TW202306293A - 開關變換器控制系統和方法 - Google Patents

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Abstract

本發明實施例提供了一種開關變換器控制系統和方法。該系統可以用於基於表徵該系統的輸出電壓的回饋電壓和第一基準電壓，得到電壓信號；基於電壓信號和第二基準電壓，得到處於高電平的第一脈衝信號，其中，第一脈衝信號的高電平時間為第一時間；以及基於第一脈衝信號，得到用於對電壓信號進行鉗位元的鉗位閾值，使得該系統在第一預設時段內從低壓差模式進入閉環調製模式。通過上述方案，基於回饋電壓得到電壓信號，基於電壓信號得到脈衝信號，基於脈衝信號使得鉗位元閾值從預設閾值變為VSUM，使得電壓信號能夠被迅速地鉗位到VSUM，從而該系統快速地從低壓差模式進入閉環調製模式，防止出現較大的輸出電壓紋波問題。

Description

開關變換器控制系統和方法
本發明實施例總體涉及積體電路領域，尤其涉及一種開關變換器控制系統和方法。
通常，為了提高功率密度，應用於汽車領域的大功率降壓變換器通常使用雙N型金屬-氧化物-半導體(N-Metal-Oxide-Semiconductor，NMOS)電力MOS場效電晶體作為功率級，同時為了達到更寬的輸入電壓和輸出電壓範圍，期望允許系統的輸出電壓VOUT接近其輸入電壓VIN，即，期望能夠實現以100%任務因數工作。然而，由於採用上管為NMOS電力MOS場效電晶體的架構，所以需要下管的定期開啟來給上管的自舉電容CBST進行充電，以滿足針對上管NMOS的驅動電壓VBST的要求。然而，由於下管的定期開啟，所以導致無法實現100%任務因數。
在現有技術中，為了解決上述問題，通常採取如下兩種方案，第一種方案是每個週期為系統設定一個最大任務因數(例如，97%左右)，使得輸出電壓VOUT最大可以達到97%*VIN。以此方式，峰值電流模式的降壓變換器系統會工作在開環狀態，其誤差放大器的輸出電壓信號VCOMP會達到內部的上鉗位元值，當輸入電壓VIN升高時，由於電壓信號VCOMP恢復得較慢，會導致較大的輸出電壓紋波(即，過沖)。此外，系統每個週期依然會有開關動作，這會到產生開關損耗和導通損耗。
第二種方案是當輸出電壓VOUT接近輸入電壓VIN時，降低系統的開關頻率，來進一步提高等效的任務因數。以此方式，能夠在一定程度上降低開關損耗和導通損耗，但是依然存在由於輸入電壓VIN升高 而帶來的輸出電壓紋波(即，過沖)問題，同時由於頻率的變化還會給汽車電子系統帶來電磁干擾(Electromagnetic Interference，EMI)問題。
綜上，現有技術提供的開關變換器無法在實現100%任務因數的同時，提供具有較好紋波特性的輸出電壓、較高的效率以及較優的EMI能力等。
本發明實施例提供了一種開關變換器控制系統和方法，基於用於表徵系統的輸出電壓的回饋電壓VFB來得到電壓信號VCOMP，基於電壓信號VCOMP來得到脈衝信號PULSE，基於脈衝信號PULSE使得開關變換器控制系統中的上鉗位元電路的鉗位元閾值從鉗位閾值VCLP1變為VSUM，使得電壓信號VCOMP能夠被迅速地鉗位到VSUM，從而該系統能夠快速從低壓差模式進入閉環調製模式，防止出現較大的輸出電壓紋波問題。
第一方面，本發明實施例提供了一種開關變換器控制系統，該系統可以用於：基於表徵所述開關變換器控制系統的輸出電壓的回饋電壓和第一基準電壓，得到電壓信號；基於所述電壓信號和第二基準電壓，得到處於高電平的第一脈衝信號，其中，所述第一脈衝信號的高電平時間為第一時間；以及基於所述第一脈衝信號，得到用於對所述電壓信號進行鉗位元的鉗位閾值，使得所述開關變換器控制系統能夠在第一預設時段內從低壓差模式進入閉環調製模式。
第二方面，本發明實施例提供了一種開關變換器控制方法，應用於開關變換器控制系統，該方法可以包括：基於表徵所述開關變換器控制系統的輸出電壓的回饋電壓和第一基準電壓，得到電壓信號；基於所述電壓信號和第二基準電壓，得到處於高電平的第一脈衝信號，其中，所述第一脈衝信號的高電平時間為第一時間；以及基於所述第一脈衝信號，得到用於對所述電壓信號進行鉗位元的鉗位閾值，使得所述開關變換器控制系統能夠在第一預設時段內從低壓差模式進入閉環調製模式。
本發明實施例提供的開關變換器控制系統和方法，能夠基於用於表徵系統的輸出電壓VOUT的回饋電壓VFB來得到電壓信號VCOMP，基於電壓信號VCOMP來得到脈衝信號PULSE，基於脈衝信號PULSE使得開關變換器控制系統中的上鉗位元電路的鉗位元閾值從鉗位閾值VCLP1變為VSUM，使得電壓信號VCOMP能夠被迅速地鉗位到VSUM，從而該系統能夠快速從低壓差模式進入閉環調製模式，防止出現較大的輸出電壓紋波問題。
1101:電流取樣放大器ACS
1102:斜坡補償電流ISLOPE
1103、1111:反相器
1104:及閘
1105:求和單元
1106:誤差放大器
1107:PWM比較器
1108:低壓差控制器
1109:邏輯電路
1110:上鉗位元電路
1112、1113:驅動器
1114:浮動電壓源
1115:電荷泵電路
C1-C2:電容
CBST:自舉電容
CCOMP:補償電容
CMP_OUT:開關控制信號
CMP1、CMP2:比較器
COUT:輸出電容
CTRL、CLK、CLK_a、CLK_b、CLK_cp:信號
DBST:二極體
DLY1、DLY2:延遲模組
EA:誤差放大器
ENTER、EXIT、PASS_THRU:脈衝信號
ILOAD:輸出負載
ISENSF:電流
L1:電感
M1-M9:電晶體
MHS:高側功率管
MLS:低側功率管
OP:運算放大器
PULSE:脈衝信號
Q1:觸發器
