TW202343952A - 下降電壓產生電路、開關電源及下降電壓產生方法 - Google Patents

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Abstract

本發明公開了一種下降電壓產生電路、開關電源及下降電壓產生方法，該電路包括：基準電流產生單元，被配置為根據所述開關電源的輸出電流生成多個基準電流；第一調節單元，被配置為根據第一調節碼和所述多個基準電流產生參考電流；第二調節單元，被配置為根據第二調節碼和所述參考電流產生所述下降電壓，其中，所述第一調節碼和所述第二調節碼至少根據負載線電阻的目標值可配。能夠實現對負載線電阻的更高精度、更寬範圍的調節，同時增益可調。

Description

下降電壓產生電路、開關電源及下降電壓產生方法
本發明涉及電力電子技術領域，具體涉及一種下降電壓產生電路、開關電源及下降電壓產生方法。
在開關電源中，特別是在處理器供電電源的應用中，需要根據負載電流的變化來對開關電源的輸出電壓進行調節，例如，需要設置開關電源的輸出電壓Vout的值隨著負載電流Iload的變大而線性下降，如圖4所示，該變化斜率可用於表示負載線電阻。
在實際應用中，需要負載線電阻是可配的。也即是說，在負載電流變化固定值時，開關電源的輸出電壓的變化值(可稱為下降電壓)是可調的。因此在開關電源中，通常設置有下降電壓產生電路來控制負載電流Iload與輸出電壓Vout的關係，即通過對負載電流進行監測來生成對應的下降電壓(記為Vdroop)，並通過該下降電壓Vdroop調整輸出電壓Vout。
然而現有方案中對負載線電阻的調整範圍和調節精度有限，無法滿足需要高精度的應用的需求。
因此，有必要提供改進的技術方案以克服現有技術中存在的以上技術問題。
為了解決上述技術問題，本發明提供了一種下降電壓產生 電路、開關電源及下降電壓產生方法，同時使用數位類比轉換器(Digital To Analog Converter，DAC)電路和電阻陣列對負載線電阻進行程式設計，可以實現對負載線電阻的更高精度、更寬範圍的調節，同時增益可調。
根據本發明第一方面，提供一種下降電壓產生電路，用於根據開關電源的輸出電流產生下降電壓，包括：
基準電流產生單元，被配置為根據所述開關電源的輸出電流生成多個基準電流；
第一調節單元，被配置為根據第一調節碼和所述多個基準電流產生參考電流；
第二調節單元，被配置為根據第二調節碼和所述參考電流產生所述下降電壓，
其中，所述第一調節碼和所述第二調節碼至少根據負載線電阻的目標值可配。
可選地，所述下降電壓與所述多個基準電流中的最小值、所述第一調節碼和所述第二調節碼中的至少一個正相關。
可選地，所述開關電源中功率轉換電路的相數為1，且所述基準電流產生單元包括：
電壓轉電流電路，被配置為將所述開關電源的輸出電流採樣信號轉換成所述多個基準電流並進行輸出。
可選地，所述開關電源中功率轉換電路的相數大於等於2，且所述基準電流產生單元包括：
平均電路，被配置為根據所述開關電源中每相功率轉換電路的輸出電流採樣信號獲得均值電壓信號；
電壓轉電流電路，被配置為將所述均值電壓信號轉換成所述多個基準電流並進行輸出。
可選地，所述第一調節碼為二進位形式的n位數位信號， 用於對所述下降電壓的可調節精度進行調整，n為大於等於1的整數。
可選地，所述多個基準電流中設置最小基準電流，所述多個基準電流中每個基準電流的電流值一致且均等於為最小基準電流，或者是所述多個基準電流中每個基準電流的電流值與所述最小基準電流成比例係數。
可選地，所述第一調節單元被配置為回應於所述第一調節碼而任選m個基準電流進行疊加以產生所述參考電流，m為大於零的正整數。
可選地，所述第一調節單元包括多個第二電晶體，每個第二電晶體分別對應連接於所述第一調節單元的一個基準電流輸入端與公共輸出端之間；
所述多個第二電晶體可回應於所述第一調節碼而導通或關斷任意數量個，從而將所述第一調節單元的多個基準電流輸入端中的m個基準電流輸入端與公共輸出端連通，實現對所述多個基準電流中的m個基準電流的疊加輸出。
可選地，所述第一調節單元為電流型數位類比轉換電路，並被配置為回應於所述第一調節碼而輸出總和為m倍最小基準電流的所述參考電流。
可選地，所述第二調節單元被配置為回應於所述第二調節碼而選擇串聯的y個電阻兩端的電壓進行輸出，以此來獲得所述下降電壓，
其中，y表徵所述開關電源中功率轉換電路的相數與所述下降電壓產生電路的輸出增益的乘積，且所述y個電阻中每個電阻的阻值均相同。
可選地，所述第二調節單元還被配置為根據所述第二調節碼僅將所述y個電阻有效接入電路中來對所述參考電流進行轉換。
可選地，所述第二調節單元包括電阻串、多個第三電晶體和多個第四電晶體；
所述電阻串的一端接收所述參考電流，另一端連接第一電壓輸出節點，所述第一電壓用於表徵所述開關電源的輸出電壓；
