制長時/短時過渡 {請先閱讀背面之注意事項吾堪3?本育) •装· •打· •線. 本紙張尺度適用中國國家樣準(CNS) T4規格(210X297公釐） -39 - 0511^ Α/ Β7 C7 D7 六、申請專利範面 控制裝置使霣容元件向電流變換裝置加速放霣，因此使上 述電壓控制的開關快速閧斷，及當電壓控制的開關在相位 控制操作模式中各別的上升過渡期間操作時，處理裝置控 制長時/短時過渡控制裝置以阻止電流受換裝置從電容元 件上放電，如此使電壓控制的開關快速接通。 1 9.如申請專利範圍第1 8項所述的条統，其中當 負截在預熱期間操作時，處理裝置在第一電壓受控開關上 的AC信號上升到一電流極限的時刻關斷第一電壓受控開 關，及處理裝置在AC霣壓下降到一臨限值（Jtii臨限值像 防止在第一半周期間過轚流再發生）時接通第一電壓受控 開關，此處理裝置記錄第一電壓受控開開被開斷和接通時 刻的相位角，在第二半周期間根據記錄的相位角切換第二 電Μ受控開關的接通和關斷。 經濟部屮央搮準局貝工消贽含作社印製 {請先«1讀背面之注意事項再填寫本) •打· •綠· 20.如申請專利範圍第18項所述的条統，其中包 括一個感應負載感測裝置，用於當上述負載是感應負載時 就向處理裝置提供一個脈衝輸出，處理裝置控制受控電流 源裝置，以保持電壓控制的開關在正向相向控制模式下操 作。 2 1.如申請專利範圍第20項所述的条統，其中處 理裝置在電壓控制的開關導通期間測量第一周期中總 RMS值，並且計算第一電壓受控開關和第二電壓受控開 關的導通相位角，如此使第一和第二電壓受控開關在上述 計算的導通相位角處各別接通。 本纸張尺度邊用中國目家«準(CNS) Τ4規格(210x297公釐） -40 -
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Families Citing this family (100)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5629607A (en) * 1984-08-15 1997-05-13 Callahan; Michael Initializing controlled transition light dimmers
US5225765A (en) * 1984-08-15 1993-07-06 Michael Callahan Inductorless controlled transition and other light dimmers
US5444359A (en) * 1992-06-26 1995-08-22 Green Technologies, Inc. Load sensitive variable voltage motor controller
US5329223A (en) * 1992-06-26 1994-07-12 Green Technologies, Inc. Ideal voltage controller for conserving energy in inductive loads
DE4231060A1 (de) * 1992-09-17 1994-03-24 Abb Patent Gmbh Verfahren zum elektronischen Dimmen und Dimmer zur Durchführung des Verfahrens
DE4310723A1 (de) * 1993-04-01 1994-10-06 Abb Patent Gmbh Verfahren zur Steuerung des Wechselstroms in einem Lastkreis und Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens
US5693995A (en) 1993-06-14 1997-12-02 Ecoair Corp. Hybrid alternator
US5506480A (en) * 1993-11-12 1996-04-09 Entertainment Technology, Inc. Paired dimmers for controlling harmonic currents
US5847555A (en) * 1995-08-01 1998-12-08 Lewis; Dennis E. Source voltage sensitive load controller
US5600233A (en) * 1995-08-22 1997-02-04 Chicago Stage Equipment Co. Electronic power control circuit
CA2168941A1 (en) * 1996-02-06 1997-08-07 Barna Szabados Dimmer for fluorescent lighting
US6215633B1 (en) 1996-02-26 2001-04-10 Marconi Communications, Inc. Active current limiter
FR2767017B1 (fr) * 1997-07-31 1999-10-15 Sgs Thomson Microelectronics Circuit limiteur de courant d'appel
DE19738857A1 (de) * 1997-09-05 1999-04-15 Abb Patent Gmbh Dimmersystem
DE19754866A1 (de) * 1997-12-10 1999-06-17 Siemens Ag Universaldimmer und Verfahren zum Dimmen
FR2786331B1 (fr) * 1998-11-24 2001-02-02 Legrand Sa Dispositif de protection electronique contre les courts-circuits
AT410604B (de) * 1999-03-02 2003-06-25 Legrand Oesterreich Steuereinrichtung zur steuerung des stromflusswinkels
US6218785B1 (en) * 1999-03-19 2001-04-17 Incerti & Simonini Di Incerti Edda & C. S.N.C. Low-tension lighting device
FR2802360B1 (fr) * 1999-12-14 2002-03-01 Legrand Sa Procede et dispositif d'alimentation electrique d'une charge par un variateur a au moins un interrupteur commande
CN1416612A (zh) 2000-03-09 2003-05-07 埃科艾尔公司 交流发电机系统
JP2004518246A (ja) * 2000-11-22 2004-06-17 フュージョン・ユーヴィー・システムズ・インコーポレイテッド 紫外ランプ用電源及びサイクリングを使用して高電力／低冷却で動作させる方法
DE10113690A1 (de) * 2001-03-21 2002-10-02 Eltako Gmbh Schaltgeraete Dimmer
US6969959B2 (en) * 2001-07-06 2005-11-29 Lutron Electronics Co., Inc. Electronic control systems and methods
FR2830379B1 (fr) * 2001-10-03 2004-08-06 Agence Spatiale Europeenne Dispositif de protection d'une source de tension et d'une charge alimentee par la source de tension
US6667868B2 (en) * 2001-10-03 2003-12-23 Maxim Integrated Products, Inc. Thermal shutdown control for multi-channel integrated circuit boards