Q2:RS觸發器
R1-R3、RREF1-RREF2:電阻
RCOMP:調零電阻
RFB1、RFB2:回饋電阻
RSENSE:電感電流取樣電阻
RSUM:求和電阻
S610、S620、S630:步驟
tDLY1、tDLY2:延遲預設時間
VCLP1:鉗位閾值
VCOMP:電壓信號
VBST、VCP、VSUM、VDD:電壓
VFB:回饋電壓
VIN:輸入電壓
VBST-VSW、VOUT:輸出電壓
VREF:基準電壓
VREF2、VREF3:基準電壓
Z1:齊納管
為了更清楚地說明本發明實施例的技術方案，下面將對本發明實施例中所需要使用的圖式作簡單的介紹，對於本領域普通技術人員來講，在不付出創造性勞動的前提下，還可以根據這些圖式獲得其他的圖式。
圖1示出了本發明一個實施例提供的開關變換器控制系統的結構示意圖；
圖2示出了本發明一個實施例提供的開關變換器控制系統的具體實現方式的結構示意圖；
圖3示出了本發明實施例提供的開關變換器控制系統的控制時序的波形示意圖；
圖4示出了本發明實施例提供的電荷泵電路的結構示意圖；
圖5示出了本發明實施例提供的浮動電壓源的結構示意圖；以及
圖6示出了本發明實施例提供的開關變換器控制方法的流程示意圖。
下面將詳細描述本發明的各個方面的特徵和示例性實施例，為了使本發明的目的、技術方案及優點更加清楚明白，以下結合圖式及具體實施例，對本發明進行進一步詳細描述。應理解，此處所描述的具體實施例僅被配置為解釋本發明，並不被配置為限定本發明。對於本領域 技術人員來說，本發明可以在不需要這些具體細節中的一些細節的情況下實施。下面對實施例的描述僅僅是為了通過示出本發明的示例來提供對本發明更好的理解。
需要說明的是，在本文中，諸如第一和第二等之類的關係術語僅僅用來將一個實體或者操作與另一個實體或操作區分開來，而不一定要求或者暗示這些實體或操作之間存在任何這種實際的關係或者順序。而且，術語“包括”、“包含”或者其任何其他變體意在涵蓋非排他性的包含，從而使得包括一系列要素的過程、方法、物品或者設備不僅包括那些要素，而且還包括沒有明確列出的其他要素，或者是還包括為這種過程、方法、物品或者設備所固有的要素。在沒有更多限制的情況下，由語句“包括……”限定的要素，並不排除在包括所述要素的過程、方法、物品或者設備中還存在另外的相同要素。
為了解決現有技術問題中存在的一個或多個問題，本發明實施例提供了一種開關變換器控制系統和方法。下面首先對本發明實施例所提供的開關變換器控制系統進行介紹。
作為一個示例，圖1示出了本發明一個實施例提供的開關變換器控制系統的結構示意圖。如圖1所示，該開關變換器控制系統可以包括：二極體DBST、高側功率管MHS、低側功率管MLS、自舉電容CBST、回饋電阻RFB1和RFB2、電感L1、電感電流取樣電阻RSENSE、求和電阻RSUM、補償電容CCOMP、調零電阻RCOMP、輸出電容COUT、電流取樣放大器ACS 1101、斜坡補償電流ISLOPE 1102、反相器1103、及閘1104、求和單元1105、誤差放大器1106、PWM(Pulse Width Modulation，脈寬調變)比較器1107、低壓差控制器1108、邏輯電路1109、上鉗位元電路1110、反相器1111、驅動器1112、驅動器1113、浮動電壓源1114以及電荷泵電路1115。
其中，二極體DBST的第一端(例如，正極)可以連接至VDD端，二極體DBST的第二端(例如，負極)可以連接至浮動電壓源1114 的第一端和驅動器1113的第一端，浮動電壓源1114的第二端可以連接至電荷泵1115，浮動電壓源1114的第三端可以連接至驅動器1113的第二端，驅動器1113的第三端可以用於接收信號CTRL，驅動器1113的第四端可以連接至高側功率管MHS的閘極，高側功率管MHS的汲極可以用於接收系統的輸入電壓VIN，高側功率管MHS的源極可以連接至驅動器1113的第二端，自舉電容CBST的兩端可以分別連接至浮動電壓源1114的第一端和第三端，CTRL信號可以經由反相器1111和驅動器1112連接至低側功率管MLS的閘極，低側功率管MLS的汲極可以連接至高側功率管MHS的源極，並且低側功率管MLS的源極可以連接至參考地，低側功率管MLS的汲極還可以經由電感L1和電感電流取樣電阻RSENSE連接至系統的輸出端，並且系統的輸出端還經由輸出電容COUT連接至參考地，以及經由回饋電阻RFB1和RFB2連接至參考地。
並且，電流取樣放大器ACS 1101的兩個輸入端可以分別連接至電感電流取樣電阻RSENSE的兩端，電流取樣放大器ACS 1101的輸出端可以連接至求和單元1105的第一輸入端，斜坡補償電流ISLOPE 1102可以經由開關S1連接至求和單元1105的第二輸入端，其中開關S1基於來自及閘1104的輸出信號而導通和關斷，及閘1104的一個輸入端可以連接至反相器1103的輸出端以接收經反相的脈衝信號PASS_THRU，另一輸入端可以用於接收脈寬調製信號PWM，求和單元1105的輸出端可以經由求和電阻RSUM連接至參考地。
誤差放大器1106的一個輸入端(例如，正相輸入端)可以用於接收基準電壓VREF，另一輸入端(例如，負相輸入端)可以用於接收回饋電壓VFB，PWM比較器1107的一個輸入端(例如，正相輸入端)可以連接至求和電阻RSUM中遠離地的一端，以接收求和電壓VSUM，PWM比較器1107的另一輸入端(例如，負相輸入端)可以連接至誤差放大器1106的輸出端，以接收電壓信號VCOMP，PWM比較器1107的輸出端可以連接至邏輯電路1109的第一輸入端，低壓差控制器1108可以用於接收系 統的輸出電壓VOUT、系統的輸入電壓VIN、基準電壓VREF2以及來自誤差放大器1106的電壓信號VCOMP，並且低壓差控制器1108的三個輸出端可以分別連接至邏輯電路1109的三個輸入端，以分別向邏輯電路1109提供脈衝信號ENTER、EXIT以及PASS_THRU，邏輯電路1109可以用於提供上述信號CTRL，此外，低壓差控制器1108的第四輸出端可以連接至上鉗位元電路1110的第一輸入端，以向其提供脈衝信號PULSE，基於脈衝信號PULSE來控制上鉗位元電路1110的鉗位元閾值，上鉗位元電路1110的第二和第三輸入端分別可以用於接收信號VCLP1和VSUM，並且用於基於上述鉗位閾值來對上述電壓信號VCOMP進行鉗位元。
