TW201946364A - 具有幾乎最小偏差瞬態回應的單模負載跟蹤電壓式控制器 - Google Patents

具有幾乎最小偏差瞬態回應的單模負載跟蹤電壓式控制器 Download PDF

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Abstract

一種用於在一個或多個負載瞬變期間控制輸出電壓偏差的單模准恒定頻率控制器裝置，該控制器裝置包括：轉換器，所述轉換器接收一個或多個操作控制參數；負載跟蹤調製器，所述負載跟蹤調製器被配置為接收表示電容器電流極性的傳感輸入，並控制轉換器的一個或多個功率電晶體，使得電感器電流與負載電流迴圈匹配，並通過將用於電感器充電的接通時間和用於電感器放電的斷開時間分成電流校正階段(CCP)和紋波重建階段(RRP)來重建所需的電感器電流紋波，負載跟蹤調製器通訊用於控制一個或多個功率電晶體的一個或多個操作控制參數。

Description

具有幾乎最小偏差瞬態回應的單模負載跟蹤電壓式控制器
相關申請的交叉引用
本專利申請要求美國臨時申請US 62/636,613的優先權，其內容通過引用併入本文。
發明領域
本公開的實施例總體涉及電力工程領域，並且更具體地，實施例涉及用於在負載瞬變期間管理電壓偏差的系統和方法。
發明背景
現代開關模式電源(SMPS)，尤其是用於負載點(PoL)應用的那些電源，需要滿足穩態和動態電壓調節的挑戰性要求。在目標應用中，對於從幾分之一瓦到幾十瓦的轉換器處理，SMPS控制器的動態性能對輸出濾波電容器的尺寸具有主要影響。隨著所需的輸出電壓降低和負載電流增加，滿足瞬變期間的輸出電壓調節要求需要大大增加輸出電容。
可擕式應用中的電源已經被證明消耗了印刷電路板(PCB)的基板面的很大一部分。很大程度上由於增加輸出濾波器電容要求的影響，這個數值一直在增長並且可能會繼續增長。因此，盡可能地提高控制器的動態性能以限制區域消耗的增長是很重要的。
發明概要
瞬變處理是SMPS的一個重要考慮因素，是一個需要克服的具有挑戰性的技術問題。提出了一種改進的偏差控制器，其利用非常規方法來處理電壓偏差。各種實施例的控制器是單模准恒定頻率式控制器，其在負載瞬變期間提供實踐中最小的輸出電壓偏差。
該控制機構減少或消除了對用於穩態和瞬態操作的兩個單獨控制器的需要以及相關聯的潛在模式轉換問題，這些問題是許多快速回應解決方案的特徵。
控制器依賴於檢測輸出電容器電流極性的變化，並且在一些實施例中，PI補償器提供快速瞬態回應和嚴格的電壓調節。
該混合信號控制器的有效性利用基於實驗樣機的600 kHz、15 W單相降壓轉換器進行演示。在負載瞬變期間，電感器電流顯示為在一個開關迴圈內被校正，具有幾乎最小的輸出電壓偏差。
根據一個方面，一種用於在一個或多個負載瞬變期間控制輸出電壓偏差的單模准恒定頻率控制器裝置，該控制器裝置包括：轉換器，該轉換器接收一個或多個操作控制參數；負載跟蹤調製器，該負載跟蹤調製器被配置為接收表示電容器電流極性的傳感輸入，並控制轉換器的一個或多個功率電晶體，使得電感器電流與負載電流迴圈匹配，並通過將用於電感器充電的接通時間和用於電感器放電的斷開時間分成電流校正階段(CCP)和紋波重建階段(RRP)來重建所需的電感器電流紋波，負載跟蹤調製器通訊用於控制一個或多個功率電晶體的一個或多個操作控制參數。
根據另一方面，控制器包括極性檢測器，該極性檢測器被配置為感測電容器電流極性。
根據另一方面，負載跟蹤調製器包括第一半占空比數位脈衝寬度調製器和第二半占空比數位脈衝寬度調製器。
根據另一方面，正電容器電流極性觸發RRP的開始。
根據另一方面，在RRP期間，負載跟蹤調製器控制轉換器維持接通時間達附加時段以重建紋波。
根據另一方面，在一個或多個負載瞬變期間，在一個或多個負載瞬變是輕到重瞬變的情況下，由相應負載瞬變導致的相應負載電流引起在轉換器接通時間期間的CCP持續時間的延長。
根據另一方面，在一個或多個負載瞬變中，在一個或多個負載瞬變是重到輕瞬變的情況下，由相應負載瞬變導致的相應負載電流引起在轉換器斷開時間期間的CCP持續時間的延長。
考慮替代方法及其變型。在一些實施例中，該方法以用於處理功率瞬變的改進的過程和方法的形式提供。在其他實施例中，該方法以控制方法的形式提供，該控制方法以從適用於降壓轉換器電路的負載跟蹤調製器接收的順序控制信號的形式提供。
在一些實施例中，控制器可以是獨立的並且連接到轉換器(用於發送控制信號)，或者在其他實施例中，控制器可以包括轉換器，作為組合的一部分。
較佳實施例之詳細說明
