TW202112038A - 返馳式轉換器及操作返馳式轉換器之方法 - Google Patents

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陳振松
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Abstract

一種返馳式轉換器包括一初級側開關，其控制在一變壓器之一初級側上之電流的傳導及在該變壓器之一次級側上之一同步整流器的傳導。一同步整流器驅動器藉由適應性調整該同步整流器之一關斷臨限值來控制該同步整流器之該傳導。

Description

返馳式轉換器及操作返馳式轉換器之方法
本發明大體上係關於電氣電路，且更具體但非專屬地係關於至返馳式轉換器(flyback converter)。
一返馳式轉換器係輸出電感器在其中經分離以形成一變壓器之一降壓升壓轉換器。在一返馳式轉換器中，一初級側開關係經閉合以將該變壓器之初級繞組連接至一輸入電壓源。閉合該初級側開關使初級電流及磁通量增加、儲存能量於該變壓器中、及在該變壓器之次級繞組上感應產生電流。在該次級繞組上之該感應產生電流具有使一二極體整流器處於反向偏壓以阻擋一輸出電容器之充電的一極性。當斷開該初級側開關時，該初級電流及磁通量下降，且在該次級繞組上所得之感應產生電流使極性變化，因而順向偏壓該二極體整流器並允許對該輸出電容器充電以產生一DC輸出電壓。 許多返馳式轉換器採用二極體整流器以產生該DC輸出電壓。一二極體整流器之傳導損失顯著促成總體功率損失，在低電壓、高電流轉換器應用中尤是。一二極體整流器之傳導損失係藉由其順向電壓降與順向傳導電流之乘積來給定。藉由以作為一同步整流器進行操作之一金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)來取代二極體整流器，可降低等效順向電壓降，且因此可減小傳導損失。然而，不同於一二極體整流器，必須藉由另一電路（諸如一同步整流器驅動器）主動控制同步整流器之傳導。
在一實施例中，一種返馳式轉換器包括一初級側開關，該初級側開關控制在一變壓器之一初級側上的電流之傳導及在該變壓器之一次級側上之一同步整流器之傳導。一同步整流器驅動器藉由適應性調整該同步整流器之一關斷臨限值來控制該同步整流器之該傳導。 一旦閱讀本揭露之全文（包括伴隨圖式及申請專利範圍），所屬技術領域中具有通常知識者將立即明瞭本發明之此等及其他特徵。
[相關申請案之交互參照] 本申請案主張於2016年2月2日提出申請之美國臨時專利申請案第62/290,160號的權利，該案之全文係以引用方式併入本文中。 在本揭露中，提供許多具體細節（例如電氣電路、組件、及方法之實例），以提供對本發明之實施例之徹底理解。然而，所屬技術領域中具有通常知識者將瞭解，無須特定細節之一或多者即可實行本發明。在其他情況中，未顯示或描述熟知之細節以避免混淆本發明之態樣。 圖1顯示可利用本發明之實施例之一返馳式轉換器的示意圖。在圖1之實例中，該返馳式轉換器包括一初級側開關QPR、一同步整流器QSR、一變壓器T1、及一輸出電容器COUT。在一實施例中，初級側開關QPR及同步整流器QSR包含MOSFET。 當初級側開關QPR經導通時，變壓器T1之初級繞組連接至輸入電壓源VIN，導致一汲極至源極電流IDS流動通過初級側開關QPR及一次繞組。當初級側開關QPR經關斷時，儲存在一次繞組中之能量係經釋放至變壓器T1之次級繞組。此導通同步整流器QSR之內接二極體，導致一同步整流器電流ISR流動通過變壓器T1之次級繞組以充電一輸出電容器COUT。在內接二極體傳導開始時，同步整流器QSR導通，從而藉由提供與其內接二極體並聯之一低阻抗電流路徑來最小化跨同步整流器QSR的順向電壓降。 可藉由最小化內接二極體傳導及完全利用同步整流器QSR之通道之低阻抗來最大化由使用同步整流器QSR所引起的效率改善。