TW202308333A

TW202308333A - 具有子-取樣功能之類比數位轉換器以估計訊號強度量測器之定幅調變無線頻率接收器

Info

Publication number: TW202308333A
Application number: TW110129695A
Authority: TW
Inventors: 一平范; 陳黎峰; 陳俊欽
Original assignee: 達盛電子股份有限公司
Priority date: 2021-08-11
Filing date: 2021-08-11
Publication date: 2023-02-16

Abstract

信號接收器包括多工器、子-取樣類比數位轉換器 (ADC) 和接收信號強度器 (RSSI)之估計器，用於具有多級串聯放大器架構的信號接收器。多工器可以根據選擇信號選擇串聯放大器的每一級的輸入信號或串聯放大器的最後一級輸出信號中的一個作為信號選擇。子-取樣類比數位轉換器可以使用選擇的信號來執行子-取樣操作以生成取樣數據。 RSSI估計器可以根據取樣數據計算與選擇的信號對應RSSI值。

Description

具有子-取樣功能之類比數位轉換器以估計訊號強度量測器之定幅調變無線頻率接收器

本公開涉及信號接收器和信號處理方法，更具體地，包括子-取樣類比數位轉換器（ADC)和接收信號強度（RSSI)估計器的信號接收器，以及其信號處理方法。

RSSI(接收信號強度)是無線收發器的關鍵參數。 RSSI具有廣泛的應用，例如射頻(RF)信道分配、載波偵聽多址、發射機功率控制等。存在三種估計RSSI的常規方法。

第一種方法使用RF（射頻）整流器將RF信號轉換為DC（直流）電平信號，該信號由類比數位轉換器（ADC）取樣。這種方法的RSSI動態範圍小，估計變化大，成本高。因此，它在最近的無線應用中很少使用。

第二種方法使用一組放大器。輸入信號是中頻 (IF) 信號或低中頻 (LIF) 信號。輸入 I/Q（同相/正交）信號由一系列具有相同增益的串聯放大器放大。所有輸入和輸出都經過全波整流器整流，所有整流器的輸出相加構成RSSI，再由ADC進一步取樣。 RSSI 估計的動態範圍與放大器級數直接相關，RSSI 與放大器的增益線性相關。通常，例如，如果需要 50dB 線性動態 RSSI 並參考 10dB 增益放大器，則可以使用 4 級串聯放大器，每級可能具有 10dB 增益。由於可以計算一個輸入信號和四個放大信號，則需要五個全波整流器、五個輸入模擬加法器和高精度ADC。雖然這個例子有 50dB 的動態範圍，但五個全波整流器、五輸入模擬加法器和高精度 ADC 的硬件成本和功耗是主要缺點。

第三種方法是一種更通用的RSSI估計方法，可以應用於定幅和非定幅RF信號。 LIF 或模擬基帶中的輸入信號由 I/Q 可變增益放大器 (VGA) 或可編程增益放大器 (PGA) 放大。自動增益控制 (AGC) 用於控制 VGA 或 PGA，以便輸入信號電平最適合 I/Q ADC。 I/Q ADC 用於 RSSI 估計和進一步的信號處理。由於AGC建立需要一定的時間並且在此期間不可能進行數據傳輸，因此在設計無線傳輸格式以使用第三種方法時必須考慮這種影響。

儘管上述方法用於RSSI估計，但不能節省硬件成本，例如與晶圓相關的成本。上述方法難以與子-取樣一起使用。動態範圍也非常有限。因此，仍然需要一種解決方案來避免傳統方法的缺點和缺點。