近年來，已經提出了許多快速負載瞬態回應控制器。示例包括時間最優控制器和最小偏差控制器。對於直接能量傳遞轉換器，例如降壓轉換器，這種控制器的使用導致實際上對於給定轉換器和負載階躍可實現最小電壓偏差。
這提供了大幅減少輸出電容器體積的機會。儘管如此，這些方法還存在一些缺點，這些缺點放慢了它們在目標應用中的廣泛採用。時間最優控制器具有相對較高的計算複雜性，使得它們在目標硬體限制的低成本應用中不實用。最小偏差控制器解決了這個問題，並提供了實際上最小的輸出電壓偏差，而不會增加基於數位PID的電壓模式控制器的計算負擔。
此外，以增加電壓恢復時間為代價，與時間最優解決方案相比，最小偏差控制器導致顯著較低的峰值電感器電流，從而允許使用更小的電感器。然而，最小偏差和大多數時間最優解決方案都以兩種模式操作。
它們將用於穩態調節的線性補償器與額外的瞬變抑制電路相結合，這些瞬變抑制電路檢測並回應負載瞬變。這種雙模式操作通常不是優選的。這主要是由於模式轉換期間的潛在穩定性問題和/或確保無縫轉換需要額外硬體。
在各種實施例中描述了系統、裝置、設備、控制器和存儲在電腦可讀介質上的機器可解釋指令集。提出了一種新的控制器，其引入了圖1的基於單模最小偏差方法的控制器。
與以前的解決方案不同，它僅對穩態操作和瞬變期間使用一種操作模式，消除了潛在的與模式轉換相關的穩定性問題，同時還進一步簡化了硬體實現要求。
如上所述，複雜性的降低有助於解決與成本、PCB尺寸限制和部件總數相關的問題。
引入的控制器如圖1所示。它是電壓模式控制器的改進，其中傳統的脈衝寬度調製器(PWM)被負載跟蹤調製器塊代替。
負載跟蹤調製器塊由兩個半占空比數位脈衝寬度調製器塊(DPWM1 和DPWM2 )和一個電容器電流極性檢測塊構成。半占空比調製器使用關於電容器電流極性的資訊來對功率電晶體(Q1 和Q2 )進行選通，使得電感器電流逐週期地與負載電流匹配，同時還重建所需的電感器電流紋波。這通過將接通時間(Q1 接通，Q2 斷開，電感器充電)和斷開時間(Q1 斷開，Q2 接通，電感器放電)各自分成兩個獨立的階段來實現。這些被稱為“電流校正階段”(CCP)和“紋波重建階段”(RRP)。
借助於圖2和圖3可以更好地理解控制器的功能。圖2描繪了以穩態的引入的控制方案運行的降壓轉換器的操作。在點0處，轉換器進入其接通狀態。Q1 接通，Q2 斷開，電感器電流充電。該第一區段是其接通狀態電流校正階段(CCP)。
該階段一直持續到電感器電流等於(或者超過)負載電流(圖2中的點1)，這又使電容器電流極性改變並變為正。這將極性檢測器的輸出vpd (t) 發送為高。這“設置”半占空比調製器DPWM1 ，其標記接通時間紋波重建階段(RRP)的開始。一旦設置，DPWM1 將轉換器保持在其接通狀態持續額外的DTs_nom /2 ，以便重建其紋波。此時，DPWM1 的輸出將變高並將轉換器推入其斷開狀態。
這由圖2中的點2標記。現在，Q1 斷開，Q2 接通，電感器電流放電。其斷開狀態的第一部分也是電流校正階段。它將保持在其電流校正階段，直到暫態電感器電流等於(或者小於)負載電流，這發生在點3處。
電容電流再次經歷極性變化，將vpd (t) 設置為低。轉換器再次處於紋波重建階段。這將啟動DPWM2 ，使轉換器保持其斷開狀態持續額外的(1-D)Ts_nom /2 以重建紋波。這是圖2中的點4。然後DPWM2 的輸出變高，使轉換器回到其接通狀態，重複迴圈。
在發生瞬變時，控制器仍然像其在穩態一樣操作。但是，負載跟蹤調製器將延長接通時間或斷開時間(取決於瞬變)，從而延長該迴圈的週期以解決瞬變。這在圖3中示出，用於由輕到重瞬變。
由於極性檢測器的輸出在電感器電流等於(或超過)負載電流之前不能變高，因此接通狀態的CCP的持續時間自動延長。一旦電感器電流增加到其等於負載電流的點，轉換器就會進入其RRP，控制器像以前那樣繼續工作。
類似地解決了由重到輕瞬變，然而它是斷開狀態的CCP，與接通狀態的CCP相反，其被延長。由此可以看出，該控制方法不需要特殊的塊來檢測負載瞬變，它只是作為其正常操作的一部分來回應負載瞬變。
如圖3所示，即使在電感器電流被校正之後，電壓也會出現誤差。發生這種情況是因為在校正電感器電流之前會丟失一些電荷。之後由補償器處理電壓恢復，如圖4所示，這類似于傳統的電壓模式控制。
該恢復的速度取決於實施的補償器。該控制器可以被認為是具有一個主要差異的電壓模式控制器，它能夠在單個迴圈內校正電感器電流，從而實現幾乎最小的輸出電壓偏差。從物理樣機獲得的實驗結果如下所示。
開關週期變化分析
對於轉換器的接通時間，電流校正階段的持續時間可以由等式1確定。

