TW201742370A - 多路射頻功率放大電路 - Google Patents
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Abstract
一種多路射頻功率放大電路，包含一個N路功率分配器、N個功率放大模組、一個N路功率結合器，及一個輸出阻抗轉換模組，該N路功率分配器接收一射頻輸入信號，並將該射頻輸入信號進行功率分配以產生N個分流信號，該N個功率放大模組分別接收並將該N個分流信號進行功率放大，該N路功率結合器為一微帶線結構並將功率放大後的該N個分流信號進行結合以產生一射頻輸出信號，該輸出阻抗轉換模組對後級負載進行阻抗轉換，以使從該輸出阻抗轉換模組看到的一轉換阻抗匹配於該N路功率結合器的一輸出阻抗，且該轉換阻抗的大小決定該N路功率結合器的微帶線結構的物理長度。
Description
本發明是有關於一種射頻功率放大電路，特別是指一種多路射頻功率放大電路。
參閱圖1，現有的一種四路射頻功率放大電路，包含三個威爾金生功率分配器（Wilkinson Power Divider）11~12、六個功率放大模組15~16，及三個威爾金生功率結合器（Wilkinson Power Combiner）13~14。
參閱圖2，該等威爾金生功率分配器11~12用來作功率分配，以威爾金生功率分配器11來說，其包括一輸入線111、兩分配線112~113、兩輸出線114~115，及一電阻116，其中，由該輸入線111看到的輸入阻抗Z111
是50歐姆，分別由該等輸出線114~115分別看到的輸出阻抗Z114
、Z115
也都是50歐姆。該輸入線111用於接收一射頻輸入信號Pi。該等分配線112~113的線長皆必須控制在工作頻率的λ/4並形成分歧狀，將來自該輸入線111的射頻輸入信號Pi一分為二。該等輸出線114~115分別與該等分配線112~113連接並用來輸出兩個第一射頻信號P1。該電阻116的兩端分別跨接在分配線112與分配線113之間，用以避免該等第一射頻信號P1互相干擾並提升隔離度。
如圖1所示，該等功率放大模組15~16中的其中兩個功率放大模組15分別接收該威爾金生功率分配器11所輸出的兩個第一射頻信號P1，進而分別將該等第一射頻信號P1進行功率放大後，再分別輸出一第二射頻信號P2。另四個功率放大模組16分別接收該等威爾金生功率分配器12對該第二射頻信號P2作功率分配後輸出的四個第三射頻信號P3，並分別將該等第三射頻信號P3進行功率放大後，再分別輸出一第四射頻信號P4。
該等威爾金生功率結合器13~14為威爾金生功率分配器11~12的反向結構，並用以進行功率結合，例如以威爾金生功率結合器13來說，其輸入阻抗Z131
、Z132
都是50歐姆，其輸出阻抗Z133
也是50歐姆。其中兩個威爾金生功率結合器13分別接收來自該等功率放大模組16的第四射頻信號P4，進而分別將所接收的第四射頻信號P4兩兩結合並輸出一第五射頻信號P5。另一個威爾金生功率結合器14接收該兩個第五射頻信號P5，並結合成一射頻輸出信號Po後輸出。
然而，該四路射頻功率放大電路的缺點如下。
1.晶片面積大：該等威爾金生功率分配器11~12及威爾金生功率結合器13~14的每一者的兩分配線需控制在λ/4（即電氣長度180∘），因此整體的電路佈線約為四個λ/4，導致占用相當大的晶片面積。
2.功率增益與功率附加效率降低：該等威爾金生功率分配器11~12及威爾金生功率結合器13~14的佈線面積大，並造成高信號損耗，以致該射頻輸出信號Po及射頻輸入信號Pi之間的功率增益降低，進而造成功率附加效率（Power Added Efficiency, PAE）降低。
因此，本發明之目的，即在提供一種能解決以上缺失的多路射頻功率放大電路。
於是，本發明多路射頻功率放大電路，包含一個N路功率分配器、N個功率放大模組、一個N路功率結合器，及一個輸出阻抗轉換模組。
該N路功率分配器接收一射頻輸入信號，並將該射頻輸入信號進行功率分配以產生N個分流信號，N為大於或等於4的正整數。
該N個功率放大模組電連接該N路功率分配器以分別接收該N個分流信號，並分別將該N個分流信號進行功率放大。
該N路功率結合器具有一輸出一射頻輸出信號的輸出端，且電連接該N個功率放大模組以接收功率放大後的該N個分流信號，並將功率放大後的該N個分流信號進行結合以產生該射頻輸出信號，該N路功率結合器是一呈一物理長度的微帶線結構。
該輸出阻抗轉換模組包括一電連接該N路功率結合器的輸出端以接收該射頻輸出信號的輸入端，及一電連接一後級負載的輸出端，該輸出阻抗轉換模組用來將該後級負載的一負載阻抗進行阻抗轉換，以使從該輸出阻抗轉換模組的輸入端看到的一轉換阻抗匹配於從該N路功率結合器的輸出端所看到的一輸出阻抗，且該轉換阻抗的大小決定該N路功率結合器的微帶線結構的物理長度。
較佳地，該輸出阻抗轉換模組的轉換阻抗的大小是一使該N路功率結合器的微帶線結構的物理長度小於λ/4的阻抗值。
較佳地，該N路功率分配器是一呈一物理長度的微帶線結構，並具有一個接收該射頻輸入信號的輸入端，且該多路射頻功率放大電路還包含一個輸入阻抗轉換模組。
