TW201832480A - 無線電接收器 - Google Patents
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Abstract
本發明揭示無線電接收器裝置,其配置成接收一輸入頻率下的一輸入電壓信號(VIN),且包括:一第一放大電路部件(110);一第二放大電路部件(134);一電流緩衝器電路部件(140);及一下混頻器電路部件(M1-M8)。該第一放大電路部件配置成放大該輸入電壓信號,以產生一放大電流信號,該放大電流信號為輸入該電流緩衝器電路部件。該電流緩衝器電路部件具有一輸入阻抗(ZIN,B)與一輸出阻抗(ZOUT,B),其中該輸出阻抗大於該輸入阻抗,並配置成產生一緩衝電流信號。該下混頻器電路部件配置成接收該緩衝電流信號並產生一基帶頻率下的一下變頻電流信號。該第二放大電路部件配置成放大該下變頻電流信號,以產生一輸出電壓信號(VOUTI、VOUTQ)。
Description
本發明有關無線電接收器裝置,特別是零中頻無線電接收器裝置。
射頻(Radio Frequency,RF)接收器發現使用在許多電子裝置,例如在現代無線通信裝置,諸如蜂窩式電話。此RF接收器通常是高度整合,具有整合在射頻積體電路(Radio Frequency Integrated Circuit,RFIC)的大部分各種收發器電路。通常,此無線電接收器使用認為「零中頻(Zero-intermediate Frequency,IF)」結構來實施。使用高度整合產生的零中頻結構沒有將接收信號轉換成中頻,然後再將其進一步轉換成基帶,正如其他習知無線電接收器結構,而是使用單一下變頻混頻器(Down-conversion mixer),採單一步驟將輸入信號轉換成基帶。零中頻結構特別有益於其低耗料件(Bills-of-material,BOM)、低成本,且特別是在於其低功率消耗。
現代無線電接收器使用互補金屬氧化半導體(Complementary Metal Oxide Semiconductor,CMOS)技術來實施。CMOS技術已成為RFIC整合的最主要技術,主要是由於其低成本。對於CMOS無線電接收器,電流模式被動混頻器佈局已成為用於實施下變頻混頻器的最流行結構。此佈局通常包括一低雜訊放大器(Low Noise Amplifier,LNA)、一下變頻混頻器、與轉阻放大器(Transimpedance Amplifier,TIA)級。在相對低供應電壓情況下,電流模式被動混頻器能夠同時實現高線性與低雜訊性 能兩者。此外,由於混頻器開關偏壓在零直流電流,其理想上不會產生任何低頻閃爍雜訊。此是在下變頻信號處於DC(即是基帶)的零中頻接收器中是非常重要。
在習知的整合零中頻無線電接收器中,完整的整合接收器的雜訊性能通常受到LNA和TIA級的限制。實際上,被動電流模式混頻器僅佔總雜訊的小部分。利用正確的增益分配,則可抑制由TIA後續的電路(例如,任何附加的濾波級及/或類比-數位轉換器)引起的雜訊。
通常,電流模式混頻器開關需盡可能大的源阻抗來驅動,以降低由TIA引起的雜訊並增加線性。實現為跨導放大器的LNA通常呈現相對大輸出阻抗,然而各種設計約束是對LNA的輸出阻抗可有多高的限制。實際上,LNA的輸出阻抗不是獨立的設計參數,且其值不能獨立優化或增加。因此,申請人已明白,需有空間來改善增加在被動電流混頻器中開關的驅動阻抗。