作為一個示例，本發明實施例提供的開關變換器控制系統可以用於：基於表徵該系統的輸出電壓的回饋電壓VFB和基準電壓VREF，可以利用誤差放大器1106來輸出電壓信號VCOMP，基於電壓信號VCOMP和基準電壓VREF2，可以利用低壓差控制器1108和邏輯電路1109來輸出處於高電平的脈衝信號PULSE，其中，該脈衝信號PULSE的高電平的持續時間為tDLY2(參見圖3)，基於該脈衝信號PULSE，來控制上鉗位元電路1110的鉗位元閾值，使得可以利用該鉗位元閾值來對電壓信號VCOMP進行鉗位元，以使該系統能夠快速從低壓差模式進入閉環調製模式，防止由於電壓信號VCOMP電壓恢復較慢而導致的較大的輸出電壓紋波(過沖)問題。
可見，通過基於電壓信號VCOMP和基準電壓VREF2，得到處於高電平的脈衝信號PULSE，基於該脈衝信號PULSE使得上鉗位元電路1110的鉗位閾值從默認的VCLP1變為VSUM，得電壓信號VCOMP的值能夠被迅速地鉗位到VSUM的值，從而該系統能夠快速地從低壓差模式進入閉環調製模式，防止出現較大的輸出電壓紋波問題。
作為一個示例，本發明實施例提供的開關變換器控制系統可以進一步用於：基於電壓信號VCOMP和基準電壓VREF2，可以利用低壓差控制器1108來輸出處於高電平的脈衝信號EXIT，其中，該脈衝信號 EXIT的高電平的持續時間為tDLY1(參見圖3)，基於該脈衝信號EXIT，可以利用邏輯電路1109使得脈衝信號PASS_THRU從高電平變為低電平，以及基於該脈衝信號PASS_THRU，可以利用低壓差控制器1108使得脈衝信號PULSE從低電平變為高電平，並且高電平的持續時間為tDLY2(參見圖3)。
作為一個示例，本發明實施例提供的開關變換器控制系統可以進一步用於：基於該系統的輸入電壓VIN和輸出電壓VOUT，可以利用低壓差控制器1108來輸出處於高電平的脈衝信號ENTER，其中，該脈衝信號ENTER的高電平的持續時間為tDLY1(參見圖3)，基於該脈衝信號ENTER，可以利用邏輯電路1109來輸出處於高電平的脈衝信號PASS_THRU，其中，脈衝信號PASS_THRU的高電平的持續時間可以不同於tDLY1和tDLY2，使得該系統進入低壓差模式。
為了更好地理解本發明實施例提供的開關變換器控制系統，以下結合圖2對開關變換器控制系統進行詳細描述，參考圖2，圖2示出了本發明一個實施例提供的開關變換器控制系統的具體實現方式的結構示意圖，圖2所示的電路結構為圖1所示的開關變換器控制系統的一種具體實現方式。
作為一個示例，如圖2所示，低壓差控制器1108可以包括第一支路、第二支路和第三支路，其中，第一支路可以用於基於系統的輸入電壓VIN和輸出電壓VOUT來產生脈衝信號ENTER，第二支路可以用於基於基準電壓VREF2和來自誤差放大器1106的電壓信號VCOMP來產生脈衝信號EXIT，以及第三支路可以用於基於脈衝信號PASS_THRU來產生脈衝信號PULSE，以基於脈衝信號PULSE來調整上鉗位元電路1110的鉗位元閾值，其中，脈衝信號PASS_THRU是基於脈衝信號EXIT使用RS觸發器Q2來產生的。
具體地，第一支路可以用於對輸入電壓VIN和一定倍數的輸出電壓(例如，1.05*VOUT)進行比較，並對比較結果進行一系列邏輯 運算，來得到脈衝信號ENTER，第二支路可以用於對基準電壓VREF2和電壓信號VCOMP進行比較，並對比較結果進行一系列邏輯運算，來得到脈衝信號EXIT，以及第三支路可以用於對脈衝信號PASS_THRU進行一系列邏輯運算，來得到脈衝信號PULSE。
作為一個示例，第一支路可以包括比較器CMP1、反相器、延遲模組DLY1以及及閘等，其中，比較器CMP1的第一輸入端(例如，正相輸入端)可以用於接收一定倍數的輸出電壓(例如，1.05*VOUT)，第二輸入端(例如，負相輸入端)可以用於接收輸入電壓VIN，該比較器CMP1可以用於對一定倍數的輸出電壓和輸入電壓VIN進行比較以產生第一比較結果，比較器CMP1的輸出端可以連接至反相器的輸入端，該反相器可以用於對該第一比較結果進行反相，反相器的輸出端可以經由延遲模組DLY1連接至及閘的第一輸入端，該延遲模組DLY1可以用於將經反相的第一比較結果延遲預設時間tDLY1(參見圖3)，及閘的第二輸入端可以連接至比較器CMP1的輸出端，該及閘可以用於對第一比較結果和經反相和延遲的第一比較結果進行邏輯“與”運算，以輸出脈衝信號ENTER。
作為一個示例，第二支路可以包括比較器CMP2、反相器、延遲模組DLY1以及及閘等，其中，比較器CMP2的第一輸入端(例如，正相輸入端)可以用於接收基準電壓VREF2，第二輸入端(例如，負相輸入端)可以用於接收來自誤差放大器的電壓信號VCOMP，該比較器CMP2可以用於對基準電壓VREF2和電壓信號VCOMP進行比較以產生第二比較結果，比較器CMP2的輸出端可以連接至反相器的輸入端，該反相器可以用於對該第二比較結果進行反相，反相器的輸出端可以經由延遲模組DLY1連接至及閘的第一輸入端，該延遲模組DLY1可以用於將經反相的第二比較結果延遲預設時間tDLY1(參見圖3)，及閘的第二輸入端可以連接至比較器CMP2的輸出端，該及閘可以用於對第二比較結果和經反相和延遲的第二比較結果進行邏輯“與”運算，以輸出脈衝信號EXIT。