該輸入阻抗轉換模組包括一電連接一產生該射頻輸入信號的前級電路的輸入端，及一電連接該N路功率分配器的輸入端的輸出端，該輸入阻抗轉換模組用來將該前級電路的一阻抗進行阻抗轉換，以使該輸入阻抗轉換模組的輸出端看到的一源阻抗匹配於該N路功率分配器的輸入端所看到的一輸入阻抗，且該源阻抗的大小決定該N路功率分配器的微帶線結構的物理長度。
較佳地，該輸入阻抗轉換模組的源阻抗的大小是一使該N路功率分配器的微帶線結構的物理長度遠小於λ/4的阻抗值。
此外，本發明之另一個目的，在於提供另一種多路射頻功率放大電路。
於是，本發明多路射頻功率放大電路，包含一個輸入阻抗轉換模組、一個N路功率分配器、N個功率放大模組，及一個N路功率結合器。
該輸入阻抗轉換模組包括一電連接一前級電路的輸入端，及一輸出端，該前級電路產生一射頻輸入信號。
該N路功率分配器具有一個接收該射頻輸入信號的輸入端，該N路功率分配器是一呈一物理長度的微帶線結構，並將該射頻輸入信號進行功率分配以產生N個分流信號，N為大於或等於4的正整數。
該N個功率放大模組電連接該N路功率分配器以分別接收該N個分流信號，並分別將該N個分流信號進行功率放大。
該N路功率結合器電連接該N個功率放大模組以接收功率放大後的該N個分流信號，並將功率放大後的該N個分流信號進行結合以產生一射頻輸出信號。
其中，該輸入阻抗轉換模組用來將該前級電路的阻抗進行阻抗轉換，以使該輸入阻抗轉換模組的輸出端看到的一源阻抗匹配於該N路功率分配器的輸入端所看到的一輸入阻抗，且該源阻抗的大小決定該N路功率分配器的微帶線結構的物理長度。
本發明之功效在於：藉由該輸出阻抗轉換模組的該轉換阻抗的大小，或是該輸入阻抗轉換模組的該源阻抗的大小，即可控制該四路功率結合器的微帶線結構的物理長度，或是該四路功率分配器的微帶線結構的物理長度遠小於λ/4。
參閱圖3，本發明多路射頻功率放大電路，適用於接收並放大來自一前級電路30的一射頻輸入信號RFin
，以產生並輸出一射頻輸出信號RFout
至一後級負載40。一般來說，該多路射頻功率放大電路是應用於通訊系統的收發機中，該前級電路30例如可以是混頻器（mixer），也可以是另一個功率放大器；該後級負載40例如可以是天線。
該多路射頻功率放大電路包含一個輸入阻抗轉換模組21、一個四路功率分配器22、四個功率放大模組25、一個四路功率結合器26，及一個輸出阻抗轉換模組29。
該輸入阻抗轉換模組21具有一個電連接該前級電路30的輸入端，及一個輸出該射頻輸入信號RFin
至該四路功率分配器22的輸入端X1的輸出端，該輸入阻抗轉換模組21用來將該前級電路30的阻抗進行阻抗轉換，以使該輸入阻抗轉換模組21的輸出端看到的一源阻抗ZS
匹配於該四路功率分配器22的輸入端X1所看到的一輸入阻抗Zin。在本實施例中所述的匹配指的是阻抗之間的共軛匹配，以此處而言即Zin=ZS *
。
具體而言，該輸入阻抗轉換模組21還包括一第一微帶線TL1
、一第二微帶線TL2
、一第一耦合電容C1
，及一第三微帶線TL3
。該第一微帶線TL1
具有一電連接該輸入阻抗轉換模組21的輸出端的第一端及一第二端。該第二微帶線TL2
電連接該第一微帶線TL1
的第二端與一第一偏壓源VG
之間。該第一偏壓源VG
用以提供一第一電源電壓V1
並且並聯一第一旁路電容Cby1
，由於在實際的IC佈局中，該第一偏壓源VG
是透過測試焊盤（test pad）將該第一電源電壓V1
輸入至每一個功率放大模組25，故藉由並聯該具有高電容值的第一旁路電容Cby1
，可以避免測試焊盤所產生的寄生效應，以使該第一偏壓源VG
在操作頻段中確實等效為短路，進而確保該源阻抗ZS
為等效的串聯RS
LS
電路。串聯的該第三微帶線TL3
與該第一耦合電容C1
電連接在該第一微帶線TL1
的第二端與該輸入阻抗轉換模組21的輸入端之間。如此，從該輸入阻抗轉換模組21的輸出端看到的該源阻抗ZS
可表示如下：………(1)式 其中，參數ω為工作頻率，參數LTL1
為該第一微帶線TL1
的電感值，參數LTL2
為該第二微帶線TL2
的電感值，參數C1
為該第一耦合電容C1
的電容值，參數R0S
為該前級電路30的阻抗值（50歐姆）。………(2)式………(3)式 將(2)式及(3)式代入(1)式，並經過整理可以得到…(4)式其中，參數RS
為從該輸入阻抗轉換模組21的輸出端看到的一表示實部的電阻，參數LS
為從該輸入阻抗轉換模組21的輸出端看到的一表示虛部的電感。
該四路功率分配器22具有一個接收來自該輸入阻抗轉換模組21的該射頻輸入信號RFin
的輸入端X1，且該四路功率分配器22將該射頻輸入信號RFin
進行功率分配以產生四個分流信號S1~S4。其中，該四路功率分配器22是一呈一物理長度的微帶線結構，並包括二個第一分配微帶線23，及四個第二分配微帶線24。
每一第一分配微帶線23具有一輸入端及一輸出端，該二個第一分配微帶線23的輸入端電連接於一起而成為該四路功率分配器22的輸入端X1，以接收該射頻輸入信號RFin