本質上在技術中已知的某些習知接收器在LNA與混頻器開關之間引用一RF跨導放大器(即是,一電壓至電流轉換器)。不過,此通常造成整體接收器線性明顯較低於如果混頻器是由LNA直接驅動的情況,例如鑑於輸入參考壓縮點(Input-referred Compression Point,ICP)和三階截斷點(IIP3),因為跨導放大器通常支配IIP3和ICP。例如,如果混頻器具有一關於三階截斷點IIP3MIX(通常鑑於一參考100Ω電阻器耗散的輸入信號功率(dBm)的測量)的跨導放大器,則整個接收器IIP3會是LNA電壓增益低於跨導放大器不對整個IIP3造成影響時的電壓增益。例如,在IIP3MIX=+10dBm與電壓增益AV,LNA=20dB下,整個接收器顯示IIP3是-10dBm(忽略來自LNA或任何其他接收器電路對IIP3的影響)。
根據一第一態樣,本發明提供一種無線電接收器裝置,其配置成在一輸入頻率時接收一輸入電壓信號,該無線電接收器裝置包括:一第一放大電路部件,其配置成放大該輸入電壓信號以產生一放大電流信號;一電流緩衝器電路部件,其配置成接收該放大電流信號並產生一緩衝電流信號,該電流緩衝器電路部件具有一輸入阻抗與一輸出阻抗,其中該輸出阻抗大於該輸入阻抗;一下混頻器電路部件,其配置成接收該緩衝電流信號並在一基帶頻率時產生一下變頻電流信號;及一第二放大電路部件,其配置成放大該下變頻電流信號以產生一輸出電壓信號。
在至少其較佳實施例中,本發明提供一種改善的無線電接收器裝置,其減少由第二放大電路部件引起的雜訊量。由於該電流緩衝器電路部件(其輸出阻抗通常非常大於其輸入阻抗),使得該第一放大電路部件「見」到向下游「看」入下混頻器電路部件時的較低阻抗。相反地,該第二放大電路部件「見」到向上游「看」入下混頻器電路部件時的較高阻抗(其提供混頻器開關的較大驅動阻抗)。因此,熟習該項技藝者應明白,相較於習知的零中頻無線電接收器裝置,根據本發明的無線電接收器裝置也可呈現改善的直流偏移性能。鑑於ICP和IIP3,在第一放大電路部件與下混頻器電路部件之間插入一RF電流模式緩衝器可能導致僅略微降低接收器線性。即是,假設驅動RF電流模式緩衝器的LNA具有相對大輸出阻抗,則RF電流模式緩衝器僅產生少量非線性。關於接收器的二階截斷點(IIP2),量化由非線性系統與裝置產生的二階失真的線性測量通常受到混頻器開關的限制, 根據本發明之實施例的無線電接收器裝置可呈現改善的IIP2。熟於此技者將會理解,本文所述之下混頻器電路為下變頻混頻器電路。
雖然熟習該項技藝者將明白,本發明可容易施加於可提供比電流緩衝器電路部件的輸入阻抗足夠大的輸出阻抗之任何放大器,但是在至少某些較佳實施例中,該第一放大電路部件包括一低雜訊放大器。該低雜訊放大器最好是一RF跨導放大器。此允許足夠高的輸出阻抗。因此,理想上,所有RF輸出電流驅動到RF電流緩衝器電路部件的低輸入阻抗,而不是驅動到在低雜訊放大器的輸出端呈現的寄生阻抗。
同樣地,在至少某些較佳實施例中,該第二放大電路部件包括一轉阻放大器。
在較佳實施例中,電流緩衝器電路部件具有一低輸入阻抗與一高輸出阻抗。應明白,通常,一低輸入或輸出阻抗理想上是零,而一高輸入或輸出阻抗理想上是無窮大。當然,實際上,符合「低」或「高」阻抗的實際值是由設計者認為在可容忍範圍來決定。例如,RF頻率下的低阻抗可小於100Ω,最好是小於50Ω,且更好是小於10Ω的任何阻抗。同樣地,在基帶頻率下的高阻抗可大於1kΩ,最好是大於10kΩ,更好是大於100kΩ的任何阻抗。一特定放大器的高輸入或輸出阻抗與對應低輸出或輸入阻抗之間的比率最好是大於10,更好是大於100,然而特別最好是大於1,000。由於電流緩衝器位於該第一放大電路部件與該下混頻器電路部件之間,因此應明白,該電流緩衝器工作在輸入頻率(即是,在RF頻率)。