然而，同步整流器QSR之遲關斷可導致同步整流器電流反轉，其造成嚴重的切換雜訊並可能造成初級側開關QPR與同步整流器QSR之間的交叉傳導。據此，應最小化同步整流器QSR之內接二極體之傳導時間。 圖2顯示一同步整流器QSR的示意圖。當同步整流器QSR經導通時，其汲極至源極電壓VDS.SR與同步整流器電流ISR成比例，此係因為一MOSFET具有恆定阻抗特性(RDSON)。因此，當同步整流器QSR之汲極至源極電壓VDS.SR超過一關斷臨限值(VTH.OFF)時，可藉由關斷同步整流器QSR來達成其內接二極體D.BODY之極短傳導。然而，由於雜散電感，基於同步整流器QSR之瞬時汲極至源極電壓VDS.SR來判定同步整流器QSR之適當關斷瞬間係具挑戰性的。更具體而言，同步整流器QSR的汲極上可具有一雜散電感LSTRAY，其導致將偏移電壓(VOFFSET)加至其汲極至源極電壓VDS.SR。更差地，雜散電感LSTRAY取決於同步整流器QSR之封裝類型而變化。例如，雜散電感LSTRAY對一T0-220封裝類型而言可係9000 pH，對一D2PAK封裝類型而言可係5000 pH，對一IPAK封裝類型而言可係4000 pH，對一DPAK封裝類型而言可係3000 pH，且對一S08封裝類型而言可係1000 pH。 圖3繪示雜散電感如何影響一同步整流器之瞬時汲極至源極電壓。圖3顯示下列波形：同步整流器電流ISR（請參見151）、同步整流器之閘極至源極電壓VGS（請參見152）、同步整流器之關斷臨限值（請參見153）、具有雜散電感之同步整流器之實際汲極至源極電壓（請參見154）、及不具有雜散電感之同步整流器之理想汲極至源極電壓（請參見155）。如圖3中所繪示，由於由雜散電感所引入的偏移電壓（請參見156），同步整流器之實際汲極至源極電壓改變自同步整流器之理想汲極至源極電壓。運用一固定關斷臨限值，此可導致同步整流器比預期早關斷。 圖4繪示一同步整流器之汲極至源極導通電阻(RDSON)如何影響同步整流器之內接二極體之傳導。圖4顯示同步整流器電流ISR（請參見161）、同步整流器之關斷臨限值VTH.OFF（請參見162）、具有一小RDSON之同步整流器之汲極至源極電壓VDS（請參見163）、具有一大RDSON之同步整流器之汲極至源極電壓VDS（請參見164）、具有小RDSON之同步整流器之閘極至源極電壓VGS（請參見165）、及具有大RDSON之同步整流器之閘極至源極電壓VGS（請參見166）。一般而言，基於汲極至源極電壓運用一固定關斷臨限值判定同步整流器之關斷瞬間無法保證以最小內接二極體傳導進行適當的同步整流器操作。如圖4中所繪示，運用一固定關斷臨限值，內接二極體傳導隨同步整流器之汲極至源極導通電阻而變化。 圖5顯示根據本發明之一實施例之一返馳式轉換器400的示意圖。圖5之返馳式轉換器400相同於圖1之之返馳式轉換器，且增加一同步整流器(SR)驅動器800。返馳式轉換器400之其他組件係如參照圖1所描述者。 圖6顯示根據本發明之一實施例之一SR驅動器800的示意圖。SR驅動器800可實施為包括一DRAIN（汲極）接腳及一GATE（閘極）接腳之一積體電路(IC)。DRAIN接腳連接至同步整流器QSR之汲極，且GATE接腳連接至同步整流器QSR之閘極。請注意，DRAIN接腳上的電壓VDRAIN 非必然相同於在同步整流器QSR之汲極上的汲極至源極電壓VDS.SR，此係因為DRAIN接腳係藉由一調變電阻器RMOD來連接至同步整流器QSR之汲極。 在圖6之實例中，SR驅動器800包括一空滯時間自調諧區塊801、比較器802與803、及一正反器804。比較器802比較DRAIN接腳上的電壓VDRAIN 與一開始臨限值VTH.ON（例如，-200 mV）以偵測內接二極體傳導之起始。當同步整流器QSR之內接二極體開始傳導時，DRAIN接腳上的電壓變成小於開始臨限值VTH.ON，從而設定正反器804並確立(asserting)GATE接腳上的閘極驅動信號以導通同步整流器QSR。