。進一步來說，該兩個第一分配微帶線23還分別具有一自該四路功率分配器22的輸入端X1朝如圖3所示的一節點X2、X3延伸的第一段231，及一與該第一段231成一夾角延伸並連接至該節點X2、X3的第二段232。
每一第二分配微帶線24具有一輸入端及一輸出端，其中兩個第二分配微帶線24的輸入端電連接該二個第一分配微帶線23的其中之一的輸出端，而一起連接於該節點X2，另兩個第二分配微帶線24的輸入端電連接另一個第一分配微帶線23的輸出端，而一起連接於該節點X3；該四個第二分配微帶線24的輸出端分別電連接該四個功率放大模組25，並分別用於輸出分流信號S1~S4。進一步來說，其中兩個第二分配微帶線24還分別具有一自該節點X2延伸的第一段241，及一與該第一段241成一夾角延伸並連接至各自的輸出端的第二段242。另兩個第二分配微帶線24還分別具有一自該節點X3延伸的第一段241，及一與該第一段241成一夾角延伸並連接至各自的輸出端的第二段242。如此，當該四路功率分配器22的輸入端X1接收到該射頻輸入信號RFin
時，經由該等第一分配微帶線23的第一段231與第二段232、及該第二分配微帶線24的第一段241與第二段242進行功率分配成為四個分流信號S1~S4，且該等分流信號S1~S4分別輸出至該四個功率放大模組25。
在此需要說明的是，該四路功率分配器22的微帶線結構的物理長度由(4)式中該輸入阻抗轉換模組21的輸出端看到的源阻抗ZS
的大小決定，且該源阻抗ZS
的大小是一使該四路功率分配器22的微帶線結構的物理長度遠小於λ/4的阻抗值。由於本實施例中，該四路功率分配器22為該四路功率結合器26的反向結構，因此其設計方式容後與該四路功率結合器26一併詳細說明。
參閱圖3與圖4，該等功率放大模組25電連接該四路功率分配器22的該四個第二分配微帶線24的輸出端，以分別接收該四個分流信號S1~S4，並分別將該四個分流信號S1~S4進行功率放大。如圖4所示，每一個四路功率放大模組25包括一第一電晶體M1
、一第二電晶體M2
、一第一回授電感LG1
、一第一回授電阻RF1
、一第一回授電容CF1
、一第二回授電容CD1
、一第三回授電感LD1
、一第二回授電感LG2
、一第二回授電阻RF2
、一電容CD2
。
該第一電晶體M1
具有一控制端、一第一端，及一接地的第二端，較佳地，該第一電晶體M1
是一N型金屬氧化物半導體（NMOS）場效電晶體，且該控制端為閘極、該第一端為汲極、該第二端為源極。該第一回授電感LG1
具有一第一端與一第二端，其第一端電連接該四路功率分配器22的其中一個第二分配微帶線24的第二段242並接收該四個分流信號S1~S4的其中之一（圖4所示為S1），其第二端電連接該第一電晶體M1
的控制端。串聯的該第一回授電容RF1
與該第一回授電阻CF1
電連接在該第一回授電感LG1
的第一端與該第一電晶體M1
的第一端之間。如此，該四路功率放大模組25的輸入阻抗Zi
約由該第一回授電容RF1
、該第一回授電容CF1
、該第一回授電感LG1
決定，並且約可視作並聯的RC電路。
該第二電晶體M2
具有一控制端、一電連接該四路功率結合器26並輸出功率放大後的分流信號S1’~S4’的其中之一（圖4所示為S1’）的第一端，及一第二端；較佳地，該第二電晶體M2
是一N型金屬氧化物半導體(NMOS)場效電晶體，且該控制端為閘極、該第一端為汲極、該第二端為源極。該第二回授電感LG2
具有一第一端，與一電連接該第二電晶體M2
的控制端的第二端。該第二回授電容CD1
具有一電連接該第二回授電感LG2
的第一端，與一電連接該第一電晶體M1
的第一端的第二端。該第三回授電感LD1
具有一電連接該第二電晶體M2
的第二端與一電連接該第二回授電容CD1
的第二端的第二端。該第二回授電阻RF2
具有一電連接於該第二回授電感LG2
的第一端的第一端與一電連接該第二電晶體M2
的第一端的第二端。該電容CD2
具有一電連接該第二電晶體M2
的第二端的第一端與一電連接到地的第二端。如此，該四路功率放大模組25的輸出阻抗Zo
約由該第二回授電容CD1
、該第二回授電感LG2
、該第三回授電感LD1
、該第三回授電感LD1
決定，並且約可視作並聯的RC電路。
在本實施例中，每一功率放大模組25的該第一電晶體M1
與該第二電晶體M2
，藉由使用電流重用（current-reuse）結構，因此並不需分別提供偏壓，只需經由該第一回授電感LG1
的第一端接收來自該輸入阻抗轉換模組21的第一電源電壓V1
，及經由該第二電晶體M2
的第一端接收來自輸出阻抗轉換模組29的第二電源電壓V2
，即可同時對兩者提供偏壓，因此偏壓架構較為簡單。此外，如果兩電晶體為分開偏壓將會消耗兩個電流，在本實施例中，每一功率放大模組25的第一電晶體M1
與該第二電晶體M2
為共同消耗一個電流（約為從該第二電晶體M2
的第一端流到地的電流），因而每一功率放大模組25還能達到降低功率消耗的效果。
復參閱圖3，該四路功率結合器26具有一輸出一射頻輸出信號RFout
的輸出端，且電連接該四個功率放大模組26以接收功率放大後的該四個分流信號S1’~S4’，並將功率放大後的該四個分流信號S1’~S4’進行結合以產生該射頻輸出信號RFout
