TW201939889A - 用於表面聲波濾波裝置中源抑制的轉換器結構 - Google Patents

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Abstract

用於表面聲波裝置的轉換器結構，包含一對指叉梳狀電極，其中該對指叉梳狀電極包含相鄰的電極元件，該些電極元件屬於不同指叉梳狀電極並具有一節距，節距為兩個電極元件之邊緣至邊緣的距離，且滿足布拉格條件，該對指叉梳狀電極包含至少一區域，於該區域中兩個或多個相鄰的該電極元件屬於同一指叉梳狀電極且該區域具有該些電極元件之邊緣到邊緣的一距離，該距離對應該節距。本發明也關於一種表面聲波濾波裝置。

Description

用於表面聲波濾波裝置中源抑制的轉換器結構
本發明係關於表面聲波濾波裝置，尤其係關於用於表面聲波濾波裝置的轉換器結構。
近年來，表面聲波(surface acoustic wave, SAW)裝置被用於愈來愈多的實際應用中，例如濾波裝置、傳感器及延遲線。特別是，表面聲波濾波裝置對行動電話應用相當有用，因其能夠不使用複雜的電路的方式形成低耗損高階帶通(high order bandpass)濾波裝置。因此，表面聲波濾波裝置相較於其他濾波裝置在效能及尺寸方面具有顯著的優勢。
在典型的表面聲波裝置中，一或多個數位間轉換器(interdigitated transducers，IDTs)可利用特定物質的壓電效應(piezoelectric effect)將聲波轉換為電子訊號，或將電子訊號轉換為聲波。數位間轉換器(IDT)包含設置於壓電基板並具有指叉狀金屬指(inter-digitated metal fingers)的相對尺梳(combs)。藉由電刺激這些金屬指可於基板上建立表面聲波。反之，藉由在轉換器下方的壓電基板材料中傳播的表面聲波可於金屬指上誘導出電訊號。
SAW裝置通常使用由單晶石英(monolithic Quartz)製成的晶圓、鈮酸鋰(LiNbO3 )或鉭酸鋰(LiTaO3 )作為壓電材料。然而，依據所使用的壓電材料，壓電基板的使用受到高溫度敏感性或弱機電耦合性的影響而導致濾波裝置的通帶(passband)特性表現不佳。
一種使用複合基板的方法用於此裝置。複合基板可包含形成於基底基板的一層或多層層體。在該基板的頂部設計單一層體，因為設計簡單所以是個較佳的選擇，且只要這單一層體是由壓電材料製成，基底基板可以為非壓電性物質。具有強耦合性與溫度穩定性的複合基板可提高SAW裝置的表現並使設計具有彈性，前述的強耦合性例如是機電係數(electromechanical coefficient)ks 2 大於1%，而溫度穩定性例如是頻率溫度係數(temperature coefficient of frequency，TCF)小於100ppm/K。
複合基板讓基底基板的材料有很多的選擇，例如可選擇具有高聲波傳遞速度的鑽石、藍寶石、碳化矽，甚至矽等。
考慮頻率溫度係數(TCF)並藉由調整所使用的材料，相較於在壓電基板上製造此裝置，在複合基板上製造此裝置還可以降低溫度敏感性。舉例來說，可使用兩種相反的頻率溫度係數的材料，使SAW裝置於光譜上隨溫度更穩定。也可以使用一種熱膨脹性小於頂層之熱膨脹性的物質，從而加強複合熱膨脹性以及使TCF減少。
最後，相較於單獨使用壓電物質，複合基板之材料的選擇、材料的組合、材料的方向及頂部單一層體的厚度提供廣泛的設計可能性，且在SAW裝置用於高頻率濾波的方面提供改善的空間。
然而，到目前為止，雖然基於複合結構的SAW濾波裝置可提供良好的溫度特性，但濾波裝置通帶的效能仍有明顯的衰減，造成高介入損失(insertion loss)及通帶變窄的問題，如美國專利號US 5998907所揭露，將使其不適合應用於行動裝置。
再者，對應於在壓電層/基層反射處的表面產生的激發模式，基於複合基板的表面聲波濾波裝置也表現出高寄生模式(parasitic mode)。一旦壓電層的厚度大於半波長，通常會觀察到此效果。因在基板底面和空氣之交界面的反射，對於基於具有厚度為250µm或更小之較薄基板的表面聲波濾波裝置實際上也可以觀察到此效果。
這會於濾波裝置的帶通之外造成所謂「拍擊效應(rattle effect)」，降低濾波裝置裝置的效能，尤其是帶外抑制(out-band rejection)。已嘗試多種方法來解決這些虛共振(spurious resonances)，例如在專利文獻DE 102017108483中，藉由在交界面增加額外的層體來減少反射，或者如專利文獻US 20170104470中，藉由調整位於轉換器中不同部分之轉換器結構的電極間距來改善問題。但這些方法有製造上的限制，也對SAW濾波裝置造成限制。
因此，需要改善位於複合基板之表面聲波濾波裝置的效能。
本發明之目的在於藉由提供一種設置於複合基板且具有改善之參數的表面聲波濾波裝置以克服上述所提到的問題。
本發明之目的可藉由用於表面聲波裝置的轉換器結構來達成，該轉換器結構形成於聲波傳波基板，該轉換器結構適用於耦合到電負載及/或電源，包含：一對指叉梳狀電極(inter-digitated comb electrodes)形成於該聲波傳播基板上，其中該對指叉梳狀電極包含屬於不同指叉梳狀電極且具有一節距p的相鄰的多個電極元件，該節距p定義為兩個相鄰的電極元件之邊緣到邊緣的距離且滿足布拉格條件(Bragg condition)，即p=λ/2，其中λ為該轉換器結構的操作聲波波長，且該對指叉梳狀電極包含至少一區域，於該區域中兩個或多個相鄰的該電極元件屬於同一指叉梳狀電極，且彼此具有對應該節距的邊緣到邊緣的距離。轉換器的操作聲波波長λ對應轉換器結構的共振頻率fr ，可表示為：fr =V/2p=V/λ，其中V為於聲波傳播基板中的聲波傳播速率。可於布拉格條件(Bragg condition)下在同步模式中使用轉換器結構並調整轉換器結構的至少一區域，以降低轉換器結構的電聲源密度(electro-acoustic source density)而不改變轉換器結構的特徵。事實上，電聲源由兩相鄰的電極元件連接到交替/不同的電位所定義。
因此，裝置中至少兩個或多個相鄰的電極元件連接到相同的電位會導致一個或多個電聲源的抑制。如此一來產生並檢測到的聲波較少。因此可藉由抑制轉換器結構中一個或多個電聲源來控制轉換器結構的聲波激發和偵測效率，而不改變轉換器結構的特徵。再者，因已知在濾波裝置中複合基板或薄塊基板會導致表面聲波濾波裝置特性之寄生模式，在轉換器結構中藉由抑制一個或多個電聲源使表面聲波濾波裝置中轉換器結構之機電耦合係數ks 2 的降低，應會導致所出現或被偵測到之寄生模式的減少。於此，考慮整體轉換器長度以及轉換器結構的電極元件數量可以藉由一個正比於電聲波源密度的係數來減少機電耦合係數ks 2 。
根據本發明之實施例，轉換器結構可以包含一對指叉梳狀電極(inter-digitated comb electrodes)形成於該聲波傳播基板，其中該對指叉梳狀電極包含屬於不同指叉梳狀電極且具有一節距p的相鄰的多個電極元件，該節距p定義為相鄰的兩個電極元件間之邊緣到邊緣的距離且滿足布拉格條件(Bragg condition)，即p=λ/2，其中λ為該轉換器結構的操作聲波波長，且其中該些電極元件都具有相同的幾何形狀，其中，該對指叉梳狀電極包含至少一區域，於該區域中兩個或多個相鄰的該些電極元件屬於同一指叉梳狀電極，且彼此具有對應該節距p的一邊緣到邊緣距離，以及相同的幾何形狀。在實施例中，所有的電極元件距有相同的幾何形狀。