所述多個第三電晶體的第一電流端分別與所述電阻串上的多個中間節點連接，所述多個第三電晶體的第二電流端均與所述第二調節單元的輸出端連接，所述電阻串上的每個中間節點均位於相鄰的兩個電阻之間，所述多個第三電晶體可回應於所述第二調節碼而導通其中之一，從而選擇所述多個中間節點的其中一個中間節點上的電壓進行輸出，以根據該中間節點電壓和所述第一電壓獲得所述下降電壓；
所述多個第四電晶體的第一電流端均接收所述參考電流，所述多個第四電晶體的第二電流端分別與所述電阻串上的多個中間節點連接，所述多個第四電晶體可回應於所述第二調節碼導通其中的至少一個，從而僅將所述電阻串中的y個電阻有效接入電路中來對所述參考電流進行轉換。
根據本發明第二方面，提供一種開關電源，包括：
N相並聯耦接的功率轉換電路；
緩衝器，輸出第一電壓，所述第一電壓表徵所述開關電源的輸出電壓；
如上所述的下降電壓產生電路，根據N相功率轉換電路中各相功率轉換電路的輸出電流生成下降電壓，並根據所述下降電壓和所述第一電壓以輸出回饋信號；
運算放大電路，接收所述回饋信號和參考電壓，輸出表徵所述回饋信號和所述參考電壓的誤差資訊的誤差補償信號；
控制電路，根據誤所述差補償信號向所述N相功率轉換電路提供多個控制信號。
根據本發明第三方面，提供一種下降電壓產生方法，包括：
根據開關電源的輸出電流生成多個基準電流；
根據第一調節碼和所述多個基準電流生成參考電流；
根據第二調節碼和所述參考電流生成所述下降電壓，
其中，所述第一調節碼和所述第二調節碼至少根據開關電源的負載線電阻的目標值可配。
可選地，所述下降電壓與所述多個基準電流中的最小值、所述第一調節碼和所述第二調節碼中的至少一個正相關。
可選地，所述多個基準電流中設置最小基準電流，所述多個基準電流中每個基準電流的電流值一致且等於所述最小基準電流；以及
生成參考電流的方法包括：
回應於所述第一調節碼從所述多個基準電流中任選m個基準電流進行疊加以產生所述參考電流，m為所述第一調節碼對應的十進位數字值。
可選地，多個基準電流中設置最小基準電流，所述多個基準電流中的每個電流值與所述最小基準電流成比例；以及
生成參考電流的方法包括：
回應於所述第一調節碼從所述多個基準電流中選擇至少一個基準電流進行疊加，以輸出總和為m倍最小基準電流的所述參考電流，m為大於零的正整數。
可選地，生成下降電壓的方法包括：
回應於所述第二調節碼選擇串聯的y個電阻對所述參考電流進行轉換，以根據該y個電阻兩端的電壓獲得所述下降電壓，
其中，y表徵所述開關電源中功率轉換電路的相數與所述下降電壓產生電路的輸出增益的乘積，且所述y個電阻中每個電阻的阻值均相同。
可選地，在生成下降電壓時還包括：根據所述第二調節碼僅將所述y個電阻有效接入電路中來對所述參考電流進行轉換。
本發明的有益效果至少包括：
本發明實施例首先利用多個基準電流疊加生成參考電流，再由參考電流流過串聯的多個電阻來產生下降電壓，同時設置第一調節單元根據第一調節碼對生成參考電流的基準電流個數進行調節，以及設置第二調節單元根據第二調節碼對參考電流流經的電阻個數進行調節，在需要調節下降電壓以獲得對應的負載線電阻時，可以實現不同的調節精度和輸出增益，且只需設置合適的第一調節碼即可實現更高精度的調節(例如第一調節碼的位數越多，對下降電壓的可調節精度越大)。另外，只需設置合適的電路中串聯的總電阻個數，即可在產生的基準電流不變的情況下獲得更大的調節範圍，電路結構簡單。
應當說明的是，以上的一般描述和後文的細節描述僅是示例性和解釋性的，並不能限制本發明。
100:開關電源
101,102,103,...,10N:功率轉換電路
110:控制電路
120:回饋調節電路
121:緩衝器
122:下降電壓產生電路
1221:基準電流產生單元
12211:平均電路
12212,123:運算放大器
12213:電流鏡
1222:第一調節單元
1223:第二調節單元
124:補償電路
C11:電容
code1:第一調節碼
code2:第二調節碼
Gain:增益
Iload:負載電流(輸出電流)
Imin:最小基準電流
Iref:參考電流
K11,K12,K13,...,K14:第三電晶體
K21,K22,K23,...,K24:第四電晶體
Lx:功率電感元件
M21:第一電晶體
M22,M23,M24,M25:電晶體
N:總相數
Npha:功率轉換電路的相數
PWM1,PWM2,PWM3,...,PWMN:控制信號(脈寬調變信號)
R11,R12,R13,R31,R32,R33,R34:電阻
R21:第一電阻
S01,S02,S03:步驟
T1:主電晶體
T2:續流管
V0,V1,V2:電壓值
Vc:補償信號
VCC:電源電壓
Vcs_avg:均值電壓信號
Vcs1,Vcs2,Vcs3,...,VcsN:輸出電流採樣信號
VDIFF:第一電壓
Vdroop:下降電壓
VFB:回饋信號
Vin:輸入電壓
Vout,Vout1:輸出電壓
Vref:參考電壓
圖1示出根據本發明實施例提供的開關電源的結構示意圖；
圖2示出根據本發明實施例提供的下降電壓產生電路的結構示意圖；
圖3示出圖2中第二調節單元的結構示意圖；
圖4示出根據本發明實施例提供的負載電流與開關電源的輸出電壓之間的關係曲線圖；
