CN1068237A

CN1068237A - 相位控制功率调制系统

Info

Publication number: CN1068237A
Application number: CN92101627A
Authority: CN
Inventors: D·J·香宁; R·R·比林
Original assignee: RDS Corp
Current assignee: RDS Corp
Priority date: 1991-02-20
Filing date: 1992-02-20
Publication date: 1993-01-20
Also published as: EP0572567A4; EP0572567B1; WO1992015052A1; TW205115B; EP0572567A1; US5239255A

Abstract

一种相位控制功率调制系统包括：一个开关部件，交替地从AC电源连接和断开负荷，从而实现相位控制功率调制；一个相位控制器，决定开关操作的定时；一个过渡整形器，在开关操作期间控制过渡曲线；一个开关保护器，对电路的恶化状态进行检测，并对其提供包括断路在内的保护性响应；以及一个不对称波形选择器，从开关保护器接收恶化信号，并选择一种能使表示出的恶化减至最小的波形变化。

Description

本发明涉及电子电路，特别是一种相位控制的电力系统。本发明的一个主要目的是在例如用于照明设备调光器的相位控制（PC）电力系统出现电路危险状态期间提供一种改进的功率控制。

在市电和工业用电中，对供给负载的电功率都要求有调制的性能。特别是在民用的灯光调光器和演出照明场所，随着公众对高级的特殊效果的要求，照明的设计者对灵活和可靠的控制提出了更高的要求。这些压力促进了用于白炽灯照明控制的新型相位控制方法的发展。

相位控制系统通过在每半个周期的一小部分中把负载从交流（AC）电源断开的方式来调制输出功率。较长的断开使输出功率降低，而较短的断开使输出功率增大。在没有断开时获得最大功率。正向相位控制（FPC）系统利用在每半个周期的起点断开负载来调制功率，在有关半个周期的功率中，只断开有关功率曲线段的上述一小部分，然后再向负载供电。另一方面，在反向相位控制（RPC）系统中，负载在每个周期的起点处是连接到电源的。在半个周期结束之前的适当相位上断开电源就能得到低于最大值的功率值。尽管RPC能减少白炽灯由于通常称为“电灯啸扰”的机械共振所产生的噪声，FPC和RPC两种系统目前都在使用。

相位控制一般由具有两个互补开关的开关部件来实现。较早的FPC系统采用一对反并联的可控硅（SCR）对。需要有一个磁扼流圈与SCR串联，以便在接通时限制电压的上升速率，以避免电磁干扰（EMI）和无线电频率干扰（RFI），并且减少噪声。例如，扼流圈有可能产生一个400微秒的最小过渡时间。磁扼流圈相对较重，并且价格昂贵，因此不够理想，特别是在舞台照明的应用场合更不适用，这种场合需要独立地调节很多照明灯。

近来，已经用具有一对成反向串联关系的电压控制开关（VCS）的开关部件实现了相位控制。上述VCS一般可以用绝缘栅双极性晶体管（IGBT）或金属氧化硅场效应管（MOSFET）。这些开关VCS通过其动态区域时的过渡时间是可以控制的，以便模仿用于SCR开关的扼流圈的作用。例如，为了减少干扰和噪声，可以把VCS通过动态区域的过渡过程设定为大约400微秒。从而获得了无扼流圈的，并且更加经济和紧凑的调光系统。

由于电源和负载的变化可以通过开关耦合，各种功率控制系统都受到条件变化的支配。VCS比以往的其他开关更容易遭受由设备危险状态的变化所导致的损坏和性能下降。这些危险状态包括过电流，过电压及过热。

因此，采用电压控制开关的实用的功率控制系统都必须包括保护电路，以便应付这些危险状态。在某些情况下，保护电路使操作中断，直到危险状态消失为止。然而，即使是采用折衷的方案，也最好能以某种方式交替地操作，以便允许功率控制系统连续地工作。

设备危险状态的一个实例是由例如短路或大负载引起的超额电流（过电流），这些危险状态及其过电流能损坏VCS。因此在VCS功率控制系统中设置了某种过流保护装置，通常是一个限流器。由于限流会导致尖锐的波形过渡，限流是以噪声的出现为代价的。

在促使白炽灯从不发光状态达到白炽状态的过程中会出现复杂的过电流现象。白炽灯丝的冷却电阻数值通常随着电灯白热化和灯丝发热的过程而增加。由于这种现象，在点燃一个不发光的白炽灯时将会遇到超过其稳定状态所需电流10倍以上的浪涌电流。在现有技术的SCR/扼流圈调光器中，由扼流圈承受这些浪涌电流，以减小其量值，并且在特定的应用中需要使用超标准的SCR元件和电路保护装置（断路器或熔断器），例如，20安培的调光器一般需要使用40安培的SCR元件。这种解决方案很昂贵，并且还会缩短灯泡的寿命，因为巨大的浪涌电流使灯丝产生物理应力。

因此，可能有人以为在采用VCS的调光器中只需为调光器设定一个能使灯光白炽化的电流限值，例如10倍于稳态值，就可以解决上述问题。然而，这种设想是不实际的，能够工作在这样的电流等级上的VCS的价格过高，并因此导致产品失去竞争力。然而，如果把电流限值仅设定在灯泡所需的较低的稳态电流值上，调光器就不能在可容许的时间内向冷态的灯丝提供足够的能量使其白炽化。显然，需要有一种能设定低的电流限值，并能确保冷态的灯丝及时点亮的装置。

为了避免过电压造成的损害和性能下降，同样需要有电压限制。靠RPC调光器工作的某些负载，即感性负载，可以感应需要限制电压的浪涌电压。已知的限压装置是通过把超额的电压转换成热量来限制电压的，然后必须把热量排放掉。电压转换成热量标志效率的降低。此外，用于排放热量的散热器会使功率控制装置的尺寸和费用显著增大，最后还有，由此产生的热量会导致电路出现受热损坏的危险，如下所述。

过热会对相位控制开关系统造成损害和性能下降。如果把开关系统及受控的照明设备布置在一起，由于一般白炽灯使用的能量有95%以上都变成热量排出了，其环境温度是很高的。此外，舞台和建筑物照明的性质一般都要求把照明设备安装在地板上方的一定高度，因此，照明设备是处在一个封闭的房间中较热的位置。最后，安装错误也会妨碍空气的对流，这种对流对没有强制冷却的调光器是必需的。