其中是可能發生的任何負載階躍的大小。在穩態操作=0期間，因此轉換器的接通時間等於其穩態操作期間的CCP和RRP的總和，由等式2得到。

類似地，在沒有負載階躍的情況下，斷開時間的CCP和RRP具有相等的持續時間。這些持續時間的總和提供了斷開時間。

因此，有效穩態週期，定義為在沒有干擾的情況下完成階躍0到4所需的持續時間，將等於Ts_nom。
(4)
在點0和1之間的負載變化的情況下，如圖3所示，轉換器的開關週期在一個開關迴圈內變化。在這種情況下，可以使用相同的程式計算開關週期並考慮非零值的，即，
(5)。
可以對負的負載瞬變進行類似的計算。通常，轉換器的週期僅在發生瞬變時才會延長。否則，它將等於TSW_SS。
擴展到多相操作
該控制方案可以擴展到多相轉換器。通過將每階段中的電感器電流與負載電流的一半進行比較而不是使用估計的電容電流，這是最容易實現的。
圖5示出了週期為2Ts 的兩相情況的關鍵波形。調製器的行為與單相情況大致相同，但不是使用電容電流的過零點(相當於極性的轉變)，而是使用電感器電流等於負載電流一半的點。此外，第二相可以不進入其接通狀態，直到在第一相進入其接通狀態之後已經過去Ts 。按照這種方法，通過將每相中的電流與負載電流除以n進行比較，可以將該控制方案擴展到n相。該控制方案的附加好處是確保在多相轉換器中均等地共用電流。但是，與單相實現不同，它不能用單個非侵入式感測器實現。下面提供了兩相示例的模擬結果。
實驗樣機和實際實施
基於單相降壓轉換器的樣機製造有600kHz的開關頻率。該樣機的若干特性如表1所示。如第II部分所述。該控制方案利用電容電流。更具體地說，該控制器需要準確檢測輸出電容器電流極性的變化。為了避免將侵入式感測器與電容器串聯，使用了估計電路。這通過將RC電路與輸出電容器並聯來實現，該RC電路的時間常數與輸出電容器及其ESR [14] - [16]的時間常數相匹配。這在圖6中示出。先前的實現已經證明，該方法的自動匹配實現可以準確地檢測電容器電流極性和具有低矽面積的零電流交叉點[16]。
表1：單相樣機參數
圖7描繪了半占空比DPWM單元的框圖。它由計數器和數位比較器構成。設定引腳由任何持續時間的脈衝觸發。它使計數器開始計數。一旦計數器超過提供給它的基準值，半占空比DPWM單元的輸出就變高。復位引腳也可以由任何持續時間的脈衝觸發，並使計數器復位為零。復位後，計數器將不會計數，直到接收到另一個設定脈衝。只有在DPWM的輸出為低時才可設置計數器，並且只有在DPWM的輸出為高時才會復位。
模擬和實驗結果
為了驗證所引入方法的有效性，基於圖1、圖6和圖7的圖製作了實驗樣機。表1中示出了該樣機的重要參數。數位控制器使用基於FPGA的系統來實現，而附加的類比部件如圖1和圖6所示使用現成的ADC、比較器和運算放大器實現。圖8描繪了模擬結果，而圖9-12是物理測量。圖8示出了回應於4A，15％至100％輕至重負載階躍的控制器的模擬。圖9示出了對於相同瞬變從樣機獲得的實驗結果，而圖10示出了其對相反瞬變的回應。如圖8所示，可以看出，在校正電流之後，電壓停止變化。這表示電流已正確調節。可以在圖9.b和圖10.b中看到，初始校正後電感器電流沒有明顯變化。然後補償器用於恢復損失的電壓。
圖11示出了控制器對連續負載瞬變的回應。在第一個1.2A瞬變發生後，電壓開始下降，一旦電流被校正，壓降就會停止。然後發生第二個1.6A瞬變，這導致電壓再次下降，直到電流被校正。圖12示出了基準電壓階躍期間的輸出電壓。這種轉換平穩發生，表明控制器的穩定性。
可以看出，單模控制器在單個開關迴圈內將電感器電流重建為其新的穩態值，具有幾乎最小的輸出電壓偏差。此外，可以看出，由於單模式操作，可以實現電壓的平滑穩定，而不會出現雙模式解決方案中經常出現的問題。
最後，圖13示出了利用引入的控制方案的兩相轉換器上的負載階躍的模擬結果。在該模擬中，控制方案如第II.b部分所述的實施。可以看出，電感器電流的總和僅在一個開關動作(每相)中匹配負載，同時另外導致轉換器表現得像傳統的兩相交錯式降壓轉換器。
提出了簡單的單模准恒定頻率幾乎最小偏差控制方法及其實現。引入的控制器在單個開關迴圈內將電感器電流恢復到其新的穩態值，因此導致直接能量傳遞轉換器幾乎最小可能輸出電壓偏差。控制器的關鍵新元件是負載跟蹤調製器，它用兩個半占空比DPWM和一個電容極性檢測器取代了電壓模式控制器的傳統PWM。控制器在穩態和瞬變期間以相同的方式操作，消除了對兩個單獨控制塊的需要，並因此避免了模式開關問題。該控制方法的有效性已通過實驗驗證。
