KR20200100550A - 플라이백 변환기 - Google Patents

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KR20200100550A
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준 양 루오
잔 왕
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인피니언 테크놀로지스 오스트리아 아게
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Abstract

본 명세서에서 스위칭 변환기를 설명한다. 일 예에 따르면, 스위칭 변환기는 1차 권선, 2차 권선 및 적어도 보조 권선을 포함하는 변압기를 포함한다. 스위칭 변환기는, 1차 권선에 연결되어, 제 1 구동 신호에 따라 1차 권선을 통과하는 1차 전류를 스위칭 온 및 오프시키도록 구성된 제 1 전자 스위치를 더 포함한다. 동기식 정류기 회로는 2차 권선과 스위칭 변환기의 출력 노드 사이에 연결된다. 또한, 스위칭 변환기는, 용량성 회로 및 보조 권선과 용량성 회로 사이에 연결된 제 2 전자 스위치를 포함하는 사전 자화 회로를 포함한다. 용량성 회로는, 제 2 전자 스위치가 폐쇄될 때, 사전 자기 기간 동안 보조 권선에 제 1 전압을 인가하고, 제 2 전자 스위치가 개방될 때, 제 2 전압으로 (재-)충전되도록 구성되고, 제 2 전압은 제 1 전압보다 높다.

Description

플라이백 변환기{FLYBACK CONVERTER}
본 발명의 실시예는 플라이백 변환기와 같은 전압 변환 회로에 관한 것이다.
스위치 모드 전압 변환기(스위치 모드 전원 공급 장치(SMPS : switched mode power supply))는 자동차, 산업 또는 소비자 전자 응용 제품에서 전력 변환에 널리 사용된다. 플라이백 변환기는 특정 유형의 스위치 모드 전압 변환기이며, 여기에는 1차 권선과 2차 권선이 있는 변압기가 포함된다. 전자 스위치는 1차 권선과 직렬로 연결되는 반면, 변압기는 전자 스위치가 닫힐 때 자화되고 전자 스위치가 열릴 때 자기 소거된다. 변압기를 자화시키는 단계는 변압기에 에너지를 저장하는 단계를 포함하고, 변압기를 자기 소거시키는 단계는 2차 권선 및 이에 연결된 부하로 저장된 에너지를 전달하는 단계를 포함한다.
플라이백 변환기는 불연속 전도 모드(DCM : discontinuous conduction mode)에서 동작할 수 있다. 이 동작 모드에서는 변압기가 완전히 자기 소거된 시간과 전자 스위치가 다시 켜지는 시간 사이에 지연 시간이 있다. 이 지연 시간 동안, 전자 스위치를 통한 전압의 기생 발진이 발생할 수 있다. DCM에서, 플라이백 변환기는 유사 공진(quasi-resonant) 동작 모드에서 동작될 수 있으며, 여기서 전자 스위치 양단의 전압이 최소에 도달할 때 전자 스위치가 켜진다. 유사 공진 모드에서 플라이백 변환기를 동작할 때 전자 스위치의 스위칭 주파수는 변하지만, 플라이백 변환기 내의 전자 스위치를 고정 주파수로 동작하면 스위칭 손실의 증가를 초래할 수 있다. 그럼에도 불구하고, DCM에서 고정 주파수로 플라이백 변환기를 동작시키는 것이 바람직한 시나리오가 있을 수 있다. 스위칭 주파수가 실질적으로 일정하더라도(고정 주파수 공진 동작), (유사-)공진 동작을 유지할 수 있게 하는 개념이 존재한다. 그러나, 이 동작 모드에서는 플라이백 변환기의 2차측에서 동기식 정류기를 사용할 때 문제가 발생할 수 있다.
스위칭 변환기가 본 명세서에서 설명된다. 일 예에 따르면, 스위칭 변환기는 1차 권선, 2차 권선 및 적어도 보조 권선을 구비하는 변압기를 포함한다. 스위칭 변환기는, 1차 권선에 연결되어, 제 1 구동 신호에 따라 1차 권선을 통과하는 1차 전류를 스위칭 온 및 스위칭 오프시키도록 구성된, 제 1 전자 스위치를 더 포함한다. 동기식 정류기 회로는 2차 권선과 스위칭 변환기의 출력 노드 사이에 연결된다. 또한, 스위칭 변환기는, 용량성 회로, 및 보조 권선과 용량성 회로 사이에 연결된 제 2 전자 스위치를 포함하는 사전 자화 회로를 포함한다. 용량성 회로는, 제 2 전자 스위치가 닫힐 때 사전 자화 기간 동안 보조 권선에 제 1 전압을 인가하고, 제 2 전자 스위치가 열릴 때 제 2 전압으로 (재-)충전되도록 구성되며, 제 2 전압은 제 1 전압보다 높다.
또한, 스위칭 변환기를 동작시키기 위한 방법이 본 명세서에 기술되며, 여기서 스위칭 변환기는, 1차 권선, 2차 권선 및 적어도 보조 권선을 포함하는 변압기뿐만 아니라, 1차 권선에 연결된 제 1 전자 스위치, 2차 권선과 스위칭 변환기의 출력 노드 사이에 연결된 동기식 정류기 회로, 및 용량 성 회로와, 보조 권선과 용량성 회로 사이에 연결된 제 2 전자 스위치를 구비하는 사전 자화 회로를 포함한다. 일 예에 따르면, 방법은, 제 1 전자 스위치를 사용하여, 제 1 구동 신호에 따라 1차 권선을 통과하는 1차 전류를 스위칭 온 및 스위칭 오프하는 단계와, 사전 자화 기간 동안 제 2 전자 스위치를 닫아 용량성 회로에 의해 제공되는 제 1 전압을 보조 권선에 인가하는 단계와, 제 2 전자 스위치가 열릴 때 보조 권선에 의해 제공되는 제 2 전압으로 용량성 회로를 충전하는 단계를 포함하며, 여기서, 제 2 전압은 제 1 전압보다 높다.
본 명세서에 기술된 실시예는 다음의 설명 및 도면을 참조하면 더욱 잘 이해될 수 있다. 도면의 구성 요소는 불필요하게 스케일링되지 않으며, 대신 실시예의 원리를 설명하는 데 중점을 둔다. 또한, 도면에서, 유사한 참조 번호는 대응하는 부분을 지시한다.
도 1은 플라이백 변환기의 하나의 예시적인 구현을 도시한다.
도 2는 플라이백 변환기의 유사 공진 동작을 보여주는 타이밍도가 포함된다.
도 3은 플라이백 변환기의 고정 주파수 동작을 보여주는 타이밍도가 포함된다.
도 4는 고정 주파수 (유사-)공진 동작을 수행하도록 구성된 플라이백 변환기의 예시적인 구현을 도시한다.
도 5는 동기식 정류기를 사용하는 플라이백 변환기의 일 실시예를 도시한다.
도 6은 도 5의 플라이백 변환기에서 사용되는 동기식 정류기의 동작을 나타내는 타이밍도를 포함한다.
도 7은 플라이백 변환기의 고정 주파수 동작중에 발생할 수 있는 동기식 정류기의 바람직하지 않은 초기 스위칭 온을 나타내는 타이밍도를 포함한다.
도 8은 동기식 정류기의 언급된 초기 스위칭 온을 피하기 위해 도 5의 실시예에서 사용될 수 있는 수정된 사전 충전 회로의 일 예를 도시한다.
도 9는 동기식 정류기의 언급된 초기 스위칭 온을 피하기 위해 도 5의 실시예에서 사용될 수 있는 수정된 사전 충전 회로의 다른 예를 도시한다.
다음의 상세한 설명에서 첨부 도면을 참조한다. 도면은 설명의 일부를 형성하고, 예시로서 본 발명이 실시될 수 있는 특정 실시예를 도시한다. 본 명세서에 기술된 다양한 실시예의 특징은 달리 구체적으로 언급되지 않는 한 서로 결합될 수 있음을 이해해야 한다.