本發明揭露一種應用於具有串聯放大器架構的定幅調製型信號接收器，實施例公開了一種信號接收器和信號處理方法，包括多工器、子-取樣類比數位轉換器(ADC)和接收信號強度指標 (RSSI) 估計量。在現有的 N 級串聯放大器架構中，可能有 (N-1) 個中間放大信號和一個末級輸出。此外，在第一級放大器輸入信號中，可能有(N+1)個信號節點要從N級串聯放大器架構參考。多工器包括(N+1)個端，第一輸入端串接第一放大器的輸入端，第二輸入端串接第二放大器的輸入端，第三輸入端串接第三放大器的輸入端。放大器，依此類推，然後第N個輸入端耦合到第N個放大器的輸入端，第(N+1)個輸入端耦合到第N(最後)個放大器的輸出端，選擇端用於接收選擇信號，以及輸出端，用於根據選擇信號輸出選擇信號。子-取樣ADC用於使用所選信號執行子-取樣操作以生成取樣數據。子-取樣ADC包括一輸入端串接多工器的輸出端，用以接收選定信號，以及一輸出端，用以輸出取樣數據。 RSSI估計器用於根據給定的取樣數據計算所選信號對應的RSSI值。 RSSI估計器包括一輸入端，串接子-取樣ADC的輸出端，用以接收取樣數據，以及一輸出端，用以根據取樣數據輸出對應於選定信號的RSSI值。

在閱讀了在各個附圖和附圖中示出的優選實施例的以下詳細描述之後，本發明的這些和其他目的對於本領域普通技術人員來說無疑將變得顯而易見。

圖1A示出了根據實施例的信號接收器100。如圖1所示，可以使用多工器180和RSSI(接收信號強度)計算器190來執行所提出的信號處理方法，用於具有兩條路徑N級(N≧1)級聯的信號接收器100的RSSI計算放大單元150，其中放大單元150包括一組串聯放大器155和另一組串聯放大器156。用於所提出的RSSI計算的信號處理方法的信號接收器100可以包括N+1個輸入端多工器180、子-樣本ADC(類比數位轉換器)191、RSSI估計器192和用於具有兩個路徑N級串聯放大器架構150、155和156的數字信號接收器170的計算控制器193。放大單元150可以包括串聯放大器155和156的兩條路徑。串聯放大器的這兩條路徑可以同時放大同相信號和正交信號，其中串聯放大器155和156可以耦合到輸出濾波器140的端子接收信號S1和S11以產生兩個信號SN+1和S12。信號接收器100還可包括ADC組160，ADC組160包括ADC 161和ADC 162以將放大的模擬同相信號轉換為數字同相信號並將放大的模擬正交信號轉換為數字正交信號。 ADC 161和ADC 162中的每一個可以是（但不限於）1位ADC。 ADC 161可串接至串聯放大器155以接收信號SN+1並用於轉換信號SN+1以產生數字信號S(N+1)d。 ADC 162可耦合至串聯放大器156以接收信號S12並用於轉換信號S12以產生數字信號S12d。信號接收器100還可包括數字解調器170，串接至類比數位轉換器組160以接收數字信號S(N+1)d與S12d以解調數字信號S(N+1)d與S12d。根據實施例，放大單元150的所有放大器以及放大器155和156可以是LIF（低中頻）放大器和/或IF（中頻）放大器。

圖1B圖示了根據實施例的用於兩級串聯放大器信號接收器（即，在前一節和圖1A中的N = 2）的提議設計。信號接收器100可以包括放大單元150，該放大單元150包括兩組兩級串聯放大器150，其中第一組兩級串聯放大器可以包括第一級放大器151和第二級放大器152，以及另一組兩級串聯放大器150。 -級串聯放大器可以是一組放大器153。如圖1B所示，信號接收器100還可以包括三輸入多工器180、子-取樣類比數位轉換器(ADC)191、接收信號強度指標(RSSI)估計器192和計算控制器193。在圖1B中，關於兩級串聯放大器的實施例，第一放大器151可用於放大第一信號S1以產生第二信號S2。第一放大器151可以包括用於接收第一信號S1的輸入端和用於輸出第二信號S2的輸出端。第二放大器152可用於放大第二信號S2以產生第三信號S3。第二放大器152可以包括耦合到第一放大器151的輸出端並用於接收第二信號S2的輸入端，以及用於輸出第三信號S3的輸出端。