同樣在這些實施例中，可以於布拉格條件(Bragg condition)下在同步模式中使用轉換器結構並調整轉換器結構的至少一區域，以降低轉換器結構的電聲源密度(electro-acoustic source density)。因此可以藉由抑制轉換器結構中一個或多個電聲源來控制轉換器結構的聲波激發和偵測效率。再者，考慮整體轉換器長度以及轉換器結構的電極元件數量可以藉由一個正比於電聲波源密度的係數來減少機電耦合係數ks 2 。如此一來可以減少由於轉換器結構中於基板反射的電聲波所造成之寄生模式的出現或偵測。
根據本發明一實施例，轉換器結構包含多個區域，該些區域具有兩個或多個屬於同一指叉梳狀電極的電極元件。如此一來在轉換器結構中電聲源的抑制增加，且可以更進一步減少轉換器的機電耦合係數ks 2 。如此一來也可以減少由於轉換器結構中於基板反射的電聲波所造成之寄生模式的出現或偵測。
根據本發明一實施例，電極元件為一電極指或一叉指，該叉指包含具有相同電位的兩個或多個相鄰的該電極指。如此一來可以將電聲源的抑制用於多種形態轉換器結構，不只用於單一電極轉換器結構，也可用於例如雙電極指轉換器。
根據本發明一實施例，具有屬於同一指叉梳狀電極之兩個或多個相鄰電極元件的該些區域不是週期性分布，而是隨機分布。因此，電聲源的抑制和電聲波的激發不會以週期性的方式實現。另一個以非週期性方式分布該些區域的好處是可減少甚至抑制由轉換器結構產生的次諧波效應(sub-harmonic effect)。
根據本發明一實施例，具有兩個或多個屬於同一指叉梳狀電極之相鄰電極元件的至少一區域，特別是各該至少一區域，包含偶數個屬於同一指叉梳狀電極之相鄰的電極元件，特別是兩個。在轉換器結構中使偶數個相鄰的電極指連接到相同電位實際上會造成電聲源的抑制以及轉換器結構內所產生之表面聲波π的相位變化。如此一來可以更進一步減少轉換器結構的機電耦合係數ks 2 。在特別的情況下，只有兩個電極指連接到相同電位，只有轉換器結構所產生的表面聲波π相位變化發生，造成機電耦合係數ks 2 減少，特別是於此為兩倍。此想法為藉由結合來自連接到同一指叉電極的電極指各側所發出朝向轉換器的能量來製造破壞性干涉，而朝向轉換器外面所發射的能量將會產生並由鏡子反射。這將會減少轉換器效率約兩倍。
根據本發明一實施例具有兩個或多個屬於同一指叉梳狀電極之相鄰電極元件的至少一區域，特別是各該至少一區域，包含奇數個屬於同一指叉梳狀電極之相鄰的電極元件，特別是三個。轉換器結構內具有奇數個屬於同一指叉梳狀電極之相鄰的電極元件會造成一個或多個電聲源的抑制，導致機電耦合係數ks 2 減少。由於至少兩個相鄰電極指連接到相同電位導致裝置中一個或多個電聲源的抑制，因此產生並檢測到的聲波較少。如此一來可以藉由抑制轉換器結構中一個或多個電聲源來控制轉換器結構的聲波激發和偵測效率。再者，因已知在濾波裝置中複合基板或薄塊基板會導致表面聲波濾波裝置特性之寄生模式，在轉換器結構中藉由抑制一個或多個電聲源使表面聲波濾波裝置中轉換器結構之機電耦合係數ks 2 的降低，應會導致所出現或被偵測到之寄生模式的減少。於此，考慮整體轉換器長度以及轉換器結構的電極元件數量可以藉由一個正比於電聲波源密度的係數來減少機電耦合係數ks 2 。
根據本發明一實施例，屬於同一指叉梳狀電極之相鄰電極元件的數量在具有屬於同一指叉電梳狀電極之相鄰電極元件的至少兩區域是不同的。因此，在轉換器的設計中具有更進一步的自由度，特別是可以更進一步減少轉換器結構的機電耦合係數ks 2 。轉換器結構之機電耦合係數ks 2 的降低可以減少由於轉換器結構中於基板反射的電聲波所造成之寄生模式的出現或偵測。
根據本發明一實施例，提供具有屬於同一指叉梳狀電極之相鄰電極元件的區域於該對指叉梳狀電極。這將更進一步提升符合轉換器結構需求的可能性。
根據本發明一實施例，表面聲波濾波裝置的基板可以為複合基板，該複合基板至少包含一第一材料的一基底基板及一壓電材料的一壓電層，該壓電層為鉭酸鋰(Lithium Tantalate，LiTaO3 )，特別是具有根據壓電晶體標準(IEEE 1949 Std-176)中所定義之(YXl )/∂。其中滿足36°＜∂＜52°的晶向的LiTaO3 ，更特別是根據壓電晶體標準(IEEE 1949 Std-176)中所定義切面方向與Y軸夾42o 且X為傳播方向的LiTaO3 為(YXl )/42°。因此，可以獲得與溫度穩定材料組合的複合基板，可以更進一步提升表面聲波裝置的效能並增加設計的彈性。再者，用於基板的材料有大量的選擇，例如具有高聲波傳播速率的基板材料。
根據本發明實施例，基底基板包含矽。基底基板可以更包含富阱層(trap-rich layer)，該富阱層靠近壓電材料的頂層，所述富阱層改善基底基板的分離效能並可以由至少一多晶材料、非晶材料或多孔性材料所形成，舉例來說，多晶矽、非晶矽或多孔矽，但本發明不限於這些材料。
為了在矽上轉移壓電層，可以使用如SmartCutTM 之大量生產的方法，SmartCutTM 為利用離子注入於壓電源基板來限定欲轉移之層體，將源基板附著到矽基板上並將層體藉由熱處理或機械處理來轉移。另一種選擇是將壓電源基板與基底基板組合隨後進行壓電源基板的薄化，特別是使用化學處理及/或機械處理。作為替代的基底基板可以使用如鑽石、藍寶石或碳化矽。
根據本發明一實施例，形成於基底基板之壓電層的厚度可以大於一個波長，特別是大於20µm。因壓電層的厚度影響使用裝置的頻率，可以將厚度調整至可達所期望的頻率的範圍並可應用於例如過濾高頻率的表面聲波裝置。
根據本發明一實施例，基底基板的材料和壓電材料具有不同的頻率溫度係數(temperature coefficient frequency，TCF)，特別是具有相反的頻率溫度係數(TCF)。在標準壓電基板中高TCF會導致通帶波長的偏移並導致濾波裝置的不穩定。藉由在複合基板中選擇介於基底基板和壓電層之間之相對的TCF，可以改善轉換器隨著溫度變化的效能。
根據本發明一實施例，基底基板的材料具有小於壓電材料的熱膨脹性，特別是小於達十倍，更特別是小於超過十倍。因此，複合基板中的基底基板可以加強複合基板整體的熱膨脹，使裝置的TCF減少。這可以改善轉換器隨著溫度變化的效能。
本發明之目的也可藉由表面聲波濾波裝置來達成，所述表面聲波濾波裝置包含聲波傳播基板以及至少一個如上所述之轉換器結構。因此，表面聲波濾波裝置包含轉換器結構，其中在不脫離布拉格條件(Bragg condition)的情況下，可控制轉換器結構中主動電聲源的數量並因此控制機電耦合係數ks 2 。
特別是，表面聲波濾波裝置之至少一轉換器結構可包含具有一個或多個如上所述之特徵的轉換器結構。因此，表面聲波濾波裝置包含的轉換器結構可以藉由抑制位於轉換器結構中的電聲源來控制機電耦合係數ks 2 。在轉換器結構中電聲源的抑制導致表面聲波濾波裝置之帶通外的寄生訊號減少以及使隨溫度變化之濾波裝置特性更穩定。
根據本發明一實施例，各個表面聲波濾波裝置的轉換器結構具有相同的配置。此特徵對於阻抗元件濾波裝置特別關鍵，阻抗元件濾波裝置需要所有元件以相似的方式表現以優化濾波裝置的形狀以及其帶外抑制(out-of-band rejection)。
根據本發明一實施例，表面聲波濾波裝置的濾波帶通窄於給定模式基板耦合可達到之最大帶通，特別是在LiTaO3 (YXl )/42°於(100)矽的情況下介於0.1%至2%之間。表面聲波濾波裝置的濾波帶通是可調的，取決於電聲源抑制區域的數量以及在至少一轉換器結構中非週期或隨機的排列。