无论开关系统是否与照明设备布置在一起，开关部件的传导损耗和过渡过程损耗都会产生热量。如上所述，限流及限压装置也会产生热量。

按照前面的描述，电灯啸扰和EMI/RFI是借助于对VCS处于动态区域的过渡过程时间进行抑制来控制的。由于在此期间VCS实际上起着电压控制的电阻的作用，VCS的半导体结容易产生一个很大的热脉冲。这一热脉冲是VCS上流过的电流，端电压以及过渡时间的函数。在正常操作期间，VCS元件的尺寸可以承受最坏情况下的热脉冲。然而，在上述的点亮冷态灯丝所需的过电流限制期间，电流的增加会导致超额的热脉冲。Callahan等人的美国专利4，633，161和4，823，069号中所要求保护的解决方案是根据过电流状态来缩短过渡过程时间。由于这样做会导致预热期间的电灯噪声增加，上述方案是不可取的，在此非正常的预热期间，由灯丝白炽化而出现的热应力和机械应力必然使电灯变成一个噪声源。

超额的环境温度，气流的障碍以及不正确的安装都会影响热量的扩散，由此导致的热量积累会损害开关部件。通过温度检测，并且在损害发生之前使系统断路，可以实现过热保护。显而易见，断路的折衷方案是很不合适的。

元件的恶化也会产生电气噪声。在电压的尖锐过渡过程中能产生电噪声。这种噪声能影响微处理器式调光系统中的微处理器，有可能造成误动作。例如，噪声有可能掩盖要求断路的指令，结果使响应过电流或过电压的断路无法实现，致使开关的损坏。现有技术中限制电噪声的方法是控制开关的过渡速率。尽管如此，剩余的噪声仍是不能接受的。

到此为止的现有技术针对设备和性能恶化的条件提供了各种各样的解决方案。然而这些方案普遍都包含不够理想的折衷。理想的功率控制系统应能提供必要的保护性措施，并且在这些保护措施起作用的情况下尽量不使性能降低。

按照本发明的相位控制功率调制系统包括一个开关部件，一个相位控制器，一个过渡整形器，一个开关保护器，以及一个不对称波形选择器。开关部件交替地从AC电源连接和断开负荷，从而实现相位控制功率调制。相位控制器决定开关操作的定时。过渡整形器在开关操作期间控制过渡曲线。开关保护器对电路的恶化状态进行检测，并对其提供包括断路在内的保护性响应。不对称波形选择器从开关保护器接收恶化信号，并选择一种能使表示出的恶化减至最小的波形变化。本发明提供了一种取决于电路恶化状态的区别构造。在实践中可以把本发明的一个以上构造结合到单个实施例中。

本发明的一种构造是针对过电流的。过大的负荷能产生足以损坏开关部件的电流，开关部件可以是一对反向串联布置的MOSFET。实际的相位控制功率调制系统包括一个避免这种损坏的限流器。限流器可以包括一个与开关部件串联的电阻，它用于提供表示电流的电压，当这一电压超过预定的门限时就能检测出过电流。此后，限流器就可以通过从电源断开负荷来保护开关部件。

本发明还使用过电流检测来转换不对称波形，使不对称波形从一种方式转换到另一种方式。在正常操作期间执行正向的，或者最好是反向的相位控制，根据过电流的检测进入不对称混合相位控制（AHPC）方式。AHPC方式的特征是一个正相波形和一个反相波形的叠加。每半个周期从反相波形开始。当AC电压上升到形成过电流的电平时，开关部件关断电流。然而，当AC电压下降到足够低的门限时，开关部件再次接通。由于触发正相分量的接通动作的起始电压低于反相分量结束的电压，半个周期的总的波形当然是不对称的。

从单一的相位控制，最好是反相控制向混合相位控制的切换能促进白炽灯照明的加热过程。冷白炽灯丝比白热化的灯丝的电阻要小，因此白炽灯丝在加热期间表现为一个较大的负荷。如果这一大负荷导致过电流，由此引起的限流具有延长加热时间和推迟点亮的效果。借助于不对称混合波形的切换，本发明在每半个周期的起始和结束处向灯丝提供能量，因此可以使灯丝在过电流条件下较快地加热，并能较快地点亮相应的灯泡。

本发明的另一种构造是针对过电压的。例如，可以由一个用于检测和限制过电压的齐纳二极管或金属氧化物变阻器（MOV）来实现电压保护。本发明在过电压检测电路上附加了1个这种限压器。本发明响应过电压的检测，从RPC切换到FPC。

对感性负载例如荧光灯来说，切换到FPC是有益的。充电的感性负载反抗电压的变化。如果采用RPC，感性负载在关断过渡的陡坡前的时间间隔内充电，在关断时，所有贮存的电能向开关部件反向放电，形成电压尖峰，这种尖峰可以用来表示感性负载的存在。

如果采用FPC，开关部件在接通过渡的陡坡前是断开的，因此感性负载中没有存贮在过渡过程期间放电的能量。所以，对感性负载来说，切换到FPC可以使电压尖峰减至最小。

本发明同样适用于热量积累。用一种过热的指示触发长开关过渡时间和短开关过渡时间之间的切换。通常较长的开关过渡时间具有较好的低噪声特性，然而，开关元件处于动作范围内的时间周期较长。较好的开关元件例如MOSFET和IGBT等，在其动态工作区域内比它们处于饱和状态及截止状态时散发出更多的热量。这类开关的发热量可以通过缩短其动态区域工作时间的手段来减少。时间的缩短可以用较短的过渡时间来实现，把时间缩短到至少使温度下降到合格的标准时为止。

电噪声的问题可以通过把输出电压中的尖锐过渡减至最小来解决。对以平均二阶导数的负值为特征的输出电压过渡进行抑制，可以得到理想的平滑性能。只要MOSFET或IGBT处在其动态区域内，就维持上述特征。从而使噪声减至最小，同时也减少了噪声与控制器的工作产生干扰的可能性，这种干扰可能损坏开关部件。

本发明的结构为正常操作和保护方式期间的过渡过程控制提供了保证。为此目的，把过渡整形器功能性地设置在相位控制器与开关部件之间。与此相比，在Callahan的美国专利4，633，161号中的限流作用超过了过渡控制（斜坡ramp）。这使得Callahan的发明在保护方式期间失去了过渡整形的优点，并且失去了使用专利的波形来减小根据表示出的迹象而出现的危险和副边效应的副作用的能力。

总之，本发明对使电路出现恶化的电流、电压、发热及噪声提供了改进的答复。由于这些因素对各种功率调制系统有普遍的影响，本发明将各种改进组合在单个的相位控制功率调制系统中。从以下结合附图的描述中可以看到本发明的上述及其他特征和优点。