도 1은 전압 변환기(스위치 모드 전원 공급 장치(SMPS : switched mode power supply))의 예시적인 구현을 도시한다. 도 1에 도시된 전압 변환기는, 플라이백 변환기 토폴로지를 가지며, 이하에서 간단히 플라이백 변환기라고 부른다. 플라이백 변환기는, 입력 전압(VIN)을 수신하도록 구성된 제 1 입력 노드 및 제 2 입력 노드를 갖는 입력과, 출력 전압(VOUT)을 제공하도록 구성된 제 1 출력 노드 및 제 2 출력 노드를 갖는 출력을 포함한다. 출력 노드(도 1에 미도시)에 연결된 부하는 각기 출력에서 이용 가능한 출력 전압(VOUT) 및 출력 전류(iOUT)를 수신할 수 있다. 플라이백 변환기는 1차 권선(LP) 및 1차 권선(LP)과 자기적으로 결합된 2차 권선(LS)을 갖는 변압기(20)를 포함한다. 1차 권선(LP)과 2차 권선(LS)은 반대의 권선 방향을 갖는다. 전자 스위치(T1)(예를 들어, MOS 트랜지스터)는 1차 권선(LP)과 직렬로 연결되며, 1차 권선(LP) 및 전자 스위치(T1)를 갖는 직렬 회로는 제 1 및 제 2 입력 노드 사이에 연결되어 입력 전압(VIN)을 수신한다.
선택적으로, 이하에서 입력 커패시터라고 부를 커패시터(CIN)는 입력 노드 사이에 연결된다. 이 입력 커패시터(CIN)는 특히 입력 전압(VIN)이 정류기 회로(도면에 미도시)에 의해 교류 전압(AC 전압)으로부터 생성되는 애플리케이션에서 입력 전압(VIN)의 리플(ripple)을 필터링하는 것을 도울 수 있다. 따라서, 입력 전압은 DC 전압이고 제 1 접지 노드(GND1)를 기준으로 하는 반면, 출력 전압은 제 2 접지 노드(GND2)를 기준으로 한다.
도 1의 플라이백 변환기는 2차 권선(LS)과 출력 사이에 연결된 정류기 회로(30)를 더 포함한다. 도 1에 도시된 실시예에서, 이 정류기 회로(30)는 다이오드와 같은 정류기 요소(DR)를 갖는 직렬 회로 및 커패시터(CR)를 포함한다. 이 직렬 회로는 2차 권선(LS)과 병렬로 연결되며, 출력 전압(VOUT)은 커패시터(32)의 양단에서 이용 가능하다. 그러나, 이것은 정류기 회로(30)의 단순화된 예시적인 구현일 뿐이다. 정류기 회로(30)의 다른 구현이 더 사용될 수 있으며, 예는 후술될 것이다.
제어 회로(10)는 피드백 회로(제어 루프)로부터 수신된 피드백 신호(SFB)에 기초하여 전자 스위치(T1)를 구동하도록 구성된다. 피드백 회로는 출력 전압(VOUT)을 수신하는 필터(40)(예를 들어, PID 레귤레이터를 포함함) 및 송신기 회로(OC)를 포함할 수 있다. 도 1에 도시된 실시예에서, 필터(40)는 변압기(20)의 2차측에 있고, 송신기(OC)는 2차측에서 1차측으로 갈바닉 절연(galvanic isolation)을 통해 필터(40)의 출력 신호를 전송하지만, 송신기(OC)의 출력 신호는 제어 회로(10)에 의해 수신된 피드백 신호(SFB)이다. 필터(40)는 출력 전압 및 기준 신호(도 1에 미도시)로부터 에러 신호를 생성하고, 에러 신호에 기초하여 피드백 신호(SFB)를 생성하도록 구성된다. 이것은 일반적으로 알려져 있어, 이와 관련하여 더 자세한 설명은 필요없다.
일 실시예에 따르면, 필터(40)는 비례(P) 특성, 비례 적분(PI) 특성, 비례 적분 미분(PID) 특성 중 하나를 갖는다. 다른 실시예에 따르면(미도시), 피드백 루프에서 필터(40)와 송신기(OC)의 위치는 교환되어 갈바닉 절연을 통해 출력 전압(VOUT)을 나타내는 신호를 2차측에서 1차측으로 전송하고, 필터는 송신기에 의해 전송된 신호를 수신하여 피드백 신호(SFB)를 생성한다. 도시된 실시예에서, 송신기(OC)는 광 커플러를 포함한다. 그러나, 이것은 단지 예일뿐이다. 갈바닉 절연(전위 장벽이라고도 함)을 통해 신호를 전송하기에 적합한 다른 송신기도 사용될 수 있다. 그러한 송신기의 예는 코어리스 변압기와 같은 변압기를 갖는 송신기를 포함한다.
제어 회로(10)는 전자식 스위치(T1)를 PWM(pulsewidth modulated) 방식으로 작동시키도록 구성된다. 일 실시예에 따르면, 전자 스위치(T1)는 트랜지스터이다. 도 1에 도시된 실시예에서, 트랜지스터는 MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor), 특히 n형 MOSFET이다. 그러나, 이것은 단지 예일뿐이다. IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor), JFET(Junction Field-Effect Transistor), BJT(Bipolar Junction Transistor) 또는 p-형 MOSFET과 같은 다른 유형의 트랜지스터도 사용될 수 있다.
이하, 도 2를 참조하여, 도 1에 도시된 플라이백 변환기를 작동시키는 한 가지 방법을 설명한다. 도 2는 전자 스위치(T1)의 부하 경로 양단의 부하 경로 전압(VDS), 변압기(20)의 보조 권선(LAUX) 양단의 보조 전압(VAUX), 제어 회로(10)로부터 전자 스위치(T1)에 의해 수신된 구동 신호(S1), 전자 스위치(T1)(변압기(20)의 1차 전류)를 통한 부하 전류(iP) 및 변압기(20)의 자화(MTR)의 타이밍도를 도시한다. 도 1에 도시된 MOSFET(T1)의 경우, 부하 경로 전압(VDS)은 드레인 소스 전압이고, 부하 전류(iP)는 드레인 소스 전류이다. 구동 신호(S1)는 MOSFET(T1)의 게이트 노드에 의해 수신된다. 구동 신호(S1)는 전자 스위치(T1)를 켜는 제 1 신호 레벨 및 전자 스위치(T1)를 끄는 제 2 신호 레벨 중 하나를 가질 수 있다. 다음에서는 제 1 레벨을 온 레벨이라고하고 제 2 신호 레벨을 오프 레벨이라고 한다. 설명을 위해, 구동 신호(S1)의 온 레벨은 도 2의 도면에서 하이 신호 레벨로 도시되고, 오프 레벨은 로우 레벨로 도시된다.
도 2를 참조하면, 플라이백 변환기를 동작시키는 것은 복수의 연속적인 구동 주기를 포함하며, 각 구동 주기에서, 제어 회로(10)는 온 기간(TON1) 동안 전자 스위치(T1)를 스위칭 온하고, 온 기간(TON1) 후에, 오프 기간(TOFF) 동안 전자 스위치(T1)를 스위칭 오프한다. 도 2에 도시된 실시예에서, 이들 구동 주기 중 하나는 시간 t1에서 시작하여, 다음 구동 주기가 시작될 때인 시간 t4에서 종료된다. 온 기간(TON1) 동안, 입력 전압(VIN)은, 온 기간(TON1) 동안 1차 전류(iP)의 전류 레벨을 증가시키는 부하 전류(iP)가 1차 권선(LP) 및 전자 스위치(T1)를 통해 흐르게 한다. 이 증가하는 1차 전류(iP)는 변압기(20)의 자화(MTR) 증가와 관련되는 반면, 이러한 자화는 변압기(20)(보다 정확하게는 변압기(2)의 에어 갭)에서 에너지를 자기적으로 저장하는 것과 관련되며, 반면에 저장된 에너지는 1차 전류(iP)를 증가시킨다. 온 기간(TON1) 동안, 전자 스위치(T1)의 부하 경로 전압(VDS)은 실질적으로 0이고, 1차 권선(LP) 양단의 전압은 입력 전압(VIN)과 실질적으로 동일하다(켜질 때 전자 스위치(T1) 양단의 전압 강하를 무시함). 도 1에 도시된 실시예에서, 보조 권선(LAUX)과 1차 권선(LP)은 반대의 권선 방향을 갖는다. 이 경우, 보조 전압(VAUX)의 전압 레벨은 다음 수학식 1에 의해 주어진다.