圖1B中的多工器180可以包括耦合到第一放大器151的輸入端的第一輸入端、耦合到第一放大器151的輸出端的第二輸入端、耦合到輸出端的第三輸入端第二放大器152的端、選擇端用於接收選擇信號Sc、以及輸出端用於根據選擇信號Sc輸出選擇信號Sa。選擇信號Sa可以是第一信號S1、第二信號S2和第三信號S3中的一個並且根據選擇信號Sc來確定。

子-取樣ADC 191可用於使用所選擇的信號Sa來執行子-取樣操作以生成取樣數據Ds。子-取樣ADC 191可以包括耦合到多工器180的輸出端並用於接收選擇信號Sa的輸入端，以及用於輸出取樣數據Ds的輸出端。

RSSI估計器192可用於根據取樣數據Ds計算與選擇信號Sa對應的RSSI值VRSSI。 RSSI估計器192可以包括耦合到子-取樣ADC 191的輸出端並用於接收取樣數據Ds的輸入端，以及用於輸出RSSI值VRSSI的輸出端。

根據不同的實施例，RSSI值VRSSI可以通過以下三種RSSI估計計算之一來生成。

(1)數字化放大中頻同相信號或數字化放大中頻正交信號可以採用數字均方根(RMS)方程計算模塊或數字簡化RMS方程計算模塊。 RMS結果可以表示對應於RMS值VRMS的RSSI值VRSSI。

(2)數字化中頻同相信號或數字化中頻正交信號可以被轉換為絕對(ABS)值。然後，可以將ABS值的向量帶入均值計算中，表示ABS-Mean值VABSMean對應的RSSI值VRSSI。

(3)數字化中頻同相信號或數字化中頻正交信號可以被轉換為ABS值，並且相應的ABS向量可以被分成具有給定段大小的多個段。在每個片段中，可以將幅度第一最大值和幅度第二最大值的平均值計算為MagMAXAVG。在計算出給定段的MagMAXAVG值之後，可以將每個段的MagMAXAVG值作為計算控制器193的輸入信息或者表示給定段對應的RSSI值VRSSI。

如圖1B所示，根據一個實施例，信號接收器100還可以包括計算控制器193。計算控制器193可以是RSSI計算控制器。計算控制器193可用於根據RSSI值VRSSI產生選擇信號Sc。計算控制器193可包括串接RSSI估計器192的輸出端並用於接收RSSI值VRSSI的輸入端，以及串接至多工器180的選擇端並用於輸出選擇信號Sc的輸出端。

根據圖1B中的實施例，當RSSI值VRSSI大於對應於子-取樣ADC 191的動態範圍的上限時，選擇信號Sc可被設置為第一值以選擇第一信號S1作為選擇信號Sa。當RSSI值VRSSI在對應於子-取樣ADC 191的動態範圍的上限和下限之間時，可以將選擇信號Sc設置為第二值以保持選擇信號Sa不變。當RSSI值VRSSI小於對應於子-取樣ADC 191的動態範圍的下限時，可以將選擇信號Sc設置為第三值以選擇第三信號S3作為選擇信號Sa。例如，選擇信號Sc可以是2位信號，第一值到第三值可以是（但不限於）00、01和10，以選擇三個信號中的一個。

如圖1B所示，根據實施例，信號接收器100還可包括天線110、低噪聲放大器(LNA)120、混頻器130、濾波器140。天線110可用於接收射頻信號 SRF。低噪聲放大器120可用於放大射頻信號SRF以產生放大信號Samp。低噪聲放大器120可包括耦合至天線110並用於接收射頻信號SRF的輸入端，以及用於輸出放大信號Samp的輸出端。混頻器130可用於將放大信號Samp下變頻以產生下變頻信號SIF(SIF_I和SIF_Q)。混頻器130可以包括耦合到低噪聲放大器120的輸出端的輸入端，以及用於輸出下變頻的同相信號SIF_I和正交信號SIF_Q的兩個輸出端。濾波器140可用於對下變頻信號SIF_I和SIF_Q進行濾波以產生兩個信號S1和S11。對應於下變頻信號SIF_I和SIF_Q.，濾波器140可以包括兩個輸入端，用於接收下變頻信號SIF_I和SIF_Q，以及兩個輸出端，第一輸出端串接第一輸出端的輸入端。放大器151用於輸出第一信號S1，另一輸出端串接另一二級串聯放大器153的輸入端，用於輸出另一信號S11。