此有利地藉由透過同步整流器QSR之通道（而非內接二極體）傳導來最小化功率損失。 在圖6之實例中，比較器803比較DRAIN接腳上的電壓VDRAIN 與關斷臨限值VTH.OFF（例如，0 V）以偵測同步整流器電流ISR之零交叉。當同步整流器電流ISR係零交叉時，DRAIN接腳上的電壓VDRAIN 變成大於關斷臨限值VTH.OFF，從而重設正反器804並解除確立(de-asserting)GATE接腳上的閘極驅動信號以關斷同步整流器QSR。 圖7顯示根據本發明之一實施例之圖6之SR驅動器800的信號波形。圖7顯示由DRAIN接腳上的電壓VDRAIN （請參見813）與同步整流器QSR之汲極上的汲極至源極電壓VDS.SR（請參見814）之間的差值所引起的偏移電壓VOFFSET（請參見819）。當同步整流器QSR之閘極至源極電壓VGS（請參見817）經確立時，同步整流器QSR導通，且同步整流器電流ISR減小（請參見818）。當DRAIN接腳上的電壓VDRAIN 上升至高於關斷臨限值VTH.OFF（請參見812）時，閘極至源極電壓VGS係經解除確立以關斷同步整流器QSR。 在圖7之實例中，當DRAIN接腳上的電壓VDRAIN 上升至高於一高臨限值VTH.HGH（請參見811；例如，0.5 V）時，獲得一SR_COND_N信號（請參見816），其係用以偵測內接二極體傳導之結束及內接二極體係經反向偏壓。可使用一比較器（例如，請參見圖10，比較器851）比較DRAIN接腳上的電壓VDRAIN 與高臨限值VTH.HGH藉由SR驅動器800產生SR_COND_N信號（其係指示內接二極體反向偏壓）。空滯時間（請參見815）可經定義為自GATE接腳上的閘極驅動信號之下降邊緣至SR_COND_N信號之上升邊緣之一持續時間。一般而言，空滯時間係介於同步整流器QSR之關斷與內接二極體傳導結束之間的時期。 繼續圖6，空滯時間自調諧區塊801可包含一適應性電流源。在一實施例中，適應性電流源藉由調變一調變電流IMOD來使空滯時間維持在約一目標空滯時間（例如，200 ns）。可使用例如一4位元數位類比轉換器(DAC)來實施電流源，其使調變電流依8 µA步長在0 µA至120 µA之間變化。此導致可使用連接於同步整流器QSR之汲極與SR驅動器800之DRAIN接腳之間的外部電阻器RMOD予以程式化之一經調變的偏移電壓VOFFSET範圍。 在一實例操作中，若在一先前切換循環中所測量之空滯時間短於目標空滯時間，則在下一切換循環中使調變電流IMOD增加一步階。若在先前切換循環中所測量之空滯時間長於目標空滯時間，則在下一切換循環中使調變電流IMOD減小一步階。若在先前切換循環中所測量之空滯時間遠短於目標空滯時間，則在下一切換循環中使調變電流IMOD增加三個步階。實際上，藉由基於所測量之空滯時間來調整調變電流IMOD，關斷臨限值係適於補償任何偏移電壓，有利地允許所測量之空滯時間維持在約目標空滯時間。 圖8顯示根據本發明之一實施例之一空滯時間自調諧區塊801的示意圖。在圖8之實例中，SR_COND_N信號為一雙向計數器U9計時。一DAC U7將雙向計數器U9之計數轉換成一類比信號，該類比信號驅動一可變電流源電路850，可變電流源電路850輸出調變電流IMOD。 在圖8之實例中，空滯時間自調諧區塊801包括一連續傳導模式(CCM)偵測電路901，其用於偵測返馳式轉換器400是否以連續傳導模式或不連續傳導模式進行操作。例如，在輕負載條件期間，返馳式轉換器400可以不連續傳導模式進行操作。空滯時間自調諧區塊801藉由接收同步整流器QSR之閘極至源極電壓VGS至一正反器U22中來偵測返馳式轉換器400之操作模式。SR_COND_N信號為正反器U22計時以輸出一連續傳導模式偵測(CCMD)信號。