[수학식 1]
Figure pat00001
여기서, NAUX는 보조 권선(LAUX)의 권선수를 나타내고, NP는 1차 권선(LP)의 권선수를 나타내고, VP는 1차 권선(LP) 양단의 전압을 나타낸다. 따라서, 온 기간(TON1) 동안, 보조 전압(VAUX)의 전압 레벨은 -NAUX/NP·VIN(스위치가 온일 때 VP≒VIN)이다.
전자 스위치(T1)가 스위칭 오프될 때, 변압기(20)에 저장된 에너지는 2차 권선(LS), 정류기 회로(30) 및 최종적으로 부하로 전달된다. 이것은 변압기(20)가 자기 소거되게 한다. 도 2에서, TDEMAG는 변압기(20)가 자기 소거되는 기간을 나타낸다. 즉, 에너지가 변압기(20)의 2차측으로 전달되는 시간이다. 후속 설명에서 자기 소거 기간이라고도 부르는 이 기간(TDEMAG)에, 부하 경로 전압(VDS)은 입력 전압(VIN)+반사된 전압(VREFLECT)과 실질적으로 동일하다. 반사된 전압(VREFLECT)은 다음 수학식 2에 의해 주어진다.
[수학식 2]
Figure pat00002
여기서, NP는 1차 권선(LP)의 권선수, NS는 2차 권선(LS)의 권선수, VR은 정류기 회로(30) 양단의 전압이다. 정류기 회로(30) 양단의 전압(VR)은 2차 권선(LS)(2차 전류)을 통한 전류(iS)의 전류 레벨에 의존한다. 이 전류(iS)는 자기 소거 기간(TDEMAG)에 걸쳐 감소하여, 반사된 전압(VREFLECT)이 감소하고, 자기 소거 기간(TDEMAG)의 끝에서 NP/NS·VOUT에 도달한다.
소위 유사 공진(QR : quasi-resonant) 모드에서, 변압기(20)가 완전히 자기 소거된 시간과 다음 구동 주기가 시작되는 시간, 즉 전자 스위치(T1)가 다시 스위칭 온되는 시간 사이에 지연 시간이 존재한다. 이 기간에, 부하 경로 전압(VDS)이 발진한다. 이는 1차 권선(LP) 및 전자 스위치(T1)의 기생 용량을 포함하는 기생 공진 회로 때문이다. 이러한 기생 용량은 전자 스위치(T1)의 부하 경로와 병렬로 연결된 커패시터(CDS)(도 1 참조)로 표현될 수 있다. QR 모드에서, 제어 회로(10)는 변압기(20)가 자기 소거되고 나서 부하 경로 전압(VDS)이 최소 전압(VDSmin1)에 도달할 때 전자 스위치(1)를 스위칭 온한다. 그러나, 최소 전압(VDSmin1)의 전압 레벨은 비교적 높을 수 있어, 상대적으로 높은 스위칭 손실이 발생할 수 있다. 이러한 스위칭 손실은 예를 들어 전자 스위치(T1)의 기생 용량을 방전시키는 것과 관련된 손실을 포함한다. 이러한 손실은 전자 스위치(T1)를 켜는 시간(t1)에 전압(VDS)의 전압 레벨이 높을수록 더 높다. 또한, 유사 공진 모드에서의 스위칭 주파수는 변하고, 특히 온 주기(on-period)(TON1)에 달려있다. 그러나, 스위칭 주파수의 이러한 변화는 바람직하지 않고, 사전 정의된 주파수로 플라이백 변환기를 동작시키는 것이 바람직한 응용이 있다. 이 사전 정의된 주파수는 고정될 수 있거나 부하(Z)의 전력 소비에 달려있을 수 있다.
도 3은 전자 스위치(T1)를 사전 정의된 주파수로 스위칭하여 낮은 스위칭 손실을 제공하는 방법의 타이밍도를 도시한다. 도 3은 부하 경로 전압(VDS), 보조 전압(VAUX), 전자 스위치(T1)의 구동 신호(S1), 전자 스위치(T1)의 부하 전류(iP) 및 변압기(20)의 자화(MTR)의 타이밍도를 도시한다. 자화는 각기 변압기(20)의 코어(미도시)에서의 자속 및 자속 밀도를 나타낸다.
도 3에 도시된 예에서, 변압기(20)는 온 기간(TON1)(도 3의 구동 신호(S1) 참조)에 대한 전자 스위치(T1)를 켜기 전에, 각 구동 주기(도 3의 구동 신호(S2) 참조)에서 사전 자화 기간(TON2) 동안 사전 자화된다. 변압기(20)를 사전 자화한 후, 전자 스위치(T1)를 다시 켜기 전에 제 1 지연 시간(TDEL1) 동안 대기된다. 변압기(20)를 사전 자화하는 것은 전자 스위치(T1)와 다른 추가 전자 스위치를 스위칭 온하는 것을 포함할 수 있다. 이러한 추가 전자 스위치의 예는 이하에 보다 상세하게 설명한다.
이하에서는, 1차 권선(LP)과 직렬로 연결된 전자 스위치(T1)를 제 1 전자 스위치라고 하고, 변압기(20)를 사전 자화시키는 데 사용되는 추가 전자 스위치를 제 2 전자 스위치라고 한다. 이 제 2 전자 스위치를 구동하기 위한 구동 신호(S2)도 도 3에 도시되어 있다(도 3에서, 위에서부터 제 3 타이밍도 참조). 도 3의 예에 따르면, 하이 레벨은 변압기(20)를 사전 자화하기 위해 제 2 전자 스위치를 스위칭 온하는 온 레벨을 나타내고, 로우 레벨은 제 2 스위치를 오프시키는 오프 레벨을 나타낸다. 변압기(20)의 사전 자화는 제 1 전자 스위치(T1)를 켠 직후에, 1차 전류(iP)가 음이 되도록(양의 1차 전류의 방향이 도 1에 화살표로 표시됨) 변압기(20)를 자화시키는 것을 포함한다. 1차 전류(iP)는 변압기(20)가 자기 소거될 때까지(즉, 사전 자화가 보상될 때까지) 음으로 유지된다. 결과적으로, 자화(MTR)도 기간(TON1) 동안 극성을 변화시킨다(도 3에서 제 6 타이밍 다이어그램 참조). 도 3에서, t11은 자화(MTR)가 0이고 그 극성이 변경되는 시간 순간(time instant)을 나타낸다. 이하에서, 사전 자화 기간(TON2)에 획득된 자화(자속)(MTR)는 음의 자화라고 부르고, 시간 t11 이후의 자화는 양의 자화라 부른다.
변압기(20)를 음으로 사전 자화하는 것은 변압기(20)에 에너지를 자기적으로 저장하는 것을 포함한다. 사전 자화 기간(TON2) 이후, 즉, 제 1 지연 시간(TDEL1) 동안(사전 자화 기간(TON2)과 온 기간(TON1) 사이), 변압기(20) 및 전자 스위치(T1)의 기생 용량(CDS)(도 1 참조)에 저장된 에너지는 전자 스위치(T1)의 전압(VDS)의 발진을 야기한다(도 3의 제 1 타이밍도 참조). 변압기(20)가 음으로 자화되는 것에 의해, 이 진동의 진폭은 도 2를 참조하여 상술한 자기 소거 기간(TDEMAG)의 끝에서 진동의 진폭보다 높다. 따라서, 전압(VDS)이 제 1 지연 시간(TDEL1) 중에 도달하는 최소 전압(VDSmin2)은, 전압(VDS)이 자기 소거 기간(TDEMAG)의 종료 후에 도달하는 최소 전압(VDSmin1)보다 낮다. 일 실시예에 따르면, 제 1 지연 시간(TDEL1)은, 부하 경로 전압(VDS)이 최소 전압(VDSmin2)에 도달할 때, 제 1 전자 스위치(T1)가 스위칭 온되도록 선택된다. 이 제 1 지연 시간(TDEL1)은 제어 회로(10)에 의해 제어된다.