图1是按照本发明的相位控制功率调制系统的功能框图;

图2是本发明中表示过电流响应的波形图;

图3是本发明中表示过电压响应的波形图;

图4表示本发明对热量积累的响应的波形图;

图5是图1所示相位控制功率调制系统的原理图;

图6是图1的相位控制功率调制系统的电路图;

图7是图6电路的时序图。

按照本发明的相位控制功率调制系统100由一个开关部件102，相位控制器104，过渡整形器106，开关保护器108及不对称波形选择器110功能性地构成。系统100的用途是对AC电源112供给负载114的功率进行调制。

开关部件102的功能是从AC电源112上交替地连接和断开负载114，对供给负载114的功率进行调制。如上所述，开关部件102包括一对成反向串联关系的MOSFET116和118。由于其主要部件二极管仅在负半周期间正向偏置，MOSFET116在正半周期间控制功率;类似地，MOSFET118的主要部件二极管仅在正半周期间正向偏置，因此它在AC波形的负半周期间控制功率。如果需要满足功率供电，两个开关都可以维持导通。

根据AC电源112所产生的AC波形与MOSFET116和118的栅极接收到的驱动信号的定时之间的相位关系，开关部件102可以工作在FPC方式，RPC方式及AHPC方式。在FPC方式期间，MOSFET116在正半周的起点被关断，并且在预计能提供所需功率的剩余AC波形时刻接通。在RPC方式下，MOSFET116在正半周的起点是导通的，并且在达到所需的RMS电压时被关断。在AHPC方式中，MOSFET116在开始时导通，当电流达到限值时关断;在同一半周内，当与电流限值有关的AC电压降到足够低时，MOSFET116再次导通。MOSFET118类似地工作在负半周期间。

在单一的FPC和RPC方式下，MOSFET116和118可以按照Schanin的美国专利申请07/422，396号中提出的方案交替地驱动，用单独的切换来实现AHPC方式。反之，按照Callahan等人的美国专利4，633，161号的方案，各种方式都可以采用串联驱动。然而，串联工作时易产生过零检测误差。

开关部件102驱动信号的定时由相位控制器104产生。相位控制器104有一个用于接收所需的RMS电压的输入端。相位控制器104同时还监控开关的输出电压，这样就能比较实际功率和所需功率，从而对功率进行调节。在RPC方式中，如果在逐个周期的基础上已经达到了所需的功率，这种调节允许触发关断时间。不管电源112的AC波形如何变化，这种调节方式允许恒定的功率输出。在FPC方式下，调节是以延迟为基础的，因此有些不够精确。

从仅能向负载114提供不对称波形的意义上来说，相位控制器104是“不对称的”，FPC和RPC波形本来就是不对称的。然而，按照Callahan等人的指导，混合的相位控制波形可以是对称波形。但是对称的混合波形不能适当地保护开关部件102，因此，相位控制器104仅限于产生不对称波形。

如此产生的定时信号触发来自过渡整形器106的驱动信号，由开关部件102施加的过渡过程的形状由整形器106确定。在切换过渡期间由驱动信号确定AC电压的调制。

在上述背景部分中讨论的一种方法中，过渡整形器106限制过渡速率（dv/dt），用于在SCR型相位控制器中模仿磁扼流圈的作用，以便减少噪声。然而dv/dt比率并非是调光器噪声的唯一因素，电压过渡时间的变化速率，或dv²/dt²对电灯噪声的产生有着明显的作用，同时还有辐射及传导的电噪声。如果过渡是直线的，在起点和终点处都会出现尖锐的过渡过程，这些尖锐的过渡过程会产生明显的噪声。过渡整形器106使过渡驱动信号获得一个负值的平均二阶导数，以便减小尖锐的过渡，从而进一步减小噪声。按照结合不对称波形选择器110所做的说明，过渡整形器106的操作具有长时工作方式和短时工作方式。

开关保护器108监控着电流、电压和温度，以便检测电路的危险状态。对电压进行监控，确定其量值，以便表示过电压，并且确定其形状，以便检测到过度的噪声。在极端和持久的条件下，开关保护器108可以关断开关部件102，使负载114从电源112上断开。

按照本发明，把来自开关保护器108的电路状态数据提供给不对称波形选择器110，从而触发一种波形变化，以便避免断路，使电路危险状态的有害副作用减至最小，并且/或减少由响应开关保护器108所带来的副效应。

根据过电压信号，不对称波形选择器110指示相位控制器104从RPC方式转换到FPC方式，如图2所示。图中示出了重叠在电源电压的四个半周211、212、213和214上的负载电压的四个半周201、202、203和204。第一正半周201及随后的第一负载半周202被表示为RPC方式，第二正半周203及第二负半周204出现在波形从时间T₂处转换到FPC方式之后，如图所示。

响应过电流信号，不对称波形选择器110指示相位控制器104从RPC方式转换到AHPC方式，如图3所示。图中示出了重叠在电源电压的四个半周311、312、313和314上的四个负载电压的半周301、302、303及304。第一正半周301及随后的第一负半周302表示为RPC方式。由于已达到了限流值。在321和322处强行关断。经过几个这样的周期之后，负载电压波形在时间T₃处转换成AHPC方式。负载电压的第二正半周303具有一个正的RPC分量341和一个正的FPC分量342。同样，第二负半周304具有一个RPC分量343和一个FPC分量344。正FPC分量342的接通出现在输入周期313下降到一个可靠门限350以下的时刻，门限350充分地低于限流值330，从而保证在现有的半周期间，不会再出现过电流。因此，有必要使FPC分量342的峰值低于RPC分量341的峰值，使混合波形303不对称。混合波形304同样也是不对称的。

响应温度过量的信号，不对称波形选择器110指示过渡整形器106从长过渡方式转换到短过渡方式，如图4所示。再次表示出重叠在电源电压的半周411、412、413及414上的负载电压半周401、402、403和404。工作方式的转换发生在时间T₄处。半周403表示缩短的过渡时间，它被放在第一半周401的一个复制器401′上，用于说明过渡时间的变化。开关保护器108在切换过渡期间也监视瞬时电压，使过渡整形器瞬时地修改驱动信号，以便使输出的功率信号获得理想的过渡形状。

以下参考图5和图6对本发明的最佳实施例的结构做更详细的描述。在涉及从结构到功能的描述中应该考虑到，从功能元件到结构元件的对应不是一对一的。在某些场合，单个元件执行多种功能，例如，波形选择和相位控制都基本上由同一个微处理器执行。在其他情况下，一种功能可以由多个结构元件的组合来完成，例如，开关保护器的功能是利用了一个电阻来帮助检测过电流，并借助一个热传感器检测过热。熟悉本技术领域的人可以在结构与功能之间找出相称的对应关系。