在圖8之實例中，當偵測到連續傳導模式時，CCMD信號係處於一邏輯高(CCMD=1)，而當偵測到不連續傳導模式時，CCMD信號係處於一邏輯低(CCMD=0)。在為雙向計數器U9計時的過程中，藉由邏輯閘U16、U17、U5、及U15，CCMD信號閘控SR_COND_N信號（請參見反相器U3）。圖9顯示在連續傳導模式(CCMD=1)中及在不連續傳導模式(CCMD=0)中輸入至雙向計數器U9之時鐘。 圖10顯示根據本發明之一實施例之一SR驅動器800的示意圖。在圖10之實例中，SR驅動器800包括用於連接至同步整流器QSR之汲極的一DRAIN接腳、用於連接至同步整流器QSR之源極的一SOURCE接腳、用於連接至接地參考的一GND接腳、用於連接至同步整流器QSR之閘極的一GATE接腳、用於接收一供應電壓的一VDD接腳、及用於接收一輸入電壓源之一VIN接腳。在圖10之實例中，一比較器851比較DRAIN接腳上的電壓與高臨限值VTH.HGH。當DRAIN接腳上的電壓上升至高於高臨限值VTH.HGH時，指示內接二極體傳導結束，一正反器852係經重設以解除確立一SR_COND信號，SR_COND信號係SR_COND_N信號（請參見圖7，816）之互補。 在圖10之實例中，一比較器853接收同步整流器QSR之汲極至源極電壓VDS（如自DRAIN接腳及SOURCE接腳所偵測者），以偵測內接二極體傳導之開始。一比較器854亦接收同步整流器QSR之汲極至源極VDS電壓（如自DRAIN接腳及SOURCE接腳所偵測者），以偵測同步整流器電流之零交叉。可基於返馳式轉換器及同步整流器QSR之細節來選擇比較器853之負輸入節點上的開始臨限值VTH.ON之位準及比較器854之正輸入節點上的關斷臨限值VTH.OFF之位準。當同步整流器QSR之內接二極體起始傳導時，正反器855係經計時以確立GATE接腳上的驅動信號，以導通同步整流器QSR。當同步整流器電流經偵測係零交叉時，正反器855係經重設以解除確立GATE接腳上的驅動信號，以關斷同步整流器QSR。 在圖10之實例中，SR驅動器800進一步包括用於遮蔽同步整流器QSR之導通的電路（請參見856）、用於遮蔽同步整流器QSR之關斷的電路（請參見857）、及具有可選的「green（綠色）」（即，能源效率）電路之用於同步化同步整流器QSR之切換操作的電路（請參見858）。如前述，空滯時間自調諧區塊801調變該調變電流IMOD，以調整DRAIN接腳上的偏移電壓從而使空滯時間維持在約目標空滯時間。 圖11及圖12顯示根據本發明之一實施例之返馳式轉換器400（請參見圖5）的信號波形。圖11及圖12顯示（自上至下）通過變壓器T1之初級繞組的電流（請參見401）、同步整流器電流ISR（請參見402）、同步整流器QSR之閘極至源極電壓VGS（請參見403）、及同步整流器QSR之汲極至源極電壓VDS（請參見404）。圖11顯示連續傳導模式中之返馳式轉換器400的信號波形，且圖12顯示不連續傳導模式中之返馳式轉換器400的信號波形。藉由調變偏移電壓，關斷臨限值（請參見405）係經動態調整以適於不同的RDSON及偏移電壓，與具有一固定關斷臨限值之返馳式轉換器相比，其容許更穩定的操作。 圖13及圖14分別顯示根據本發明之一實施例之在不連續傳導模式及連續傳導模式中之一SR驅動器800（例如，請參見圖6）相對於內接二極體傳導的信號波形。除了加上一標籤820以指示同步整流器QSR之內接二極體之傳導時間以外，圖13及圖14中所顯示之波形大致上相同於先前在圖7中所顯示及論述者。 如圖13中所示，當實際的內接二極體傳導時間（請參見圖13，820）短於目標空滯時間（請參見圖13，815）時，本發明之實施例最小化不連續傳導模式中的內接二極體傳導時間。如圖14中所繪示，當實際的內接二極體傳導時間（請參見圖14，820）相同於目標空滯時間（請參見圖14，815）時，本發明之實施例提供更大餘裕抵補連續傳導模式中的交叉傳導。