作為一個示例，RS觸發器Q2的第一輸入端(例如，置位端)可以用於接收脈衝信號ENTER，第二輸入端(例如，復位端)可以用於接收脈衝信號EXIT，以基於脈衝信號ENTER和EXIT來產生脈衝信號PASS_THRU。
作為一個示例，第三支路可以包括延遲模組DLY2、反相器以及及閘等，其中，RS觸發器Q2的輸出端可以經由延遲模組DLY2連接至及閘的第一輸入端，該延遲模組DLY2可以用於將脈衝信號PASS_THRU延遲預設時間tDLY2，以將經延遲的脈衝信號提供給及閘，RS觸發器Q2的輸出端還可以經由反相器連接至及閘的第二輸入端，以將經反相的脈衝信號提供給及閘，使得及閘可以對經延遲的脈衝信號和經反相的脈衝信號進行邏輯“與”運算以產生處於高電平的脈衝信號PULSE，從而可以在脈衝信號PULSE處於高電平時，將上鉗位元電路1110的鉗位閾值由預設的VCLP1變為VSUM，使得電壓信號VCOMP的值被迅速地鉗位到VSUM的值。
作為一個示例，電流取樣電阻RSENSE和電流取樣放大器ACS 1101可以用於對電感LI上的電流進行取樣，從而轉換為與電感電流成一定比例的電流ISENSE。
作為一個示例，求和電阻RSUM可以用於對斜坡補償電流ISLOPE和取樣電流ISENSE進行疊加，並產生可以用於表徵電感電流信號的斜坡電壓VSUM，其中，該斜坡電壓VSUM可以用作上鉗位元電路1110的一個鉗位元閾值，以用於在系統從低壓差模式進入閉環調製模式時，使得上鉗位元電路1110的鉗位元閾值從鉗位閾值(例如，VCLP1)變為斜坡電壓VSUM，使用閾值VSUM來對電壓信號VCOMP進行鉗位元，並且該上鉗位元電路1110的另一鉗位閾值為鉗位閾值(例如，VCLP1)，以用於在系統處於低壓差模式和閉環調製模式下時，使用鉗位閾值VCLP1來對電壓信號VCOMP進行鉗位元，使得電壓信號VCOMP不超過鉗位閾值VCLP1。
作為一個示例，PWM比較器1107可以用於對斜坡電壓 VSUM和電壓信號VCOMP進行比較，並產生具有任務因數調節功能的開關控制信號CMP_OUT。
作為一個示例，當低側功率管MLS一直關斷時，由於自舉電容CBST無法進行充電，在這種情況下，浮動電壓源1114可以用於為自舉電容CBST進行充電，從而產生可以用於為高側功率管MHS驅動供電的電壓VBST，使得高側功率管MHS能夠一直導通。
作為一個示例，電荷泵電路1115可以用於產生電壓VCP以為浮動電壓源1114進行供電，其中，該電壓VCP通常高於輸入電壓VIN，例如比輸入電壓VIN高5V左右。
作為一個示例，低壓差控制器1108可以用於控制環路進入和退出低壓差模式，其中，在進入低壓差模式之後，脈衝信號PASS_THRU從低電平變為高電平，信號CTRL變為高電平，回應於信號CTRL處於高電平而使得高側功率管MHS一直導通，並且低側功率管MLS一直關斷，在退出低壓差模式時，脈衝信號PASS_THRU從高電平變為低電平，並產生一個脈衝信號PULSE，該脈衝信號PULSE的高電平時間為tDLY2，脈衝信號PULSE可以用於控制上鉗位元電路1110的鉗位元閾值，例如，當脈衝信號PULSE為高電平時，上鉗位元電路1110的鉗位元閾值可以從預設的鉗位閾值VCLP1變為VSUM。
作為一個示例，上鉗位元電路1110可以用於對來自誤差放大器1106的輸出電壓信號VCOMP進行鉗位元，例如，當開關變換器控制系統處於低壓差模式和閉環調製模式下時，利用上鉗位元電路1110的鉗位閾值VCLP1來對誤差放大器1106的輸出電壓信號VCOMP進行鉗位元，使得電壓信號VCOMP不超過鉗位閾值VCLP1，當開關變換器控制系統從低壓差模式進入閉環調製模式的時刻，基於脈衝信號PULSE使得上鉗位元電路1110的鉗位閾值從VCLP1變為VSUM，以使可以利用上鉗位元電路1110的鉗位元閾值VSUM來對誤差放大器1106的電壓信號VCOMP進行鉗位元，使得電壓信號VCOMP的值被迅速鉗位到鉗位閾值VSUM的值。
以下結合圖2，通過示例的方式對開關變換器控制系統的控制原理進行詳細介紹。
作為一個示例，當輸入電壓VIN大於1.05*VOUT時，系統工作在閉環調製模式(Regulation Mode)，脈衝信號PASS_THRU為低電平，信號CTRL可以由脈寬調製信號PWM控制。在每個CLK的上升沿處，脈寬調製信號PWM為高電平，高側功率管MHS開始導通，使得求和電阻RSUM上的電壓VSUM開始上升，當PWM比較器1107檢測到斜坡電壓VSUM大於電壓信號VCOMP時，輸出的開關控制信號CMP_OUT為高電平，觸發器Q1接收該開關控制信號CMP_OUT並輸出處於低電平的脈寬調製信號PWM，高側功率管MHS開始關斷，低側功率管MLS開始導通。以此方式，輸出電壓VOUT達到設定的穩壓值。
作為一個示例，隨著輸入電壓VIN逐漸減小(或者系統軟起動(Soft Startup)階段的輸出電壓VOUT逐漸增大)，當輸入電壓VIN小於一定倍數的輸出電壓(例如，1.05*VOUT)時，系統進入低壓差模式，脈衝信號PASS_THRU從低電平變為高電平，信號CTRL變為高電平，使得高側功率管MHS可以一直導通，低側功率管MLS可以一直關斷。然而，由於低側功率管MLS一直關斷，導致自舉電容CBST無法進行充電，在這種情況下，本發明實施例可以採用例如浮動電壓源1114來為自舉電容CBST進行充電，從而產生可以用於為高側功率管MHS驅動供電的電壓VBST，使得高側功率管MHS能夠一直導通。此外，本發明實施例可以採用電荷泵電路1115來產生電壓VCP以為浮動電壓源1114進行供電。在系統進入低壓差模式之後，誤差放大器1106的輸出電壓信號VCOMP會逐漸變高，在這種情況下，本發明實施例可以採用上鉗位元電路1110來將電壓信號VCOMP鉗位元在預設的鉗位閾值VCLP1的附近。