图5中说明了相位控制功率调制系统100的基本结构。二极管D1仅在AC电源112输出电压的负半周导通。模-数（A/D）转换器504把负半周转换成数字代码。微控制器506对模拟输入信号的这些半波数字代码做平方和积分运算，从而计算出累加的RMS电压。算出的累加RMS电压与一个预先计算好的目标RMS电压进行比较，目标RMS电压表示VCS102关断（在RPC方式中）或接通（在FPC方式下）之前从AC电源112获得的功率。目标值是根据外部提供的所需RMS值计算的。

如果累加值等于目标值，微控制器506经由过电流检测器510向过渡过程控制器508提供控制信号。过渡过程控制器508接受上述控制信号，并通过控制MOSFET116的栅极切换其导电状态，使MOSFET116关断或接通。当累加RMS电压在负半周期间达到目标RMS电压时，微控制器506设定一个半周的定时（微控制器定时），在正半周期间以镜象方式操作MOSFET116。在60Hz的系统中一个半周的时间为8.33ms，而50Hz系统的一个半周时间为10ms。上述定时在正半周期间的终止相位角与其在负半周期间的终止相位角相同，定时的终止使微控制器506中断，并根据相位控制功率调制系统100所要求的操作方式改变MOSFET116的状态。

微控制器506控制系统100的操作方式。系统100正常时工作在RPC方式，其中的MOSFET116在处于反向偏置的正周期间一直被启动，因此，它可以在负周开始，并且变为正偏置的时刻开始导通。然而，如果工作在FPC方式下，MOSFET116仅在目标RMS电压处被启动，并且在正周期间某一时刻被反偏，从而被关断。另外，在过载或白炽灯加热期间，微控制器506控制系统100使其工作在AHPC方式，以下将对此做详细描述。

过电流检测器510经过过渡过程控制器508被连接到MOSFET116和118的栅极。过电流检测器510同时还连接到传感电阻R1和微处理器506。当传感电阻R1两端产生的电压超过预定的门限值时，过电流检测器510取代微控制器506，并使过渡过程控制器508切断处于正偏的MOSFET116，从而使其免受过电流导致的损害。过电流检测器510同时向微控制器506发出信号。如果现行的工作方式为RPC，微控制器506根据这一信号来确定是否应转换到AHPC方式。在AHPC方式或FPC方式下，如果过电流状态持续一个预定的时期，例如几秒，系统100可以暂时断路，并且在稍后的时刻例如5秒以后恢复。

感性负载传感器电路514连接在负载114和微处理器506之间。如果负载114是感性负载并且系统100工作在RPC方式，MOSFET118上就会产生反向的电压瞬变，并且被感性负载传感电路514检测到。在这种条件下，感性负载传感电路514向微控制器506传送一个信号，微控制器506再反映此信号。当连续的感性负载信号数量达到一个预定限值时，微控制器506就修改发送给过渡过程控制器508的定时信号，使系统100工作在FPC方式。

按照本实施例，过渡过程控制器508包括两个相同的电路，各自用于MOSFET116和118。图5中只示出了用于MOSFET116的过渡过程控制器508。对应的另一电路连接在MOSFET118栅极的节点N1上。过渡过程控制器508包括一个电压跟随器518，一个电容C1，受控电流源522，动态电流变换控制器524，反馈装置526，电流变换器528，以及一个短时/长时过渡控制器530。

这些电路的基本工作方式概述如下。电流变换器528接到节点N2上，为电容C1提供一个稳定的放电电压。电流变换器528一直保持连续地变换电流，并因此一直试图使电容C1完全地放电。这些就确保了MOSFET116在开始供电期间保持关断。

当微控制器506确定了MOSFET116必须开始导通时，就启动电流源522。电流源522的电流大于电流变换器528的电流，因此使电容C1上的电压升高。电压跟随器518确保电容C1上的电压被反映到MOSFET116的栅极上，当电压超过其导通门限时，MOSFET116开始导通。

当微控制器506确定了MOSFET116应该变成非导通状态时，就禁止电流源522，从而允许电流变换器528使电容C1放电，并且通过电压跟随器518使MOSFET116的栅极电压下降到其门限值以下，将MOSFET116变为非导通状态。因此可见，仅需要控制电流源522就能控制MOSFET116的导电状态。还应注意到有一个根据反向逻辑操作的或非门532，它的作用是一个与门，允许微控制器506或过电流检测器510两者能关断电流源522，并因此使MOSFET116终止导通。

电流变换器528的操作由反馈装置526和动态电流变换控制器524做动态地修改，并且用长时/短时过渡控制器530做静态地修改。动态电流变换控制器524和反馈装置526被连接到节点N3上，以便按照MOSFET116上的电压变化（反馈装置526和电压绝对值（电流变换器524）向电流变换器528提供输入信号。用动态电流变换控制器524使节点N3上的半波DC信号衰减并提供给它的输出端。

当MOSFET116进入其动态区域时，反馈装置526提供一个负反馈信号，调节电流变换器528使其减少电流的变换，从而允许延长过渡过程时间。当MOSFET116两端电压上升时，动态电流变换控制器524通过电流变换器528增加变换电流，从而确保当MOSFET116进入其动态区域时使负载电压经历非常平缓的过渡。这种平缓的过渡反映出dv²/dt²很小，噪声很小。特别是在过渡过程的第四个1/4宽度期间的电压变化至少是第一个1/4期间电压变化的二倍，从而有可能使用以负的平均二阶导数为特征的过渡过程。

短时/长时过渡控制器530的功能是为电流变换器528提供两种可选择的基极偏置信号，以便使电流变换器528在热负荷较低时工作在长时过渡方式，并且在热负荷高时工作在短时过渡方式。

当电流源522被禁止时，电流变换器528的上述三种调节装置都对MOSFET116从导通状态到非导通状态的过渡过程的性能，形状以及过渡时间起作用。此外，当更加强大的电流源522被启动并且向电容C1充电时，它的充电电流克服电流变换器528的电流，由于电流变换器528是连续不断地工作的，因此，对电流变换器528起作用的所有上述调节装置对MOSFET116从非导通状态到导通状态的过渡过程的性能，形状以及过渡时间都具有相同的影响。上述的结构提供了一种简单的手段，能确保MOSFET116和118均匀地导通和关断，并且受到相同的控制。显然，把三种功能组合在一起连续进行电流变换的上述方案明显地区别于Bloomer的美国专利4，540，893号和Callahan的美国专利4，633，161号中展示的现有技术方案。