DE10156686A1 (de) * 2001-11-17 2003-05-28 Merten Gmbh & Co Kg Dimmer mit Lastart-Erkennung
US6798627B2 (en) 2002-02-05 2004-09-28 Onan Corporation Engine generator set systems and methods providing load power fault protection
FR2846484B1 (fr) * 2002-10-24 2005-01-14 Legrand Sa Procede et appareil de commande de la puissance moyenne d'alimentation d'une charge en courant alternatif
FR2856236B1 (fr) * 2003-06-16 2005-08-05 Hager Electro Sas Procede et dispositif d'auto-adaptation d'un variateur a une charge
TWI249287B (en) * 2003-06-25 2006-02-11 Matsushita Electric Works Ltd Electronic switch
US6967852B2 (en) 2003-12-19 2005-11-22 Silent Power, Inc. Power converter with dynamic current limiting
US8253394B2 (en) * 2004-02-17 2012-08-28 Hewlett-Packard Development Company, L.P. Snubber circuit
US20050162870A1 (en) * 2004-01-23 2005-07-28 Hirst B. M. Power converter
US7259524B2 (en) * 2004-06-10 2007-08-21 Lutron Electronics Co., Inc. Apparatus and methods for regulating delivery of electrical energy
US7977919B1 (en) 2005-04-06 2011-07-12 Rf Micro Devices, Inc. Over-voltage protection accounting for battery droop
US7190124B2 (en) * 2005-05-16 2007-03-13 Lutron Electronics Co., Inc. Two-wire dimmer with power supply and load protection circuit in the event of switch failure
US7382595B2 (en) * 2005-05-25 2008-06-03 Electronic Theatre Controls, Inc. Low voltage overcurrent protection for solid state switching system
CA2620511C (en) * 2005-08-10 2014-02-11 Energetix Voltage Control Limited A voltage regulation device
JP4701052B2 (ja) * 2005-09-21 2011-06-15 矢崎総業株式会社 過電流検出装置
WO2007042598A1 (en) * 2005-10-11 2007-04-19 Schneider Electric Industries Sas Improved power regulator automatically setting forward or reverse phase control depending on the type of load
AU2006324377B2 (en) * 2005-12-12 2011-04-07 Clipsal Australia Pty Ltd Load detector for a dimmer
CN101405923B (zh) * 2005-12-12 2012-07-04 澳大利亚奇胜有限公司 用于调节器的负载检测器
US7394203B2 (en) * 2005-12-15 2008-07-01 Monolithic Power Systems, Inc. Method and system for open lamp protection
US7463469B2 (en) * 2006-02-02 2008-12-09 Texas Instruments Incorporated System and method for current overload response with class D topology
US7619365B2 (en) * 2006-04-10 2009-11-17 Lutron Electronics Co., Inc. Load control device having a variable drive circuit
DE602007008050D1 (de) * 2007-02-27 2010-09-09 St Microelectronics Srl Verbesserter Spannungsregler mit Leckstromkompensation
US7962109B1 (en) * 2007-02-27 2011-06-14 Rf Micro Devices, Inc. Excess current and saturation detection and correction in a power amplifier
US7956615B1 (en) 2007-02-27 2011-06-07 Rf Micro Devices, Inc. Utilizing computed battery resistance as a battery-life indicator in a mobile terminal
US20080246414A1 (en) * 2007-04-05 2008-10-09 Jian Xu Inductive load sensor for dimmer circuit
US7855518B2 (en) * 2007-06-19 2010-12-21 Masco Corporation Dimming algorithms based upon light bulb type
DE102007036438B4 (de) * 2007-08-02 2010-09-23 Abb Ag Verfahren zur Ansteuerung eines Universal-Dimmers
US8085009B2 (en) 2007-08-13 2011-12-27 The Powerwise Group, Inc. IGBT/FET-based energy savings device for reducing a predetermined amount of voltage using pulse width modulation
US8619443B2 (en) 2010-09-29 2013-12-31 The Powerwise Group, Inc. System and method to boost voltage
US8120307B2 (en) * 2007-08-24 2012-02-21 The Powerwise Group, Inc. System and method for providing constant loading in AC power applications
US8085010B2 (en) * 2007-08-24 2011-12-27 The Powerwise Group, Inc. TRIAC/SCR-based energy savings device for reducing a predetermined amount of voltage using pulse width modulation