根據實施例，濾波器140可以是帶通濾波器或多相濾波器。根據實施例，下變頻信號SIF（SIF_I和SIF_Q）可以具有中頻（IF）fIF或低中頻（LIF）fLIF。

根據實施例，圖1B中所示的第一放大器151、第二放大器152、多工器180、子-取樣ADC 191和RSSI估計器192可以是同相路徑或正交路徑.換言之，第一放大器151處理的第一信號S1可以是I/Q調製的同相路徑或正交路徑。

在定幅RF信號中，信號的幅度峰值可以是恆定的並且其周期可以根據調製而變化。 RSSI可以對應於信號的平均功率。由於峰值功率和均方根功率之間的關係可以是2的平方根，所以峰值功率估計可以等效於RSSI估計。因此，在一個週期內以足夠數量的樣本對正弦曲線進行取樣的 ADC 應該能夠估計峰值。然而，這種具有過取樣的峰值估計可能伴隨著高成本和高功耗。因此，需要針對較低取樣率的正弦曲線實現等效週期數的解決方案，並且可以提出如圖2中所述的子-取樣方法。

圖2示出了根據實施例的與執行子-取樣操作的子-取樣ADC 191對應的波形圖。在下面的等式中，eq-1、eq-2、eq-3表示子-取樣操作，其中n可以是大於1的整數，比值Δ可以是0到1之間的實數。因為子-取樣週期(Tsin+ΔTsin)大於選擇信號Sa的信號周期Tsin。

如等式eq-1所示，子-取樣週期Tsub可以是(Tsin+ΔTsin)，並且可以如等式eq-2所示獲得子-取樣頻率fsub。子-取樣結果rsub[n]對應於“連續”選擇信號Sa，表示為t=n*Tsub時的r(t)，其中n為任意整數。

例如，如圖2所示，如果比率Δ為0.3，則子-取樣週期Tsub可以是選擇信號Sa的信號周期Tsin的130%。在圖2的例子中，第十一樣本值將重複第一樣本值SV1，而第十二樣本值將重複第二樣本值SV2，以此類推。因此，每十個樣本值將重複之前的十個樣本值，並且十個樣本值（例如第一個樣本值SV1到第十個樣本值SV10）可以用於重建正弦波的周期，就好像正弦波是由10 倍的信號周期。換句話說，可以允許使用較低的取樣頻率(例如，子-取樣頻率fsub)具有使用高采樣頻率的類似效果，因此可以實踐子-取樣操作。

可以調整比率Δ以調整子-取樣操作。例如，當設置Δ=0.01時，則可以使用100個等距（即Tsub）樣本值以100倍上取樣率重建一個週期給出週期信號的周期。當設置Δ=0.02時，則50個等距（即Tsub)樣本值可用於以50倍上取樣率重建一個週期的給出週期信號。

在圖2的例子中，由於第11個樣本值可能會開始重複，並且10個樣本值足以估計圖1中描述的RSSI值VRSSI，因此可以使用10個作為變量n。

圖3圖示了根據實施例重新排序的n個樣本值。如圖2至圖3所示，變量n可以是十。可以獲得十個樣本值SV1到SV10，並且可以將十個樣本值SV1到SV10重新排序以形成類似於所選信號Sa的信號周期Tsin中的波形的模式。圖3中所示的重新排序過程可用於“重構”被子-取樣的信號。然而，根據一個實施例，圖3所示的重新排序過程可能僅僅是為了更好地理解本公開的原理，當應用適當的算法處理取樣的樣本時，可以省略圖3所示的重新排序過程。數據 D。

在圖2和圖3中，例如，低中頻(LIF)可以是1.6MHz(兆赫茲)，可用的系統時鐘可以對應16MHz的頻率。當使用ADC且Δ=0.3時，等效取樣時鐘可能對應16/13 MHz頻率，每10個取樣值可取自該1.6 MHz正弦波的13個週期。