过电流检测器510包括一个传感部分534，一个检测电路536和或非门532。传感部分534被连接到节点N4，以便检测传感电阻R1上的电压。当传感部分534检测到传感电阻R1上的电压超过一个预定门限时，传感部分534的输入信号就维持为负值。接着从检测电路536发出输出信号。

或非门532使来自检测电路536的信号反向，来自或非门532的上述信号切断电流源522，从而使电容C1开始其放电周期（因为电流变换器528是一直在工作的）。由此使节点N2的电压下降，MOSFET116过渡到非导通状态。

热传感器538与开关部件102构成物理接触以便测量其温度。微处理器监视热传感器538的输出并将此输出值与预定的警告门限比较。当超过该警告门限时，微控制器506向短时/长时过渡控制器530发出一个信号，使其从长时过渡方式改变成短时过渡方式。如果热传感器538表示出开关部件102的温度继续上升到一个断路门限时，微控制器506就切断开关部件102。当温度降到低于警告门限时，微控制器506重新启动开关部件102。

以下参考图6对图5的电路做更详细的解释。电压跟随器518包括一个栅极振荡（gate oscillation）电阻R2和晶体管Q1和Q2。晶体管Q1和Q2构成电压跟随器，把节点N2上的电压镜象到MOSFET116的栅极。栅极振荡电阻R2阻止MOSFET116的高频振荡。反馈装置526包括一个电容C2，动态电流变换控制器524包括一个电阻R15，以及短时/长时过渡控制器530包括一个或非门602。

受控的电流源522包括晶体管Q3、Q4及Q5，和电阻R3、R4、R5以及R6。电流源晶体管Q3和电流源电阻R3构成恒流源，由电流源偏置电阻R4和R5实现恒定的偏置。晶体管Q4构成温度补偿二极管。晶体管Q5构成电流源的开关。当来自或非门532的信号达到高电平时，晶体管Q5被导通，使晶体管Q3和Q4构成的恒流源522接通。电阻R6是或非门532的限流电阻。

电流变换器528包括晶体管Q6、Q7以及电阻R7、R8、R9及R10。晶体管Q6和电阻R8构成由电阻R7、R9、R10以及R15稳定偏置的恒流变换器，电阻15起到动态电流变换控制器524的作用。晶体管Q7构成电流变换器528的温度补偿二极管。

在促使MOSFET116从导通变为非导通状态的过程中，在时间t₀处有一个半波AC电压被加在节点N3上，如图7所示。因为或非门532的输出处于高电平，晶体管Q5导通，使晶体管Q3的输出向电容C1充电，电容C1充电达到比Vdd低一个二极管压降的电压。保持节点N2为高电平。此时电流变换器528仍然在工作，但是由于电流源522的电流更大，因此有一个合成的正电流向电容C1充电。从而使MOSFET116导通并把AC电压提供给负载114。

在时间t₁，提供给负载114的功率达到目标值，此时微处理器506向或非门532发送一个高电平信号使或非门532的输出变为低电平，关断晶体管Q5，从而使电容C1通过晶体管Q6和电阻R8放电。电容C2的作用是一个反馈装置，当节点N3的电压开始变化时把额外的电流导入节点N5（晶体管Q6的发射极），从而确保在MOSFET116的动态区域内减慢电容C1的放电速度。节点N3上电压的升高被电阻R8衰减，并且使晶体管Q6的基极偏压增大，从而由晶体管Q6进行电流变换。这种技术方案能实现缓慢地进入动态区域，并且较快地退出。其结果是使节点N4上的电压呈现出逐渐倾斜的波形，并且dv²/dt²很小，如图7所示。

相应地，在从t₁到t₂的下降过渡过程期间，节点N2上的电压使MOSFET116持续工作在其动态区域，因此负载电压波形是弯曲的，如图7所示。现有技术的电路，特别是Bloomer的美国专利4，540，893号中所揭示的电路只能提供尖锐的过渡过程，如图7中重叠在负载电压上的直线波形S所示。这种直线波形意味着在下降/上升过渡过程期间的AC电压有很高的dv²/dt²，由此会产生电噪声。

在时间t₂，节点N3上的电压已停止变化，因此反馈电流变换节点N5不再引入额外的电流。因此，晶体管Q6把电容C1的电压变换到一定的范围，使节点N2上的电压下降到足以使MOSFET116进入非导通状态。结果，不再向负载114提供电流，并且节点N3的电压等于AC电源112提供的AC电压，见图7。在RPC方式下，由或非门532施加的低电平一直持续到下一个半周起点的时间t₅，在此期间以类似的方式操作MOSFET118。

促使MOSFET116从非导通状态（象在PC方式中那样）进入导通状态的过程与上述过程有些相似。晶体管Q5被导通并使Q3开始对电容C1充电，电容C1通过电压跟随器518进一步均匀地提高供给MOSFET116栅极的电压。应该注意到，电流变换器528仍然在工作。在时间t₃，由于MOSFET116进入了动态区域，节点N3的电压开始下降。结果，动态电流变换控制器524和反馈装置526两者都开始对电流变换器528起作用。其结果是，由电流源电阻R3引起的电流变换增加超额地补偿了反馈电容C2所导致的电流变换器528变换电流在最初时的减少，因此导致与上述情况相同的波形形状，并且消除dv²/dt²。

在时间t₄，节点N3的电压已达到接近于零，并且完成了过渡过程，因此，电流变换器528的偏压下降到最低电平。从而能实现动态区域到静态区域的平滑过渡。电流源522因此输出与电容C1对立的少量电流，使电容C1充电达到比Vdd低一个二极管压降的电压。

以上已经详细地描述了MOSFET116在RPC和FPC两种方式下的操作过程。当系统工作在AHPC方式时，微处理器506只不过是造成上述两种过渡过程。

传感部分534包括晶体管Q8，二极管D2，以及电阻R11和R12。Q8的基极经限流电阻R12接地。Q8的集电极连接到二极管D2，从而用D2把经由正偏电阻R11加在Q8集电极上的DC偏压与节点N2和电容C1隔开。Q8的射极经由节点N4接到传感电阻R1。

电压比较器604和触发器606构成检测电路536。当通过MOSFET116的电流增加时，节点N4的电压为增加的负值。如果地与节点N4之间的压降超过晶体管Q8的Vbe，Q8导通并试图通过D2使电容C1放电。比较器604的参考电压是Vdd，它与电流源522用于向电容C1充电的电压相同。