圖5示出根據本發明實施例提供的負載電流與開關電源的輸出電壓的波形示意圖；
圖6示出根據本發明實施例提供的下降電壓產生方法的流程示意圖。
為了便於理解本發明，下面將參照相關圖式對本發明進行更全面的描述。圖式中給出了本發明的較佳實施例。但是，本發明可以通過不同的形式來實現，並不限於本文所描述的實施例。相反的，提供這些實施例的目的是使對本發明的公開內容的理解更加透徹全面。
圖1示出根據本發明實施例提供的開關電源的結構示意圖。在圖1所示的實施例中，開關電源100以大於三相的功率轉換電路為例進行說明。但本領域技術人員可以理解，在其它實施例中，開關電源100也可以包括比圖1所示的實施例更多相的功率轉換電路或更少相的功率轉換電路。
在圖1所示出的實施例中，開關電源100包括N相並聯耦接的功率轉換電路101至10N、控制電路110和回饋調節電路120，N為大於等於1的整數。示例性地，該N相功率轉換電路中的每相功率轉換電路例如可以是降壓式拓撲佈局(Buck)，包括主電晶體(也可稱為上側電晶體或第一電晶體)、續流管(也可稱為下側電晶體或第二電晶體)和功率電感元件。以功率轉換電路101為例，其包括主電晶體T1、續流管T2以及功率電感元件Lx。其中，主電晶體T1和續流管T2例如均為N型金屬氧化物半導體場效應電晶體(N-Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor,N-MOSFET)。主電晶體T1的第一電流端耦接至輸入電壓Vin。續流管T2的第一電流端耦接至主電晶體T1的第二電流端形成開關節點，續流管T2的第二電流端耦接至參考地。功率電感元件Lx的一端耦接至主電晶體T1和續流管T2之間的開關節點，功率電感元件Lx的另一端耦接至開關電源100的輸出端。每相功率轉換電路由相應的控制信號驅動，由多個控制信號控制N相功率轉換電路交錯導通，從而對輸出電容交錯充電，形成輸出電壓Vout。可以理解，在本發明的其他示例中，該N相功率轉換電路中的每 相功率轉換電路也可以是其他任意類型的功率轉換電路，如也可以是升壓式(Boost)、返馳式(Flyback)、降壓-升壓式(Buck-Boost)、Cuk、Sepic和Zeta式等任何類型的佈局設計，本發明對此不做限定。
本發明中，主電晶體和續流管均是工作在開關模式以提供電流路徑的電晶體，包括選自雙極型電晶體或場效應電晶體中的任一種。在一個實施例中，當任一相功率轉換電路處於正常的工作狀態時，該相功率轉換電路中的續流管在主電晶體被禁用時被啟動。主電晶體和續流管從不在同一時間被啟動，且在啟動主電晶體與續流管之間存在死區時間。
控制電路110用於根據補償信號Vc產生多個控制信號(包括PWM1至PWMN)以分別輸入多個驅動器，進而使多個驅動器分別產生驅動信號以分別操作N相功率轉換電路中的多個開關組(每個開關組包括但不限於主電晶體和續流管)。圖1中將驅動器設置在對應的功率轉換電路內僅是一種示例性的說明，驅動器的作用是產生足以驅動功率轉換電路中的電晶體的驅動電壓，若控制電路110本身輸出的控制信號具有足夠位準的電壓，則驅動器可以省略、或整合在控制電路110之中。需說明的是，控制電路110根據補償信號Vc生成多個控制信號PWM1至PWMN時所採用的具體電路結構和原理可參考現有技術進行理解，本文中不做詳述。
回饋調節電路120分別與每相功率轉換電路的功率電感以及開關電源100的輸出端耦接，以分別感測每相功率轉換電路的輸出電流和開關電源的輸出電壓Vout，並據此向控制電路110提供補償信號Vc。
在本發明一些示例中，回饋調節電路120包括緩衝器121、下降電壓產生電路122、運算放大器123以及補償電路124。
緩衝器121用於對輸出電壓Vout進行回饋輸出。緩衝器121的輸入端經由電阻R11接收開關電源的輸出電壓Vout，同時經由電阻R12與參考地連接。電阻R11和電阻R12用於對輸出電壓Vout進行分壓。緩衝器121的輸出端輸出第一電壓VDIFF。該第一電壓VDIFF可用於表徵開關電源100的輸出電壓Vout。
下降電壓產生電路122與每相功率轉換電路的功率電感耦接，用以感測每相功率轉換電路的輸出電流，進而根據所感測到的輸出電流提供下降電壓Vdroop。其中，下降電壓Vdroop相關於N相功率轉換電路所產生的電流的總和。
本發明實施例中，該下降電壓Vdroop例如可與第一電壓VDIFF疊加後生成回饋信號VFB，即VFB=Vdroop+VDIFF，該回饋信號VFB可作為控制電路110產生多個控制信號PWM1至PWMN的基礎，從而使得控制電路110在控制N相功率轉換電路時能夠根據負載電流Iload即開關電源100的輸出總電流的變化來對開關電源100的輸出電壓Vout進行調節。其中，開關電源100的輸出電壓Vout相對負載電流Iload的變化斜率可等效表示負載線電阻。當然，在本發明的其它示例中，該下降電壓Vdroop也可提供給其它電路，例如負載電路(未示出)。