US8810190B2 (en) 2007-09-14 2014-08-19 The Powerwise Group, Inc. Motor controller system and method for maximizing energy savings
US8698447B2 (en) 2007-09-14 2014-04-15 The Powerwise Group, Inc. Energy saving system and method for devices with rotating or reciprocating masses
CN101868899B (zh) * 2007-09-19 2014-04-16 奇胜澳大利亚有限公司 调光器电路中的过流保护
US7868561B2 (en) * 2007-10-31 2011-01-11 Lutron Electronics Co., Inc. Two-wire dimmer circuit for a screw-in compact fluorescent lamp
DE602007014232D1 (de) * 2007-12-03 2011-06-09 Sirio Panel Spa Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines impulsbreitenmodulierten Signals zum Antreiben elektrischer Lasten
AU2009201607B2 (en) * 2008-04-23 2011-10-06 Woongjin Coway Co., Ltd. Device and method for detecting zero crossing and voltage amplitude from single pulse signal
US8004255B2 (en) 2008-08-07 2011-08-23 The Powerwise Group, Inc. Power supply for IGBT/FET drivers
DE102008045234B4 (de) * 2008-08-29 2013-11-07 Esw Gmbh Verfahren und Anordnung zur Oberwellenunterdrückung bei wechselspannungsbetriebenen Luftheizern mit PTC-Technologie
US8710812B1 (en) * 2009-01-27 2014-04-29 Xilinx, Inc. Regulating a supply voltage provided to a load circuit
US8350416B2 (en) * 2009-06-30 2013-01-08 Schanin David J Transition-rate control for phase-controlled AC power delivery system
US8208235B2 (en) * 2009-09-04 2012-06-26 Lutron Electronics Co., Inc. Method of detecting a fault condition of a load control device
WO2011031603A1 (en) 2009-09-08 2011-03-17 The Powerwise Group, Inc. Energy saving system and method for devices with rotating or reciprocating masses
US8698446B2 (en) 2009-09-08 2014-04-15 The Powerwise Group, Inc. Method to save energy for devices with rotating or reciprocating masses
US8698408B2 (en) 2009-11-25 2014-04-15 Lutron Electronics Co., Inc. Two-wire dimmer switch for low-power loads
US8729814B2 (en) * 2009-11-25 2014-05-20 Lutron Electronics Co., Inc. Two-wire analog FET-based dimmer switch
US8957662B2 (en) 2009-11-25 2015-02-17 Lutron Electronics Co., Inc. Load control device for high-efficiency loads
US8664881B2 (en) * 2009-11-25 2014-03-04 Lutron Electronics Co., Inc. Two-wire dimmer switch for low-power loads
US9160224B2 (en) 2009-11-25 2015-10-13 Lutron Electronics Co., Inc. Load control device for high-efficiency loads
US11870334B2 (en) 2009-11-25 2024-01-09 Lutron Technology Company Llc Load control device for high-efficiency loads
US8988050B2 (en) 2009-11-25 2015-03-24 Lutron Electronics Co., Inc. Load control device for high-efficiency loads
JP5431193B2 (ja) * 2010-02-10 2014-03-05 Ｔｏｎｅ株式会社 電動工具
DE102010048980A1 (de) 2010-04-19 2011-10-20 Permundo Gmbh Steuervorrichtung und Verfahren zur Detektion einer Lastart
JP5501851B2 (ja) * 2010-05-12 2014-05-28 Ｔｏｎｅ株式会社 位相制御装置
JP5785611B2 (ja) * 2010-05-17 2015-09-30 コーニンクレッカ フィリップス エヌ ヴェ 不適当な調光器動作を検出し修正するための方法及び装置
DE102010024128A1 (de) * 2010-06-17 2011-12-22 Diehl Ako Stiftung & Co. Kg Wechselspannungssteller
EP2402834B1 (en) * 2010-06-25 2013-08-21 Yuieh Hsene Electronics Co., Ltd. Alternating current regulating means
US8193787B2 (en) * 2010-07-06 2012-06-05 V Square/R, LLC System and method for regulating RMS voltage delivered to a load
US9279835B2 (en) * 2012-01-25 2016-03-08 Control4 Corporation Device for detecting a load type
WO2013148221A1 (en) * 2012-03-28 2013-10-03 Lutron Electronics Co., Inc. Method and apparatus for phase-controlling a load
US9578692B2 (en) * 2012-04-19 2017-02-21 Infineon Technologies Americas Corp. Power converter with tank circuit and over-voltage protection
US10340692B2 (en) 2012-04-19 2019-07-02 Pass & Seymour, Inc. Universal power control device