圖4圖示了根據實施例的圖1的子-取樣ADC 191的8位逐次逼近寄存器(SAR)ADC時序字符示例。子-取樣ADC 191可以接收不間斷時鐘信號CKn和子-取樣屏蔽信號Sm以產生功能時鐘信號CKf。子-取樣屏蔽信號Sm可以與SAR ADC的時間間隔TSAR和ADC輸出的時間間隔TADC有關。在圖4所示的例子中，時間間隔TSAR可以為不間斷時鐘信號CKn的8個時鐘週期，時間間隔TADC可以為至少（但不限於）一個時鐘週期。在圖4的例子中，子-取樣週期Tsub可以包括13個時鐘週期。當使用的ADC架構為8位SAR ADC架構時，子-取樣屏蔽信號Sm可能至少有9個時鐘週期。 SAR 過程可能有 8 個時鐘週期（迭代），SAR ADC 結果輸出鎖存可能有 1 個時鐘週期。子-取樣屏蔽信號Sm可以是用於屏蔽不間斷時鐘CKn以產生期望的功能時鐘CKf的控制信號，其在每個子-取樣週期Tsub中驅動8位SAR ADC一次。如圖4所示，功能時鐘CKf可以對應於等於(TSAR+TADC)的ADC操作延遲，該延遲是時間間隔TSAR和時間間隔TADC之和。圖4僅是用於描述ADC的操作的示例，而不是限制實施例的範圍。根據實施例，對於不同類型的ADC架構，時鐘行為可能不同。

圖5示出了根據實施例的由圖1A和圖1B的信號接收器100中的RSSI計算器190用於計算RSSI值VRSSI以用於RSSI估計的信號處理方法500的流程圖。圖6圖示了圖5的步驟550的流程圖。

信號處理方法500可以包括以下步驟。

步驟510：N級串聯放大器對輸入信號S1進行放大，產生N個放大信號S2~SN+1；

步驟520:多工器可根據來自計算控制器193的選擇信號Sc來選擇輸入信號S1或放大信號S2〜SN+1其中之一以產生選擇信號Sa，其中初始選擇信號Sa可如果選擇信號Sc的值為[floor(N/2)+1]，則為信號Sfloor(N/2)+1；

步驟530：子-取樣ADC可以對選擇信號Sa進行ADC操作以生成取樣數據Ds，ADC取樣週期取決於子-取樣週期Tsub；

步驟540：RSSI估計器可以根據取樣數據Ds計算選擇信號Sa對應的RSSI值VRSSI；

步驟550：計算控制器可根據RSSI值VRSSI與上界值BndH和下界值BndL的比較結果，產生新的選擇信號Sc(i)；和

步驟560:如果產生的選擇信號Sc(i)與前一次迭代產生的選擇信號Sc(i+1)相同或者選擇信號Sc(i)選擇S1，則可以分支出循環信號或SN+1信號；否則，轉到步驟520。

在步驟520中，所述函數floor()可以是用於給出小於或等於變量的最大整數的floor函數。例如， floor(2.5) 為 2， floor(3) 為 3，依此類推。因此，信號Sfloor(N/2)+1可以是發送到多工器180的信號S1到SN+1的第[floor(N/2)+1]信號。在步驟530中，子-取樣ADC 191可以通過圖2的步驟進行二次取樣操作，在此不再贅述。由於選擇信號Sc可用於選擇信號S1至SN+1之一，用於選擇信號S1至SN+1中的第i個信號Si的選擇信號Sc可表示為選擇信號Sc(i) .同樣地，用於選擇信號S1至SN+1中的第(i+1)信號Si+1的選擇信號Sc可表示為選擇信號Sc(i+1)，其中i為正整數，且1 ≤ i ≤ (i+1) ≤ N。

當第一次執行步驟540時，可以通過計算取樣數據Ds得到初始RSSI值VRSSI，並且可以在步驟550中重新生成選擇信號Sc以更新選擇信號Sc和選擇的信號薩。步驟550可包括以下步驟，計算控制器193產生選擇信號Sc以供多工器180選擇選擇信號Sa。