運算放大器123的第一輸入端接收回饋信號VFB，運算放大器123的第二輸入端接收參考電壓Vref，運算放大器123的輸出端與補償電路124耦接。補償電路124例如包括耦接在運算放大器123的輸出端與參考地之間的電阻R13和電容C11。運算放大器123輸出表徵回饋信號VFB和參考電壓Vref的誤差資訊的誤差信號，並經由補償電路124補償後向控制電路110提供補償信號Vc。
如圖2所示，下降電壓產生電路122包括：基準電流產生單元1221、第一調節單元1222和第二調節單元1223。
基準電流產生單元1221被配置為根據開關電源100的輸出電流生成多個基準電流。第一調節單元1222被配置為根據第一調節碼code1和多個基準電流產生參考電流Iref。第二調節單元1223被配置為根據第二調節碼code2和參考電流Iref產生下降電壓Vdroop。
在一些示例中，多個基準電流為回應於對N相功率轉換電路101至10N中每相功率轉換電路的輸出電流採樣信號作平均處理而獲得。基於平均處理獲得的電流平均值，後續僅需將該電流平均值乘以開關電源100中實際開啟的功率轉換電路的相數(記為Npha，且Npha小於等於N)即可準確的表徵開關電源100的總的輸出電流(即Iload)。也即是說，即使改變開關電源100中實際開啟的功率轉換電路的相數，也能夠基於該電流平均值快速且準確的對開關電源100的總的輸出電流Iload進行表徵，進而使得電路能夠具有良好的穩健性。
示例性地，基準電流產生單元1221包括：平均電路12211、運算放大器12212、第一電晶體M21、第一電阻R21和電流鏡12213。平均電路12211的輸入端分別接收開關電源100中每相功率轉換電路的輸出電流採樣信號(Vcs1至VcsN)，平均電路12211的輸出端輸出均值電壓信號Vcs_avg，該均值電壓信號Vcs_avg表徵開關電源100的總的輸出電流Iload相對開關電源100中實際開啟的功率轉換電路的相數Npha的電流平均值，即Iload/Npha。運算放大器12212的正相輸入端與平均電路12211的輸出端連接，運算放大器12212的輸出端與第一電晶體M21的控制端連接，運算放大器12212的反相輸入端與第一電晶體M21的第二電流端連接。第一電晶體M21的第一電流端與電流鏡12213的輸入端連接，第一電晶體M21的第二電流端通過第一電阻R21與參考地連接。電流鏡12213的多個輸出端輸出多個基準電流。
可選地，第一電晶體M21包括選自雙極型電晶體或場效應電晶體中的任一種。且在一個實施例中，以第一電晶體M21為NMOS電晶體為例，第一電晶體M21的第一電流端對應為NMOS的汲極，第一電晶體M21的第二電流端對應為NMOS的源極，第一電晶體M21的控制端對應為NMOS的閘極。
可以理解，上述運算放大器12212、第一電晶體M21、第一電阻R21和電流鏡12213可實現均值電壓信號Vcs_avg由電壓到電流的轉換。因此在本發明的其他示例中，還可採用其他常規的電壓轉電流電路將均值電壓信號Vcs_avg轉換成多個基準電流並進行輸出。
在另一些示例中，當開關電源100中所包含的功率轉換電路的相數Npha僅為1(即開關電源100為單相開關電源)時，在基準電流產生單元1221中可以不設置平均電路12211。此時，多個基準電流為回應於對開關電源100的輸出電流進行採樣而獲得。運算放大器12212的同相輸入端可直接接收開關電源100的輸出電流採樣信號。
電流鏡12213包括多個電晶體(不限於包括M22至M25，其中，M22至M25僅是用作對圖式中畫出的電晶體進行標識，並不用於對電流鏡中電晶體的數量的限定)。該多個電晶體的第一電流端均與電源電壓VCC耦接，該多個電晶體的控制端均彼此耦接，以及電晶體M22的第二電流端對應為電流鏡12213的輸入端，而電晶體M23至M25的第二電流端分別對應為電流鏡12213的多個基準電流輸出端。可選地，電晶體M22至M25均包括選自雙極型電晶體或場效應電晶體中的任一種。且在一個實施例中，以電晶體M22至M25均為P型金屬氧化物半導體場效應電晶體(P-Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor,P-MOSFET)為例，電晶體M22至M25的第一電流端對應為PMOS電晶體的 源極，電晶體M22至M25的第二電流端對應為PMOS電晶體的汲極，電晶體的控制端對應為PMOS電晶體的閘極。
採用具有合適製造工藝的多個電晶體M22至M25，例如採用具有合適寬長比的多個電晶體，使得電流鏡12213的輸入電流(即流過電晶體M22的電流)與輸出的多個基準電流(即流過電晶體M23至M25的電流)之間能夠具有合適的比值，如為k：1。k大於1。由此可知，相較於將開關電源100的總的輸出電流作為電流鏡12213的輸入電流來獲得多個基準電流的方式，本發明基於N相功率轉換電路的電流平均值Iload/Npha獲得多個基準電流時，還能夠在相同的工藝條件下獲得更小的基準電流，因此也有利於獲得更高的調節精度。