因濾波帶通寬∆f與機電耦合係數ks 2 相關，可以藉由改變機電耦合係數ks 2 來改變並控制表面聲波濾波裝置的帶通，而不改變轉換器結構的結構特徵，舉例來說，電極元件的形狀、電極指的寬度、電極節距等等。因此，不改變製造過程的情況下，利用簡單調整抑制電聲源的數量和排列，可以調整濾波裝置的特性。結論是，從定值開始控制機電耦合可以解決多種濾波頻寬而不會降低如抑制(rejection)、頻帶中相位線性(phase linearity in the band)、介入損失(insertion loss)等其他濾波裝置特徵。
參考以下敘述並結合附圖可以更加理解本發明，其中標號標示本發明之特徵。
圖1a示出先前技術的轉換器結構100。轉換器結構100包含相對的指叉梳狀電極102和104，指叉梳狀電極102和104各分別具有多個電極指106和108，這些電極指106和108分別從導電部110和112延伸並且互相交叉呈指叉狀。指叉梳狀電極102和104與導電部110和112由適合的導電金屬形成，例如鋁或鋁合金。
值得注意的是，轉換器通常具有比圖1所描述更多數量的電極指。為了更清楚描述整體概念，圖式中大量減少實際電極指的數量。
電負載114耦合於指叉梳狀電極102和104之間。但應理解的是，電壓源114也可以耦合於指叉梳狀電極102和104之間，取決於是否利用轉換器結構100於基板116激發表面聲波或將所接收的表面聲波轉換為電訊號，或兩者皆有。
轉換器結構100於電場方向激發表面聲波，電場方向，如圖1中箭頭E所示，表示垂直於指叉梳狀電極102和104的電極指106和108所延伸的y方向。轉換器結構100可視為對應有效施加電場區域的電聲源的總和。當轉換器結構在各自的邊緣發射能量(在+X方向和-X方向皆有)，位於任何電極指之間的電聲源可被認為具有與相鄰電極指不同的電位。這導致電聲源由一對極性相反的相鄰電極指所定義。因此，電聲源118例如存在於於電極指106_1和電極指108_1之間且處於交流電位+V / -V，但也有電聲源120存在於電極指108_1和電極指106_2之間且處於交流電位+V / -V。因此，圖1整個轉換器結構中，出現五個電聲源118和五個電聲源120。電聲源118或電聲源120的空間區域由電極間距離a以及相鄰電極指106和電極指108之間的重疊距離b定義，a為表面聲波傳播方向x，b為橫向y，例如圖1中相鄰的電極指106_1和電極指108_1。
轉換器結構100的利用頻率(frequency of utilisation)定義為fr = V / 2p，其中V為聲波速率，p為轉換器結構100的電極節距，如圖1所示。轉換器結構的電極節距p也可以選為λ /2，λ 為表面聲波的操作波長。如此一來，節距p定義出轉換器結構的利用頻率。電極節距p也對應於來自相對指叉梳狀電極102和104之兩相鄰電極指之間電極指邊緣到邊緣的距離，例如電極指108_2和電極指106_3之間。在此情況下，波長λ定義為來自相同指叉梳狀電極102或104之兩相鄰電極指之間電極指邊緣到邊緣的距離，例如電極指106_2和電極指106_3之間。
指叉狀電極指106和108通常都具有實質上相同的長度l、寬度w以及厚度t。
指叉狀電極指106和108為交流電位，其中指叉狀電極指106和108的交流電位可以為極性相反的電位，也就是說+V和-V，或是接地和負載/源電位VIN (未繪示)。
轉換器結構100產生之波的傳播特徵為包含傳播速率、機電耦合係數ks 2 (electromechanical coupling coefficient)和頻率溫度係數(temperature coefficient of frequency，TCF)。傳播速率影響轉換器的節距p和所需的裝置頻率之間的關係。此外，對於濾波裝置的應用，特別是階梯式濾波裝置(ladder filter-type device)，濾波裝置的帶通∆f正比於機電耦合係數ks 2 ，考量經驗關係式∆f / f ~ (2/3) ks 2 ，∆f對應濾波裝置頻率的帶通寬度，fr 為轉換器結構的共振頻率。TCF與濾波裝置中溫度對頻率變化的影響相關。
圖1b示出如圖1a中相同的轉換器結構100，側視圖中示出分別來自指叉梳狀電極102和104的多個電極指106和108(未繪示)。設有轉換器結構100的基板116是複合基板116。
複合基板116包含特定厚度的壓電層122，壓電層122形成於基底基板124的頂部。由實施例描述於此的壓電層122可以是鈮酸鋰(Lithium Niobate，LiNbO3 )或鉭酸鋰(Lithium Tantalate，LiTaO3 )。
壓電層122可以藉由直接黏合的方式附著在基底基板124，例如使用SmartCutTM 層轉移技術。在一實施例中，薄的二氧化矽層(未繪示)可設置於壓電層122和基底基板124之間以改善附著效果。直接黏合之前可以加入進一步的處理步驟，例如於壓電層122的一側及/或基底基板124的一側拋光，該側形成位於壓電層122和基底基板124之間的接合介面126。
具有1%到25%甚至更多的強耦合性以及由於結合不同頻率溫度係數和高聲波傳播速率所造成的溫度穩定性的複合基板116可以提升表面聲波裝置的效能。
如圖1a，轉換器結構100具有電極節距p。指叉狀電極指106和108都具有相同的長度l、寬度w以及厚度t。此外，操作頻率fr 由V/2p給的相位條件而為定值，其中V為傳遞於指叉電極之下聲波速率，節距p為轉換器結構100的電極節距。在此情況下，轉換器結構可以操作頻率fr 在同步模式中運作，其中轉換器結構中的所有激發聲波是同調且同相的。
傳播於電極光柵的電聲波對交界面的電性和機械性的邊界條件是敏感的。在電極的邊緣，電性和機械性阻抗中斷，造成部分的傳遞能量反射。當所有初步反射(elementary reflections)同相時，即於各電極的反射，波完全被反射且被光柵阻擋。這種現象即已知的布拉格條件(Bragg condition)出現於所謂「阻帶(stop bands)」的頻率範圍內。當λ = 2pn時，波的反射之間存在建設性干涉，也稱為相位同調(phase coherence)，λ為轉換器的操作波長，p為電極節距，n為整數。轉換器的操作波長λ與先前定義的操作頻率fr 相關，即fr = V / 2p = V/ λ。
在布拉格條件下，布拉格頻率定義為λ=2p (n=1)。此類型的轉換器結構也被稱為每波長兩指的結構(two finger per wavelength structure)且以布拉格頻率共振於「阻帶」中。轉換器結構100正是此類型的轉換器之一。這些結構對應於交流電位+V, -V, +V, -V的電激發且能夠產生共振腔。
指叉狀電極指106和108為交流電位，其中指叉狀電極指106和108的交流電位可以為極性相反的電位，也就是如圖1b所示之+V和-V，或是接地和負載/源電位VIN (未繪示)。如圖1b所示，電極指106_1為+V電位，而相鄰的電極指108_1為-V電位。
同樣，轉換器結構100可以被視為對應有效施加電場區域的電聲源的總和，這導致電聲源118和120定義為由一對交流電位的相鄰電極指所形成，例如電極指106_1和108_1或108_1和106_2。空間區域由電極間距離a以及相鄰電極指106和電極指108之間重疊距離b所定義，a為表面聲波傳播方向x，b為橫向y，例如圖1a和圖1b中所示的電極指106_1和108_1或電極指108_1和106_2。