作為一個示例，在低壓差模式下，基於脈衝信號PASS_THRU來關斷斜坡補償電流信號，具體地，在脈衝信號PASS_THRU變為高電平時，本發明實施例可以採用開關S1來關斷斜坡補 償電流，以防止求和電阻RSUM上的電壓VSUM在高側功率管MHS導通時持續升高。其中，反相器1103可以用於對脈衝信號PASS_THRU進行反相，及閘1104可以用於對經反相的脈衝信號和脈寬調製信號PWM進行邏輯“與”運算，並基於來自及閘1104的輸出信號來控制開關S1的導通和關斷，例如可以通過關斷開關S1來關斷斜坡補償電流ISLOPE，或通過接通開關S1來接通斜坡補償電流。
作為一個示例，當輸入電壓VIN逐漸增大時，由於開關變換器控制系統還是工作在低壓差模式下，輸出電壓VOUT隨著輸入電壓VIN的增大而增大，由於回饋電壓VFB是用來表徵輸出電壓VOUT的，故回饋電壓VFB隨著輸出電壓VOUT的增大而增大，當誤差放大器1106檢測到回饋電壓VFB開始大於VREF時，誤差放大器1106的輸出電壓信號VCOMP會逐漸減小，當比較器CMP2檢測到電壓信號VCOMP小於基準電壓VREF2時，系統退出低壓差模式，脈衝信號PASS_THRU從高電平變為低電平，控制信號CTRL由脈寬調製信號PWM來控制。
接下來，系統回到閉環調製模式，在脈衝信號PASS_THRU信號從高電平變為低電平時，產生一個處於高電平的脈衝信號PULSE，並且其高電平持續時間為tDLY2，脈衝信號PULSE可以用來控制上鉗位元電路1110的鉗位元閾值，例如，當脈衝信號PULSE處於高電平時，使得上鉗位元電路1110的鉗位元閾值從鉗位閾值VCLP1變為VSUM，以使電壓信號VCOMP的值可以被迅速地鉗位到閾值VSUM的值，以此方式，系統可以在足夠短的時間內從低壓差模式快速切換至閉環調製模式，從而可以減少系統的輸出電壓由於模式切換而導致的紋波。
為了進一步理解本發明實施例提供的開關變換器控制系統，下面參考圖2和圖3對開關變換器控制系統的工作模式進行介紹，例如，圖3示出了本發明實施例提供的開關變換器控制系統的控制時序的波形示意圖。
作為一個示例，參考圖3，示出了系統在從軟起動(調 製模式)切換至低壓差模式再回到調製模式的過程中相應信號的波形示意圖。
在t1時刻，當比較器CMP1檢測到輸入電壓VIN大於1.05*VOUT時，比較器CMP1輸出低電平，系統開始軟起動，輸出電壓VOUT被系統調製為以預設斜率上升。
隨著輸出電壓的上升，在t2時刻，當比較器CMP1檢測到輸入電壓VIN小於1.05*VOUT時，比較器CMP1的輸出從低電平變為高電平，通過對來自比較器CMP1的比較結果進行一系列邏輯運算(例如，利用第一支路中的邏輯單元進行邏輯運算)來產生脈寬為tDLY1的脈衝信號ENTER，並將脈衝信號ENTER輸入到RS觸發器Q2的一端(例如，置位端)，通過RS觸發器Q2使脈衝信號PASS_THRU從低電平變為高電平，系統進入低壓差模式。
在t3時刻，輸入電壓VIN開始逐漸增大，由於此時高側功率管MHS一直處於導通狀態，所以輸出電壓VOUT隨著輸入電壓VIN的增大而增大，由於回饋電壓VFB是對輸出電壓VOUT進行採樣得到的，故回饋電壓VFB隨著輸出電壓VOUT的增大而增大，當誤差放大器1106檢測到回饋電壓VFB開始大於基準電壓VREF時，輸出的電壓信號VCOMP開始下降。
在t4時刻，當比較器CMP2檢測到電壓信號VCOMP下降到基準電壓VREF2時，使得比較器CMP2的輸出變為高電平，通過對來自比較器CMP2的比較結果進行一系列邏輯運算(例如，利用第二支路中的邏輯單元進行邏輯運算)來產生脈寬為tDLY1的脈衝信號EXIT，並將脈衝信號EXIT輸入到RS觸發器Q2的另一端(例如，復位端)，通過RS觸發器Q2將脈衝信號PASS_THRU從高電平變為低電平，使得系統退出低壓差模式，並進入閉環調製模式。在脈衝信號PASS_THRU變為低電平之後，使得脈衝信號PULSE從低電平變為高電平，並且其脈寬為tDLY2，當脈衝信號PULSE處於高電平時，使得上鉗位元電路1110的鉗位元閾值從鉗位閾值VCLP1變為VSUM，以使電壓信號VCOMP的值被迅速地鉗位到VSUM 的值。
在t5時刻，脈衝信號PULSE從高電平變為低電平，當脈衝信號PULSE處於低電平時，使得上鉗位元電路1110的鉗位元閾值從VSUM恢復為鉗位閾值VCLP1，以利用鉗位閾值VCLP1來對電壓信號VCOMP的值進行鉗位元，使得電壓信號VCOMP不超過鉗位閾值VCLP1，其中，電壓信號VCOMP的值的大小可由系統的負載以及輸入電壓VIN和輸出電壓VOUT來確定。
作為一個示例，圖4示出了本發明實施例提供的電荷泵電路的結構示意圖。如圖4所示，該電荷泵電路可以包括電晶體M1-M5、電容C1-C2、電阻R1-R2以及非交疊邏輯等。
其中，電晶體M1的汲極可以用於接收電壓VDD，電晶體M1的閘極可以連接至其源極，電晶體M1的源極還可以連接至電晶體M2的汲極，電晶體M2的閘極可以連接至其源極，電晶體M2的源極可以經由電容C2連接至參考地，電容C2中遠離地的一端可以用作電荷泵電路的輸出端，電晶體M3的源極可以連接至參考地，電晶體M3的閘極可以連接至非交疊邏輯的一個輸出端，以從其接收訊號CLK_a，電晶體M3的汲極可以連接至電晶體M4的汲極，電晶體M4的閘極可以經由電阻R1連接至電晶體M5的汲極，電晶體M4的源極可以用於接收電壓VIN，電阻R2連接在電晶體M4的閘極和源極之間，電晶體M5的源極可以連接至參考地，電晶體M5的閘極可以連接至非交疊邏輯的另一輸出端，以從其接收信號CLK_b，電容C1的一端可以連接至電晶體M3的汲極，電容C1的另一端可以連接至電晶體M1的源極和電晶體M2的汲極。