第一調節單元1222具體被配置為回應於第一調節碼code1而輸出總和為m倍最小基準電流(記為Imin)的參考電流Iref。m為第一調節碼code1對應的十進位數字值，且m為正整數。也即，Iref=m*Imin。
可選地，第一調節碼code1例如為二進位形式的n位數位信號，可用於對下降電壓Vdroop或負載線電阻的阻值的可調節精度進行調整，且n為大於等於1的整數。
在本發明的一些示例中，多個基準電流中每個基準電流的電流值一致，例如每個基準電流均等於最小基準電流Imin。也即電流鏡12213的輸入電流與輸出的每個基準電流之間的比值例如均為k：1，k大於1。可以理解，在電流鏡12213的輸入電流一定時，k值越大，所能夠實現的最大調節精度越大。如此，在基準電流產生單元1221中僅需使用同一種規格的多個電晶體M23至M25即可輸出多個相同基準電流，有利於降低設計和製造的複雜性，提高多個基準電流的輸出準確性。
本示例中，第一調節單元1222被配置為回應於第一調節碼 code1而任選m個基準電流進行疊加以產生參考電流Iref。此時，示例性地，第一調節單元1222可包括第一解碼器和多個第二電晶體。第一解碼器用於根據第一調節碼code生成多個第二電晶體的控制信號，每個第二電晶體分別對應連接於第一調節單元1222的一個基準電流輸入端與公共輸出端之間。該多個第二電晶體可回應於第一調節碼code1而導通或關斷任意數量個，從而將第一調節單元1222的多個基準電流輸入端中的m個基準電流輸入端與公共輸出端連通，實現對多個基準電流中的m個基準電流的疊加輸出。第一調節單元1222的每個基準電流輸入端均對應接收一個基準電流，第一調節單元1222的公共輸出端用於輸出參考電流Iref。
例如，當第一調節碼code1為“00001010”時，對應該第一調節碼code1的m等於10，此時多個第二電晶體可回應於該第一調節碼code1而任意導通10個，以使得第一調節單元1222可輸出10倍於最小基準電流Imin的參考電流Iref。
在本發明的另一些示例中，多個基準電流中至少部分基準電流的電流值不一致。在一個優選示例中，若將多個基準電流的電流值按照從大到小的順序排列，則多個基準電流中任意相鄰的兩個基準電流的電流值的比值均為2。本實施例中，多個基準電流中的最小基準電流與電流鏡12213的輸入電流的比值例如為k：1。且多個基準電流與第一調節碼code1中的n位數位信號為一一對應的關係。如此，本實施例在基準電流產生單元1221中僅需使用更少的電晶體即可輸出0至2n倍的最小基準電流組合，有利於降低設計成本，實現電路的小型化。
本實施例中，第一調節單元1222例如為包括第二解碼器和n個第二電晶體的電流型數位類比轉換電路，第二解碼器用於根據第一調節碼code1生成n個第二電晶體的控制信號，每個第二 電晶體分別對應連接於第一調節單元1222的一個基準電流輸入端與公共輸出端之間。該第一調節單元1222被配置為回應於第一調節碼而輸出總和為m倍最小基準電流的參考電流。
例如，當第一調節碼code1為“00001010”時，對應該第一調節碼code1的m等於10，此時該n個第二電晶體可在第二解碼器輸出的控制信號的控制下，導通n個第二電晶體中對應連接於接收2倍於最小基準電流Imin的基準電流輸入端和公共輸出端之間的第二電晶體和導通連接於接收8倍於最小基準電流Imin的基準電流輸入端和公共輸出端之間的第二電晶體，以使得第一調節單元1222可輸出10倍於最小基準電流Imin的參考電流Iref。
參考圖3，第二調節單元1223包括由多個具有相同阻值的電阻(不限於包括電阻R31至R34，其中，R31至R34僅是用作對圖式3中畫出的電阻進行標識，並不用於對第二調節單元1223中電阻的數量的限定)串聯構成的電阻串。該電阻串的一端接收參考電流Iref，另一端耦接第一電壓VDIFF輸出節點，即對應圖1中緩衝器121的輸出端。第二調節單元1223被配置為回應於第二調節碼code2而選擇串聯的多個電阻中的y個電阻兩端的電壓進行輸出，以此來獲得下降電壓Vdroop。y為第二調節碼code2對應的十進位數字值，可用於表徵開關電源中實際開啟的功率轉換電路的相數Npha與下降電壓產生電路的輸出增益(記為Gain)的乘積，即y=Npha*Gain。可選地，第二調節碼code2可以被設置成二進位形式的數位信號，也可以直接設置為十進位數字值。
在一個優選示例中，第二調節單元1223還被配置為根據第二調節碼code2僅將y個電阻有效接入電路中來對參考電流Iref進行轉換。如此，在能夠獲得y個電阻兩端的壓降的前提下，可以減少參考電流Iref流過的電阻個數，進而有利於減小對電路的電壓裕度的要求。