有利地，本發明之實施例因而容許遠短於習知的返馳式轉換器之一目標空滯時間。 圖15及圖16顯示根據本發明之一實施例之一返馳式轉換器400（例如，請參見圖5）的信號波形。圖15及圖16顯示通過變壓器T1之初級繞組的電流（請參見101）、由空滯時間自調諧區塊801產生之調變電流IMOD（請參見102）、相對於至同步整流器QSR之閘極驅動信號（請參見104）的同步整流器電流ISR（請參見103）、相對於至同步整流器QSR之閘極驅動信號（請參見106）之至初級側開關QPR之閘極驅動信號（請參見105）、及同步整流器QSR之汲極至源極電壓(107)。 圖15顯示自連續傳導模式至不連續傳導模式的轉變期間之返馳式轉換器400的信號波形。請注意，在自連續傳導模式至不連續傳導模式的轉變過程中，調變電流IMOD（102）逐漸減小（各切換循環一步階；請參見圖15），以找出一適當的調變電流。圖16顯示自不連續傳導模式至連續傳導模式的轉變期間之返馳式轉換器400的信號波形。請注意，在自不連續傳導模式至連續傳導模式的轉變過程中，調變電流IMOD（102）迅速增加（各切換循環三個步階；請參見圖16），以防止初級側開關QPR與同步整流器QSR之間的交叉傳導。 本發明之實施例另外包括至少下列請求項： 10.:一種同步整流器驅動器，其包含： 一比較器電路，其比較一關斷臨限值與一同步整流器之一汲極至源極電壓，且在該比較之一結果指示流動通過該同步整流器及一變壓器之一次級繞組的一同步整流器電流係零交叉時關斷該同步整流器；及 一空滯時間自調諧區塊，其藉由產生及調變一調變電流來調整該關斷臨限值，該調變電流改變該同步整流器之一節點上之一偏移電壓。 11.:如請求項10之同步整流器驅動器，其中該偏移電壓係介於該同步整流器之一汲極與該同步整流器驅動器之一積體電路(IC)封裝之一接腳之間。 12.:如請求項11之同步整流器驅動器，其進一步包含一調變電阻器，其連接於該同步整流器之該汲極與該同步整流器驅動器之該IC封裝之該接腳之間。 13.:如請求項10之同步整流器驅動器，其中該空滯時間自調諧區塊基於一經偵測的空滯時間來調整該關斷臨限值，該經偵測的空滯時間係在一先前切換循環中自該同步整流器經關斷時至該同步整流器之一內接二極體停止傳導時。 14.:如請求項13之同步整流器驅動器，其中該空滯時間自調諧區塊基於該經偵測的空滯時間與一目標空滯時間間之一差值調整該調變電流。 15.:如請求項10之同步整流器驅動器，其中該空滯時間自調諧區塊包含： 一計數器； 一數位類比轉換器(DAC)，其將該計數器之一計數轉換成一類比信號；及 一可變電流源電路，其將該類比信號變成該調變電流。 16.:一種操作一返馳式轉換器之方法，該方法包含： 偵測一同步整流器之關斷與該同步整流器之一內接二極體之一傳導結束間之一空滯時間，該同步整流器連接至該返馳式轉換器之一變壓器之一次級繞組； 基於該經偵測的空滯時間來調整一關斷臨限值；及 回應於偵測該同步整流器之一汲極至源極電壓增加至高於該關斷臨限值而關斷該同步整流器。 17.:如請求項16之方法，其中調整該關斷臨限值包含： 產生一調變電流； 基於該經偵測的空滯時間與一目標空滯時間間之一差值改變該調變電流；及 使該調變電流流動至該同步整流器之一汲極以調整該同步整流器之該汲極與該同步整流器驅動器之一節點間之一偏移電壓。 18.:如請求項17之方法，其中該同步整流器驅動器之該節點係該同步整流器驅動器之一積體電路(IC)封裝之一接腳，且該調變電流流動至該同步整流器之該汲極與該同步整流器驅動器之該IC封裝之該接腳間之一電阻器。 19.:如請求項17之方法，其中依步長改變該調變電流。 20.:如請求項19之方法，其進一步包含： 取決於該經偵測的空滯時間與該目標空滯時間之間的該差值而增加該步長。 已揭示具有自調諧空滯時間控制之返馳式轉換器之電路及方法。雖然已提供本發明之具體實施例，須理解這些實施例係用於說明目的而非限制。所屬技術領域中具有通常知識者一經閱讀本揭露將明白許多附加實施例。