当晶体管Q8导通时，无论电容C1的充电状态如何，其集电极都下降到一个比Vdd低两个二极管压降（Q3和D2的压降）的最低电平。如果过电流故障造成明显的dv/dt，传感部分534还能以高于电流变换器528正常放电速率的较快速率从节点N2放电。这样就加快了MOSFET116从完全饱和向动态区域的状态变化，并且开始向非导通状态过渡。双二极管压降使比较器604在晶体管Q8导通期间的任何时候都维持其输出为低电平;这种低电平输出使触发器606复位，其Q输出端变为低电平。或非门532因此向Q5提供一个低电平输出，使Q5截止并停止为电容C1充电。此后，一直处于允许状态的电流变换器528开始电容C1的放电循环。

如果需要接通MOSFET116，微控制器506就使或非门532的输入和触发器606的时钟输入CP维持低电平，由于触发器的D输入端为高电平，就迫使其 Q输出端变为低电平。在或非门532中，输出端 Q的低电平与来自微控制器506的低电平经或非运算后提供一个高电平信号，使Q5导通。

为了关断MOSFET116，来自微控制器506的一个高电平输出被加到或非门532的一个输入端，尽管该信号也加在触发器606的时钟输入CP上，但是它不会起作用，因为触发器606是由下降沿触发的。上述高电平输出加到或非门532的输入端，提供一个低电平输入使Q5截止。

感性负载传感电路514包括分压电阻R13和R14，以及一个电压比较器608。负载114两端的电压加在分压电阻R13和R14上，为比较器608的输入端提供一个衰减后的电压。参考电压Vcc加到比较器608的负输入端。如果负载是感性负载，节点N6上的尖峰电压就高于参考电压，比较器608用比较输出的上升沿使微控制器506中断。

为了进一步确认负载是感性负载，微控制器506对比较器608输出的连续AC周期进行计数，直至达到一个预定计数值。其中只要有一个周期内没有计数信号就使计数器复位。如果达到了预定计数值，微控制器506就修改过电流检测器510输入信号的定时，使系统100工作在FPC方式。

微控制器506用分段平方并且积分的方式执行RMS电压的实时累加计算，根据输入到微处理器506的所需RMS值来计算积分目标值。把累加的RMS电压与目标值反复比较，当其达到目标值时就根据系统的工作方式执行适当的动作，但是仍继续计算RMS直到再也没有可供积分的附加电压为止。通过这一最后步骤可以记录来自AC电源112的可供使用的RMS电压。

考虑到断路期间的附加RMS累加，因这种断路不是瞬时的断路，计算的积分目标值不同于所需目标值。实际上，在负载电压减少到零之前会遇到三种类型的延迟：过渡过程周期，各种元件中的附加硬件延迟，以及在执行指令和运行中断时固有的软件延迟。尽管后两种因素基本上是固定的延迟，负载获得的能量作为它们的函数却可以在过渡过程期间按照电压的绝对值变化。虽然在峰值电压很低时累加RMS电压的输出量从绝对值的意义上看来很小，但如果与负载获得的能量相比时却可能很大。上述情况也适合于在高峰值电压时出现的延迟。此外，出现在达到积分目标值以后的过渡过程期间所包含的能量也会在过渡过程中随着峰值电压变化。

因此需要使上述目标RMS电压反映所需RMS电压的一个校正值。该目标值可以用下式计算：

T＝RMS±C

此处T是目标值，RMS是负载需要获得的RMS电压，而C是校正值。校正值C与所需RMS电压相加或相减是由相位控制系统100的操作方式决定的。在RPC方式中，目标值T等于RMS减去C。反之，在PC方式下的目标值T则是RMS加C。从电源112提供的RMS电压总量中减去上述目标值就得到了积分目标值。

调整校正值C可以引起不同的过渡时间。在微处理器506中存储了一个对应不同校正值C的过渡时间校正表。不同的校正值可以反映出不同的波形形状，过渡时间，以及各种硬件和软件延迟。如果输入电压和所需RMS电压都已确定，就可以从校正表中获得与该波形的RMS值相对应的校正值。

A/D转换器504把AC电源112的输出转换成数字信号。微控制器506在负半周期间再对每个数字取样进行平方和积分。结果的累加值与存储在微控制器506中的目标值比较。如果达到了目标值，就向VCS108和110提供互补的驱动信号。因此，无论系统是工作在RPC方式还是FPC方式，每个MOSFET都能准确地从一种导通状态向另一种状态过渡。

如果累加的RMS电压正在增加但尚未达到目标值，微控制器506就继续监视电压，以便计算负载获得的RMS电压。如果算得的RMS电压为零，就说明来自AC电源112的AC电压尚未过渡到负半周，因此，监视和计算继续进行。

如果算得的RMS电压在最近的0.5毫秒（ms）期间没有变化，就表示来自AC电源112的RMS电压已经通过了转向正半周的过渡点，并且处于正半周中的某一位置。因此就终止对负半周RMS电压的积分，这是因为RMS电压在下个负半周到来之前不会产生进一步的增加或变化。代表AC电源输出电压的RMS计算值被记录下来。要注意到，在系统100工作在RPC方式并且输入的AC线电压出现下降的情况下，有可能达不到目标值。如果出现不能达到目标值的故障，由于系统处于负半周而被反向偏置的正门电路（positive gate）就过渡到导通状态。在这种情况下，系统100可以从AC电源112获得最大的RMS电压。

在达到目标值以后的半个周期时刻（在60Hz系统中为8.33ms，50Hz系统中则为10.0ms）准确地设置一个定时器中断，从而使MOSFET116在正半周中的状态变化时刻与MOSFET118在负半周中的状态变化时刻准确地发生在同一位置。RMS电压的积分过程随着定时器的进程得到恢复。微控制器506记录下AC电压的一个周期内供给负载的总电压值。

AHPC方式的操作过程比较复杂。当过电流检测器510发出一个代表已出现过载断路的中断信号时，微控制器506记录下发生过载时AC波形的电压绝对值，并且计算出应使MOSFET重新被启动的电压。重新启动电压是过载电压的函数。重新启动电压必须低于过载电压，以防再次出现过载断路，这是因为灯丝在不导电期间会冷却，因此其阻抗较低，在该电压下会导致较大的电流。通常，关断电压越低，过载电压门限与重新启动电压门限之间的差值就应越大。不对称混合相位控制方式的实现为过载电压门限和重新启动电压门限提供了所需的差值。由于在正半周期没有时标，定时器记录下MOSFET处于非导通状态的时间（即直至达到重新启动电压为止）。