步驟610：將RSSI值VRSSI與子-取樣ADC的動態範圍對應的上限BndH和下限BndL進行比較；當RSSI值VRSSI大於上限BndH時，進入步驟620；當RSSI值VRSSI介於上限BndH與下限BndL之間時，進入步驟630；當RSSI值VRSSI小於下界BndL時，進入步驟640；

步驟620：計算控制器193可將選擇信號Sc設定為當前選擇信號值-1(減一)以選擇信號Si-1作為選擇信號Sa；進入步驟560；

步驟630：計算控制器193可以將選擇信號Sc設置為當前選擇信號值，以選擇信號Si作為選擇信號Sa；進入步驟560；和

步驟640:計算控制器193可以將選擇信號Sc設置為當前選擇信號值+1(加一)以選擇信號Si+1作為選擇信號Sa；進入步驟560。

如上所述，例如在圖1B中，第一值到第三值可以是（但不限於）“00”、“01”和“10”以從三個信號中選擇一個。通過圖6描述的流程，可以避免ADC動態範圍低的問題。例如，在進入步驟610之前，選擇信號Sa可以是發送至圖1A的多工器180的(N+1)個信號S1至SN+1中的第i個信號Si。舉例來說，在步驟620中，可將選擇信號Sc設定為前一選擇值(例如00)以選擇信號S1至SN+1中的前級信號Si-1作為選擇信號Sa。在步驟630中，可以將選擇信號Sc設置為相同的值(例如01)，以保持選擇信號Sa與信號Si不變。在步驟640中，可將選擇信號Sc設定為下一選擇值(例如10)以選擇下一階段信號Si+1作為選擇信號Sa。

例如，根據圖1B中的實施例，RSSI估計器192可以在兩輪中操作以生成多工器選擇信號Sc和等效RSSI值VRSSI。由於所提出的方法190可能需要切換輸入信號Sa的接收增益，多工器180的選擇結果，解調器170的輸入信號不會受到干擾。因此，在進行常規RSSI估計時，可以不中斷解調和無線包檢測。

綜上所述，通過實施例提供的信號接收器和信號處理方法，可以進行子-取樣模數轉換的RSSI估計。 ADC 的動態範圍不像現有技術那樣受到限制。由於圖1和圖8的控制單元190可以用於子-取樣和RSSI估計，因此可以節省硬件成本，例如與晶圓相關的成本。可以避免RSSI估計的解調和無線包檢測的中斷。可以根據實施例使用用於具有定幅調製的RF信號的子-取樣ADC的RSSI估計。因此，可以基本上避免現有技術的缺點和缺點。

本領域技術人員將容易地觀察到在保留本發明的教導的同時可以對裝置和方法進行多種修改和改變。因此，上述公開應被解釋為僅受所附請求項的界限和界限的限制。

S1、S2、S3…、SN+1:信號 Sa、Sc:信號 SV1、SV2…..SV9、SV10:樣本值 150、155、156:放大器 160、161、162:類比數位轉換器 170:數位解調器 180:多工器 190:RSSI控制器 191:子-取樣 ADC 192:RSSI估計器 193:計算控制器 110:天線 120:LNA 130:混頻器 140:濾波器 ADC:類比數位轉換器 AGC:自動增益控制 CKf:功能時鐘信號 CKn:不間斷時鐘信號 LNA:低噪聲放大器 PGA:可編程增益放大器 RSSI:接收信號強度器 VGA:可變增益放大器