。其中，該四路功率結合器26是一呈一物理長度的微帶線結構，並包括四個第一結合微帶線27，及兩個第二結合微帶線28。
每一第一結合微帶線27具有一輸入端及一輸出端，該四個第一結合微帶線27的輸入端分別電連接該四個功率放大模組25，以分別接收功率放大後的該四個分流信號S1’~S4’。進一步來說，該四個第一結合微帶線27還分別具有一自該輸入端朝如圖3所示的一節點X4、X5延伸的第一段271，及一與該第一段271成一夾角延伸並連接至該節點X4、X5的第二段272。
每一第二結合微帶線28具有一輸入端及一輸出端，該二個第二結合微帶線28的其中一者的輸入端電連接其中兩個第一結合微帶線27的輸出端，而一起連接於該節點X4，另一個第二結合微帶線28的輸入端電連接另外兩個第一結合微帶線的28輸出端，而一起連接於該節點X5；該兩個第二結合微帶線28的輸出端皆電連接到該四路功率結合器26的輸出端X6。進一步來說，其中一個第二結合微帶線28還具有一自該節點X4延伸的第一段281，及一與該第一段281成一夾角延伸並連接至其輸出端的第二段282。另一個第二結合微帶線28還具有一自該節點X5延伸的第一段281，及一與該第一段281成一夾角延伸並連接至其輸出端的第二段282。如此，當該四路功率結合器26的該四個第一結合微帶線27的輸入端接收到來自該四個功率放大模組25進行的四個放大的分流信號S1’~S4’時，該等第一結合微帶線27與第二結合微帶線28將該四個放大的分流信號S1’~S4’結合成該射頻輸出信號RFout
，而該四路功率結合器26的輸出端X6該將該射頻輸出信號RFout
輸出。
該輸出阻抗轉換模組29包括一電連接該四路功率結合器26的輸出端X6以接收該射頻輸出信號RFout
的輸入端，及一電連接一後級負載40的輸出端，該輸出阻抗轉換模組29用來將該後級負載40的一負載阻抗進行阻抗轉換，以使從該輸出阻抗轉換模組29的輸入端看到的一轉換阻抗ZＬ
匹配於從該四路功率結合器26的輸出端X6所看到的一輸出阻抗Zout
，且該轉換阻抗ZＬ
的大小決定該四路功率結合器26的微帶線結構的物理長度。其中，該轉換阻抗ZＬ
的大小是一使該四路功率結合器26的微帶線結構的物理長度遠小於λ/4的阻抗值。
具體而言，該輸出阻抗轉換模組29還包括一第四微帶線TL4
、一第五微帶線TL5
、一第二耦合電容C2
，及一第六微帶線TL6
。該第四微帶線TL4
具有一電連接該四路功率結合器26的輸出端X6的第一端及一第二端。該第五微帶線TL5
電連接該第四微帶線TL4
的第二端與一第二偏壓源VD
，且該第二偏壓源VD
用以提供一第二電源電壓V2
並且並聯一第二旁路電容Cby2
。該第二偏壓源VD
並聯該第二旁路電容Cby2
的效果同於0031段所述。串聯的該第二耦合電容C2
與該第六微帶線TL6
電連接該第四微帶線TL4
的第二端與該輸出阻抗轉換模組29的輸出端之間。如此，從該輸出阻抗轉換模組29的輸入端看到的該轉換阻抗ZＬ
可表示如下：……(5)式 其中，參數ω為工作頻率，參數LTL4
為該第四微帶線TL4
的電感值，參數LTL5
為該第五微帶線TL5
的電感值，參數C2
為該第二耦合電容C2
的電容值，參數R0L
為該後級負載40的阻抗值（50歐姆）。………(6)式………(7)式 將(6)式及(7)式代入(5)式，並經過整理可以得到…(8)式其中，參數RL
為從該輸出阻抗轉換模組29的輸入端看到的一表示實部的電阻，參數LL
為從該輸出阻抗轉換模組29的輸入端看到的一表示虛部的電感。
參閱圖5、圖6與圖7，以下說明(8)式中從該輸出阻抗轉換模組29的輸入端看到的該轉換阻抗ZＬ
如何計算成該四路功率結合器26的微帶線結構的等效特性阻抗ZTE
及等效電氣長度。如圖5所示，該四路功率結合器26的微帶線結構的該等第一結合微帶線27分別具有一第一特性阻抗ZT1
與一第一電氣長度，該等第二結合微帶線28分別具有一第二特性阻抗ZT2
與一第二電氣長度。在該等放大後的分流信號S1’~S4’滿足共模條件下，該四路功率結合器26可以等效成之四個並聯的單路分支線20，每一個單路分支線20如圖7所示，具有等效特性阻抗ZT
，與等效電氣長度（即可視為該四路功率結合器26的微帶線結構的等效特性阻抗ZTE
及等效電氣長度）。
在圖5的該等功率放大模組25之間取一對稱平面Ps1，可得到圖6，每一個第二結合微帶線28的等效微帶線31看到的輸入阻抗Zy
為………(9)式 在本實施例中，每一個第一結合微帶線27與每一個第二結合微帶線28設定為相同寬度，因此…………(10)式 將(10)式代入(9)式並重新整理，可以得到………(11)式 在圖6的該等功率放大模組25之間取一對稱平面Ps2，可得到圖7，其中，………(12)式 將(12)式代入(11)式可以得到………(13)式 故每一個第一結合微帶線27的等效微帶線32看到的輸入阻抗Zx
為………(14)式 (13)式、(14)式顯示圖7即等效於圖5中的該四路功率結合器26。接著，再經由ABCD轉換矩陣，可以將每一個第一結合微帶線27的等效微帶線32、每一個第二結合微帶線28的等效微帶線31再轉換為每一個單路分支線20，可以得到………(15)式……(16)式 並且每一個單路分支線20看到的輸入阻抗Zx