CN102780403A (zh) * 2012-08-22 2012-11-14 杭州龙科电子有限公司 单相后缘斩波调压器
US9084324B2 (en) 2013-02-26 2015-07-14 Lutron Electronics Co., Inc. Load control device having automatic setup for controlling capacitive and inductive loads
JP6496471B2 (ja) * 2013-02-28 2019-04-03 日立オートモティブシステムズ株式会社 負荷駆動制御装置
WO2015109357A1 (en) * 2014-01-24 2015-07-30 Hendon Semiconductors Pty Ltd Phase cutting controlled dimmer arrangement with over-current protection when powering a lamp
US9961727B2 (en) * 2014-05-22 2018-05-01 Ozuno Holdings Limited Phase control dimmer circuit
CN104066261B (zh) * 2014-06-16 2017-03-15 广州斯全德灯光有限公司 过流保护机制下的正弦波调光方法和正弦波调光装置
DE102015214631B3 (de) * 2015-07-31 2016-11-03 Siemens Schweiz Ag Dimmvorrichtung und Verfahren zur Leistungssteuerung einer Leuchteinrichtung
MX2018002609A (es) 2015-09-04 2018-06-20 Lutron Electronics Co Dispositivo de control de carga para cargas de alta eficiencia.
US9882492B2 (en) * 2015-12-08 2018-01-30 Infineon Technologies Austria Ag Control of asymmetric parallel synchronous rectifiers in power converter topologies
US10362656B2 (en) * 2017-06-09 2019-07-23 Lutron Technology Company Llc Load control device having an overcurrent protection circuit
US10714925B2 (en) * 2017-10-10 2020-07-14 Littelfuse, Inc. Self-powered electronic fuse with storage capacitor that charges with minimal disturbance of load current through the fuse
US11109455B2 (en) * 2018-12-07 2021-08-31 Hubbell Incorporated Automatic trimming for a dimmer switch
MX2021014030A (es) * 2019-05-17 2022-02-11 Lutron Tech Co Llc Dispositivo de control de carga con un circuito de activacion de compuerta de lazo cerrado.
US10568185B1 (en) * 2019-07-18 2020-02-18 Leviton Manufacturing Company, Inc. Two-wire dimmer operation

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4540893A (en) * 1983-05-31 1985-09-10 General Electric Company Controlled switching of non-regenerative power semiconductors
US4528494A (en) * 1983-09-06 1985-07-09 General Electric Company Reverse-phase-control power switching circuit and method
US4567425A (en) * 1983-12-14 1986-01-28 General Electric Company Method of and apparatus for half-cycle-average or R.M.S. load voltage control
US4823069A (en) * 1984-08-15 1989-04-18 Michael Callahan Light dimmer for distributed use employing inductorless controlled transition phase control power stage
US4633161A (en) * 1984-08-15 1986-12-30 Michael Callahan Improved inductorless phase control dimmer power stage with semiconductor controlled voltage rise time
US4617508A (en) * 1984-11-02 1986-10-14 General Electric Company Reverse phase-control apparatus for multiplexing interconnections between power switching and control circuit modules
US4688161A (en) * 1986-07-16 1987-08-18 Vari-Lite, Inc. Regulated power supply apparatus and method using reverse phase angle control
US5038081A (en) * 1987-12-16 1991-08-06 Lutron Electronics Co., Inc. Reverse phase-controlled dimmer
DK13489A (da) * 1988-03-30 1989-10-01 Insta Elektro Gmbh & Co Kg Lysstyrkereguleringskredsloeb til gloedelamper og netkoblingsdele med et beskyttelses- og begraensningskredsloeb til opnaaelse af en elektronisk sikring
US5004969A (en) * 1989-10-16 1991-04-02 Bayview Technology Group, Inc. Phase control switching circuit without zero crossing detection
US5072170A (en) * 1990-08-06 1991-12-10 Watlow Controls Reverse phase angle control of A.C. power loads

Also Published As

Publication number Publication date
WO1992015052A1 (en) 1992-09-03
US5239255A (en) 1993-08-24
EP0572567A4 (zh) 1994-04-13
EP0572567A1 (en) 1993-12-08
EP0572567B1 (en) 1998-07-22
CN1068237A (zh) 1993-01-20

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