當電負載114耦合於指叉梳狀電極102和104間，表面聲波128被激發於複合基板116中並傳播於x方向(即垂直於電極指104和106的方向)。轉換器結構產生的體聲波130也發射入複合基板116，且反射於壓電層122和基底基板124之間的接合介面126。這些反射體聲波132被轉換器結構100再次吸收並造成由轉換器結構100所產生的虛共振(spurious resonance)反應。這些反射聲波在相位上同調，因轉換器結構在同步模式運作，意味著聲波的偵測和生成在整個轉換器結構中是同步的。
這些體聲波128在電聲源118和120處生成以與壓電層122表面夾角α。由使用指叉型轉換器激發體波的已知行為的延伸，聲波的有效速率V取決於壓電層122和轉換器結構100的電極節距p，如下術文獻中所描述：D. Lee, “Excitation and Detection of Surface Skimming Bulk Waves on Rotated Y-Cut Quartz”，IEEE Transactions on Sonics and Ultrasonics, Vol. SU-27, N° 1 , pp. 22-30, 1980 and also R. F. Milsorn, N. H. C. Reilly, and M. Redwood，“Analysis of generation and detection of surface and bulk acoustic waves by interdigital transducers”，以及IEEE Transactions on Sonics and Ultrasonics, vol. SU-24, pp. 147-166, 1977。
當等效速度超過所謂「表面撇去體波(surface-skimming-bulk-wave，SSBW)」限制時，表示基板能夠引導波進入壓電層的最大速率，部分體聲波132不會於接合介面126反射且以輻射的方式更深入地傳播至基底基板124。
圖2示出根據本發明第一實施例之用於表面聲波裝置的指叉狀轉換器結構200。指叉狀轉換器結構200包含一對指叉梳狀電極202和204，指叉梳狀電極202和204各別包含多個電極元件206和208，且指叉梳狀電極202和204形成於複合基板210。
在此實施例中，電極元件206和208具有指狀。在其他實施例中，電極元件也可以具有叉指狀，叉指狀包含屬於同一指叉梳狀電極的兩個或多個直接相鄰的電極指。以下電極元件也稱為電極指。
複合基板210包含特定厚度的壓電層212，壓電層212形成於基底基板2的頂部。由實施例描述於此的壓電層212可以是鈮酸鋰(Lithium Niobate，LiNbO3 )或鉭酸鋰(Lithium Tantalate，LiTaO3 )，特別是具有根據壓電晶體標準(IEEE 1949 Std-176)中所定義的LiNbO3 具有(YXl )/∂ (36°＜∂＜52°或60°＜∂＜68°或120°＜∂＜140°)、(YXt )/Ψ (85°＜Ψ＜95°)以及(YXwlt )/Φ∂Ψ (Φ =90°、-30°＜∂＜+45°及0°＜ Ψ ＜45°)的晶向，或LiTaO3 ，特別是根據壓電晶體標準(IEEE 1949 Std-176)中所定義的LiTaO3 ，具有(YXl )/∂(36°＜∂＜52°)的晶向，更特別是根據壓電晶體標準(IEEE 1949 Std-176)中所定義且具有與Y軸夾42o 且X傳播方向的LiTaO3 ，可定義為(YXl )/42°。
形成於基底基板214之壓電層212的厚度可以大於一個波長，特別是20µm。由於壓電層的厚度影響使用裝置的頻率，因此可將厚度調整至可達所欲頻率之範圍。在此情況下轉換器可以用於過濾高頻率的表面聲波裝置。事實上，考量4000m/s的波速，對於在100MHz和5GHz之間的頻率變化，頂層最小厚度可以為40µm至1µm。厚度上限與壓電層212和基底基板214的厚度比例有關。基底基板214的厚度必須大於壓電層212的厚度以加強對壓電層212的熱膨脹以及減少轉換器對溫度變化的靈敏度。一個較佳的情況為基底基板的厚度大於壓電層212的厚度至少十倍。
使用於本發明第一實施例之基底基板214為矽基板。因矽的溫度膨脹係數約為2.6ppm/o C，而42°XY LiTaO3 (根據標準IEEE 1949 Std-176之(YXl )/42°)的溫度膨脹係數約為16ppm/o C，表面聲波裝置中結合的溫度膨脹係數大致上介於2.6至16ppm/o C的範圍內，取決於壓電層212的厚度和接合介面216的壓力程度而定。有效降低複合基板210的溫度膨脹係數可造成轉換器結構200之頻率溫度係數(temperature coefficient of frequency，TCF)的降低。
如上所述，藉由使用不同材料於基底基板214，可提升設計上的彈性。除了矽，可以選擇其他具有高聲波傳遞速率的基板材料，例如鑽石、藍寶石、碳化矽或甚至氮化鋁，更一般的說，任何具有慢剪體波(slow shear bulk wave)速率等於或大於4500m/s的材料均可選擇使用。同樣，具有熱膨脹性小於矽的材料(例如一些非晶型石英組成物、耐火玻璃(pyrex glass)、雲母或碳化矽)有利於用來控制濾波裝置的TCF。
指叉梳狀電極202和204包含多個電極指206和208。電極指為指叉狀且經由指叉梳狀電極202和204連接交流電壓，例如電極指206_1、208_1至206_4、208_4以及208_5、206_5至208_8、206_8。交流電位可以如圖為+V和-V或在其他實施例中為質量和負載/源電位。電極指為金屬並都具有相同的長度l、寬度w及厚度t。此外，電極節距p定義為λ/2且用於轉換器結構200。
根據本發明一實施例，電極指206和208也可以具有不同的長度l、寬度w及厚度t。
轉換器結構200更包含一區域218，該區域218中兩個相鄰電極指208_4和208_5連接到相同電位，於此為+V，且其之間並沒有任何來自相對之指叉梳狀電極202的電極指206。兩個相鄰電極指208_4和208_5也可以連接到-V電位，或接地，或連接到負載/源電位(未繪示)。
在此實施例中，電極元件206和208表示為具有相同電位且相鄰的兩個或多個指狀結構的叉指206和208，連接到相同電位的兩相鄰電極元件206和208可以指所有叉指206的指狀結構，指狀結構連接到與叉指208相同電位。但也可以為叉指206的至少一電極指連接到叉指208的相同電位。
圖2中，區域218實際上設置於轉換器結構的中間，使得區域218的各側(如左側和右側)各有八個電極指或四對電極指。在一實施例中，區域218可設置在轉換器結構中的不同位置，使得電極指對在區域218個各側不均勻分布。區域218也可以設置於轉換器結構200的末端。
如上所述，電極指206_1、208_1至206_4、208_4以及電極指208_5、206_5至208_8、206_8呈指叉狀並具有交流電位。實際上可以看到由於區域218的存在，區域218左側的指叉狀電極指206_1、208_1至206_4、208_4分別處於交流電位-V/+V，而區域218右側的指叉狀電極指208_5、206_5至208_8、206_8分別處於交流電位+V/-V。
如上述所解釋，連接到交流電壓的一對相鄰電極指定義出電聲源。舉例來說，圖2中，具有交流電壓-V/+V的相鄰指叉狀電極指206_1和208_1定義出電聲源220。而具有交流電壓+V/-V的相鄰指叉狀電極指208_1和206_2也定義出電聲源222。因此該對相鄰指叉狀電極指206_2、208_2至206_4、208_4也各別定義出電聲源220。特別是，在區域218的左側有四個主動電聲源220以及三個主動電聲源222，總共為八個指叉狀電極指206_1、208_1至206_4、208_4。