（相等於圖5中的該四路功率結合器26的每一個第一結合微帶線27看到的輸入阻抗）可以再寫成……………(17)式
復參閱圖3與圖5，為使本發明多路射頻功率放大電路具有最大輸出功率及最大功率附加效率，該四路功率結合器26的每一個第一結合微帶線27看到的輸入阻抗Zx
經常利用負載拉移模擬結果獲得，並且特別的是，Zx
通常不與該功率放大模組25的輸出阻抗Zo
成共軛匹配。舉一實例來說，例如工作頻率設計於77GHz，該功率放大模組25的輸出阻抗Zo約為44.3-j214.7Ω，而根據負載拉移（load-pull）的模擬結果，得到該四路功率結合器26的每一個第一結合微帶線27看進去的輸入阻抗Zx
為 Zx
=153.2+j124.5Ω………(18)式 考量圖5中的第三結合微帶線30，得到該輸出阻抗轉換模組29的輸入端看到的該轉換阻抗ZL
為 ZL
=15.3+j39.9Ω………(19)式 將(18)式、(19)式代入(17)式，即能求得ZT
=98.8Ω，=25∘。並且本實施例中，該四路功率結合器26的該等第一結合微帶線27與該等第二結合微帶線28的寬度相同，亦即ZT2
=ZT1
，因此圖7滿足ZT3
=2ZT1
。因此，令該第一特性阻抗ZT1
為一合理值，並將以上求得的ZT
與代入(15)式及(16)式，即能藉由求解聯立方程式，得到每一第一結合微帶線27的第一特性阻抗ZT1
與第一電氣長度，以及每一第二結合微帶線28的第二特性阻抗ZT2
與第二電氣長度。所以，簡言之，透過設計該輸出阻抗轉換模組29的該轉換阻抗ZL
，並且根據負載拉移模擬結果得到ZT
與後，再令該第一特性阻抗ZT1
為一合理值，即能由(15)式及(16)式求出該四路功率結合器26的微帶線結構的第一結合分配線27與第二結合分配線28的第一電氣長度與第二電氣長度。
復參閱圖7，在得到該四路功率分配器26的微帶線結構的等效電氣長度之後，因為……………(20)式 其中，參數為該四路功率結合器26的微帶線結構的物理長度，由上式可以看出該微帶線結構的等效電氣長度與物理長度兩者呈正相關，故在以上實例中其等效電氣長度為25∘而遠小於傳統的威爾金生功率結合器的電氣長度180∘時，其物理長度（約為107.38μm）也會遠小於傳統的威爾金生功率結合器的物理長度。
較佳地，在該輸出阻抗轉換模組29從其輸入端看進去的電阻值的範圍是12Ω≦RL
≦30Ω，且該輸出阻抗轉換模組29從其輸入端看進去的電感值的範圍是20pH≦LL
≦50pH時，可以得到該四路功率結合器26的微帶線結構的等效電氣長度為8.1∘≦≦44.4∘，因此所對應的物理長度都會遠小於傳統的威爾金生功率結合器的物理長度。
另外需要再說明的是，在本實施例中，藉由設計該功率放大模組25的輸入阻抗Zi
，使Zi
≒Zo
，可以使該四路功率結合器26與該四路功率分配器22為完全相同的反向結構，亦即兩者對應的參數完全相同，而不需要重複設計，更加方便。
參閱圖8，圖8顯示本發明多路射頻功率放大電路的模擬與量測結果，其所輸出的該射頻輸出信號的輸出功率在77 GHz可以達到7.2 dBm，且功率附加效率可以達到32.5%。並且在60~94 GHz的頻段中，該射頻輸出信號的輸出功率約在6.5~6.7 dBm，且功率附加效率約在23.2~29.4%之間。因此確實能夠提升功率增益與功率附加效率。
需要再說明的是，在本發明的其他實施態樣中，該多路射頻功率放大電路並不限於以四路來實施，也可以擴展為N路，並使用N路功率分配器、N個功率放大模組，與N路功率結合器，並且較佳地，N為2的乘冪，N為大於或等於4的正整數。其中，該N路功率結合器的微帶線結構的等效電氣長度、物理長度，與從該輸出阻抗轉換模組29的輸入端看到的該轉換阻抗ZL
的關係如下：…………(21)…………(22)式 其中，參數為該N路功率結合器的微帶線結構的等效電氣長度，參數YTE
為該N路功率結合器的微帶線結構的等效特性電導，參數ω為工作頻率，參數為該N路功率結合器的微帶線結構的物理長度，參數ZL
為該轉換阻抗，參數RL
為該轉換阻抗之表示實部的電阻，參數LL
為該轉換阻抗之表示虛部的電感，參數Zx
為該N路功率結合器的每一個第一結合微帶線27的輸入阻抗，參數Rx
為該N路功率結合器的每一個第一結合微帶線27的輸入阻抗Zx
之表示實部的電阻，參數λ為工作頻率的波長。
在本發明的其他實施態樣中，該多路射頻功率放大電路也可以只使用該輸入阻抗轉換模組21，或是該輸出阻抗轉換模組29其中之一，也可以達到該N路功率分配器，或是該N級功率結合器其中之一的微帶線結構的等效電氣長度與物理長度縮短。
綜上所述，本發明多路射頻功率放大電路的優點如下。
1.節省晶片面積：藉由設計該輸出阻抗轉換模組29的該轉換阻抗ZL
的大小，及/或該輸入阻抗轉換模組21的該源阻抗ZS