作為一個示例，該電荷泵電路可以用於通過非交疊邏輯(Non-overlapping logic)來產生彼此反相的信號CLK_a和CLK_b，當信號CLK_a處於高電平時，可以對電容C1進行充電，當CLK_b處於高電平時，將電容C1的下極板電壓設置為輸入電壓VIN，並通過電容C1來為電容C2進行充電，從而產生電壓VCP，以為浮動電壓源進行供電，該電壓 VCP可以比輸入電壓VIN高例如5V左右。
具體地，非交疊邏輯可以用於基於時鐘信號CLK_cp來產生互相反相的信號CLK_a和CLK_b，當信號CLK_a為高電平時，使得電晶體M3導通，此時可以利用電壓VDD通過電晶體M1的體二極體來給電容C1進行充電；當信號CLK_b為高電平時，使得電晶體M5導通，由於電晶體M5的導通而使得電晶體M4也導通，通過電晶體M4和電晶體M5的導通將電容C1的下極板電壓設置為VIN，由於電容兩端的壓差不能發生突變，所以可以利用電容C1通過電晶體M2的體二極體來給電容C2進行充電，經過若干時鐘週期，使得電容C2上的電壓VCP變為VIN+VDD-2VDIO，其中，VDIO為體二極體的電壓。
作為一個示例，圖5示出了本發明實施例提供的浮動電壓源的結構示意圖。如圖5所示，該浮動電壓源可以包括運算放大器OP、電晶體M5-M9、電阻RREF1-RREF2和R3、以及齊納管Z1等。
其中，電晶體M5和電晶體M6組成電流鏡電路，運算放大器OP的一個輸入端(例如，正相輸入端)可以用於接收基準電壓VREF3，另一輸入端(例如，負相輸入端)可以連接至電晶體M9的源極，運算放大器OP的輸出端可以連接至電晶體M9的閘極，電晶體M9的源極經由電阻RREF1連接至參考地，電晶體M9的汲極可以連接至電流鏡電路的第一端，電流鏡電路的第二端可以連接至電晶體M7的汲極，電晶體M7的汲極還可以連接至電晶體M7的閘極，電晶體M7的源極可以經由電阻RREF2連接至齊納管Z1的一端，電晶體M8的汲極可以經由電阻R3連接至電流鏡電路的第三端，電晶體M8的閘極可以連接至電晶體M7的閘極，電晶體M8的源極可以連接至齊納管Z1的另一端，齊納管Z1的兩端可以用作浮動電壓源的輸出端。
作為一個示例，當低側功率管MLS一直關斷時，由於自舉電容CBST無法進行充電，在這種情況下，浮動電壓源1114可以用於為自舉電容CBST進行充電，其可以產生用於為高側功率管MHS驅動供電的電 壓VBST，使得高側功率管MHS能夠一直導通。
具體地，通過運算放大器OP以及電晶體M9和電晶體M5，基於基準電壓VREF3，可以產生大小為VREF3/RREF1的電流I1，如果電晶體M6與電晶體M5的寬長比相等，則電流I2等於I1，電晶體M7可以用於產生針對電晶體M8的驅動電壓，使得浮動電壓源的輸出電壓VBST-VSW近似等於VREF3/RREF1*RREF2，齊納管Z1可以用於對VBST-VSW進行電壓鉗位元。
參考圖6，圖6示出了本發明實施例提供的開關變換器控制方法的流程示意圖，該方法應用於開關變換器控制系統，該方法可以包括以下步驟：S610，基於表徵開關變換器控制系統的輸出電壓的回饋電壓(例如，VFB)和第一基準電壓(例如，VREF)，得到電壓信號(例如，VCOMP)；S620，基於電壓信號和第二基準電壓(例如，VREF2)，得到處於高電平的第一脈衝信號(例如，PULSE)，其中，第一脈衝信號的高電平時間為第一時間；以及S630，基於第一脈衝信號，得到用於對電壓信號進行鉗位元的鉗位元閾值，使得開關變換器控制系統能夠在第一預設時段內從低壓差模式進入閉環調製模式。
作為一個示例，基於電壓信號和第二基準電壓，得到處於高電平的第一脈衝信號可以進一步包括：基於電壓信號和第二基準電壓，得到處於高電平的第二脈衝信號(例如，EXIT)，其中，第二脈衝信號的高電平時間為第二時間；基於第二脈衝信號，得到處於低電平的第三脈衝信號(例如，PASS_THRU)；以及基於第三脈衝信號，得到處於高電平的第一脈衝信號(例如，PULSE)。
作為一個示例，基於電壓信號和第二基準電壓，得到處於高電平的第二脈衝信號可以進一步包括：對電壓信號和第二基準電壓進行比較，得到第一比較信號；對第一比較信號進行反相，得到經反相的第一比較信號；使經反相的第一比較信號延遲第一預設時間，得到經反相和延遲的第一比較信號；以及對第一比較信號和經反相和延遲的第一比較信 號進行邏輯與運算，得到處於高電平的第二脈衝信號。
作為一個示例，基於第三脈衝信號，得到處於高電平的第一脈衝信號可以進一步包括：使第三脈衝信號延遲第二預設時間，得到經延遲的第三脈衝信號；對第三脈衝信號進行反相，得到經反相的第三脈衝信號；以及對經延遲的第三脈衝信號和經反相的第三脈衝信號進行邏輯與運算，得到處於高電平的第一脈衝信號。
作為一個示例，該方法還可以包括：基於開關變換器控制系統的輸入電壓和輸出電壓，得到處於高電平的第四脈衝信號(例如，ENTER)，其中，第四脈衝信號的高電平時間為第二時間；以及基於第四脈衝信號，得到處於高電平的第三脈衝信號(例如，PASS_THRU)，其中，第三脈衝信號的高電平時間為第三時間，使得開關變換器控制系統進入低壓差模式。
作為一個示例，上述鉗位閾值可以包括第一閾值和第二閾值，第一閾值為預設閾值，該方法可以進一步包括通過以下方式來得到第二閾值：對流經開關變換器控制系統中的電感上的電流進行採樣，得到用於表徵電感電流的電流錶征信號；接收斜坡補償電流信號；以及基於電流錶征信號和斜坡補償電流信號，得到第二閾值。