온 기간(TON1)의 시작에서, 사전 자화 기간(TON2) 동안 변압기(20)에 저장된 에너지는 각각 입력 및 입력 커패시터(CIN)로 전달된다. 이 에너지가 입력으로 전달되는 시간은 1차 전류(iP)가 음인 시간으로 표시된다(도 3의 5 번째 타이밍도 참조 참조). 트랜스포머(20)는 시간 순간(t11)에서 1차 전류(iP)가 0에 도달할 때(및 자화(MTR)가 0에 도달할 때) 자화된다. 시간 순간 t11 후에, 변압기(20)는 시간(t2)에서 제 1 전자 스위치(T1)가 꺼질 때까지 양으로 자화된다. 온 기간(TON1) 이후, 자기 소거 기간(TDEMAG) 동안, 변압기(20)에 저장된 에너지는 도 1 및 도 2를 참조하여 상술한 바와 같이 2차 권선(LS), 정류기 회로(30) 및 부하로 전달된다.
도 3과 같이 플라이백 변환기를 작동할 때 첫번째 전자 스위치(T1)가 전압(VDS)의 보다 낮은 레벨, 즉 QR 모드에서 VDSmin1과 반대로 VDSmin2에서 스위칭 온됨에 따라 스위칭 손실이 QR 모드(도 2 참조)보다 낮다. 변압기(20)를 사전 자화시키는 데 사용되는 에너지가 입력으로 피드백되어 입력 커패시터(CIN)에 의해 버퍼링되기 때문에, 변압기(20)를 사전 자화하는 것은 상당한 손실과 관련이 없다. 전압 레벨(VDSmin2)은 특히 사전 자화 기간(TON2)에 의존하며, 전압 레벨(VDSmin2)은 사전 자화 기간(TON2)이 증가함에 따라 감소한다. 일 실시예에 따르면, 자기 소거 기간(TON2)은 제 2 최소 전압(VDSmin2)의 전압 레벨이 0보다 높도록 조정된다. 전자 스위치(T1)는 부하 경로 전압(VDS)이 감소함에 따라 증가하는 기생 용량(CDS)(도 1 참조)을 가질 수 있다. 따라서, 제 1 지연 시간(TDEL1) 동안 기생 커패시턴스를 방전하기 위해 요구되는 사전 자화 기간(TON2)에서 변압기(20)에 저장될 에너지는, 원하는 전압 레벨(VDSmin2)이 낮을수록 비례적으로 증가한다. 일 실시예에 따르면, 자기 소거 기간(TON2)은 전압 레벨(VDSmin2)이 5∼50V가 되도록 설정된다.
각 구동 주기에서, 사전 자화 기간(TON2)은 자기 소거 기간(TDEMAG) 이후 언제라도 시작할 수 있다. 즉, 자기 소거 기간(TDEMAG) 이후에 발생하는 전압(VDS)의 발진의 특정 위상에서 사전 자화 기간(TON2)을 시작할 필요가 없다. 따라서, 변압기(20)는 사전 정의된(고정된) 주파수로 사전 자화될 수 있다. 즉, 하나의 구동 주기에서 사전 자화 기간(TON2)의 시작과 연속적인 구동 주기에서 사전 자화 기간(TON2)의 시작 사이의 시간 기간(T)은 일정할 수 있다. 예를 들어, 사전 자화 기간(TON2)이 각각의 구동 주기에서 실질적으로 동일하고 제 1 지연 시간(TDEL1)이 각각의 구동 주기에서 실질적으로 동일한 경우, 제 1 전자 스위치(T1)의 스위칭 주파수는 변압기가 사전 자화된 사전 정의된(고정된) 주파수 f=1/T과 동일하다. 따라서,도 3에 도시된 플라이백 변환기를 동작시키기 위한 개념은 플라이백 변환기에서 전자 스위치(T1)의 고정 주파수 공진 동작을 제공할 수 있다. "고정 주파수 공진 동작"은 유사 공진 동작의 장점은 유지될 수 있는 반면, 스위칭 공진이 부하의 전력 소비와 무관하게 플라이백 변환기의 동작 동안 실질적으로 일정하다는 것을 의미한다. 다른 실시예에 따르면, 제어기(10)는 플라이백 변환기에 연결된 부하의 전력 소비에 기초하여 스위칭 주파수를 변경하도록 구성되며, 스위칭 주파수는 전력 소비가 감소함에 따라 감소될 수 있다. 부하의 전력 소비는 피드백 신호(SFB)로 표현된다.
제 1 전자 스위치(T1)의 온 기간(TON)은 피드백 신호(SFB)에 의존하여 플라이백 변환기의 출력에 연결된 부하의 전력 소비에 의존하는 종래의 방식으로 제어될 수 있다. 부하의 전력 소비가 증가하면 온 기간(TON1)이 길어진다. 결과적으로, 자기 소거 기간(TDEMAG)은 더 길어지고, 제 2 지연 시간(TDEL2)은 더 짧아진다(도 3의 제 6 타이밍도 참조). 반대로, 부하의 전력 소비가 감소하면 온 기간(TON1)이 더 짧아진다. 결과적으로, 자기 소거 기간(TDEMAG)은 더 짧아지고, 제 2 지연 시간(TDEL2)은 더 길어진다.
도 3에서, TOSC는 자기 소거 기간(TDEMAG) 이후에 발생하는 전압(VDS)의 기생 발진 기간을 나타낸다. 이 기간(TOSC)은 전압(VDS)을 감소시키는 제 1 지연 시간(TDEL1) 동안 기생 발진 기간과 실질적으로 동일하다. 제 1 지연 시간(TDEL1)은 발진 주기의 1/4, 즉 TOSC/4일 수 있다(도 3의 제 1 및 제 6 타이밍도 참조). 이 발진 기간(TOSC)은 입력 전압(VIN)의 전압 레벨에 의존한다. 따라서, 일 실시예에 따르면, 제 1 지연 시간(TDEL1)은 입력 전압(VIN)의 전압 레벨에 따라 조정된다. 입력 전압(VIN)의 전압 레벨은 일반적으로 플라이백 변환기 작동 중에 일정하거나 느리게만 변경된다. 따라서, 전압 레벨은 복수의 후속 구동 주기에 걸쳐 실질적으로 일정한 것으로 가정될 수 있고, 입력 전압(VIN)에 의존하여 제 1 지연 시간(TDEL1)을 조정하는 것은 언급된 사전 정의된 주파수 f=1/T에서 제 1 전자 스위치(T1)의 동작에 영향을 미치지 않는다. 입력 전압(VIN)에 따라 사전 자화 기간(TON2)을 조정하는 경우에도 마찬가지이다. 일 실시예에 따르면, 사전 자화 기간(TON2)은 입력 전압(VIN)의 전압 레벨이 증가함에 따라 더 길어지도록 조정된다.
발진 기간(TOSC)은 하나의 구동 주기의 제 2 지연 시간(TDEL2) 동안 측정될 수 있고, 이 측정에 기초하여, 제 1 지연 시간(TDEL1)은 하나 이상의 후속 구동 주기에서 조정될 수 있다. 상술한 바와 같이, 발진 주기(TOSC)는 입력 전압(VIN)의 전압 레벨에 의존하고, 이 전압 레벨은 일정하거나 느리게만 변하기 때문에, 모든 구동 주기가 아닌 발진 기간(TOSC)을 측정하는 것으로 충분할 수 있다(그러나, 단지 때때로).
발진 기간(TOSC)은 보조 전압(VAUX)을 사용하여 측정할 수 있다(도 1 참조). 발진 기간을 측정하는 단계(TOSC)는 보조 전압(VAUX)이 0이 될 때의 시간 순간을 검출하고, 보조 전압(VAUX)이 처음으로 0에 도달하는 시간 순간(t31)과 보조 전압(VAUX)이 세 번째로 0에 도달하는 시간 순간(t32) 사이의 시구간을 측정하는 단계를 포함할 수 있다. 다른 실시예에 따르면, 보조 전압(VAUX)이 0에 도달하는 2개의 후속 시간 순간 사이의 시간 차이가 측정된다. 이 시간은 발진 기간(TOSC)의 절반, 즉 TOSC/2에 해당한다. 이에 기초하여, 발진 기간(TOSC)이 결정될 수 있다.