的大小，即可使該四路功率結合器的26及/或該四路功率分配器22的微帶線結構的等效電氣長度遠小於λ/4（即電氣長度遠小於180∘），因此整體而言，相較於傳統的四路射頻功率放大電路所使用的威爾金生功率分配/結合器需占用四個λ/4的電氣長度，本發明能使整體尺寸縮小進而節省晶片面積，並且減少佈線引起的損耗。
2.提升功率增益與功率附加效率：因為該四路功率結合器26及/或該四路功率分配器22的佈線縮短故能降低高頻引起的信號損耗，且該等功率放大模組25所使用的該電流重用結構能夠降低直流功耗，故能達到高功率增益與高附加功率增益（PAE）。
3.省去多餘電阻：因為該四路功率分配器22與該四路功率結合器26僅為金屬線，因此該四路功率分配器所輸出的該等子信號與該四路功率結合器的電壓皆為同相位，為共模（common mode）操作，因此在該第一分配（結合）微帶線與該第二分配（結合）微帶線之間不會有電流經過，因此兩者之間不需要跨接電阻，而能節省成本；因此，確實可達到本發明之目的。
惟以上所述者，僅為本發明之較佳實施例而已，當不能以此限定本發明實施之範圍，凡是依本發明申請專利範圍及專利說明書內容所作之簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋之範圍內。
11~12‧‧‧威爾金生功率分配器
26‧‧‧四路功率結合器
13~14‧‧‧威爾金生功率結合器
27‧‧‧第一結合微帶線
15~16‧‧‧功率放大模組
271‧‧‧第一段
Pi‧‧‧射頻輸入信號
272‧‧‧第二段
P1‧‧‧第一射頻信號
28‧‧‧第二結合微帶線
P2‧‧‧第二射頻信號
281‧‧‧第一段
P3‧‧‧第三射頻信號
282‧‧‧第二段
P4‧‧‧第四射頻信號
X4~X5‧‧‧節點
P5‧‧‧第五射頻信號
X6‧‧‧輸出端
Po‧‧‧射頻輸出信號
Zout‧‧‧輸出阻抗
Z131~Z132‧‧‧輸入阻抗
ZL‧‧‧轉換阻抗
Z133‧‧‧輸出阻抗
RFout‧‧‧射頻輸出信號
111‧‧‧輸入線
29‧‧‧輸出阻抗轉換模組
112~113‧‧‧分配線
TL4‧‧‧第四微帶線
114~115‧‧‧輸出線
TL5‧‧‧第五微帶線
116‧‧‧電阻
TL6‧‧‧第六微帶線
Z111‧‧‧輸入阻抗
C2‧‧‧第二耦合電容
Z114~Z115‧‧‧輸出阻抗
VD‧‧‧第二偏壓源
30‧‧‧前級電路
Cby2‧‧‧第二旁路電容
RFin‧‧‧射頻輸入信號
V2‧‧‧第二電源電壓
21‧‧‧輸入阻抗轉換模組
40‧‧‧後級負載
TL1‧‧‧第一微帶線
M1‧‧‧第一電晶體
TL2‧‧‧第二微帶線
M2‧‧‧第二電晶體
TL3‧‧‧第三微帶線
LG1‧‧‧第一回授電感
C1‧‧‧第一耦合電容
RF1‧‧‧第一回授電阻
VG‧‧‧第一偏壓源
CF1‧‧‧第一回授電容
Cby1‧‧‧第一旁路電容
CD1‧‧‧第二回授電容
V1‧‧‧第一電源電壓
LD1‧‧‧第三回授電感
ZS‧‧‧源阻抗
LG2‧‧‧第二回授電感
Zin‧‧‧輸入阻抗
RF2‧‧‧第二回授電阻
22‧‧‧四路功率分配器
CD2‧‧‧電容
X1‧‧‧輸入端
Zx‧‧‧輸入阻抗
X2~X3‧‧‧節點
ZT‧‧‧等效特性阻抗
23‧‧‧第一分配微帶線
‧‧‧等效電氣長度
231‧‧‧第一段
‧‧‧物理長度
232‧‧‧第二段
ZT1‧‧‧第一特性阻抗
24‧‧‧第二分配微帶線
‧‧‧第一電氣長度
241‧‧‧第一段
ZT2‧‧‧第二特性阻抗
242‧‧‧第二段
‧‧‧第二電氣長度
S1~S4‧‧‧分流信號
RL‧‧‧電感
25‧‧‧功率放大模組
LL‧‧‧電阻
S1’~S4’‧‧‧放大的分流信號
Ps1~Ps2‧‧‧對稱平面
31‧‧‧等效微帶線
32‧‧‧等效微帶線
26‧‧‧四路功率結合器
13~14‧‧‧威爾金生功率結合器
27‧‧‧第一結合微帶線
15~16‧‧‧功率放大模組
271‧‧‧第一段
Pi‧‧‧射頻輸入信號
272‧‧‧第二段
P1‧‧‧第一射頻信號
28‧‧‧第二結合微帶線
P2‧‧‧第二射頻信號
281‧‧‧第一段
P3‧‧‧第三射頻信號
282‧‧‧第二段
P4‧‧‧第四射頻信號
X4~X5‧‧‧節點
P5‧‧‧第五射頻信號
X6‧‧‧輸出端
Po‧‧‧射頻輸出信號
Zout‧‧‧輸出阻抗
Z131~Z132‧‧‧輸入阻抗
ZL‧‧‧轉換阻抗
Z133‧‧‧輸出阻抗
RFout‧‧‧射頻輸出信號
111‧‧‧輸入線
29‧‧‧輸出阻抗轉換模組
112~113‧‧‧分配線
TL4‧‧‧第四微帶線
114~115‧‧‧輸出線
TL5‧‧‧第五微帶線
116‧‧‧電阻
TL6‧‧‧第六微帶線
Z111‧‧‧輸入阻抗
C2‧‧‧第二耦合電容
Z114~Z115‧‧‧輸出阻抗
VD‧‧‧第二偏壓源
30‧‧‧前級電路
Cby2‧‧‧第二旁路電容
RFin‧‧‧射頻輸入信號
V2‧‧‧第二電源電壓
21‧‧‧輸入阻抗轉換模組
40‧‧‧後級負載
TL1‧‧‧第一微帶線
M1‧‧‧第一電晶體
TL2‧‧‧第二微帶線
M2‧‧‧第二電晶體
TL3‧‧‧第三微帶線
LG1‧‧‧第一回授電感
C1‧‧‧第一耦合電容
RF1‧‧‧第一回授電阻
VG‧‧‧第一偏壓源
CF1‧‧‧第一回授電容
Cby1‧‧‧第一旁路電容