作為一個示例，該方法可以進一步包括：在低壓差模式下，基於第三脈衝信號來關斷斜坡補償電流信號，防止第二閾值在開關變換器控制系統中的高側功率管導通時持續升高。
作為一個示例，該方法可以進一步包括：當開關變換器控制系統處於低壓差模式和閉環調製模式下時，使鉗位閾值為第一閾值，以使電壓信號不超過第一閾值；以及當開關變換器控制系統從低壓差模式進入閉環調製模式時，使鉗位元閾值為第二閾值，以使電壓信號在第二預設時段內被鉗位到第二閾值。
作為一個示例，該開關變換器控制系統包括浮動電壓源，該方法可以包括：當開關變換器控制系統中的低側功率管一直處於關 斷狀態時，利用該浮動電壓源來為開關變換器控制系統中的自舉電容進行充電，以產生針對開關變換器控制系統中的高側功率管的驅動電壓，使得高側功率管能夠一直處於導通狀態。
作為一個示例，該開關變換器控制系統還可以包括電荷泵電路，該方法可以包括：通過電荷泵電路中的非交疊邏輯來產生彼此反相的第一時鐘信號和第二時鐘信號；當第一時鐘信號處於高電平時，對電荷泵電路中的第一電容進行充電；當第二時鐘信號處於高電平時，將第一電容的下極板電壓設置為開關變換器控制系統的輸入電壓；以及利用第一電容來為電荷泵電路中的第二電容進行充電，以為浮動電壓源產生供電電壓。
應當注意的是，本發明實施例提供的開關變換器控制方法的細節類似於以上結合圖1-圖5對本發明實施例系統的開關變換器控制系統進行描述時的細節，為了簡化描述，在此不再贅述。
需要明確的是，本發明並不局限于上文所描述並在圖中示出的特定配置和處理。為了簡明起見，這裡省略了對已知方法的詳細描述。在上述實施例中，描述和示出了若干具體的步驟作為示例。但是，本發明的方法過程並不限於所描述和示出的具體步驟，本領域的技術人員可以在領會本發明的精神後，作出各種改變、修改和添加，或者改變步驟之間的順序。
以上所述的結構框圖中所示的功能塊可以實現為硬體、軟體、固件或者它們的組合。當以硬體方式實現時，其可以例如是電子電路、專用積體電路(Application Specific Integrated Circuit，ASIC)、適當的固件、外掛程式、功能卡等等。當以軟體方式實現時，本發明的元素是被用於執行所需任務的程式或者程式碼片段。程式或者程式碼片段可以存儲在機器可讀介質中，或者通過載波中攜帶的資料信號在傳輸介質或者通信鏈路上傳送。“機器可讀介質”可以包括能夠存儲或傳輸資訊的任何介質。機器可讀介質的例子包括電子電路、半導體記憶體設備、ROM (Read-Only Memory，唯讀記憶體)、快閃記憶體、可擦除ROM(Erasable Read-Only Memory，EROM)、軟碟、CD-ROM(Compact Disc Read-Only Memory，唯讀記憶光碟)、光碟、硬碟、光纖介質、射頻(Radio frequency，RF)鏈路，等等。程式碼片段可以經由諸如網際網路、內聯網等的電腦網路被下載。
還需要說明的是，本發明中提及的示例性實施例，基於一系列的步驟或者裝置描述一些方法或系統。但是，本發明不局限於上述步驟的順序，也就是說，可以按照實施例中提及的循序執行步驟，也可以不同於實施例中的順序，或者若干步驟同時執行。
以上所述，僅為本發明的具體實施方式，所屬領域的技術人員可以清楚地瞭解到，為了描述的方便和簡潔，上述描述的系統、模組和單元的具體工作過程，可以參考前述方法實施例中的對應過程，在此不再贅述。應理解，本發明的保護範圍並不局限於此，任何熟悉本技術領域的技術人員在本發明揭露的技術範圍內，可輕易想到各種等效的修改或替換，這些修改或替換都應涵蓋在本發明的保護範圍之內。
1101:電流取樣放大器ACS
1102:斜坡補償電流ISLOPE
1103、1111:反相器
1104:及閘
1105:求和單元
1106:誤差放大器
1107:PWM比較器
1108:低壓差控制器
1109:邏輯電路
1110:上鉗位元電路
1112、1113:驅動器
1114:浮動電壓源
1115:電荷泵電路
CBST:自舉電容
CCOMP:補償電容
CMP_OUT:開關控制信號
COUT:輸出電容
CTRL、CLK:信號
DBST:二極體
EA:誤差放大器
ENTER、EXIT、PASS_THRU:脈衝信號
ILOAD:輸出負載
ISENSE:電流
L1:電感
MHS:高側功率管
MLS:低側功率管
PULSE:脈衝信號
RREF1-RREF2:電阻
RCOMP:調零電阻
RFB1、RFB2:回饋電阻
RSENSE:電感電流取樣電阻
RSUM:求和電阻
VCLP1:鉗位閾值
VCOMP:電壓信號
VBST、VCP、VDD、VSUM:電壓
VFB:回饋電壓
VIN:輸入電壓
VBST-VSW、VOUT:輸出電壓
VREF、VREF2、VREF3:基準電壓
Z1:齊納管

Claims (15)

  1. 一種開關變換器控制系統，其中，所述開關變換器控制系統用於：
    基於表徵所述開關變換器控制系統的輸出電壓的回饋電壓和第一基準電壓，得到電壓信號；
    基於所述電壓信號和第二基準電壓，得到處於高電平的第一脈衝信號，其中，所述第一脈衝信號的高電平時間為第一時間；以及
    基於所述第一脈衝信號，得到用於對所述電壓信號進行鉗位元的鉗位閾值，使得所述開關變換器控制系統能夠在第一預設時段內從低壓差模式進入閉環調製模式。
  2. 如請求項1所述的開關變換器控制系統，其中，所述開關變換器控制系統進一步用於：
    基於所述電壓信號和所述第二基準電壓，得到處於高電平的第二脈衝信號，其中，所述第二脈衝信號的高電平時間為第二時間；
    基於所述第二脈衝信號，得到處於低電平的第三脈衝信號；以及
    基於所述第三脈衝信號，得到處於高電平的所述第一脈衝信號號。