在區域218的右側，連接到交流電壓+V/-V的一對相鄰指叉狀電極指，例如電極指208_5和206_5，也定義出電聲源222，並且於交流電壓-V/+V的該對相鄰指叉狀電極指206_5和208_5定義出電聲源220。在區域218的右側有四個主動電聲源222以及三個主動電聲源220，總共為八個指叉狀電極指208_5、206_5至208_8、206_8。於此，區域218左側的電聲源220和222與區域218右側的電聲源222和220為相反的相位，特別是π相。
然而，電極節距p定義為λ/2，表示轉換器結構可以在布拉格條件下以同步模式運作。因此，區域218左側的多個電聲源220和222為互相同相且同調，而區域218右側的多個電聲源222和220為互相同相且同調。
在區域218中，因相鄰的電極指208_4和208_5連接到相同電位，兩個相鄰的電極指208_4和208_5之間沒有電聲源220或222的存在。
根據一實施例，指叉梳狀電極206和208之間的電位極性可以交換，或是一指叉梳狀電極接地而另一指叉梳狀電極上連接到負載/源電位。
由於轉換器結構200中具有第二區域218，區域218左側的電聲源與區域218右側的電聲源為相反的相位，轉換器中電聲源的相位以π反轉。因此，藉由結合來自連接到同一指叉電極的電極指各側所發出朝向轉換器的能量來產生破壞性干涉，而朝向轉換器外面所發射的能量實際上將會產生並由鏡子反射，鏡子設置於表面聲波裝置中轉換器結構的任一側。
因此，相較於先前技術之相同尺寸的轉換器結構，其中所有電極指為交流電位(如圖1所示)，轉換器結構200中同調且同相的電聲源的數量減少。結果，轉換器結構中的機電耦合係數ks 2 的減少。
於此，在此特定實施例中，當區域218位於轉換器結構200的中間時，轉換器結構200中區域218的左側和右側具有相同數量的指叉狀電極指206和208，也就是八個指叉狀電極指206和208，造成七個主動電聲源。於此，轉換器結構中的機電耦合係數ks 2 減少兩倍。同樣，轉換器結構中破壞性干涉產生於電聲源之間，藉由結合來自連接到同一指叉電極的兩個電極指各側所發出朝向轉換器的能量來產生破壞性干涉，而朝向轉換器外面所發射的能量實際上將會產生並由鏡面所反射。如此一來轉換器效率會降低兩倍。
此外，相較於先前技術，反射於接合介面216的模式之相位同調的可能性也可以被調整。若在轉換器結構內相位偏移，則不會有機會偵測到不符合相位匹配條件的波，這將會導致在非所欲頻率中的寄生共振減少，寄生共振是由於基於轉換器結構200之表面聲波裝置的濾波表現反射所產生。
因此，根據本發明在轉換器結構200中聲波的產生及/或偵測由轉換器結構200中同相的電聲源數量所控制。藉由使兩個相鄰電極指連接到相同電位導致轉換器結構內π相位的變化，這對轉換器結構的效率有正向的影響以抑制寄生模式。不需要更變轉換器的尺寸，例如寬度、長度或電極指的電極間距離，這些會影響此結構的製造技術，利用上述轉換器結構可以大量減少共振器的共振品質。
根據本發明第一實施例的一個變體，轉換器結構可以有超過一個區域218，因此可於轉換器結構中增加抑制電聲源的數量且近一步降低機電耦合係數ks 2 。這是控制濾波裝置帶通的一個有效的方式，從而可提供更大的自由度以解決各種濾波頻帶。
圖3示意性表示根據本發明第二實施例之轉換器結構300。相較於第一實施例，與第一實施例之轉換器結構200的指叉梳狀電極202和204相比，轉換器結構300的指叉梳狀電極302和304具有不同的排列。在此實施例中，具有連接到指叉梳狀電極304之相鄰電極元件的區域316中，有三個相鄰的電極元件308_4、308_5和308_6。
指叉狀轉換器結構300包含一對指叉梳狀電極302和304，指叉梳狀電極302和304各別包含多個電極元件306和308，電極元件306和308形成於基板310。
基板310與第一實施例的基板210相同或相似，因此可參考上述描述而不再詳細描述相同或相似的部分。
第二實施例中的電極元件306和308具有電極指306和308的形式，相似於第一實施例。在一實施例中，電極裝置也包含叉指306和308的形式，叉指306和308各包含連接到各自指叉梳狀電極的兩個或多個直接相鄰的電極指。
如同第一實施例，轉換器結構300的所有電極指306和308為金屬並且具有相同的長度l、寬度w和厚度t。
同樣地，根據第二實施例的變體，電極元件306和308可以在尺寸上做改變而具有不同的長度l、寬度w和厚度t。
於交流電位-V/+V的相鄰指叉狀電極指306_1和308_1形成電聲源312，如同第一實施例中的電聲源220，並且於交流電位+V/-V的相鄰指叉狀電極指308_1和306_2形成電聲源314，如同第一實施例中的電聲源222。該對相鄰指叉狀電極指306_2、308_2至306_4、308_4，以及306_5、308_7至306_7、308_9各自形成電聲源312，而該對相鄰指叉狀電極指308_2、306_3至308_3、306_4，以及308_6、306_5至308_8、306_7各自形成電聲源314。一個指叉梳狀電極可以接地或指叉梳狀電極可以連接到負載/源電位VIN (未繪示)而代替交流電位(-V和+V)。
轉換器結構由其節距p1 所定義，p1 定義為來自相對指叉梳狀電極302和304的兩個相鄰電極指之間電極指邊緣到邊緣的距離，例如指叉梳狀電極306_2和308_8之間。根據第二實施例之轉換器結構300也於布拉格共振條件(如λ1 = 2p1 )下運作，如同本發明第一實施例。因此，因轉換器結構300在同步模式下運作，轉換器結構300中的所有電聲源312為同相且同調。
不像第一實施例的是，轉換器結構300包含區域316，區域316具有相同電位+V的三個相鄰電極指308_4至308_6，且其之間沒有任何來自相對之指叉梳狀電極306的電極指308_6。根據一實施例，三個相鄰電極指308_4至308_6也可以連接至-V，或接地，或連接到負載/源電位(未繪示)。
於區域316中，藉由連接相同電位+V的三個相鄰電極指308_4至308_6，而沒有來自相對之指叉梳狀電極302介入其中，電聲源312在區域316中被抑制。
然而，當區域316中電位為+V的電極指308_4位於電位為-V的電極指306_4的旁邊，電聲源318將會出現於兩個相鄰電極指308_4和306_4之間，區域316由節距p2 所定義，如圖3所示。p2 實際上大於轉換器結構的p1 。
在一實施例中，區域316可以設置於轉換器結構300的另一位置。區域316也可以設置於轉換器結構300的末端。
轉換器結構300中的區域316導致電極節距p2 ，節距p2 不同於轉換器結構300中剩餘的電極節距p1 。電極節距p1 定義出轉換器結構的共振頻率，而區域316的節距p2 控制轉換器結構300的耦合強度。節距p2 提供波長λ2 ，λ2 定義為來自相對指叉梳狀電極302或304之兩相鄰電極指之間電極指邊緣到邊緣的距離。相較於先前技術中每個電極指都是主動的，因電聲源在區域316中被抑制，故區域316中的主動電極指308的數量減少。當電極指與來自相對的指叉梳狀電極之電極指形成電聲源時，電極指定義為主動的。