CD1‧‧‧第二回授電容
V1‧‧‧第一電源電壓
LD1‧‧‧第三回授電感
ZS‧‧‧源阻抗
LG2‧‧‧第二回授電感
Zin‧‧‧輸入阻抗
RF2‧‧‧第二回授電阻
22‧‧‧四路功率分配器
CD2‧‧‧電容
X1‧‧‧輸入端
Zx‧‧‧輸入阻抗
X2~X3‧‧‧節點
ZT‧‧‧等效特性阻抗
23‧‧‧第一分配微帶線
‧‧‧等效電氣長度
231‧‧‧第一段
‧‧‧物理長度
232‧‧‧第二段
ZT1‧‧‧第一特性阻抗
24‧‧‧第二分配微帶線
‧‧‧第一電氣長度
241‧‧‧第一段
ZT2‧‧‧第二特性阻抗
242‧‧‧第二段
‧‧‧第二電氣長度
S1~S4‧‧‧分流信號
RL‧‧‧電感
25‧‧‧功率放大模組
LL‧‧‧電阻
S1’~S4’‧‧‧放大的分流信號
Ps1~Ps2‧‧‧對稱平面
31‧‧‧等效微帶線
32‧‧‧等效微帶線
本發明之其他的特徵及功效，將於參照圖式的實施方式中清楚地呈現，其中： 圖1是一方塊圖，說明現有的一四路射頻功率放大電路； 圖2是一方塊圖，輔助圖1說明現有的四路射頻功率放大電路的一威爾金生功率分配器； 圖3是一方塊圖，說明本發明多路射頻功率放大電路的一實施例； 圖4是一方塊圖，輔助圖3說明該實施例的一功率放大模組； 圖5是一電路圖，輔助圖3說明該實施例； 圖6是一電路示意圖，輔助圖3說明該實施例； 圖7是一電路示意圖，輔助圖3說明該實施例；及 圖8是一模擬與量測比較圖，說明本發明多路射頻功率放大電路的輸出功率與功率附加效率的模擬與量測結果。
30‧‧‧前級電路
RFin‧‧‧射頻輸入信號
21‧‧‧輸入阻抗轉換模組
TL1‧‧‧第一微帶線
TL2‧‧‧第二微帶線
TL3‧‧‧第三微帶線
C1‧‧‧第一耦合電容
S1’~S4’‧‧‧放大的分流信號
26‧‧‧四路功率結合器
27‧‧‧第一結合微帶線
271‧‧‧第一段
272‧‧‧第二段
28‧‧‧第二結合微帶線
281‧‧‧第一段
VG‧‧‧第一偏壓源
Cby1‧‧‧第一旁路電容
V1‧‧‧第一電源電壓
ZS‧‧‧源阻抗
Zin‧‧‧輸入阻抗
22‧‧‧四路功率分配器
X1‧‧‧輸入端
X2~X3‧‧‧節點
23‧‧‧第一分配微帶線
231‧‧‧第一段
232‧‧‧第二段
24‧‧‧第二分配微帶線
241‧‧‧第一段
242‧‧‧第二段
S1~S4‧‧‧分流信號
25‧‧‧功率放大模組
282‧‧‧第二段
X4~X5‧‧‧節點
X6‧‧‧輸出端
Zout‧‧‧輸出阻抗
ZL‧‧‧轉換阻抗
RFout‧‧‧射頻輸出信號
29‧‧‧輸出阻抗轉換模組
TL4‧‧‧第四微帶線
TL5‧‧‧第五微帶線
TL6‧‧‧第六微帶線
C2‧‧‧第二耦合電容
VD‧‧‧第二偏壓源
Cby2‧‧‧第二旁路電容
V2‧‧‧第二電源電壓
l T ‧‧‧物理長度
40‧‧‧後級負載
Claims (14)
- 一種多路射頻功率放大電路，包含： 一個N路功率分配器，接收一射頻輸入信號，並將該射頻輸入信號進行功率分配以產生N個分流信號，N為大於或等於4的正整數； N個功率放大模組，電連接該N路功率分配器以分別接收該N個分流信號，並分別將該N個分流信號進行功率放大； 一個N路功率結合器，具有一輸出一射頻輸出信號的輸出端，且電連接該N個功率放大模組以接收功率放大後的該N個分流信號，並將功率放大後的該N個分流信號進行結合以產生該射頻輸出信號，該N路功率結合器是一呈一物理長度的微帶線結構；及 一個輸出阻抗轉換模組，包括一電連接該N路功率結合器的輸出端以接收該射頻輸出信號的輸入端，及一電連接一後級負載的輸出端，該輸出阻抗轉換模組用來將該後級負載的一負載阻抗進行阻抗轉換，以使從該輸出阻抗轉換模組的輸入端看到的一轉換阻抗匹配於從該N路功率結合器的輸出端所看到的一輸出阻抗，且該轉換阻抗的大小決定該N路功率結合器的微帶線結構的物理長度。
- 如請求項第1項所述的多路射頻功率放大電路，其中，該輸出阻抗轉換模組的轉換阻抗的大小是一使該N路功率結合器的微帶線結構的物理長度小於λ/4的阻抗值。
- 如請求項第1項所述的多路射頻功率放大電路，其中，從該輸出阻抗轉換模組的輸入端看到的該轉換阻抗包含一表示實部的電阻及一表示虛部的電感，且該轉換阻抗與該N路功率結合器的微帶線結構的一等效電氣長度、該物理長度的關係如下： 其中，參數為該N路功率結合器的微帶線結構的等效電氣長度，參數YTE 為該N路功率結合器的微帶線結構的等效特性電導，參數ω為工作頻率，參數為該N路功率結合器的微帶線結構的物理長度，參數ZL 為該轉換阻抗，參數RL 為該轉換阻抗之該表示實部的電阻，參數LL 為該轉換阻抗之該表示虛部的電感，參數Zx 為該N路功率結合器的微帶線結構的輸入阻抗，參數Rx 為該N路功率結合器的微帶線結構的輸入阻抗之表示實部的電阻，參數λ為工作頻率的波長。
- 如請求項第1項所述的多路射頻功率放大電路，其中，從該輸出阻抗轉換模組的輸入端看到的該轉換阻抗包含一表示實部的電阻及一表示虛部的電感，且在N=4時，從該輸出阻抗轉換模組的輸入端看到的該電阻值的範圍是12Ω≦RL ≦30Ω，從該輸出阻抗轉換模組的輸入端看到的該電感值的範圍是20pH≦LL ≦50pH。