  3. 如請求項2所述的開關變換器控制系統，其中，所述開關變換器控制系統進一步用於：
    對所述電壓信號和所述第二基準電壓進行比較，得到第一比較信號；
    對所述第一比較信號進行反相，得到經反相的第一比較信號；
    使所述經反相的第一比較信號延遲第一預設時間，得到經反相和延遲的第一比較信號；以及
    對所述第一比較信號和所述經反相和延遲的第一比較信號進行邏輯與運算，得到處於高電平的所述第二脈衝信號。
  4. 如請求項2所述的開關變換器控制系統，其中，所述開關變換器控制系統進一步用於：
    使所述第三脈衝信號延遲第二預設時間，得到經延遲的第三脈衝信 號；
    對所述第三脈衝信號進行反相，得到經反相的第三脈衝信號；以及
    對所述經延遲的第三脈衝信號和所述經反相的第三脈衝信號進行邏輯與運算，得到處於高電平的所述第一脈衝信號。
  5. 如請求項2所述的開關變換器控制系統，其中，所述開關變換器控制系統還用於：
    基於所述開關變換器控制系統的輸入電壓和輸出電壓，得到處於高電平的第四脈衝信號，其中，所述第四脈衝信號的高電平時間為所述第二時間；以及
    基於所述第四脈衝信號，得到處於高電平的所述第三脈衝信號，其中，所述第三脈衝信號的高電平時間為第三時間，使得所述開關變換器控制系統進入所述低壓差模式。
  6. 如請求項2所述的開關變換器控制系統，其中，所述鉗位閾值包括第一閾值和第二閾值，所述第一閾值為預設閾值，所述開關變換器控制系統進一步用於：
    對流經所述開關變換器控制系統中的電感上的電流進行採樣，得到用於表徵電感電流的電流錶征信號；
    接收斜坡補償電流信號；以及
    基於所述電流錶征信號和所述斜坡補償電流信號，得到所述第二閾值。
  7. 如請求項6所述的開關變換器控制系統，其中，所述開關變換器控制系統進一步用於：
    在所述低壓差模式下，基於所述第三脈衝信號來關斷所述斜坡補償電流信號，防止所述第二閾值在所述開關變換器控制系統中的高側功率管導通時持續升高。
  8. 如請求項6所述的開關變換器控制系統，其中，所述開關變換器控制系統進一步用於：
    當所述開關變換器控制系統處於所述低壓差模式和所述閉環調製模式下時，使所述鉗位閾值為所述第一閾值，以使所述電壓信號不超過所述第一閾值；以及
    當所述開關變換器控制系統從所述低壓差模式進入所述閉環調製模式時，使所述鉗位閾值為所述第二閾值，以使所述電壓信號號在第二預設時段內被鉗位到所述第二閾值。
  9. 如請求項1所述的開關變換器控制系統，其中，所述開關變換器控制系統包括浮動電壓源，所述浮動電壓源用於：
    當所述開關變換器控制系統中的低側功率管一直處於關斷狀態時，為所述開關變換器控制系統中的自舉電容進行充電，以產生針對所述開關變換器控制系統中的高側功率管的驅動電壓，使得所述高側功率管能夠一直處於導通狀態。
  10. 如請求項9所述的開關變換器控制系統，其中，所述開關變換器控制系統還包括電荷泵電路，所述電荷泵電路用於：
    通過所述電荷泵電路中的非交疊邏輯來產生彼此反相的第一時鐘信號和第二時鐘信號；
    當所述第一時鐘信號處於高電平時，對所述電荷泵電路中的第一電容進行充電；
    當所述第二時鐘信號處於高電平時，將所述第一電容的下極板電壓設置為所述開關變換器控制系統的輸入電壓；以及
    利用所述第一電容來為所述電荷泵電路中的第二電容進行充電，以為所述浮動電壓源產生供電電壓。
  11. 一種開關變換器控制方法，應用於開關變換器控制系統，其中，所述開關變換器控制方法包括：
    基於表徵所述開關變換器控制系統的輸出電壓的回饋電壓和第一基準電壓，得到電壓信號；
    基於所述電壓信號和第二基準電壓，得到處於高電平的第一脈衝信 號，其中，所述第一脈衝信號的高電平時間為第一時間；以及
    基於所述第一脈衝信號，得到用於對所述電壓信號進行鉗位元的鉗位閾值，使得所述開關變換器控制系統能夠在第一預設時段內從低壓差模式進入閉環調製模式。
  12. 如請求項11所述的開關變換器控制方法，其中，所述開關變換器控制方法進一步包括：
    基於所述電壓信號和所述第二基準電壓，得到處於高電平的第二脈衝信號，其中，所述第二脈衝信號的高電平時間為第二時間；
    基於所述第二脈衝信號，得到處於低電平的第三脈衝信號；以及
    基於所述第三脈衝信號，得到處於高電平的所述第一脈衝信號。
  13. 如請求項12所述的開關變換器控制方法，其中，所述開關變換器控制方法還包括：
    基於所述開關變換器控制系統的輸入電壓和輸出電壓，得到處於高電平的第四脈衝信號，其中，所述第四脈衝信號的高電平時間為所述第二時間；以及
    基於所述第四脈衝信號，得到處於高電平的所述第三脈衝信號，其中，所述第三脈衝信號的高電平時間為第三時間，使得所述開關變換器控制系統進入所述低壓差模式。
  14. 如請求項12所述的開關變換器控制方法，其中，所述鉗位閾值包括第一閾值和第二閾值，所述第一閾值為預設閾值，所述開關變換器控制方法進一步包括：
    對流經所述開關變換器控制系統中的電感上的電流進行採樣，得到用於表徵電感電流的電流錶征信號；
    接收斜坡補償電流信號；以及
    基於所述電流錶征信號和所述斜坡補償電流信號，得到所述第二閾值。
  15. 如請求項14所述的開關變換器控制方法，其中，所述 開關變換器控制方法進一步包括：
    在所述低壓差模式下，基於所述第三脈衝信號來關斷所述斜坡補償電流信號，防止所述第二閾值在所述開關變換器控制系統中的高側功率管導通時持續升高。
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