程式碼可以應用於輸入資料以執行本文描述的功能並生成輸出資訊。輸出資訊應用於一個或多個輸出設備。在功率電子器件的上下文中，程式碼可以包括控制波形輸入(例如，用於打開和關閉開關的選通輸入)，以及用於產生其控制波形的波形發生器。
術語“連接”或“耦合到”可以包括直接耦合(其中兩個元件彼此耦合、彼此接觸)和間接耦合(其中至少一個附加元件位於這兩個元件之間)。
實施例的技術方案可以是軟體產品(例如，波形發生器控制軟體)的形式。軟體產品可以存儲在非易失性或非暫時性存儲介質中，該存儲介質可以是壓縮磁碟唯讀記憶體(CD-ROM)、USB快閃記憶體盤或可移動硬碟。該軟體產品包括許多指令，這些指令使電腦設備(例如，個人電腦、伺服器、虛擬環境、雲計算系統、網路設備)能夠執行由實施例提供的方法。
本文描述的實施例提供有用的物理機器和特別配置的電子硬體組合。本文描述的實施例涉及適於處理和轉換表示各種類型資訊的電磁信號的電子機器以及由該電子機器實現的方法。
本文描述的實施例普遍地和整體地涉及機器及其用途；本文描述的實施例在其與電子硬體、機器和各種硬體部件一起使用之外沒有意義或實際應用。
儘管已經詳細描述了實施例，但是應該理解，在不脫離範圍的情況下，可以進行各種改變、替換和更改。此外，本申請的範圍不旨在限於說明書中描述的過程、機器、製造、物質組成、手段、方法和步驟的特定實施例。
本領域普通技術人員將從本公開內容容易理解，可以使用執行與本文描述的相應實施例基本上相同功能或實現與本文描述的相應實施例基本上相同結果的目前存在或稍後開發的過程、機器、製造、物質組成、手段、方法或步驟。因此，所附申請專利範圍旨在在其範圍內包括這樣的過程、機器、製造、物質組成、手段、方法或步驟。
可以理解，上面描述和示出的示例僅旨在是示例性的。
本文描述、建議、引用、舉例說明或示出的新穎性或創造性步驟的任何和所有特徵被要求保護，包括但不限於適合於在實施中使用的過程、系統、設備和電腦可讀和可執行程式設計和/或其他指令集。
在附圖中，通過示例示出了實施例。應該清楚地理解，描述和附圖僅用於說明的目的並且有助於理解。
現在將僅通過示例的方式參考附圖來描述實施例，其中在附圖中：
圖1是根據一些實施例的由單模負載跟蹤最小偏差控制器調節的降壓轉換器的示意框圖。
圖2是描繪根據一些實施例的單模最小偏差控制器的穩態波形的波形圖。從上到下是輸出電壓、標稱輸出電壓、電感器電流、負載電流、電容電流、零電流極性檢測器輸出和功率電晶體的選通信號。
圖3是描繪根據一些實施例的在負載瞬變期間電感器電流被校正的情況下信號波形的波形圖。該圖顯示了輸出電壓、標稱輸出電壓、電感器電流、負載電流、電容電流、極性檢測器輸出和選通信號。
圖4是描繪根據一些實施例的在忽略輸出電壓紋波的電壓恢復階段中的信號波形的波形圖。
圖5是描繪根據一些實施例的用於兩相降壓轉換器的控制方案的輸出電壓、電感器電流和負載電流的波形圖。
圖6是示出根據一些實施例的電容電流估計電路和極性檢測器(簡單地，類比比較器)的電路示意圖。時間常數Rest Cest 等於RESR Cout 的時間常數。
圖7是示出根據一些實施例的正在使用的“半占空比”DPWM塊的結構的電路示意圖。
圖8包括描繪根據一些實施例的示出單相降壓轉換器中的瞬態回應的模擬結果的波形圖。
圖9a)是示出根據一些實施例的示波器的結果的波形圖，示出了在4A由輕至重負載階躍(ILoad 0.6à4.6A)之後的輸出電容電壓和電感器電流。電壓為100 mV/div，電流為2 A/div。時間標度是2 us/div。
圖9b)是描繪根據一些實施例的相同負載階躍的縮小版本的波形圖，示出了電壓恢復階段，時間標度設置為500 us/div。
圖10a)是示出根據一些實施例的示波器的結果的波形圖，示出了在4A負載階躍(ILoad =4.6Aà0.6A)之後的輸出電容電壓和電感器電流。電流標度和電壓標度分別為2 A/div和100 mV/div。時間標度是5 us/div。
圖10b)是描繪根據一些實施例的相同負載階躍的縮小版本的波形圖，示出了電壓恢復階段，時間標度是200 us/div。
圖11是根據一些實施例的示波器的波形圖，示出了連續負載階躍為1.2A和1.6A(ILoad = 0.6Aà1.8Aà3.4A)的電感器電流和輸出電壓。電流標度為1 A/div，電壓標度為100 mV/div，時間標度為5 us/div。
圖12是根據一些實施例的示波器的波形圖，示出了800mV基準階躍的輸出電壓，電壓標度是1 V/div，而時間標度是1 ms/div。
圖13是描繪根據一些實施例的示出兩相降壓轉換器的負載瞬態回應的模擬結果的波形圖。