도 3에 도시된 개념은 다른 방식으로 구현될 수 있다. 일 실시예에 따르면, 사전 자화 기간(TON2)은 사전 정의된 주파수 f=1/T에 따라 시작된다. 상술한 바를 참조하면, 사전 정의된 주파수는 고정될 수 있거나 부하의 전력 소비에 의존할 수 있다. 클록 신호(SCLK)는 이러한 사전 자화 기간(TON2)의 시작을 정의하기 위해 사용될 수 있다. 도 3에서, t01 및 t4는 사전 자화 기간이 시작되는 시점을 나타낸다. 사전 자화 기간(TON2), 제 1 지연 시간(TDEL1) 및 온 기간(TON1)은 전술한 바와 같이 조정될 수 있다. 자기 소거 기간(TDEMAG)과 두번째 지연 시간(TDEL2)은 기간(TON1)에 의존하고, 다음 수학식 2과 같이 자동으로 조정된다.
[수학식 3]
Figure pat00003
다른 실시예에 따르면, 온 기간(TON1)은 사전 정의된 주파수 f=1/T에 따라 시작하며, 이는 고정되거나 부하의 전력 소비에 의존할 수 있다. 즉, 제어 회로(10)는 제 1 전자 스위치(T1)를 사전 정의된 주파수로 스위칭 온한다. 클록 신호(SCLK)는 온 기간(TON1)이 시작될 때, 즉 전자 스위치(T1)가 켜질 때를 정의하기 위해 사용될 수 있다. 도 3에서, t1 및 t5는 온 기간(TON1)이 시작되는 시간을 나타낸다. 또한, 온 기간(TON1), 사전 자화 기간(TON2) 및 제 1 지연 시간(TDEL1)은 전술한 바와 같이 조정될 수 있다. 이들 파라미터 및 하나의 구동 주기의 기간(T)에 기초하여, 사전 자화 기간(TON2)이 시작되는 시간이 계산될 수 있다. 도 3의 예에서, 하나의 온 기간(TON1)의 시작과 다음 사전 자화 기간(TON2)의 시작 사이의 시간 기간은 온 기간(TON1)+자기 소거 기간(TDEMAG)+제 2 지연 시간(TDEL2)(TON1+TDEMAG+TDEL2)과 같다. 이 시간 기간은 다음과 같이 하나의 구동 주기의 주기(T), 사전 자화 주기(TON2) 및 제 1 지연 시간(TDEL1)로부터 쉽게 계산될 수 있다.
[수학식 4]
Figure pat00004
또 다른 실시예에 따르면, 하나의 구동 주기의 기간(T)과 스위칭 주파수(1/T)는 각각 제 2 지연 시간(TDEL2)을 조정(계산)함으로써 조정된다. 도 3을 참조하면, 하나의 구동 주기 기간(T)이 다음 수학식 5a에 의해 주어진다.
[수학식 5a]
Figure pat00005
한편, 기간(TON1), 사전 자화 기간(TON2) 및 제 1 지연 시간(TDEL1)은 전술한 바와 같이 조정(계산)될 수 있다. 자기 소거 기간(TDEMAG)은 기간(TON1)에 따라 자동으로 조정된다. 따라서, 파라미터(TON1, TON2, TDEL1)(제어기(10)에 의해)가 조정되고 TDEMAG가 자동으로 조정되면, 제 2 지연 시간(TDEL2)을 조정함으로써, 하나의 구동 주기의 원하는 기간(T)이 조정될 수 있다. 이 경우, 온 기간(TON1)의 시작 또는 사전 자화 기간(TON2)을 각각 정의하는 클록 신호가 필요하지 않다(즉, 클록 신호는 선택적이다). 수학식 5a에 기초하여, 제 2 지연 시간은 TDEL2이며 다음과 같이 계산될 수 있다.
[수학식 5b]
Figure pat00006
원하는 구동 주기 기간(T)은 고정될 수 있거나 부하의 전력 소비에 의존할 수 있다. 후자의 경우, 전력 소비가 감소함에 따라 구동 주기 기간(T)이 증가될 수 있어, 전력 소비가 감소함에 따라 스위칭 주파수가 감소한다.
제 2 지연 시간(TDEL2)을 조정하고, 따라서 수학 식 5a 및 수학식 5b에 기초하여 구동 주기 기간(T)(스위칭 주파수)을 조정하는 것은 자기 소거 기간(TDEMAG)이 측정될 것을 요구한다. 자기 소거 기간을 측정하는 단계는 시간 t2에서 온 주기(TON1)의 종료와 변압기가 자기 소거된 시간(t3) 사이의 시간을 측정하는 단계를 포함할 수 있다. 시간 t2는 구동 신호(S1)가 오프 레벨로 전환되는 시간이다. 또한, 시간(t2)은 사전 자화 기간(TON2)이 시작되는 시간과 사전 자기 기간(TON2), 제 1 지연 시간(TDEL1) 및 온 기간(TON1)에 의해 주어진다. 후자는 위에서 설명한대로 조정(계산)된다. 제 2 지연 시간(TDEL2)에 의해 정의된 바와 같이 사전 자화 기간(TON2)의 시작에서 하나의 구동 주기가 시작된다.
일 실시예에 따르면, 구동 주기 기간(T)은 제 3 지연 시간(TDEL2')을 조정함으로써 조정된다. 도 3을 참조하면, 이 제 3 지연 시간(TDEL2')은 제 2 지연 시간(TDEL2)에서 발진 기간(TOSC)의 1/4을 뺀 것과 동일하다. 즉, 다음 수학식 6과 같다.
[수학식 6]
Figure pat00007
수학식 5b 및 6에 기초하여, 제 3 지연 시간(TDEL2 ')은 다음과 같이 계산될 수 있다.
[수학식 7]
Figure pat00008
즉, 전술한 바와 같이 TON1, TON2 및 TDEL1이 조정되고 TDEMAG 및 TOSC/4가 자동으로 조정되는 경우, 제 3 지연 시간(TDEL2')을 조정함으로써 구동 주기 기간(T)이 조정될 수 있다. 제 2 지연 시간(TDEL2)을 조정하고, 따라서 수학식 7에 기초하여 구동 주기 기간(T)(스위칭 주파수)을 조정하는 것은 자기 소거 기간(TDEMAG)+1/4 발진 주기(TOSC)의 1/4을 측정할 것을 요구한다. 이를 측정하는 단계는 시간 t2에서 온 기간(TON1)의 종료를 검출하는 단계 및 온 기간(TON1)의 종료 후 보조 전압(VAUX)이 처음으로 0을 교차할 때를 검출하는 단계를 포함할 수 있다. 도 3에서, t31은 보조 기간(VAUX)이 온 기간(TON1)의 종료 후 처음으로 0을 교차하는 시간을 나타낸다.
도 4는 도 3을 참조하여 상술한 바와 같이 정 주파수 스위칭 개념을 사용하는 플라이백 변환기의 예를 도시한다. 도 4에 도시된 플라이백 변환기는 기본적으로 도 1의 플라이백 변환기와 동일하다. 그러나, 보조 권선(LAUX)에 결합되고 제어 회로(10)에 대한 공급 전압(VCC)을 생성하도록 구성된 추가 공급 회로(50)를 구비한다. 공급 회로(50)는 다이오드와 같은 정류기 소자(DS) 및 보조 권선(LAUX)과 병렬로 연결된 캐피시터(CS)를 갖는 직렬 회로를 포함한다. 본 예에서, 도 3의 논의에서 전술한 제 2 전자 스위치는 다이오드(DS)와 병렬로 연결된 전자 스위치(T2)이다. 공급 전압(VCC)은 커패시터(CS) 양단에서 사용 가능하다. 제 2 전자 스위치(T2)는 제어 회로(10)에 의해 제공되는 제 2 구동 신호(S2)를 수신한다. 상술한 바와 같이,이 구동 신호(S2)는 변압기(20)의 사전 자화 기간을 정의한다(도 3 참조).
도 4의 플라이백 변환기의 한가지 작동 방식을 도 3에 포함된 타이밍도를 참조하여도 위에서 설명하였다. 자기 소거 기간(TDEMAG) 동안, 에너지는 2차 권선(LS), 정류기 회로(30) 및 부하에만 전달되는 것이 아니라, 보조 권선(LAUX) 및 다이오드(DS)를 통해 공급 회로(50)의 커패시터(CS)에도 전달된다. 사전 자화 기간(TON2) 동안, 제어 회로(10)는 제 2 전자 스위치(T2)를 폐쇄한다. 이것은 변압기(20)가 사전 자화되게 하는 반면, 사전 자화 기간(TON2) 동안 변압기(20)에 저장된 에너지는 공급 회로(50)의 커패시터(CS)로부터 취해진다.