101:通過變壓器T1之初級繞組的電流 102:調變電流IMOD 103:同步整流器電流ISR 104:至同步整流器QSR之閘極驅動信號 105:至初級側開關QPR之閘極驅動信號 106:至同步整流器QSR之閘極驅動信號 107:同步整流器QSR之汲極至源極電壓 151:同步整流器電流ISR 152:同步整流器之閘極至源極電壓VGS 153:同步整流器之關斷臨限值 154:具有雜散電感之同步整流器之實際汲極至源極電壓之波形 155:不具有雜散電感之同步整流器之理想汲極至源極電壓之波形 156:由雜散電感所引入的偏移電壓 161:同步整流器電流ISR 162:同步整流器之關斷臨限值VTH.OFF 163:具有一小RDSON之同步整流器之汲極至源極電壓VDS 164:具有一大RDSON之同步整流器之汲極至源極電壓VDS 165:具有小RDSON之同步整流器之閘極至源極電壓VGS 166:具有大RDSON之同步整流器之閘極至源極電壓VGS 400:返馳式轉換器 401:通過變壓器T1之初級繞組的電流 402:同步整流器電流ISR 403:同步整流器QSR之閘極至源極電壓VGS 404:同步整流器QSR之汲極至源極電壓VDS 405:關斷臨限值 800:同步整流器(SR)驅動器 801:空滯時間自調諧區塊 802:比較器 803:比較器 804:正反器 811:高臨限值VTH.HGH 812:關斷臨限值VTH.OFF 813:DRAIN接腳上的電壓VDRAIN 814:在同步整流器QSR之汲極上的汲極至源極電壓VDS.SR 815:目標空滯時間 816:SR_COND_N信號 817:同步整流器QSR之閘極至源極電壓VGS 818:同步整流器電流ISR減小 819:偏移電壓VOFFSET 820:標籤（實際內接二極體傳導時間） 850:可變電流源電路 851:比較器 852:正反器 853:比較器 854:比較器 855:正反器 856:用於遮蔽同步整流器QSR之導通的電路 857:用於遮蔽同步整流器QSR之關斷的電路 858:具有選用之「green （綠色）」（即，能源效率）電路之用於同步化同步整流器QSR之切換操作的電路 901:連續傳導模式(CCM)偵測電路 CCMD:連續傳導模式偵測（信號） COUT :輸出電容器 D.BODY:內接二極體 DRAIN:接腳 GATE:接腳 GND:接腳 IDS :汲極至源極電流 IMOD :調變電流 ISR :同步整流器電流 LSTRAY:雜散電感 QPR:初級側開關 QSR:同步整流器 RDSON:汲極至源極導通電阻；恆定阻抗特性 RMOD :調變電阻器；外部電阻器 SOURCE:接腳 SR:同步整流器 SR_COND:信號（SR_COND_N信號之互補） SR_COND_N:信號（內接二極體反向偏壓） T1:變壓器 U3:反相器 U5:邏輯閘 U7:數位類比轉換器(DAC) U9:雙向計數器 U15:邏輯閘 U16:邏輯閘 U17:邏輯閘 U22:正反器 VDD :接腳 VDRAIN :DRAIN接腳上的電壓 VDS:汲極至源極電壓 VDS.SR :汲極至源極電壓 VIN:輸入電壓源；接腳 VGS:閘極至源極電壓 VOFFSET :偏移電壓；經調變偏移電壓 VTH.HGH :高臨限值 VTH.OFF :關斷臨限值 VTH.ON :開始臨限值