本发明提供了很多可以代替上述最佳实施例的方案。提供了不同的开关种类。基本的操作方式可以是RPC、FPC或是交替的方式。可以用于照明灯具调光器之外的其他功率控制。按照本发明可以对最佳实施例做出上述及其他的修改和变形，本发明的范围仅由权利要求所限定。

Claims

1、一种相位控制功率调制系统，用于调制由AC电源供给负载的功率，其特征是上述系统包括：

一个开关部件，用于控制上述负载上的电压，上述开关部件设在上述负载与上述AC电源之间，上述开关部件具有至少两种交替的导电状态；

一个过渡整形器，用于在上述开关部件改变状态时控制负载电压的变化速率，上述过渡整形器被连接到上述开关部件；

一个相位控制器，控制上述开关部件去执行上述功率的相位控制，上述相位控制器决定上述开关部件的过渡过程的定时，上述相位控制器被连接到上述过渡整形器，用于触发切换过渡过程；

一个开关保护器，它响应一种电路危险状态，用于保护上述开关部件，上述开关保护器包括检测上述电路危险状态的检测装置；以及

一个不对称波形选择器，用于在以正常状态的不对称波形为特征的一个正常操作方式与由保护状态的不对称波形为特征的一个保护方式之间进行选择，上述保护方式的不对称波形与上述正常方式的不对称波形不同，每个保护波形都是经过整形的波形，因此，在前一个90°AC半周期间由上述开关部件提供的功率与后一个相同的90°AC半周期间由上述开关部件提供的功率是不同的，上述不对称波形选择器连接到上述开关保护器，以便确定上述正常与保护方式之间的切换时间，上述不对称波形选择器连接到上述相位控制器和/或上述过渡整形器，以便执行选定的一种工作方式。

2、按照权利要求1所述的相位控制功率调制系统，其特征是上述检测装置检测上述负载上的过电压状态，上述开关保护器响应其检测结果限制上述负载上的电压，上述不对称波形选择器响应其检测结果，实现从正常的反向相位控制方式变为保护性的正向相位控制方式的方式变换。

3、按照权利要求1的相位控制功率调制系统，其特征是上述检测装置检测流经上述开关部件的过电流状态，上述开关保护器响应其检测结果限制上述负载上的电压，上述不对称波形选择器响应其检测结果，实现从一个正向或反向的正常相位控制方式变为一种保护性的不对称混合控制方式的方式变换。

4、按照权利要求1的相位控制功率调制系统，其特征是上述检测装置检测上述开关部件周围的过量温度，上述不对称波形选择器响应上述检测结果，使上述过渡整形器从正常的长时过渡时间方式变换成保护性的短时过渡时间方式。

5、按照权利要求1的相位控制功率调制系统，其特征是上述过渡控制器使保护方式期间的过渡时间与前一个正常操作周期间的过渡时间相同。

6、按照权利要求1的相位控制功率调制系统，其特征是上述过渡控制器使负载电压的过渡曲线产生负值的平均二阶导数。

7、一种相位控制功率调制系统，用于控制由AC电源供给负载的功率，上述系统包括：

一个开关部件，用于控制上述负载上的电压，上述开关部件设置在上述负载与上述AC电源之间;

一个相位控制器，用于驱动上述开关部件执行对上述功率的相位控制，上述相位控制器驱动上述开关部件，使任意一个给定的1/4AC周期间由上述开关部件提供的功率不同于下一个1/4AC周期间通过上述开关部件提供的功率，上述相位控制器连接到上述开关部件以便实现上述驱动方式;

一个电压限制器，响应一种电路危险状态，用于限制上述电压，上述电压限制器包括用于检测上述电路危险状态的检测装置，上述电压限制器连接到上述开关部件以便实现对上述电压的限制;以及

过渡控制装置，用于使负载电压的过渡曲线产生负值的平均二阶导数。

8、一种相位控制功率调制系统，用于控制由AC电源供给负载的功率，其特征是上述系统包括：

一对电压控制的开关，用于控制从上述AC电源通过上述负载的信号，上述开关被反向串联连接在上述负载与上述AC电源之间;

处理装置，用于计算供给上述负载的功率并且确定上述电压控制的开关的操作方式，当计算的功率值达到一个预定值时，上述处理装置提供一个触发信号，上述处理装置控制上述系统使其工作在反向相位控制方式，并且当上述负载是感性负载时使系统转换到正向相位控制方式;以及

过渡控制装置，用于控制每个上述电压控制的开关在各自的过渡过程期间工作在动态区域内，上述过渡控制装置响应上述触发信号，提供一个过渡控制信号使每个上述电压控制的开关持续工作在其动态区域，从而使上述负载上的电压波形成为平滑变化的曲线。

9、按照权利要求8的系统，其特征是上述过渡控制装置包括：

受控的电流源装置，用于提供恒定的电流，如果供给上述负载的功率等于上述预定值，上述触发信号就关断上述受控电流源装置;

一个电容元件，把上述过渡控制信号提供给上述电压控制的开关，当上述受控电流源装置保持开通时就为上述电容元件充电;

一个电压跟随器，把上述电容元件的电压镜象到上述电压控制的开关上;

动态电流变换控制装置，用于提供动态输出电流;

静态电流变换控制装置，用于提供一个偏置电流;

电流变换装置，用于使上述电容元件放电，上述动态电流补偿施加在上述电流变换装置上的上述偏置电流，使上述电流变换装置的工作参数随上述动态电流做动态变化;以及

反馈控制装置，控制上述电流变换装置，使上述电容元件均匀地放电，从而在上述触发信号关断上述受控电流源装置时使上述电压控制的开关工作在动态区域。

10、按照权利要求9的系统，其特征是上述过渡控制装置进一步包括长时/短时过渡控制装置，上述长时/短时过渡控制装置连接到上述处理装置，当上述电压控制的开关出现热致过负荷时，上述处理装置首先确定上述电压控制的开关工作在哪种操作方式下，并且，如果上述电压控制的开关工作在反向相位控制方式，上述处理装置触发上述长时/短时过渡控制装置，发出一个信号使电流变换器从上述电容元件加速放电，从而使上述电压控制的开关快速关断，以及，如果上述电压控制的开关工作在正向相位控制方式，上述处理装置就启动上述长时/短时过渡控制装置发出一个信号阻止上述电流变换器从上述电容元件放电，从而使上述电压控制的开关快速导通。