선택적으로, 제어 회로(10)는 저항(RIN)을 통해 입력 전압(VIN)을 수신할 수 있다. 제어 회로(10)에 의해 수신된 입력 전압(VIN)은 전자 스위치(T1)가 처음으로 스위칭 온되기 전에, 즉 플라이백 변환기의 시동 전에, 제어 회로(10)에 공급하기 위해 사용될 수 있다. 또한, 제어 회로(10)는 입력 전압(VIN)의 레벨에 관한 정보를 이용하여 사전 자화 기간(TON2) 및 제 1 지연 시간(TDEL1)을 각각 제어할 수 있다. 대안적으로, 제 1 지연 시간(TDEL1)은 위에서 더 논의된 바와 같이 발진 주기(TOSC)를 측정함으로써 조정될 수 있다.
제어 회로(10)는 전용 아날로그 회로를 사용하거나 하드웨어 및 소프트웨어를 사용하여 구현될 수 있다. 일 실시예에 따르면, 제어 회로는 마이크로 프로세서 또는 마이크로 컨트롤러를 포함하며, 도 3을 참조하여 설명된 방법을 수행하도록 구성된 소프트웨어가 실행된다.
제어 회로(10)는 전류 모드(CM)에서 동작할 수 있다. 이 경우, 제어 회로(10)는 제 1 전자 스위치(T1)와 직렬로 연결된 전류 감지 저항(RS)으로부터 전압(VCS)을 수신한다. 이 전압(VCS)은 1차 전류(iP)에 비례한다. 본 실시예에서, 제어 회로(10)는 출력 전압을 조절하기 위해 전압(VCS) 및 피드백 신호(SFB)에 기초하여 온 기간(TON1)을 조정하도록 구성된다. 이러한 유형의 조정은 종종 "전류 모드 제어"라고 한다. 다른 실시예에 따르면, 제어 회로(10)는 피드백 신호(SFB)에만 기초하여 온 기간(TON1)을 계산하도록 구성된다.
상술한 바와 같이, 각 구동 주기(도 3 참조)의 사전 자화 기간(TON2) 동안 변압기(20)의 사전 자화는 도 4의 예에서 공급 회로(50)에 포함된 전자 스위치(T2)에 의해 트리거된다. 따라서, 공급 회로(50)는, 2개의 기능/목적, 즉 첫째 제어 회로(10)에 대한 공급 전압(VCC)을 생성하고, 둘째로 보조 권선(LAUX)을 사용하여 변압기(20)를 사전 자화시키는 2가지 기능/목적을 갖는다. 도 5의 이전 예와 매우 유사한 도 5의 예에서, 이 두 기능은 분리되어 있다. 따라서, 도 5의 예에서, 공급 회로(50)는 제어 회로(10)에 대한 공급 전압(VCC)만을 생성하도록 구성되는 반면에, 사전 자화 기능은 추가 보조 권선(LAUX')에 연결된 사전 자화 회로(60)에 의해 구현된다. 따라서, 공급 회로(50)는 기본적으로 직렬 연결된 다이오드(DS) 및 커패시터(CS)를 포함하며, 이 직렬 회로는 보조 권선(LAUX)에 병렬로 연결된다. 공급 전압(VCC)은 커패시터(CS) 양단의 전압이다. 전자화 회로(60)는 커패시터(CPM) 및 본 예에서 MOS-트랜지스터로서 구현되는 제 2 전자 스위치(T2)를 포함한다. 전자 스위치(T2)는 커패시터(CPM)와 추가 보조 권선(LAUX) 사이에 연결되어 있으므로 전자 스위치(T2)가 닫히면 커패시터(CPM)와 추가 보조 권선(LAUX')이 병렬로 연결된다. 전자 스위치(T2)가 개방되면, MOSFET(T2)의 고유 역 다이오드는 공급 회로의 커패시터(CS)가 충전되는 것과 유사한 방식으로 커패시터(CPM)의 충전을 허용한다.
도 5의 예는 보조 권선(LAUX)에 병렬로 연결된 저항 R1 및 R2로 구성된 분압기를 더 포함한다. 도 4의 이전 예와 달리 제어 회로는 스케일링된 전압 VAUX'≒VAUX·R2/(R1+R2)를 수신한다. 선택적으로, 소형 커패시터(C2)는 저항(R2)에 병렬로 연결될 수 있다.
전술한 양태(공급 회로(50), 분압기(R1, R2)로부터 사전 자화 회로(60)의 분리)를 제외하고, 도 4의 플라이백 변환기의 1차측은 도 4의 이전 예와 실질적으로 동일하며, 상술한 설명을 참조한다. 2차측에서, 정류기 회로(30)는 이전 예와 다르게 구현된다. 도 4의 예에서, 간단한 다이오드가 정류 소자(도 4의 다이오드(DR) 참조)로서 사용되지만, 도 5의 정류기 회로(30)는 기본적으로 트랜지스터(TSR)(예를 들어, MOSFET) 및 제어기 회로(31)로 구성된 소위 동기식 정류기를 포함한다. 동기식 정류기는 MOSFET(TSR)(켜졌을 때)이 실리콘 다이오드에 비해 훨씬 낮은 순방향 전압을 발생시켜 전력 소모를 개선하기 때문에 일반 실리콘 다이오드를 대체하는 데 사용된다. 그러나, 동기식 정류기는 정확한 시간 인스턴스에서 MOSFET을 켜고 끄는 제어기 회로(도 5의 "SR 제어기"라고 표시된 제어기 회로(31))가 필요하다. 동기식 정류기용 제어기 회로는 알려진 바와 같이 다양한 제조업체(예를 들어, 온 세미컨덕터(ON Semiconductor)의 동기식 정류기 제어기 NCP4304)로부터 이용 가능하다. 제어기 회로(31)는 트랜지스터(TSR)의 부하 전류 경로(즉, MOSFET의 경우 드레인-소스 전압) 양단의 전압(VSR)을 모니터링하고, 전압(VSR)이 0으로 떨어질 때 MOSFET(TSR)을 스위칭 온하도록 구성될 수 있다. 바꾸어 말하면, 전압(VSR)의 하강 에지가 검출될 때 MOSFET(TSR)이 스위칭 온된다. 제어기 회로(31)는 전압(VSR)이 양수가 되기 직전에 MOSFET을 다시 스위칭 오프시킨다.
SR 제어기 회로(31)가 MOSFET(TSR)을 스위칭하는 방법의 일례는 도 6에 포함된 타이밍도에 의해 예시된다. 상단 도면은 MOSFET(TSR)의 부하 전류 경로 양단의 전압(VSR)의 예시적인 파형을 도시하지만, 하단 도면은 SR 제어기 회로(31)에 의해 생성되고 MOSFET(TSR)의 게이트에 공급되는, 대응 게이트 신호(VGSR)를 도시한다. 도 6에 도시된 바와 같이, MOSFET(TSR)의 스위칭 온은 문턱 레벨(VSRTH) 아래로 떨어지는 전압(VSR)에 의해 트리거된다(도 6의 시간 순간 tON). MOSFET(TSR)이 다시 꺼지는 시간 순간(tOFF)을 검출하기 위해 다양한 개념이 사용될 수 있다. 임계 레벨(VSRTH)은 0(양 또는 음)에 가깝거나 0일 수 있음에 유의한다. MOSFET(TSR)의 스위칭 온 시간 및 스위칭 오프 시간을 검출하기 위해 상이한 임계값이 사용될 수 있다. 예를 들어, 스위칭 온 시간을 결정하기 위한 임계값은 음수, 예를 들어 -0.2V일 수 있는 반면, 스위칭 오프 시간을 결정하기 위한 임계값은 0V일 수 있다.
다시 도 5를 참조하면, 트랜지스터(TSR)의 부하 전류 경로 양단의 전압(VSR)은 2차 권선(LS) 양단의 출력 전압(VOUT)과 전압 강하(VLS)의 차와 동일하다는 것이 명백하다. 출력 전압이 실질적으로 일정하거나 느리게만 변화한다고 가정하면, 전압(VSR)의 하강 에지(도 6의 상단 타이밍도 참조)는 2차 권선(LS) 양단의 전압(VLS)에도 존재한다.