圖1顯示可利用本發明之實施例之一返馳式轉換器的示意圖。 圖2顯示可利用本發明之實施例之一同步整流器的示意圖。 圖3繪示雜散電感如何影響一同步整流器之瞬時汲極至源極電壓。 圖4繪示一同步整流器之一汲極至源極導通電阻(RDSON)如何影響該同步整流器之內接二極體(body diode)之傳導。 圖5顯示根據本發明之一實施例之一返馳式轉換器的示意圖。 圖6顯示根據本發明之一實施例之一同步整流器(SR)驅動器的示意圖。 圖7顯示根據本發明之一實施例之一SR驅動器的信號波形。 圖8顯示根據本發明之一實施例之一空滯時間自調諧(dead time self-tuning)區塊的示意圖。 圖9顯示根據本發明之一實施例之在圖8之空滯時間自調諧區塊中至一雙向計數器之一時鐘輸入。 圖10顯示根據本發明之一實施例之一SR驅動器的示意圖。 圖11及圖12顯示根據本發明之一實施例之一返馳式轉換器的信號波形。 圖13及圖14顯示根據本發明之一實施例之一SR驅動器相對於內接二極體傳導的信號波形。 圖15及圖16顯示根據本發明之一實施例之一返馳式轉換器的信號波形。 不同圖式中使用相同的參考標號指示相同或相似的組件。
800:同步整流器(SR)驅動器
801:空滯時間自調諧區塊
802:比較器
803:比較器
804:正反器
DRAIN:接腳
GATE:接腳
IMOD:調變電流
ISR:同步整流器電流
QSR:同步整流器
RMOD:調變電阻器；外部電阻器
VDRAIN:DRAIN接腳上的電壓
VDS.SR:汲極至源極電壓
VOFFSET:偏移電壓；經調變偏移電壓
VTH.OFF:關斷臨限值
VTH.ON:開始臨限值

Claims (10)

  1. 一種同步整流器驅動器電路，其包含： 一第一比較器電路，其將一關斷(turn-off)臨限值與對應於一同步整流器之一汲極至源極(drain-to-source)電壓之一電壓比較，且當該比較之一結果指示流動通過該同步整流器之一汲極之一同步整流器電流係零交叉(zero-crossing)時關斷該同步整流器；及 一空滯時間(dead time)自調諧(self-tuning)區塊，其藉由產生及調變一調變電流來調整該關斷臨限值，該調變電流改變在該同步整流器之一節點上之一偏移電壓。
  2. 如請求項1之同步整流器驅動器電路，其中該空滯時間自調諧區塊基於一經偵測之空滯時間來調整該關斷臨限值，該經偵測之空滯時間係在一先前切換循環中自該同步整流器經關斷時至該同步整流器之一內接二極體(body diode)停止傳導時。
  3. 如請求項2之同步整流器驅動器電路，其中該空滯時間自調諧區塊基於該經偵測之空滯時間與一目標空滯時間之間的一差值來調整該調變電流。
  4. 如請求項3之同步整流器驅動器電路，其中該空滯時間自調諧區塊回應於該經偵測之空滯時間短於該目標空滯時間而增加該調變電流，及回應於該經偵測之空滯時間長於該目標空滯時間而減少該調變電流。
  5. 如請求項1之同步整流器驅動器電路，其中該空滯時間自調諧區塊包含： 一計數器； 一數位轉類比轉換器(DAC)，其將該計數器之一計數轉換成一類比信號；及 一可變電流源電路，其將該類比信號轉變成該調變電流。
  6. 如請求項1之同步整流器驅動器電路，其中藉由將該偏移電壓加入至該同步整流器之該汲極至源極電壓來判定使用該同步整流器之該汲極至源極電壓所判定之該電壓。
  7. 如請求項1之同步整流器驅動器電路，其中該偏移電壓係介於該同步整流器之該汲極與該同步整流器驅動器之一積體電路封裝之一接腳之間。
  8. 如請求項7之同步整流器驅動器電路，其進一步包含一調變電阻器，該調變電阻器係連接於該同步整流器之該汲極與該同步整流器之該積體電路封裝之該接腳之間。
  9. 如請求項1之同步整流器驅動器電路，其進一步包含一第二比較器，該第二比較器將一導通(turn-on)臨限值與對應於該同步整流器之該汲極至源極電壓之該電壓比較，且當該比較之一結果指示該同步整流器之一內接二極體已經開始傳導該同步整流器電流時導通該同步整流器。
  10. 如請求項1之同步整流器驅動器電路，其中當對應於該同步整流器之該汲極至源極電壓之該電壓大於該關斷臨限值時，藉由該第一比較器電路所執行之該比較之該結果指示該同步整流器電流係零交叉。
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