至少在某些實施例中,本發明的無線電接收器裝置可使用單端電流緩衝器與一單平衡混頻器電路來實施。不過,在其他實施例中,該下混頻器電路部件包括一雙平衡混頻器電路,且該電流緩衝器包括一平衡電流緩衝器。在此實施例中,輸入信號、放大信號、緩衝信號、與輸出信 號是差動。在較佳實施例中,該輸出信號包括一同相輸出信號與一正交輸出信號。
雖然應明白,根據本發明之實施例的無線電接收器裝置可使用本質上在技術中已知的許多電流緩衝器電路佈局來實施,不過在某些較佳實施例中,該電流緩衝器電路部件包括一交錯耦合共閘極電路。熟習該項技藝者應明白,交錯耦合共閘極(Common-Gate,CG)技術使用一對互補金屬氧化半導體(Complementary Metal-Oxide-Semiconductor,CMOS)場效電晶體(Field-Effect-Transistor,FET)將電流從其輸入端轉移至其輸出端。在某些此實施例中,該交錯耦合共閘極電路包括第一和第二p通道(或pMOS)FET電晶體,其配置使得:該等第一和第二p通道FET電晶體之每一者的閘極端分別經由第一和第二AC耦合電容器連接該等第一和第二p通道FET電晶體之另一者的源極端;所述第一和第二p通道FET電晶體的該等個別源極端連接該放大信號;且所述第一和第二p通道FET電晶體的該等汲極端經由第一和第二n通道(或nMOS)FET電晶體連接地端,其中該第一n通道FET電晶體的汲極端連接該第一p通道FET電晶體的汲極端;該第二n通道FET電晶體的汲極端連接該第二p通道FET電晶體的汲極端;所述第一和第二n通道FET電晶體的該等源極端連接地端;且所述第一和第二n通道FET電晶體的該等閘極端分別連接第一和第二偏置電壓。在較佳實施例中,該等第一和第二偏置電壓是相同。該等AC耦合電容器用來防止直流DC信號(例如供應電壓)施加到所述第一和第二p通道FET電晶體的該等閘極端。該緩衝電流信號取自於n通道FET電晶體及p通道FET電晶體的汲極端。
由以上描述可知,本發明的實施例提供RF電流模式緩衝器,即介於LNA和混頻器級之間的主動緩衝器。此相較於諸如被動阻抗網絡之他種實施方式提供一些益處。例如,熟於此技者將會瞭解,主動緩衝 器包含諸如FET的電晶體,該等電晶體受主動供電,即以大於零之汲極至源極電壓供電,且因此可達成比被動網絡(取決於頻率)所能實現者更大的輸出阻抗。
本文所述之實施態樣提供高混頻器輸出阻抗,使得有整體降低的雜訊,連帶有降低的DC偏移。這些優點提供超越習知技術的改良。雖然可能有增加DC功耗及降低線性度的代價,但申請人認為此為可接受的折衷,因為其能為實際實施提供可接受的損耗。
2‧‧‧零中頻無線電接收器
4‧‧‧天線
6‧‧‧RF帶通濾波器
8‧‧‧射頻積體電路
10‧‧‧低雜訊放大器
11‧‧‧直流阻斷電容器
12、14、132‧‧‧混頻器
16‧‧‧本地振盪器
18‧‧‧正交相移器
20、22‧‧‧低通濾波器
24、26‧‧‧類比-數位轉換器
28‧‧‧數位電路
32‧‧‧電流模式混頻器
34、134‧‧‧轉阻放大器
44、46‧‧‧運算放大器
110‧‧‧低雜訊放大器
140‧‧‧RF電流模式緩衝器
150‧‧‧偏壓輸入端
210‧‧‧單端低雜訊放大器
232‧‧‧單平衡被動電流模式IQ混頻器
240‧‧‧單端RF電流模式緩衝器
現將參考附圖描述本發明的某些實施例,其中:圖1為習知零中頻無線電接收器結構的方塊圖;圖2為可使用在圖1所示接收器的習知電流模式被動混頻器的電路圖;圖3示意說明通常施加到圖2所示混頻器的正交非重疊本地振盪器信號;圖4為根據本發明之一實施例之具有RF電流模式緩衝器的電流模式被動混頻器的電路圖;圖5為用於評估圖4所示混頻器的輸出電阻之開關電容器網路等效電路的電路圖;圖6為具有圖4所示RF電流模式緩衝器的交錯耦合pMOS共閘極電路實施之RF前端的電路圖;及圖7為根據本發明之一進一步實施例之具有單端RF電流模式緩衝器的單平衡電流模式被動混頻器的電路圖。