Claims (7)

  1. 一種單模准恒定頻率控制器裝置，用於在一個或多個負載瞬變期間控制輸出電壓偏差，所述控制器裝置包括： 轉換器，所述轉換器接收一個或多個操作控制參數； 負載跟蹤調製器，所述負載跟蹤調製器被配置為接收表示電容器電流極性的傳感輸入，並且控制所述轉換器的一個或多個功率電晶體，使得電感器電流與負載電流迴圈匹配，並通過將用於電感器充電的接通時間和用於電感器放電的斷開時間分成電流校正階段(CCP)和紋波重建階段(RRP)來重建所需的電感器電流紋波，所述負載跟蹤調製器通訊用於控制所述一個或多個功率電晶體的所述一個或多個操作控制參數。
  2. 如請求項1所述的控制器裝置，包括極性檢測器，所述極性檢測器被配置為感測所述電容器電流極性。
  3. 如請求項1所述的控制器裝置，其中所述負載跟蹤調製器包括第一半占空比數位脈衝寬度調製器和第二半占空比數位脈衝寬度調製器。
  4. 如請求項2所述的控制器裝置，其中正電容器電流極性觸發所述RRP的開始。
  5. 如請求項4所述的控制器裝置，其中在所述RRP期間，所述負載跟蹤調製器控制所述轉換器維持接通時間達附加時段以重建紋波。
  6. 如請求項1所述的控制器裝置，其中在所述一個或多個負載瞬變是由輕到重瞬變的所述一個或多個負載瞬變期間，由相應負載瞬變導致的相應負載電流引起在所述轉換器的接通時間期間的CCP持續時間的延長。
  7. 如請求項1所述的控制器裝置，其中在所述一個或多個負載瞬變是由重到輕瞬變的所述一個或多個負載瞬變期間，由相應負載瞬變導致的相應負載電流引起在所述轉換器的斷開時間期間的CCP持續時間的延長。
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