示例性地，如圖3所示，第二調節單元1223還包括多個第三電晶體(不限於包括電晶體K11至K14，其中，K11至K14僅是用作對圖式3中畫出的第三電晶體進行標識，並不用於對第二調節單元1223中第三電晶體的數量的限定)和多個第四電晶體(不限於包括電晶體K21至K24，其中，K21至K24僅是用作對圖式3中畫出的第四電晶體進行標識，並不用於對第二調節單元1223中第四電晶體的數量的限定)。多個第三電晶體K11至K14的第一電流端分別與電阻串上的多個中間節點連接，多個第三電晶體K11至K14的第二電流端均與第二調節單元1223的輸出端連接。電阻串上的每個中間節點均與一個電阻的一端連接。多個第三電晶體K11至K14可回應於第二調節碼code2而導通其中之一，從而選擇y個電阻兩端的電壓進行輸出，以獲得下降電壓Vdroop。例如，假設第三電晶體K13與第一電壓VDIFF輸出節點之間串聯有5個電阻，當控制該第三電晶體K13導通時，即可輸出該5個電阻兩端的電壓作為下降電壓Vdroop。同時，結合圖1和圖3，本發明實施例將該電阻串的一端直接與緩衝器121的輸出端(即第一電壓VDIFF輸出節點)連接，更方便實現對第一電壓VDIFF與下降電壓Vdroop的疊加，也即，當導通相應的第三電晶體時，可直接基於該導通的第三電晶體而於第二調節單元1223的輸出端處獲得回饋信號VFB。
多個第四電晶體K21至K24的第一電流端均接收參考電流Iref，多個第四電晶體K21至K24的第二電流端分別與電阻串上的多個中間節點連接，多個第四電晶體K21至K24可回應於第二調節碼code2導通其中的至少一個，從而僅將電阻串中的y個電阻有效接入電路中來對參考電流Iref進行轉換。
本發明為設置參考電流Iref流過多個電阻R31至R34來實現對參考電流Iref由電流信號到電壓信號的轉換，且可以通過在 電阻串的特定中間節點處進行電壓截取來獲得特定數量的電阻兩端的電壓。其中，通過對該中間節點的選擇即可獲得不同數量個電阻兩端的電壓，也即能夠在開關電源100的同一輸出電流下輕鬆獲得不同的下降電壓Vdroop，電路調節靈活，精度高，並且結構簡單。
可以理解，該電阻串中所包含的電阻的總個數即對應為在同一輸出電流下對下降電壓Vdroop進行調節時的可調節範圍。在一些示例中，該調節範圍可由第二調節碼code2確定，也即由開關電源100中功率轉換電路的總相數N和所需的最大可調增益Gain的乘積確定。例如，假設某開關電源中功率轉換電路的相數的可調節數值為{0,1,2,3,4,5,6,7,8}，且增益Gain的可調節數值為{1,2,4,8}，則第二調節單元1223的電阻串中應至少串聯有8*8=64個電阻。
當開關電源100的電路結構確定(包括但限於其中的下降電壓產生電路122的電路結構也確定)後，該開關電源100對下降電壓Vdroop或對負載線電阻的可調節範圍也基本固定。
基於上述描述可知，基於本發明技術方案所生成的下降電壓Vdroop可由如下公式計算獲得：
Vdroop=Iref*y=(Imin*m)*(Npha*Gain) (1)。
也即是說，下降電壓Vdroop與多個基準電流中的最小值Imin、第一調節碼code1對應的十進位數字值m和第二調節碼code2對應的十進位數字值y中的至少一個正相關。進而，在開關電源100的電路結構確定後，通過設置不同的第一調節碼code1和/或不同的第二調節碼code2，即可在同一輸出電流Iload下獲得不同的下降電壓Vdroop。
本發明中，第一調節碼code1和第二調節碼code2至少根據負載線電阻的目標值可配。也即是說，在確定一個負載線電阻值 後，系統可根據該負載線電阻值生成對應的第一調節碼code1和第二調節碼code2。進而下降電壓產生電路122根據該第一調節碼code1、第二調節碼code2以及開關電源的輸出電流Iload生成對應的下降電壓Vdroop，並與第一電壓VDIFF疊加後回饋至控制電路110，以此來根據輸出電流Iload調整輸出電壓Vout，從而實現對輸出電壓Vout與輸出電流Iload的比值的調節，等效獲得所需的負載線電阻。本發明可以實現對負載線電阻的更高精度、更寬範圍的調節，同時增益可調。
在一些示例中，第二調節碼code2還根據開關電源100中包含的功率轉換電路的總相數N和增益Gain的可調數值確定。例如，假設開關電源100中包含的功率轉換電路的總相數N等於8，且增益Gain的可調數值僅包含1,2,4和8，進而在確定第二調節碼code2，僅能根據{1,2,3,4,5,6,7,8}與{1,2,4,8}的所有可能的乘積結果確定。因此，可先根據負載線電阻的目標值及開關電源100中包含的功率轉換電路的總相數N和增益Gain的可調數值確定好第二調節碼code2後，再根據負載線電阻的目標值以及確定好的第二調節碼code2確定第一調節碼code1。
圖5示出根據本發明實施例提供的負載電流與開關電源的輸出電壓的波形示意圖。其中，Iload表徵負載電流變化曲線，Vout1表徵現有的開關電源的輸出電壓隨負載電流的變化曲線，Vout表徵本發明實施例中公開的開關電源100的輸出電壓隨負載電流的變化曲線。