사전 자기 회로(60)가 필요하지 않은 종래의 QR 모드(예를 들어,도 2 참조)에서 동작할 때, 도 5에 도시된 회로, 특히 정류기 회로(30)(동기식 정류기)는 전술한 바와 같이 동작한다. 그러나, 고정 주파수 공진 모드에서 작동할 때, 즉 도 3을 참조하여 위에서 논의된 고정 주파수 작동 중에 문제가 발생할 수 있다. 변압기(20)의 음의 사전 자화는 음의 자화 구배를 발생시킨다(도 3의 t01과 t02 사이의 자화(MTS) 참조). 이 음의 자화 구배는, 자화 구배도 음인 자기 소거 기간(TDEMAG) 동안과 유사한 방식으로 사전 자화 기간(TON2) 동안 전압(VLS)을 강하(dip)시킨다. 사전 자화 기간(TON2) 동안 언급된 전압(VLS)의 강하는 정류기 회로(30)에 포함된 전자 스위치(TSR)의 바람직하지 않은 스위칭 온을 트리거할 수 있다. 이러한 바람직하지 않은 스위칭 온은 동기식 정류기의 MOSFET(TSR)을 파괴할 수 있는 바람직하지 않은 단락(슛-스루(shoot-through))을 초래할 수 있다. 또한, 구현에 따라, MOSFET(TSR)의 초기 스위칭 온은 제 1 전자 스위치(T1)도 손상시키거나 파괴할 수 있다. 일반적으로, SR 제어기(31)는 바람직하지 않은 토글링(toggling)을 피하기 위해 MOSFET(TSR)을 스위칭 온하고, 그것을 최소 스위칭 온 시간 동안 온 상태로 유지하도록 구성된다. 이 최소 스위칭 온 시간 동안 제 1 전자 스위치(T1)도 스위칭 온될 때, MOSFET(TSR) 및 제 1 전자 스위치(T1) 모두를 잠재적으로 파괴할 수 있는 슛 스루(단락 회로)가 발생한다.
동기식 정류기 제어기 회로(31)에 의한 트랜지스터(TSR)의 상기 언급되지 않은 스위칭 온도 도 7에 포함된 타이밍도에 의해 도시된다. 도 7의 처음 3개의 타이밍도(위로부터)도 도 3에 포함되어 있다(단 하나의 주기만이 도시되어 있음). 이들 도면은 제 1 전자 스위치(T1) 및 제 2 전자 스위치(T2) 각각에 대한 구동 신호(S1, S2)의 예시적인 파형을 도시한다. 제 4 타이밍도는 동기식 정류기(30)의 트랜지스터(TSR) 양단의 전압(VSR)의 대응 파형을 나타내고, 제 5 타이밍도는 동기식 정류기 제어 회로(31)에 의해 생성된 각각의 구동 신호(게이트 신호)(VGSR)이다. 도 7에서 알 수 있는 바와 같이, 사전 자화 기간(TON2) 동안의 사전 자화는 각각의 하강 에지가 동기식 정류기 제어기 회로(31)에 의해 검출되는 전압(VSR)을 감소시키며, 따라서 트랜지스터(TSR)에 대한 구동 신호(VGSR)(게이트 신호)에 잘못된 하이 펄스를 발생시킨다. 언급된 바와 같이, SR 제어기는 원하지 않는 토글링을 피하기 위해 MOSFET(TSR)(즉, SR 스위치)이 최소 기간(TMIN) 동안 온 상태로 유지되도록 설계될 수(또는 설계될 필요가) 있다. 이 최소 시간 기간(TMIN)이 제 1 전자 스위치(T1)의 온 기간(TON1)과 겹치는 상황이 발생할 수 있다. 이 경우, 두 스위치 T1과 TSR이 모두 온일 때, 변압기가 효과적으로 단락되어, T1과 TSR 스위치가 모두 손상되거나 파손될 수 있다. 도 7에 도시된 상황에서, 점선은 온 기간(TMIN)을 나타내고, 단락은 제 1 전자 스위치(T1)가 스위칭 온될 때 시간 t1에서 발생한다.
전술한 바와 같이, 트랜지스터(TSR)의 부하 전류 경로 양단의 전압(VSR)은 출력 전압(VOUT)과 2차 권선(LS) 양단의 전압(VLS)의 차이와 동일하다(VSR=VOUT-VLS). 사전 자화 기간(TON2) 동안, 2차 권선(LS) 양단의 전압(VLS)은 추가의 보조 권선(LAUX') 양단의 전압(VPM)에 실질적으로 비례한다. 따라서, 다음 수학식 8과 같다.
[수학식 8]
Figure pat00009
여기서, NS는 2차 권선(LS)의 권선수를 나타내고, NAUX'는 추가 보조 권선(LAUX)의 권선수를 나타낸다.
수학식 8에서 알 수 있듯이, 전압 신호(VSR)에서 언급된 강하(dip)를 야기하는 전압 변동은 사전 자화 기간(TON2) 동안 추가 보조 권선(LAUX')에 인가된 전압(VPM)을 감소시킴으로써 감소될 수 있다. 동기식 정류기 회로(30)에 포함된 트랜지스터(TSR)의 바람직하지 않은 초기 스위칭 온을 피하기 위해, 후술되는 실시예는 변형된 사전 자화 회로(60)를 포함한다. 이들은 재자화 기간(TON2) 동안, 추가적인 보조 권선(LAUX)에 전압(VPM)을 인가하여 트랜지스터(TSR) 양단의 전압(VSR)의 강하가 트랜지스터(TSR)의 스위칭 온을 트리거할 수 없도록 구성된다.
도 8의 실시예에서, 사전 자화 회로(60)는 단일 커패시터(도 5의 예에 도시됨)만이 아니라, 제 1 커패시터(CPM1), 제 2 커패시터(CPM2) 및 3 개의 다이오드(DP1, DP2, DP3)를 포함하는 더 복잡한 커패시터 회로를 포함한다. 커패시터(CPM1, CPM2)는 다이오드(DP1, DP2, DP3)에 의해 결합되어, 용량성 회로가 트랜지스터의 고유의 역 다이오드(DR)를 통해 충전될 때 커패시터(CPM1, CPM2)는 효과적으로 직렬로 연결된다(다이오드(DP3)를 통해). 따라서, 커패시터(CPM1, CPM2)는 용량성 전압 분배기를 형성하며, 여기서 각 커패시터 양단의 전압은 대략 VPM/2(다이오드 양단의 전압 강하를 무시할 때)이다. 커패시터(CPM1, CPM2)가 충전되는 동안 다이오드(DP1, DP2)는 역 바이어스되어 차단된다. 사전 자화 기간(TON2) 동안, 트랜지스터(T2)는 스위칭 온되고, 이 상황에서 다이오드(DP3)는 역 바이어스되어 차단되므로, 커패시터(CPM1, CPM2)는 효과적으로 병렬로 연결된다. 따라서, 전압 VPM/2는 사전 자화 기간(TON2) 동안 추가적인 보조 권선(LAUX')에 인가되며, 이는 바람직하지 않은 동기식 정류기의 조기 트리거링을 피할 수 있을 정도로 낮다.
도 9의 실시예에서, 사전 자화 회로(60)는 커패시터(CPM)를 포함하고, 커패시터(CPM)는 다이오드(DP3)를 통해 충전될 수 있고, 제 2 전자 스위치(T2)는 스위치 오프된다. 다이오드(DP3) 양단의 전압 강하(순방향 전압 DF≒0.7V)로 인해 커패시터는 VPM-VF와 동일한 전압으로 충전된다. 사전 자화 기간(TON2) 동안, 트랜지스터(T2)는 스위칭 온되고, 이 상황에서 다이오드(DP3)는 역 바이어스된다. 따라서, 상술한 전압 VPM-VF는 다이오드(DP1)를 통해 추가의 보조 권선(LAUX')에 인가되며, 이는 커패시터(CPM)에 직렬로 효과적으로 연결된다. 다이오드(DP1)가 VF의 또 다른 전압 강하를 야기함에 따라 추가의 보조 권선은 VPM-2VF의 전압 레벨을 "인식"한다. 이 레벨이 동기식 정류기 회로(31)에서 트랜지스터(TSR) 양단의 전압(VSR)의 강하(dip)를 피하기에 충분히 낮지 않으면, 다이오드(DP1)는 둘 이상의 다이오드의 직렬 회로로 대체될 수 있다.