圖1為一習知完全平衡零中頻無線電接收器2結構的方塊圖。零中頻無線電接收器2包括一天線4;一RF帶通濾波器6;及一射頻積體電路(RFIC)8。RFIC 8包括:一低雜訊放大器(LNA)10;兩混頻器12、14;一本地振盪器16;一正交相移器18;兩低通濾波器20、22;兩類比-數位轉換器24、26;及數位電路28。當然,應明白,RFIC8可包括其他組件(例如一RF發射器),不過為了方便說明,本說明書並未將其示出。
天線4拾取通過帶通濾波器6的RF信號,該帶通濾波器將輸入的平衡信號提供給LNA 10。LNA 10放大該輸入信號並將該放大信號提供給兩混頻器12、14。一本地振盪器16產生本地振盪器信號,該本地振盪器信號是由相移器18用來產生一同相(I)本地振盪器信號與一正交(Q)本地振盪器信號。一同相混頻器12將該放大信號與該同相本機振盪器信號混頻以產生一同相基帶信號。同樣地,一正交混頻器14將該放大信號與該正交本地振盪器信號混合以產生一正交基帶信號。然後,個別的同相和正交基帶信號藉由低通濾波器20、22濾波以去除上旁波帶並衰減任何不想要信號。最終的濾波信號是由ADC 24、26轉換成數位信號,並輸入進一步數位電路28,以執行使用中的任何特定解調變方案所需的任何數位信號處理(Digital Signal Processing,DSP)步驟。
圖2為可使用在圖1所示無線電接收器2的習知電流模式被動混頻器的電路圖。圖2顯示RF「前端」,包括:LNA 10、I/Q下變頻混頻器電路32與轉阻放大器(TIA)34。在本說明書中,LNA 10實施成一具有跨導Gm,LNA的跨導放大器。如為一跨導放大器,LNA 10放大該輸入RF電壓並將其轉換成適於驅動同相(I)和正交相位(Q)混頻器開關的RF輸出電流,如下面將討論。跨導放大器是最普遍用於驅動電流模式I/Q下變頻混頻器的零中頻RF前端結構。
通常,LNA 10應對LNA 10前面的RF濾波器6提供穩定的終端阻抗(通常針對平衡的LNA是50Ω或100Ω)。此外,LNA 10應具有一低雜訊指數(Noise Figure,NF)與足夠高的線性。此外,當驅動電流模式混頻器時,為了下面討論的原因,LNA 10應該具有用於電流模式混頻器的足夠大輸出阻抗或等效RF源阻抗。
圖2所示的傳統電流模式被動(雙平衡)IQ混頻器是由8個FET開關(M1-M8)組成,該等FET開關是由本地振盪器16和相移器18產生的I和Q本地振盪器(LO)信號驅動,如前面有關圖1的描述。最上面的四個FET開關(M1-M4)形成如先前有關圖1描述的同相混頻器12,而最下面的四個FET開關(M5-M8)形成正交混頻器14。Q-LO信號是與I-LO信號形成非同相90°。通常使用非重疊25%工作週期LO信號來驅動被動混頻器,如圖3所示。因此,每次僅導通一單對混頻器開關。例如,當VLOIP是「高」時,只有FET開關(M1-M4)導通。
電流模式被動混頻器是在基帶下由TIA 34加載;或者,通常由一轉阻緩衝器加載。TIA 34將該下變頻混頻器輸出電流轉換成一基帶電壓,其使用由電阻器-電容器(實例中標示為「RTIA」和「CTIA」)構成回授網路提供的一階低通濾波。通常,TIA 34後面接續附加的低通濾波級(圖中未示)。TIA 34在其差動輸入端或在混頻器基帶輸出端提供一虛接地。額外的被動電容可施加在TIA輸入端,以提供混頻器輸出端與帶外信號和阻斷器(圖中未示)低阻抗端。由於混頻器基帶輸出端的虛接地(且在較輕程度上,混頻器輸出端的電容),使得不想要的阻斷信號只在跨混頻器開關兩端引起小電壓擺動。因此,混頻器開關(M1至M8)產生相對較小的非線性,導致有良好的混頻器線性,且為使用在需要相對高線性程度的無線電接收器的電流模式被動混頻器的主要效益之一。