當因抽載或卸載等而導致負載電流Iload發生變化時，開關電源的輸出電壓也會發生相應的下掉或過衝變化。對於中央處理器(Central Processing Unit，CPU)來說，其耗電量非常大，負載躍變速度也非常快。因此在負載電流Iload發生變化時，開關電源的輸出電壓的變化量會非常大。對於現有方案來說，其開關電源的 輸出電壓Vout1在負載躍變即負載電流Iload變化時僅能在V0至V2或V0至V1之間變化。而本發明中通過設置下降電壓產生電路122，使得開關電源100的輸出電壓Vout在負載較小時能夠穩定在較大的電壓如V1，而在負載較大時能夠穩定在較小的電壓值如V2。其中，V1大於V0，V0大於V2。
由圖5可知，本發明的技術方案相較於現有技術而言，在同樣的負載躍變的情況下，本發明允許開關電源100的輸出電壓Vout在V1至V2之間變化，從而可使得開關電源100對負載躍變的回應更加寬容。
進一步地，本發明還公開了一種下降電壓產生方法。該方法可應用於如圖1至圖5所示出的下降電壓產生電路，且如圖6所示，該方法包括執行如下步驟：
在步驟S01中，根據開關電源的輸出電流生成多個基準電流。本實施例中，步驟S01的實現可參考前述對基準電流產生單元1221的描述進行理解，此處不再贅述。
在步驟S02中，根據第一調節碼和多個基準電流生成參考電流。
在一些示例中，在多個基準電流中設置有最小基準電流，多個基準電流中每個基準電流的電流值一致且均等於最小基準電流。此時，步驟S02包括：回應於第一調節碼從多個基準電流中任選m個基準電流進行疊加以產生參考電流。m為第一調節碼對應的十進位數字值。
在另一些示例中，多個基準電流中至少部分基準電流的電流值不一致，例如，若在多個基準電流中設置有最小基準電流，則多個基準電流中的電流值均與最小基準電流成比例。在一個優選示例中，若將多個基準電流的電流值按照從大到小的順序排列，則多個基準電流中任意相鄰的兩個基準電流的電流值的比值均為 2。此時，步驟S02包括：回應於第一調節碼從多個基準電流中選擇至少一個基準電流進行疊加，以輸出總和為m倍最小基準電流的參考電流。
在步驟S03中，根據第二調節碼和參考電流生成下降電壓。
本實施例中，步驟S03包括：回應於第二調節碼選擇串聯的y個電阻對參考電流進行轉換，以根據該y個電阻兩端的電壓獲得下降電壓。其中，y表徵開關電源中功率轉換電路的相數與下降電壓產生電路的輸出增益的乘積，且y個電阻中每個電阻的阻值均相同。
在一個優選示例中，步驟S03還包括：根據第二調節碼僅將y個電阻有效接入電路中來對參考電流進行轉換。
本發明中，下降電壓與多個基準電流中的最小值、第一調節碼和第二調節碼中的至少一個正相關。且第一調節碼和第二調節碼至少根據開關電源的負載線電阻的目標值可配。
本實施例中，該下降電壓產生方法中的各個步驟的具體實施可參見前述的下降電壓產生電路的各實施例，在此不再贅述。
最後應說明的是：顯然，上述實施例僅僅是為清楚地說明本發明所作的舉例，而並非對實施方式的限定。對於所屬領域的普通技術人員來說，在上述說明的基礎上還可以做出其它不同形式的變化或變動。這裡無需也無法對所有的實施方式予以窮舉。而由此所引申出的顯而易見的變化或變動仍處於本發明的保護範圍之中。
122:下降電壓產生電路
1221:基準電流產生單元
12211:平均電路
12212:運算放大器
12213:電流鏡
1222:第一調節單元
1223:第二調節單元
code1:第一調節碼
code2:第二調節碼
Iref:參考電流
M21:第一電晶體
M22,M23,M24,...,M25:電晶體
R21:第一電阻
VCC:電源電壓
Vcs_avg:均值電壓信號
Vcs1,Vcs2,Vcs3,...,VcsN:輸出電流採樣信號
VDIFF:第一電壓
VFB:回饋信號

Claims (19)

  1. 一種下降電壓產生電路，用於根據開關電源的輸出電流產生下降電壓，其特徵在於，包括：
    基準電流產生單元，被配置為根據所述開關電源的輸出電流生成多個基準電流；
    第一調節單元，被配置為根據第一調節碼和所述多個基準電流產生參考電流；
    第二調節單元，被配置為根據第二調節碼和所述參考電流產生所述下降電壓，
    其中，所述第一調節碼和所述第二調節碼至少根據負載線電阻的目標值可配。
  2. 如請求項1所述的控制電路，其中，所述下降電壓與所述多個基準電流中的最小值、所述第一調節碼和所述第二調節碼中的至少一個正相關。
  3. 如請求項1所述的控制電路，其中，所述開關電源中功率轉換電路的相數為1，且所述基準電流產生單元包括：
    電壓轉電流電路，被配置為將所述開關電源的輸出電流採樣信號轉換成所述多個基準電流並進行輸出。
  4. 如請求項1所述的控制電路，其中，所述開關電源中功率轉換電路的相數大於等於2，且所述基準電流產生單元包括：
    平均電路，被配置為根據所述開關電源中每相功率轉換電路的輸出電流採樣信號獲得均值電壓信號；
    電壓轉電流電路，被配置為將所述均值電壓信號轉換成所述多個基準電流並進行輸出。
  5. 如請求項1所述的控制電路，其中，所述第一調節碼為二進位形式的n位數位信號，用於對所述下降電壓的可調節精度進行調整，n為大於等於1的整數。