如轉換器結構300所說明，由於區域314造成轉換器結構中的節距p2 ，p2 大於轉換器結構300中剩餘的節距p1 ，相較於圖1所說明之先前技術之轉換器結構，轉換器結構300的機電耦合係數ks 2 減少。如前所述，較大的p2 與較長的波長λ2 相關，也因此與降低的共振頻率fr2 和降低的機電耦合係數ks 2 相關，∆f / f ~ (2/3) ks 2 。
於區域316中，產生具有波長λ1 和波長λ2 的電聲波而具有頻率fr1 和fr2 。這對應於較低頻率fr2 的同調模式(coherent mode)，相較於具有交流電極的轉換器結構(如圖1所示)稱為次諧波(sub-harmonics)。再者，相較於先前技術中所有電極指為主動，由於電聲源的抑制，會產生較少頻率為fr1 的電聲波，例如，於結構中形成電聲源並具有相同電極指數量。
如第一實施例，以共振頻率fr1 由電聲源312和314所產生的電聲波發射至複合基板310並於壓電層212和基底基板210之間的接合介面216反射。但在轉換器結構300中，轉換器結構300的區域316中部分反射聲波事實上沒有再吸收。此外，由電聲源318以共振頻率fr2 產生的電聲波不與剩餘由電聲源312和314產生的電聲波同步，使得他們的部分反射不會被剩餘的轉換器結構300再吸收。
因轉換器結構300之區域316中的來源的抑制，產生較少頻率為fr1 的聲波，其中fr1 = V/p1，且由轉換器結構300所產生的反射聲波將會被轉換器結構300再吸收，因而當此轉換器結構用於表面聲波濾波裝置將會觀察到較少來自此轉換器結構的寄生效應。
由於反射聲波的分布為多個(如大量的)頻率，例如於此為fr1 和fr2 ，在轉換器結構300中使用源抑制結構造成於轉換器結構中所獲得之反射聲波的生成和反射的減少，以減少反射聲波的振幅和影響。這導致此轉換器結構的寄生共振減少。
圖4示意性說明根據本發明第三實施例之轉換器結構400。
轉換器結構400包含一對指叉梳狀電極402和404，指叉梳狀電極402和404形成於基板310且各自包含多個電極元件406和408，與第二實施例相比，轉換器結構400具有多個區域416，這是相對於第二實施例的唯一區別。區域416的排列是非週期性的。其他特徵都相同並不再詳細描述，但請參考上述描述。
如同第一和第二實施例，電極元件406和408為電極指或叉指406和408。
基板410具有與第一和第二實施例之基板206或310相同的性質。
轉換器結構400具有多個電極指406_1至406_3和408_1至408_3，如同第一和第二實施例，該對指叉狀電極指406_1、408_1至406_3、408_3具有交流電位。如同第一和第二實施例，轉換器結構400有多個電聲源414和416，多個電聲源414和416由一對具有交流電壓-V / +V或+V/ -V之相鄰的電極指所定義，例如406_1和408_1，以及408_1和406_2。
不像第一和第二實施例，轉換器結構400包含兩個具有電極指406和408的區域416(416_1和416_2)，使得指叉梳狀電極404具有相同電位+V的三個相鄰電極指408_4至408_6和408_9至408_12，且沒有任何來自相對之指叉梳狀電極402的電極指406介入其中。三個相鄰電極指408_4至408_6和408_8至408_11也可以連接至-V，或接地，或連接到負載/源電位(未繪示)。
因此，如第二實施例，藉由連接相同電位-V之三個相鄰電極指408_4至408_6和408_8至408_11，且沒有來自相對之指叉梳狀電極402的電極指406介入其中，在各區域416中電聲源受到抑制。
然而，如第二實施例，如圖4所示，電聲源418分別出現於相鄰電極指406_4和408_4以及408_6和406_5之間，電聲源418由節距p2所定義。節距p2實際上大於轉換器結構400的節距p1。且對於416_2，電聲源418出現於相鄰電極指406_7 和408_9之間以及408_11和406_8之間，電聲源418也由節距p2所定義。
在一實施例，區域416_1和416_2具有相同電位之相鄰電極指的相同配置，也就是三個相鄰的電極指。根據其他實施例，相同電位之相鄰電極指的數量可從一個調整成其他數量，例如藉由具有多於三個電位相同的相鄰電極指的方式調整。這可造成機電耦合係數ks 2 大幅降低。
根據一實施例，第一和第二指叉梳狀電極402和404之間的電位極性可以交換，或是一指叉梳狀電極接地而另一指叉梳狀電極上連接到負載/源電位VIN 。
在此實施例中，區域416為非週期或隨機分布於轉換器結構400於傳播方向x。第二區域416_1和第二區域416_2由三對指叉狀電極指分離。根據一實施例，區域416可以於轉換器結構沿傳播方向x彼此相鄰分布。
如同第二實施例，在轉換器結構400中使用多個電聲源抑制結構(區域416)造成低頻率的同調模式出現，也就是fr2 ，相較於具有交流電極的轉換器結構(如圖1所示)稱為次諧波(sub-harmonics)。區域416非週期性或隨機分布於轉換器結構400幫助降低低頻率的相位同調，因而減少在濾波裝置中使用此轉換器結構的拍擊效應(rattle effect)。
如同第二實施例，由轉換器結構400之電聲源412、414和418所產生的電聲波發射至複合基板410，並反射於壓電層212和基底基板214之間的接合介面216。
因轉換器結構400之中的源抑制，電聲源412和414產生較少頻率為fr1 的聲波，其中fr1 = V/p1，且較少由轉換器結構400所產生的反射聲波將會被轉換器結構400再吸收，因而當此轉換器結構用於表面聲波濾波裝置將會觀察到較少來自此轉換器結構的寄生效應。
如同第一和第二實施例，由於轉換器結構中的區域416，電聲源412和414所產生頻率為f1 的反射波不會被電聲源418再吸收。再者，在此實施例中，如同第二實施例，電聲源418所產生不同頻率f2 的反射波也不會或者較少被轉換器結構400的電聲源412再吸收。總而言之，由於反射聲波的分布為多個頻率，轉換器結構400中所獲得之反射聲波的生成和反射減少，以減少反射聲波的振幅和影響。這導致此轉換器結構的寄生共振減少。
在此實施例中，轉換器結構400中示出兩個區域416。根據一實施例，轉換器結構400可以有多於兩個區域416。如上所述，藉由在複合基板410上生產表面聲波裝置的轉換器結構400中使用多個電聲源區域抑制，表面聲波裝置的表面聲波傳播特性可以基本上尺寸不變(例如電極節距p給定的共振頻率)，而由於機電耦合係數ks 2 減少，寄生體波(parasitic bulk wave)的傳遞特性降低。
根據一實施例，也可以包含如圖2和圖3中所示區域的組合，因此具有奇數個連接到相同指叉梳狀電極之相鄰電極的一個或多個區域和具有偶數個連接到相同指叉梳狀電極之相鄰電極的一個或多個區域。
圖5a示意性示出根據本發明第四實施例之表面聲波濾波裝置500。表面聲波濾波裝置500包含複合基板502和十二個共振器511至516和521至526。複合基板502包含基底基板和頂層且具有與前述實施例相同的性質。例如具有基底基板214和頂層212的基板210已描述於本發明第一實施例。
在此實施例中，表面聲波濾波裝置500為階梯濾波裝置，包含一串並聯和串聯的共振器。濾波裝置的原理包含級聯阻抗元件單元(cascading impedance element cell)，根據級聯阻抗元件單元實際的形狀可以是所謂的L型、T型或P型。
根據一實施例，表面聲波濾波裝置可以為另一類型的濾波裝置，例如平衡電橋型濾波裝置。實際上，可以考慮任何表面聲波濾波裝置，只要他們包含根據第一到第三實施例之一或實施例之組合的共振器即可。