圖1A示出了所提出的用於RSSI計算的信號處理方法的實施例，並且該方法可以應用於N級串聯放大器信號接收器。

圖1B示了用於RSSI計算的提議的信號處理方法的示例，該方法應用於兩級串聯放大器信號接收器。

圖2示出了根據實施例的對應於圖1A和圖1B的子-取樣ADC執行的子-取樣操作的波形圖。

圖3圖示了根據實施例重新排序n個樣本值。

圖4示出了根據實施例的圖1A和圖1B的子-取樣8位SAR ADC的信號時序圖。

圖5示出了根據實施例的信號處理方法的流程圖。

圖6示出了圖5的步驟550關於生成選擇信號的流程圖。

110:天線

120:LNA

130:混頻器

140:濾波器

150、155、156:放大器

160、161、162:類比數位轉換器

170:數位解調器

180:多工器

190:RSSI控制器

191:子-取樣ADC

192:RSSI估計器

193:計算控制器

Claims

一種信號接收器，包括：一多工器，包括（n+1）個輸入端、一個選擇端和一個輸出端，其中該多工器的（n+1）個輸入端中的（n+1）個取決於協作串聯放大器的級數n，該多工器的第(n+1)個輸入端的第k個輸入端串接協作串聯放大器的第k級的輸入端，第(n+1)個輸入端的第(n+1)個輸入端，該多工器的端串接第n級協作串聯放大器的輸出端，該多工器的選擇端用於接收該些選擇信號，輸出端用於根據該些選擇信號輸出該些選擇信號其中之一，n k為正整數，1≤k≤n；子-取樣ADC 被配置為使用所選擇的信號執行子-取樣操作以生成取樣數據，該子-取樣 ADC 包括耦合到該多工器的輸出端子的輸入端子並被配置為接收選擇的信號，輸出端用於輸出取樣數據；和接收信號強度(RSSI)估計器，被配置為根據取樣數據計算與所選信號對應的RSSI值，RSSI估計器包括輸入端，耦合到該子-取樣ADC的輸出端並被配置為接收取樣數據，輸出端配置為輸出RSSI值。
如請求項1所述的信號接收器，還包括：計算控制器，被配置為根據RSSI值產生選擇信號，該計算控制器包括耦合到RSSI估計器的輸出端並被配置為接收RSSI值的輸入端，以及耦合到RSSI估計器的選擇端的輸出端，該多工器，用於輸出選擇信號。
如請求項2所述的信號接收器，其中：當RSSI值大於該子-取樣ADC的動態範圍對應的上限時，將選擇信號設置為前級選擇值，以選擇前級信號作為選擇信號。
如請求項2所述的信號接收器，其中：當RSSI值在該子-取樣ADC的動態範圍對應的上界和下界之間時，將選擇信號設置為相同值以保持選擇信號不變。
如請求項2所述的信號接收器，其中：當RSSI值小於該子-取樣ADC的動態範圍對應的下限時，將選擇信號設置為下一選擇值，以選擇下一級信號作為選擇信號。
如請求項1所述的信號接收器，還包括：天線，用於接收射頻信號；低噪聲放大器被配置為放大射頻信號以產生放大信號，低噪聲放大器包括耦合到天線並被配置為接收射頻信號的輸入端，以及被配置為輸出放大信號的輸出端；混頻器被配置為將放大信號下變頻以產生下變頻信號，該混頻器包括耦合到低噪聲放大器的輸出端的輸入端，以及被配置為輸出下變頻信號的輸出端；和濾波器被配置為對下變頻信號進行濾波，以產生第一信號，該濾波器包括被配置為接收下變頻信號的輸入端，以及耦合到第一放大器的輸入端並被配置為輸出第一信號的輸出端。信號。
如請求項6所述的信號接收器，其中所述濾波器是帶通濾波器或多相濾波器。
如請求項1所述的信號接收器，其中，取決於要使用哪組串聯放大器，該多工器、子-取樣ADC和RSSI估計器屬於同相路徑或正交路徑。
如請求項1所述的信號接收器，其中子-取樣ADC使用所選信號執行子-取樣操作以通過以下方式生成取樣數據：獲取選定信號的信號周期；將信號周期乘以一個比率以產生延遲時間；將信號周期和延遲時間相加以生成子-取樣週期；和以子-取樣週期對所選信號進行取樣，得到子-取樣結果；其中比率是介於零和一之間的實數。
如請求項9所述的信號接收器，其中，根據與所選信號的信號周期中的波形相似的模式，對二次取樣值重新排序。