  6. 如請求項5所述的控制電路，其中，所述多個基準電流中設置最小基準電流，所述多個基準電流中每個基準電流的電流值一致且均等於為最小基準電流，或者是所述多個基準電流中每個基準電流的電流值與所述最小基準電流成比例係數。
  7. 如請求項6所述的控制電路，其中，所述第一調節單元被配置為回應於所述第一調節碼而任選m個基準電流進行疊加以產生所述參考電流，m為大於零的正整數。
  8. 如請求項7所述的控制電路，其中，所述第一調節單元包括多個第二電晶體，每個第二電晶體分別對應連接於所述第一調節單元的一個基準電流輸入端與公共輸出端之間；
    所述多個第二電晶體可回應於所述第一調節碼而導通或關斷任意數量個，從而將所述第一調節單元的多個基準電流輸入端中的m個基準電流輸入端與公共輸出端連通，實現對所述多個基準電流中的m個基準電流的疊加輸出。
  9. 如請求項6所述的控制電路，其中，所述第一調節單元為電流型數位類比轉換電路，並被配置為回應於所述第一調節碼而輸出總和為m倍最小基準電流的所述參考電流。
  10. 如請求項1所述的控制電路，其中，所述第二調節單元被配置為回應於所述第二調節碼而選擇串聯的y個電阻兩端的電壓進行輸出，以此來獲得所述下降電壓，
    其中，y表徵所述開關電源中功率轉換電路的相數與輸出增益的乘積，且所述y個電阻中每個電阻的阻值均相同。
  11. 如請求項10所述的控制電路，其中，所述第二調節單元還被配置為根據所述第二調節碼僅將所述y個電阻有效接入電路中來對所述參考電流進行轉換。
  12. 如請求項11所述的控制電路，其中，所述第二調節單元包括電阻串、多個第三電晶體和多個第四電晶體；
    所述電阻串的一端接收所述參考電流，另一端連接第一電壓輸出節點，所述第一電壓用於表徵所述開關電源的輸出電壓；
    所述多個第三電晶體的第一電流端分別與所述電阻串上的多個中間節點連接，所述多個第三電晶體的第二電流端均與所述第二調節單元的輸出端連接，所述電阻串上的每個中間節點均位於相鄰的兩個電阻之間，所述多個第三電晶體可回應於所述第二調節碼而導通其中之一，從而選擇所述多個中間節點的其中一個中間節點上的電壓進行輸出，以根據該中間節點電壓和所述第一電壓獲得所述下降電壓；
    所述多個第四電晶體的第一電流端均接收所述參考電流，所述多個第四電晶體的第二電流端分別與所述電阻串上的多個中間節點連接，所述多個第四電晶體可回應於所述第二調節碼導通其中的至少一個，從而僅將所述電阻串中的y個電阻有效接入電路中來對所述參考電流進行轉換。
  13. 一種開關電源，其特徵在於，包括：
    N相並聯耦接的功率轉換電路；
    緩衝器，輸出第一電壓，所述第一電壓表徵所述開關電源的輸出電壓；
    如請求項1至12中任一項所述的下降電壓產生電路，根據N相功率轉換電路中各相功率轉換電路的輸出電流生成下降電壓，並根據所述下降電壓和所述第一電壓以輸出回饋信號；
    運算放大電路，接收所述回饋信號和參考電壓，輸出表徵所述回饋信號和所述參考電壓的誤差資訊的誤差補償信號；
    控制電路，根據誤所述差補償信號向所述N相功率轉換電路提供多個控制信號。
  14. 一種下降電壓產生方法，其特徵在於，包括：
    根據開關電源的輸出電流生成多個基準電流；
    根據第一調節碼和所述多個基準電流生成參考電流；
    根據第二調節碼和所述參考電流生成所述下降電壓，
    其中，所述第一調節碼和所述第二調節碼至少根據開關電源的負載線電阻的目標值可配。
  15. 如請求項14所述的下降電壓產生方法，其中，所述下降電壓與所述多個基準電流中的最小值、所述第一調節碼和所述第二調節碼中的至少一個正相關。
  16. 如請求項14所述的下降電壓產生方法，其中，所述多個基準電流中設置最小基準電流，所述多個基準電流中每個基準電流的電流值一致且等於所述最小基準電流；以及
    生成參考電流的方法包括：
    回應於所述第一調節碼從所述多個基準電流中任選m個基準電流進行疊加以產生所述參考電流，m為所述第一調節碼對應的十進位數字值。
  17. 如請求項14所述的下降電壓產生方法，其中，多個基準電流中設置最小基準電流，所述多個基準電流中的每個電流值與所述最小基準電流成比例；以及
    生成參考電流的方法包括：
    回應於所述第一調節碼從所述多個基準電流中選擇至少一個基準電流進行疊加，以輸出總和為m倍最小基準電流的所述參考電流，m為大於零的正整數。
  18. 如請求項14所述的下降電壓產生方法，其中，生成下降電壓的方法包括：
    回應於所述第二調節碼選擇串聯的y個電阻對所述參考電流進行轉換，以根據該y個電阻兩端的電壓獲得所述下降電壓，
    其中，y表徵所述開關電源中功率轉換電路的相數與輸出增益的乘積，且所述y個電阻中每個電阻的阻值均相同。
  19. 如請求項18所述的下降電壓產生方法，其中，在生成下降 電壓時還包括：根據所述第二調節碼僅將所述y個電阻有效接入電路中來對所述參考電流進行轉換。
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