由於混頻器開關(M1至M8)是偏壓在零直流電流,因此至少在沒有大阻斷電流的情況下,其不會產生任何閃爍雜訊。直流阻斷電容器11通常施加在LNA 10的輸出端,以確保沒有DC電流流過開關(M1至M8)。
如前述,LNA 10放大該進入的RF輸入電壓(VIN)並將其轉換成一RF輸出電流。LNA 10的輸出電流藉由非重疊正交LO信號控制的電流模式混頻器32進行換相,以將信號向下轉換成基帶。在混頻器輸出端,下變頻基帶電流驅動到TIA 34,其是處於低通濾波(即是藉由使用運算放大器44、46實施的主動濾波器),並分別轉換成基帶同相和正交輸出電壓(VOUTI、VOUTQ)。假設25% LO工作週期下,從LNA 10的輸入端到每個TIA 34(I信道或Q信道)的輸出端的電壓增益如下面等式1所示:
其中是變頻損耗,而R TIA 是TIA的回授電阻。
為了能有最佳的接收器雜訊、直流準位偏移(DC-offset)、和線性效能,該電流模式被動混頻器32需要由大阻抗驅動,並由小阻抗加載。換句話說,由混頻器RF端口朝向LNA 10看到的阻抗應該相對較大,而由混頻器朝向基帶看到的阻抗應該足夠低。
實際上,在RF頻率下驅動混頻器32的LNA 10需要具有大輸出阻抗,且TIA 34在基帶下對該混頻器32應呈現低阻抗負載。在基帶頻率下的低阻抗負載能以相對直接方式實施,例如在負回授配置中使用一運算放大器實施TIA 34。不過,在RF頻率下實施高驅動阻抗(即是,LNA 10的輸出阻抗)更具挑戰。不幸地,如果電流模式被動混頻器32的驅動阻抗太低,鑑於雜訊、直流準位偏移、與線性,可能導致接收器性能損害。
圖4為根據本發明之一實施例之具有RF電流模式緩衝器的電流型被動混頻器的電路圖。如下面詳細描述,圖4所示的電路實施電流模式被動混頻器的增加驅動阻抗,相較於對圖1和2所述問題的現有解決方案,可改善接收器雜訊、線性與直流準位偏移性能兩者。
如前述,重要是,LNA 110(再次實施為一跨導放大器)在零IF無線電接收器中看向混頻器132是低阻抗。此保證由LNA 110產生的最大RF輸出電流量是驅動到混頻器132,而不是在LNA 110的輸出端呈現的寄生阻抗。同樣重要是,TIA 134見到看入混頻器的高阻抗。藉由在LNA 110的輸出端與混頻器開關(M1至M8)之間引用一RF電流模式緩衝器140來滿足這兩要求。在此特定實例中,RF電流模式緩衝器140認為是電流模式被動混頻器132的一部分,不過此不是必要的,且其可視需要來單獨或共同實現。
由於RF電流模式緩衝器140工作在LNA 110的輸出端與混頻器開關(M1至M8)之間,使得需要在RF頻率下工作。理想上,RF電流模式緩衝器140具有低輸入阻抗(ZIN,B)與大輸出阻抗(ZOUT,B),這對於電流模式緩衝器是常用的。雖然圖4沒有明確顯示,不過在緩衝器輸入端或輸出端可以或可不需要直流阻斷電容器,類似前面關於圖2描述的電容器11。
如前面的討論,實現為跨導放大器的LNA 110是經由根據下面等式2的轉換增益(Gm,LNA)將該輸入RF電壓(VIN)轉換成該RF輸出電流。
I OUT,LNA =G m,LNA V IN 等式2:LNA 110的輸入電壓與輸出電流間的關係