11、按照权利要求9的系统，其特征是上述动态电流变换控制装置是一个电阻元件。

12、按照权利要求9的系统，其特征是上述静态电流变换控制装置是一个电阻元件。

13、按照权利要求9的系统，其特征是上述反馈装置为一个电容元件。

14、按照权利要求9的系统，其特征是包括一个布置在上述处理装置与上述过渡控制装置之间的过电流检测装置，上述过电流检测装置经由一个传感元件连接到上述电压控制的开关，当发生过电流时，上述过电流检测装置经由上述处理装置向上述过渡控制装置提供一个转换信号，上述转换信号关断上述受控电流源装置，从而用上述电流变换装置使上述电容元件放电。

15、按照权利要求14的系统，其特征是其中上述过电流检测装置包括：

检测过电流的传感装置，上述传感装置连接到上述传感元件以便在发生过电流时在其输出端提供一个传感信号;

检测装置，用于把上述传感信号与一个预定的门限比较并且当上述传感信号高于上述预定门限时提供一个比较输出，上述检测装置具有：

比较装置，用于比较上述预定门限和上述传感信号，当上述传感信号超过上述预定门限时上述比较装置就产生上述比较输出，以及

触发器装置，用于提供两种互补的逻辑输出，上述触发器装置响应上述比较输出，产生第一逻辑输出和第二逻辑输出，如果出现过电流，上述第一逻辑输出就加到上述处理装置上，以便建立一种相位控制的操作方式;以及

一个提供上述转换信号的逻辑门，它响应上述第二逻辑输出和来自上述处理装置的上述触发信号，把上述转换信号耦合到上述受控电流源装置。

16、按照权利要求8的系统，其特征是进一步包括一个感性负载传感装置，每当上述负载上的电压超过一个参考电压时上述感性负载传感装置就和上述处理装置提供一个脉冲输出，并且当连续的脉冲输出达到一个预定数时，上述处理装置就传送上述触发信号把上述电压控制的开关的操作方式切换到一种相位控制操作方式。

17、按照权利要求8的系统，其特征是，在上述负载的预热期间，上述处理装置在上述AC电压上升到AC峰值电压一半的时刻关断上述电压控制的开关，并且上述处理装置在上述AC电压下降到低于半个AC峰值电压的一个预定值的时刻重新接通上述电压控制的开关，因此在AC电压的半个周期中有两个电脉冲施加在上述负载上。

18、一种相位控制功率调制系统，它用于变换从交流电流源流过负载的交流电流（AC）信号的相位角，上述系统包括：

一对电压控制的开关，用于控制流经上述负载的电流，上述开关包括反向串联连接在上述负载和上述AC电源之间的第一电压受控开关和第二电压受控开关;

处理装置，用于计算传送给上述负载的功率并且确定上述电压控制的开关的操作方式，

上述处理装置计算上述AC信号的均方根（RMS）值，上述处理装置首先检测半个周期上述数字信号的中性点，并且计算上述RMS值，把上述RMS值与一个预定值比较，如果上述RMS值等于上述预定值，上述处理装置就发出一个控制信号关断上述第一电压受控开关，上述处理装置根据上述第一电压受控开关的关断相位角计算上述第二电压受控开关的关断相位角，

上述处理装置监视上述电压控制的开关的热过载，并且在出现热过载时提供上述控制信号快速关断上述电压控制的开关，从而减轻热过载;

用于检测过电流的过流检测装置，如果出现过电流，或者当上述过渡检测装置从上述处理装置接收到上述控制信号时，上述过流检测装置就发出一个触发信号;

过渡控制装置，用于控制上述电压控制的开关，使其在上述各自的过渡期间工作在开关的动态区域内，从而把一个弯曲的电压波形加在上述负载上以减少噪声，上述过渡控制装置具有：

用于提供稳定电流的受控电流源装置，上述受控电流源装置连接到上述过流检测装置，以便接收决定上述受控电流源操作方式的上述触发信号，

一个电压跟随器，用于把一个电容元件上的电压镜象到上述电压控制的开关的一个栅极上，

一个电容元件，用于把上述过渡控制信号提供给上述电压控制的开关，上述受控电流源为上述电容充电，以便控制上述电压控制的开关的操作方式，

一个电压跟随器，用于把上述电容元件上的电压镜象到上述电压控制的开关的一个栅极上，

动态电流变换控制装置，用于提供一个按上述AC信号变化的动态输出电流，

静态电流变换控制装置，用于提供一个静态偏置电流，

反馈装置，用于响应上述AC信号提供一个反馈信号，

电流变换装置，用于使上述电容元件放电，上述动态电流和上述静态偏置电流被加到上述电流变换装置上，从而使上述电流变换装置的运行参数与上述动态电流一致地变化，上述反馈信号控制上述电流变换装置使上述电容元件在上述受控电流源装置保持关断期间均匀地放电，以及

长时/短时过渡控制装置，用于控制上述电流变换装置的变换电流，当上述电压控制的开关发生热过载时，上述处理装置控制上述长时/短时过渡控制装置改变变换电流，如果上述电压控制的开关工作在反向相位控制操作方式下的下降过渡期间，上述处理装置控制上述长时/短时过渡控制装置使上述电容元件向上述电流变换装置加速放电，从而使上述电压控制的开关快速关断，以及当上述电压控制的开关工作在上述相位控制操作方式中相应的上升过渡期间时，上述处理装置控制上述长时/短时过渡控制装置阻止上述电流变换装置从上述电容元件上放电，从而使上述电压控制的开关快速接通。

19、按照权利要求18的系统，其特征是当上述负载工作在预热期间时，上述处理装置在上述第一电压受控开关上的上述AC信号上升到一个电流限值的时刻关断上述第一电压受控开关，并且上述处理装置在上述AC电压下降到一个门限的时刻接通上述第一电压受控开关，从而避免在第一半周期间出现上述过电流，上述处理装置记录上述第一电压受控开关被关断和接通时刻的相位角，在第二半周期间根据记录的相位角切换上述第二电压受控开关的接通和关断。

20、按照权利要求18的系统，其特征是包括一个感性负载传感装置，当上述负载是感性负载时就向上述处理装置提供一个脉冲输出，上述处理装置控制上述受控电流源装置，使上述电压控制的开关持续工作在正向相位控制方式下。

21、按照权利要求20的系统，其特征是上述处理装置在上述电压控制的开关导通期间测量上述第一周期中总的RMS值，并且计算上述第一电压受控开关和第二电压受控开关的导通相位角，从而使上述第一和第二电压受控开关在上述计算的导通相位角处接通。