在此實施例中，各共振器511至516和521至526包含一個轉換器結構和兩個反射器，轉換器結構設置於兩個反射器之間。十二個轉換器之中至少一個轉換器可以為根據圖2至圖4所示之第一至第三實施例的轉換器結構200、300、400其中之一。這些特徵並不再詳細描述，請參考上述的描述。設計十二個轉換器使得機電耦合係數ks 2 基本上相同但結構可以不同，特別是調整共振和反共振頻率以適當控制濾波裝置的反應，如下所述。
共振器511至516設置為並聯而共振器521至526設置為串聯。
在此濾波裝置，串聯共振器521至526的共振與並聯共振器511至516的共振在頻寬中心相吻合，以確保中心頻率周圍最大傳輸。在對應於並聯共振器511至516的共振頻率，分別是串聯共振器521至526的反共振，傳輸幾乎為零，使得可以設計具有窄的過渡帶和強的抑制功能的濾波裝置。
如已經提到的，在先前技術的表面聲波濾波裝置中，由轉換器結構產生的電聲波傳遞於壓電層體積中，且反射於基底基板的交界面。這些反射波干擾表面聲波裝置的濾波特性，導致於濾波裝置帶通外的所謂「拍擊效應」(rattle effect)，因而降低裝置的效能。
根據本發明之轉換器結構和表面聲波裝置，減少產生的電聲源的量以減少於壓電層和基底基板之間交界面反射電聲波的量。可以藉由移除電聲源或減少轉換器結構的機電耦合來達成。轉換器結構的機電耦合降低對應於在恆定的動態電容下轉換器靜態電容的人為增加(或反之亦然)。
此外，使用具有強機電耦合性的壓電材料，例如具有介於0.92至20%甚至更多的機電耦合係數的LiTaO3 或LiNbO3 ，以及根據本發明第一至第三實施例之轉換器結構200、300、400的結合，設置於基底基板502上的表面聲波濾波裝置500可以表現較好的溫度穩底性並改善較於先前技術轉換器結構的濾波裝置帶通特性。特別是，表面聲波濾波裝置500可以達到相對濾波頻寬介於0.1和2%之間。
圖5b示意性說明一實際轉換器結構600的實施例，轉換器結構600用作圖5a中表面聲波濾波裝置500的轉換器。
轉換器結構600包含一對指叉梳狀電極602和604，指叉梳狀電極602和604具有多個電極元件606和608，於此電極元件606和608為複合基板610上的指狀結構。
設置於矽的基底基板的複合基板610為LiTaO3 ，根據壓電晶體標準(IEEE 1949 Std-176) LiTaO3 具有42o Y切向、X向傳遞。LiTaO3 的厚度為20µm。
在轉換器結構600中，間週期(meta-period) 612可定義為Ʌ = 4λ = 8p，p為轉換器結構600的電極節距。所有十個電極指604和608出現於間週期612中。轉換器結構600包含總共七個間週期612，但只有其中三個612_1、612_2和612_3表示在圖5b中。
轉換器結構600的七個間週期各自包含抑制電聲源，抑制電聲源是由於具有連接到相同電位的多個電極指的至少一區域而產生。轉換器結構表示為在結構中非週期性排列的源抑制，如圖5b所示間週期612各自包含不同的源抑制結構。
在間週期612_1中，區域614_1包含九個相同電位-V的電極指606_1至606_9，並沒有任何來自相對指叉梳狀電極604的電極指608介入電極指606_1至606_9之間。只有一個電聲源616出現於連接+V的電極指608_1和連接-V的電極指606_1之間的間週期612_1。
在間週期612_2中，兩個區域614_2和614_3包含相同電位-V的六個電極指606_10至606_15和三個電極指606_16和606_18，並沒有任何來自相對指叉梳狀電極604的電極指608介入電極指606_10至606_15之間以及介入電極指606_16至606_18之間。只有一個連接+V的電極指608_2出現於電極指606_15和606_16之間，使得兩個電聲源616和618出現在間週期612_2中。
在間週期612_3中，兩個區域614_4和614_5分別包含相同電位-V的兩個電極指606_19至606_20和七個電極指606_21和606_27，並沒有任何來自相對指叉梳狀電極604的電極指608介入電極指606_19至606_20之間以及介入電極指606_21至606_27之間。只有一個連接+V的電極指608_3出現於電極指606_20和606_21之間，使得兩個電聲源616和618出現在間週期612_3中。
如圖1所示，相較於轉換器結構100，所有電極指為交流電位，在此實施例中，如圖5b所示非週期性的區域614_1至614_4的組合造成電聲源的抑制，使得機電耦合係數ks 2 減少。
圖5c，機電耦合係數ks 2 為Y軸，而電極指的數量為X軸，電極指也稱為轉換器結構中主動的電極指。機電耦合係數ks 2 對電極指數量作圖，三個實驗值中電極指數量2、3和4分別對應於機電耦合係數ks 2 為0.014%、0.022%和0.03%。圖中的直線使用多項式方程式f(x) = aX2 + bX + c (%)對應為實驗值的理論擬合。
對於轉換器結構600，在間週期中十個電極指中只有兩個連接交流電位的相鄰電極指，可獲得機電耦合係數ks 2 為1.4%。這對應到只具有一對連接交流電位之相鄰電極指的間週期。
當間週期中連接的電極指的數量增加，可看到增加的機電耦合係數ks 2 為線性。對應於先前技術之轉換器結構，如轉換器結構100，對於間週期中連接到交流電位的五對電極指可得到機電耦合係數ks 2 為3.8%。
使用轉換器結構600，可獲得具有0.65%和0.4%的相對濾波頻寬以及小於6dB的頻寬損失的圖5a中之表面聲波濾波裝置。圖5d示出追蹤左側Y軸的轉換函數之模數於X軸的標準化頻率，對應於粗黑線，而Y軸右側為群延遲(group delay)以µs為單位，對應於細黑線。
群延遲在通帶中為相線性的圖像。舉例來說，常數tg表示線性相位，這是濾波裝置的特徵之一。再者，圖5b中使用轉換器結構600的表面聲波濾波裝置500，可以達到包含-0.9ppm/K和1ppm/K之間的第一TCF(TCF1)以及包含30 ppb/K和36 ppb/K之間的第二TCF(TCF2)的溫度敏感度。溫度敏感度的特徵在於TCF1和TCF2為環境溫度T0=25o C附近。表示式如下：
該表示式對應溫度頻率關係的多項發展，溫度頻率關係對於表面聲波標準裝置通常限制為第二級。考量給定轉換函數的幅度和相位點或反射係數或濾波裝置的自導納(self admittance)、互導納(transadmittance)、自阻抗(self impedance)或跨阻抗(transimpedance)的實驗頻率溫度測量，藉由使用最佳擬合程序可以精準獲得TCF1和TCF2。
最後，圖5e示出以使用圖5b之轉換器結構600的圖5a之表面聲波濾波裝置500為特徵的模擬表面聲波濾波裝置，在轉換器結構600中有無電聲源抑制。圖5e也示出左側Y軸的轉換函數模數於X軸的標準化頻率和右側Y軸的群延遲的作圖。
在轉換器結構為週期性配置的情況下，如先前技術，即沒有電聲源抑制，存在兩個標準化頻率為0.825和1.25的強寄生共振，此頻率為表面聲波濾波裝置的帶通頻率外的頻率。
當呈現非週期性分布的電聲源的抑制產生時，數值為0.825和1.25的寄生共振消失。因此，藉由消除同調次諧波源(sub-harmonic source)可明顯改善帶外抑制(out-of-band rejection)。
這可以藉由以下來解釋：非週期性結構表現更像單一週期結構而沒有次諧波的干擾，因此使單一濾波共振器運作更好，且改善濾波裝置整體的反應。