輸出電流是從LNA 110饋送到RF電流模式緩衝器140;理想上,IIN=IOUT,LNA。此外,RF電流模式緩衝器理想上將LNA輸出電流傳送或緩衝到緩衝器輸出端,即是IOUT=IIN=IOUT,LNA。不過,實際上,緩衝器中存在某些損耗,因此緩衝器輸出電流可能低於其輸入RF電流。在某些情況下, 在RF電流模式緩衝器140也可能發生電流放大,且因此,IOUT>IIN=IOUT,LNA。
RF電流模式緩衝器140之目的是要當看入緩衝器140時,提供從混頻器開關(M1至M8)見到的大輸出阻抗(ZOUT,B),即是混頻器開關(M1至M8)的大等效驅動阻抗。因此,混頻器132的輸出阻抗可最大化,且由於在TIA 134中的運算放大器,雜訊和直流準位偏移會從TIA輸入端至TIA輸出端經歷低放大。此外,由於大緩衝輸出阻抗(ZOUT,B),使得混頻器開關(M1至M8)可產生較低的二階失真,且相較於習知的解決方案,可實現較高的IIP2。因此,鑑於雜訊、直流準位偏移、與IIP2,可實現改善的接收器性能。
總而言之,由此可見,LNA 110藉由電壓對電流放大將輸入電壓(VIN)轉換成一輸出電流。RF電流緩衝器140然後緩衝從LNA 110輸出的電流(IIN)。混頻器132的其餘部件執行從RF到基帶的頻率轉換(具轉換損耗)以產生輸出電流。混頻器132因此具有其輸入與輸出電流。最後,TIA 134將混頻器輸出基帶電流轉換成基帶電壓(VOUTI、VOUTQ)。
實際上,可實現的最大緩衝器與混頻器輸出阻抗取決於RF電流模式緩衝器140的設計細節。圖5顯示用於評估圖4所示混頻器的輸出電阻之開關電容器網路等效電路的電路圖。如下面的解釋,即使在有良好設計的情況下,緩衝器140的輸出端的寄生電容(CP)在特定RF工作頻率f0下限制可實現的緩衝器輸出阻抗與混頻器輸出電阻。
由於開關電容器效應,RF電流模式緩衝器140的輸出端的寄生電容(CP)將根據下面等式3來限制混頻器132的輸出電阻(R OUT,MIX ):
其中fLO是LO頻率或RF工作頻率。因此,為了最大化混頻器輸出電阻,理想上減小在該RF電流模式緩衝器140的輸出端的寄生電容(CP)。
圖6為使用圖4所示的RF電流模式緩衝器140的交錯耦合pMOS共閘極電路實施之RF前端的電路圖。實際上,可使用本質上在技術中已知的許多眾知技術之一者來實施RF電流模式緩衝器140。
交錯耦合共閘極緩衝器140是利用一對pMOSFET電晶體(M9、M10)實施,其配置使得第一和第二pMOSFET電晶體(M9、M10)之每一者的閘極端經由AC耦合電容器(C1、C2)連接另一者的源極端。兩pMOSFET電晶體的個別源極端連接LNA 110的輸出端。此外,兩pMOSFET電晶體(M9、M10)的汲極端連接兩nMOSFET電晶體(M11、M12)的個別汲極端,其如同電流源工作,以偏壓兩pMOSFET電晶體(M9、M10)(即是,一nMOSFET電晶體(M11)的汲極端連接一pMOSFET電晶體(M9)的汲極端,而另一nMOSFET電晶體(M12)的汲極端連接另一pMOSFET電晶體(M10)的汲極端)。兩nMOSFET電晶體(M11、M12)的源極端連接地端,且其個別閘極端經由一偏壓輸入端150連接至偏置電壓。該緩衝電流信號取自於M9至M12的汲極端。
在本說明書,LNA 110實施為一「電阻回授」LNA(Resistive Feedback-LNA,RFB-LNA)。在本說明書中,LNA負載電阻(R L )與RF電流模式緩衝器140的輸入端是串聯連接。因此,RF電流模式緩衝器140的差動輸入阻抗是如下面等式4所示:
其中g m,B 是緩衝器輸入pMOSFET電晶體(M10)的跨導(或者等同於該緩衝器輸入pMOSFET電晶體(M11)的跨導,因為其通常彼此相等)。
此外,LNA 110看見一等效差動負載電阻,其如等式5所示。