두 실시예(도 8 및 도 9)에서 사전 자화 회로(60)는 최대 전압 레벨(VPM)까지 충전되는 용량성 회로를 포함한다(용량성 회로가 충전되는 동안 제 2 전자 스위치(T2)는 꺼진다). 용량성 회로에 저장된 에너지를 추가 보조 권선(LAUX')(즉, 사전 자화 기간(TON2) 동안, 도 3 참조)으로 방출하는 동안, 추가 보조 권선(LAUX')에 인가되는 최대 전압은 충전 단계에서의 최대 전압 레벨(VPM)보다 낮다.
하나 이상의 특정 구현과 관련하여 다양한 실시예가 도시되고 설명되었지만, 여기에 인용된 특징 및 구조의 사상 및 범주를 벗어나지 않으면서 예시된 예에 대한 변경 및/또는 수정이 이루어질 수 있다. 전술한 구성 요소 또는 구조(유닛, 어셈블리, 장치, 회로, 시스템 등)에 의해 수행되는 다양한 기능과 관련하여, 이러한 구성 요소를 설명하기 위해 사용된 용어("수단"에 대한 참조 포함)는, 본 개시의 예시적인 구현이 예시된 본 명세서에 기능을 수행하는 개시된 구조와 구조적으로 동일하지 않더라도, 달리 지시되지 않는 한, 설명된 구성 요소의 특정 기능을 수행하는(예를 들어, 기능적으로 동등한) 임의의 구성 요소 또는 구조에 대응한다.

Claims (10)

  1. 스위칭 변환기로서,
    1차 권선(LP), 2차 권선(LS) 및 적어도 보조 권선(LAUX, LAUX')을 포함하는 변압기와,
    상기 1차 권선(LP)에 연결되고, 제 1 구동 신호(S1)에 따라 상기 1차 권선을 통과하는 1차 전류(iP)를 스위칭 온 및 오프하도록 구성되는 제 1 전자 스위치(T1)와,
    상기 2차 권선(LS)과 상기 스위칭 변환기의 출력 노드 사이에 연결된 동기식 정류기 회로(30)와,
    용량성 회로(CPM, DP1, DP3; CPM1, CPM2, DP1, DP2, DP3) 및, 상기 용량성 회로(CPM, DP1, DP3; CPM1, CPM2, DP1, DP2, DP3)와 상기 보조 권선(LAUX, LAUX') 사이에 연결된 제 2 전자 스위치(T2)를 포함하는 사전 자화 회로(60)와,
    상기 용량성 회로는 상기 제 2 전자 스위치(T2)가 닫힐 때, 사전 자화 기간(TON2) 동안 상기 보조 권선(LAUX, LAUX')에 제 1 전압(VPM/2, VPM-2VF)을 인가하고, 상기 제 2 전자 스위치(T2)가 개방될 때, 제 2 전압(VPM)까지 충전되도록 구성되며, 상기 제 2 전압은 상기 제 1 전압보다 높은
    스위칭 변환기.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 용량성 회로는, 전압 강하(VF)를 야기시키는 다이오드(DP1, DP2)를 통해 상기 2차 권선에 연결되는 적어도 하나의 커패시터(CPM; CPM1, CPM2)를 포함하여, 상기 사전 자화 기간(TON2) 동안 상기 보조 권선(LAUX, LAUX')에 인가되는 상기 제 1 전압(VPM/2, VPM-2VF)은 상기 제 2 전압(VPM)보다 적어도 상기 전압 강하(VF)만큼 낮은
    스위칭 변환기.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 용량성 회로는, 제 1 커패시터(CPM1)와, 상기 제 1 커패시터(CPM1)에 연결된 제 1 다이오드(DP1)를 포함하고, 제 2 커패시터(CPM2)와, 상기 제 2 커패시터(CPM1)에 연결된 제 2 다이오드(DP1)를 더 포함하며, 상기 제 1 커패시터(CPM1)와 상기 제 1 다이오드(DP1) 사이의 공통 회로 노드 및 상기 제 2 커패시터(CPM2)와 상기 제 2 다이오드(DP2) 사이의 공통 회로 노드는 제 3 다이오드(DP3)에 의해 연결되는
    스위칭 변환기.
  4. 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 동기식 정류기 회로(30)는, 트랜지스터(TSR)와, 상기 트랜지스터(TSR)를 통해 상기 2차 권선(LS)에 연결된 출력 커패시터(COUT)를 포함하고,
    상기 동기식 정류기 회로(30)는, 상기 트랜지스터(TSR)의 부하 전류 경로 양단의 전압(VSR)을 감지하여, 상기 트랜지스터(TSR)의 상기 부하 전류 경로 양단의 전압(VSR)이 사전 정의된 임계값 레벨(VSRTH) 아래로 떨어질 때, 상기 트랜지스터(TSR)를 스위칭 온하도록 구성된 제어기 회로(31)를 포함하는
    스위칭 변환기.
  5. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
    각 스위칭 주기에서, 상기 제 1 전자 스위치(T1)에 대한 상기 제 1 구동 신호(S1) 및 상기 제 2 전자 스위치(T2)에 대한 상기 제 2 구동 신호(S2)를 생성하도록 구성되는 제어 회로(10)를 더 포함하되, 상기 제 1 구동 신호(S1)는 온 기간(TON1) 동안 상기 제 1 전자 스위치(T1)가 스위칭 온되게 하는
    스위칭 변환기.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 제 1 구동 신호(S1) 또는 상기 제 2 구동 신호(S2) 중 어느 하나는 클록 신호와 동기화되는
    스위칭 변환기.
  7. 제 5 항 또는 제 6 항에 있어서,
    동작 중에, 상기 보조 권선(LAUX, LAUX1)은, 상기 온 기간(TON1) 바로 다음에 오는 자기 소거 기간(TDEMAG) 동안, 상기 제 2 전압(VPM)을 상기 용량성 회로에 제공하는
    스위칭 변환기.
  8. 제 7 항에 있어서,
    각 스위칭 주기에서, 상기 제 2 구동 신호(S2)는 상기 제 2 전자 스위치(T2)가 선행하는 자기 소거 기간(TDEMAG) 후에 발생하는 사전 자화 기간(TON2) 동안 스위칭 온되게 하는
    스위칭 변환기.
  9. 1차 권선(LP), 2차 권선(LS) 및 적어도 보조 권선(LAUX, LAUX')을 포함하는 변압기와, 상기 1차 권선(LP)에 연결되는 제 1 전자 스위치(T1)와, 상기 2차 권선(LS)과 상기 스위칭 변환기의 출력 노드 사이에 연결된 동기식 정류기 회로(30)와, 용량성 회로(CPM, DP1, DP3; CPM1, CPM2, DP1, DP2, DP3) 및, 상기 보조 권선(LAUX, LAUX')과 상기 용량성 회로 사이에 연결된 제 2 전자 스위치(T2)를 포함하는 사전 자화 회로(60)를 포함하는 스위칭 변환기의 작동 방법으로서,
    상기 제 1 전자 스위치(T1)를 사용하여, 제 1 구동 신호(S1)에 따라 상기 1차 권선을 통과하는 1차 전류(iP)를 스위칭 온 및 오프하는 단계와,
    사전 자화 기간(TON2) 동안 상기 제 2 전자 스위치(T2)를 닫아, 상기 용량성 회로에 의해 제공되는 제 1 전압(VPM/2, VPM-2VF)을 상기 보조 권선(LAUX, LAUX')에 인가하는 단계와,
    상기 제 2 전자 스위치(T2)가 개방될 때, 상기 용량성 회로를 제 2 전압(VPM)까지 충전하는 단계를 포함하되, 상기 제 2 전압은 상기 제 1 전압보다 높은
    스위칭 변환기의 작동 방법.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 제 2 전압과 상기 제 1 전압의 차이는, 상기 용량성 회로에 포함된 다이오드 양단의 전압 강하에 의해 적어도 부분적으로 야기되는
    스위칭 변환기의 작동 방법.
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