如上所述，藉由抑制表面聲波濾波裝置所使用的轉換器結構之一個或多個區域中的電聲源可以減少在具有複合基板的表面聲波濾波裝置中來自反射體聲波之寄生共振的影響，以這樣的方式表面聲波裝置的表面共振頻率fr 在整個轉換器結構中尺寸相同或近乎相同，同時保持結構特徵，例如整個轉換器結構裝置中的寬度以及電極指的厚度相同。
於此已描述本發明多個實施例。然而，應理解在不脫離本發明範圍的情況下可以做許多的變更和改善。
100、200、300、400、600‧‧‧轉換器結構
500‧‧‧表面聲波濾波裝置
110、112‧‧‧導電部
114‧‧‧電負載/電壓源
116‧‧‧基板/複合基板
128、130、132‧‧‧表面聲波/體聲波
122、212‧‧‧壓電層
124、214‧‧‧基底基板
216‧‧‧接合介面
p、p1、p2節距
102、104、202、204、302、304、402、404、602、604‧‧‧指叉梳狀電極
106、106_1~106_5、206、206_1~206_8、306、306_1~306_7、406、406_1~406_9、606、606_1~606_27‧‧‧電極元件、電極指、叉指
108、108_1~108_5、208、208_1~208_8、308、308_1~308_9、408、408_1~408_13、608、608_1~608-3‧‧‧電極元件、電極指、叉指
210、310、410、502、610‧‧‧複合基板/基板
118、120、220、222、312、314、318、412、414、418、616、618‧‧‧電聲源
218、316、416、416_1~416_2、614、614_1~614_5‧‧‧區域
511~516、521~526‧‧‧共振器
612、612_1~612_3‧‧‧間週期
圖1a示出根據先前技術用於表面聲波裝置的指叉狀轉換器結構。
圖1b示出圖1之指叉狀轉換器結構位於複合基板的側視圖，並說明根據先前技術聲波在此結構中生成並反射。
圖2示意性說明根據本發明第一實施例之用於表面聲波裝置的指叉狀轉換器結構。
圖3示意性說明根據本發明第二實施例之用於表面聲波裝置的指叉狀轉換器結構。
圖4示意性說明根據本發明第三實施例之用於表面聲波裝置的指叉狀轉換器結構。
圖5a示出包含六個並聯共振器和六個串聯共振器的階梯式濾波裝置作為表面聲波濾波裝置之表面聲波濾波裝置的一實施例。
圖5b示出根據本發明第四實施例之圖5a之用於表面聲波裝置的指叉狀轉換器結構。
圖5c示出機電耦合係數ks 2 與在指叉狀轉換器結構中電極指數量的變化圖，指叉狀轉換器結構為根據本發明第四實施例之圖5b之指叉狀轉換器結構。
圖5d說明使用圖5b之轉換器結構的圖5a之表面聲波濾波裝置的表面聲波濾波裝置的特性。
圖5e說明根據本發明第四實施例具有圖5b的轉換器結構的圖5a之表面聲波濾波裝置有無非週期性電聲源抑制的模擬。

Claims (22)

  1. 一種用於表面聲波裝置的轉換器結構，形成於一聲波傳播基板，該轉換器結構適於被耦合到電負載及/或電源，該轉換器結構包含：一對指叉梳狀電極，形成於該聲波傳播基板上，其中該對指叉梳狀電極包含屬於不同指叉梳狀電極且具有一節距p的相鄰的多個電極元件，該節距p定義為兩個相鄰的該電極元件間的一邊緣到邊緣距離且滿足布拉格條件(Bragg condition)，且在布拉格條件式中該節距p滿足p=λ/2，其中λ為該轉換器結構的操作聲波波長，且其中該些電極元件都具有相同的幾何形狀；其中，該對指叉梳狀電極包含至少一區域，於該區域中兩個或多個相鄰的該電極元件屬於同一指叉梳狀電極且彼此具有對應該節距的一邊緣到邊緣距離以及相同的幾何形狀。
  2. 如請求項1所述之轉換器結構，包含多個區域，該些區域具有屬於同一指叉梳狀電極的兩個或多個該電極元件。
  3. 如請求項1或2所述之轉換器結構，其中該些電極元件為一電極指或一叉指，該叉指包含具有相同電位的兩個或多個相鄰的該電極指。
  4. 如上述請求項中任一項之轉換器結構，其中具有屬於同一指叉梳狀電極之兩個或多個電極元件的該些區域是隨機分布。
  5. 如上述請求項中任一項之轉換器結構，其中具有屬於同一指叉梳狀電極之相鄰兩個或多個電極元件的該至少一區域各包含偶數個屬於同一指叉梳狀電極之相鄰的該電極元件。
  6. 如上述請求項中任一項之轉換器結構，其中具有屬於同一指叉梳狀電極之相鄰兩個或多個電極元件的該至少一區域各包含奇數個屬於同一指叉梳狀電極之相鄰的該電極元件。
  7. 如上述請求項中任一項之轉換器結構，其中屬於同一指叉梳狀電極之相鄰的該電極元件的數量在具有屬於同一指叉梳狀電極之相鄰的兩個或多個電極元件的至少兩個區域中是不同的。
  8. 如上述請求項中任一項之轉換器結構，其中屬於同一指叉梳狀電極之相鄰的該些電極元件位於該對指叉梳狀電極上。
  9. 如上述請求項中任一項之轉換器結構，其中該基板為一複合基板，該複合基板至少包含一第一材料的一基底基板及一壓電材料的一壓電層，其中該壓電層為鉭酸鋰 (Lithium Tantalate，LiTaO3 )或鈮酸鋰(Lithium Niobate，LiNbO3 )。
  10. 如請求項9所述之轉換器結構，其中該壓電層為具有根據壓電晶體標準(IEEE 1949 Std-176)中所定義之(YXl )/∂的晶向的LiTaO3 (Lithium Tantalate)，其中∂滿足36°＜∂＜52°。
  11. 如請求項10所述之轉換器結構，其中根據壓電晶體標準(IEEE 1949 Std-176)，具有切面方向與Y軸夾42o 與X為傳播方向的LiTaO3 定義為(YXl )/42°切向。
  12. 如請求項9所述之轉換器結構，其中該壓電層為具有根據壓電晶體標準(IEEE 1949 Std-176)中所定義之(YXl )/∂、(YXt )/Ψ或(YXwlt )/Φ∂Ψ的晶向的LiNbO3 (Lithium Niobate)，其中∂於(YXl )/∂中滿足36°＜∂＜52°或120°＜∂＜140°，Ψ於(YXt )/Ψ中滿足85°＜Ψ＜95°，Φ、∂與Ψ於(YXwlt )/Φ∂Ψ中滿足Φ=90°、-30°＜∂＜+45°及0°＜Ψ＜45°。
  13. 如請求項9~12中任一項所述之轉換器結構，其中該基底基板包含矽。
  14. 如請求項9~13中任一項所述之轉換器結構，其中形成於該基底基板之該壓電層的厚度大於一個波長。
  15. 如請求項14中所述之轉換器結構，其中形成於該基底基板之該壓電層的厚度大於20µm。
  16. 如請求項9~15中任一項所述之轉換器結構，其中該基底基板的材料以及該壓電材料具有不同頻率溫度係數(temperature coefficient frequency，TCF)。
  17. 如請求項16中所述之轉換器結構，其中該基底基板的材料以及該壓電材料具有相反的頻率溫度係數。
  18. 如請求項9~17中任一項所述之轉換器結構，其中該基底基板的材料具有一熱膨脹性，該熱膨脹性小於該壓電材料的熱膨脹性。
  19. 如請求項18中所述之轉換器結構，其中該基底基板的材料具有一熱膨脹性，該熱膨脹性較該壓電材料的熱膨脹性小於十倍。
  20. 一種表面聲波濾波裝置，包含如上述請求項任一項之轉換器結構。
  21. 如請求項20所述之表面聲波濾波裝置，其中該表面聲波濾波裝置的各該轉換器結構具有相同的配置。
  22. 如請求項20或21所述之表面聲波濾波裝置，其中該濾波帶通窄於給定模式基板耦合可達到之該最大帶通，且介於0.1%和2%之間。
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