LNA 110的輸出端呈現為一電壓,其經由一負載電阻器(RL,EQ)轉換成RF電流。RF電流模式緩衝器140將緩衝電流,並將電流驅動到該等混頻器開關(M1至M8)。如前述,RF電流模式緩衝器140的輸出阻抗、與混頻器輸出電阻兩者受限於在緩衝器輸出端的寄生電容。在此實例中,在RF電流模式緩衝器140的輸出端施加直流阻斷電容器(CBLOCK),以確保沒有直流電流流過該等混頻器開關(M1至M8)。
在前述實施例中,具有RF電流模式緩衝器的電流模式被動混頻器是利用差動RF緩衝器輸入與雙平衡IQ混頻器實現,即是所有混頻器端口(RF、LO、與基帶)是差動。對照下,圖7為根據本發明之一進一步實施例之具有單端RF電流模式緩衝器的單平衡電流模式被動混頻器的電路圖。因此,一單端LNA 210然後串接一單平衡被動電流模式IQ混頻器232模塊中的一單端RF電流模式緩衝器240。
因此,由此可見,本發明提供一種無線電接收器裝置,其在初始放大級與下混頻級之間實施一電流緩衝器,如此改善雜訊與線性特性。熟習該項技藝者應明白,前述實施僅是示例性而不是限制本發明的範疇。
Claims (11)
- 一種無線電接收器裝置,其配置成接收一輸入頻率下的一輸入電壓信號,該無線電接收器裝置包括:一第一放大電路部件,其配置成放大該輸入電壓信號以產生一放大電流信號;一電流緩衝器電路部件,其配置成接收該放大電流信號並產生一緩衝電流信號,該電流緩衝器電路部件具有一輸入阻抗與一輸出阻抗,其中該輸出阻抗大於該輸入阻抗;一下混頻器電路部件,其配置成接收該緩衝電流信號並產生一基帶頻率下的一下變頻電流信號;及一第二放大電路部件,其配置成放大該下變頻電流信號以產生一輸出電壓信號。
- 如請求項1所述之無線電接收器裝置,其中該第一放大電路部件包括一低雜訊放大器。
- 如請求項1或2所述之無線電接收器裝置,其中該第二放大電路部件包括一轉阻放大器。
- 如前述請求項中任一項所述之無線電接收器裝置,其中該電流緩衝器電路部件具有一低輸入阻抗與一高輸出阻抗。
- 如前述請求項中任一項所述之無線電接收器裝置,其中該下混頻器電路部件包括一雙平衡混頻器電路,且該電流緩衝器包括一平衡電流緩衝器。
- 如請求項5所述之無線電接收器裝置,其中該輸出信號包括一同相輸出信號與一正交輸出信號。
- 如前述請求項中任一項所述之無線電接收器裝置,其中該電流緩衝器電 路部件包括一交錯耦合共閘極電路。
- 如請求項7所述之無線電接收器裝置,其中該交錯耦合共閘極電路包括第一p通道場效電晶體及第二p通道場效電晶體,其係經配置使得:所述第一及第二p通道場效電晶體之每一者的閘極端係分別經由第一AC耦合電容器及第二AC耦合電容器而連接所述第一及第二p通道場效電晶體之另一者的源極端;所述第一和第二p通道場效電晶體的該等個別源極端係連接該放大信號;及所述第一和第二p通道場效電晶體的該等汲極端係經由第一n通道場效電晶體及第二n通道場效電晶體而連接地端;其中該第一n通道場效電晶體的汲極端連接該第一p通道場效電晶體的汲極端;該第二n通道場效電晶體的汲極端連接該第二p通道場效電晶體的汲極端;所述第一及第二n通道場效電晶體的該等源極端連接地端;且所述第一和第二n通道場效電晶體的該等閘極端分別連接第一偏置電壓及第二偏置電壓。
- 如請求項8所述之無線電接收器裝置,其中所述第一及第二偏置電壓是相同的。
- 如請求項1至9中任一項所述之無線電接收器裝置,其中該電流緩衝器電路部件包含一主動緩衝器。
- 如請求項1至10中任一項所述之無線電接收器裝置,其中該電流緩衝器電路部件為一射頻(RF)電流模式緩衝器。
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