- 如請求項第1項所述的多路射頻功率放大電路，其中，在N=4時，該N路功率結合器的微帶線結構包括 四個第一結合微帶線，每一第一結合微帶線具有一輸入端及一輸出端，該四個第一結合微帶線的輸入端分別電連接該N個功率放大模組，以分別接收功率放大後的該N個分流信號，及 二個第二結合微帶線，每一第二結合微帶線具有一輸入端及一輸出端，該二個第二結合微帶線的其中之一的輸入端電連接其中二個第一結合微帶線的輸出端，另一第二結合微帶線的輸入端電連接另二個第一結合微帶線的輸出端，且該二個第二結合微帶線的輸出端皆電連接到該N路功率結合器的輸出端，以輸出該射頻輸出信號。
- 如請求項第5項所述的多路射頻功率放大電路，其中，每一第一結合微帶線具有一第一電氣長度，且每一第二結合微帶線具有一第二電氣長度，兩者的關係如下所示：其中，參數為該N路功率結合器的微帶線結構的等效電氣長度，參數為每一第一結合微帶線的第一電氣長度，參數為每一第二結合微帶線的第二電氣長度。
- 如請求項第5項所述的多路射頻功率放大電路，其中，每一第一結合微帶線具有一第一特性阻抗與一第一電氣長度，且該每一第二結合微帶線具有一第二特性阻抗與一第二電氣長度，其關係如下所示： 其中，參數為該N路功率結合器的微帶線結構的等效特性阻抗，參數為每一第一結合微帶線的第一電氣長度，參數為每一第二結合微帶線的第二電氣長度，參數ZT1 為每一第一結合微帶線的第一特性阻抗，參數ZT2 為每一第二結合微帶線的第二特性阻抗。
- 如請求項第1項所述的多路射頻功率放大電路，其中，每一功率放大模組包括 一第一電晶體，具有一控制端、一第一端，及一接地的第二端， 一第一回授電感，具有一電連接該電連接該N路功率分配器並接收該N個分流信號的其中之一的第一端與一電連接該第一電晶體的控制端的第二端， 串聯的一第一回授電容及一第一回授電阻，電連接該第一回授電感的第一端與該第一電晶體的第一端之間， 一第二電晶體，具有一控制端、一電連接該N路功率結合器並輸出該其中之一功率放大後的分流信號的第一端，及一第二端， 一第二回授電感，具有一第一端，與一電連接該第二電晶體的控制端的第二端， 一第二回授電容，具有一電連接該第二回授電感的第一端，與一電連接該第一電晶體的第一端的第二端， 一第三回授電感，具有一電連接該第二電晶體的第二端與一電連接該第二回授電容的第二端的第二端， 一第二回授電阻，具有一電連接於該第二回授電感的第一端的第一端與一電連接該第二電晶體的第一端的第二端，及 一電容，具有一電連接該第二電晶體的第二端的第一端與一電連接到地的第二端。
- 如請求項第1項所述的多路射頻功率放大電路，其中，該N路功率分配器是一呈一物理長度的微帶線結構，並具有一個接收該射頻輸入信號的輸入端，且該多路射頻功率放大電路還包含： 一個輸入阻抗轉換模組，包括一電連接一產生該射頻輸入信號的前級電路的輸入端，及一電連接該N路功率分配器的輸入端的輸出端，該輸入阻抗轉換模組用來將該前級電路的一阻抗進行阻抗轉換，以使該輸入阻抗轉換模組的輸出端看到的一源阻抗匹配於該N路功率分配器的輸入端所看到的一輸入阻抗，且該源阻抗的大小決定該N路功率分配器的微帶線結構的物理長度。
- 如請求項第9項所述的多路射頻功率放大電路，其中，該輸入阻抗轉換模組的源阻抗的大小是一使該N路功率分配器的微帶線結構的物理長度遠小於λ/4的阻抗值。
- 如請求項第9項所述的多路射頻功率放大電路，其中，該輸入阻抗轉換模組還包括 一第一微帶線，具有一電連接該輸入阻抗轉換模組的輸出端的第一端，及一第二端， 一第二微帶線，具有一電連接該第一微帶線的第二端的第一端，及一接收一第一電源電壓的第二端，及 串聯連接的一第一耦合電容與一第三微帶線，電連接該第一微帶線的第二端與該輸入阻抗轉換模組的輸入端之間。
- 如請求項第9項所述的多路射頻功率放大電路，其中，在N=4時，該N路功率分配器的微帶線結構包括 二個第一分配微帶線，每一第一分配微帶線具有一輸入端及一輸出端，該二個第一分配微帶線的輸入端電連接於一起而成為該N路功率分配器的輸入端，以接收該射頻輸入信號，及 四個第二分配微帶線，每一第二分配微帶線具有一輸入端及一輸出端，且其中二個第二分配微帶線的輸入端電連接該二個第一分配微帶線的其中之一的輸出端，另二個第二分配微帶線的輸入端電連接另一個第一分配微帶線的輸出端，且該四個第二分配微帶線的輸出端分別電連接該四個功率放大模組，以分別輸出該等分流信號。
- 如請求項第1項所述的多路射頻功率放大電路，其中，該輸出阻抗轉換模組還包括 一第四微帶線，具有一電連接該輸出阻抗轉換模組的輸入端的第一端，及一第二端， 一第五微帶線，具有一電連接該第四微帶線的第二端的第一端，及一接收一第二電源電壓的第二端，及 串聯連接的一第二耦合電容與一第六微帶線，電連接該第四微帶線的第二端與該輸出阻抗轉換模組的輸出端之間。
- 一種多路射頻功率放大電路，包含： 一個輸入阻抗轉換模組，包括一電連接一前級電路的輸入端，及一輸出端，該前級電路產生一射頻輸入信號； 一個N路功率分配器，具有一個接收該射頻輸入信號的輸入端，該N路功率分配器是一呈一物理長度的微帶線結構，並將該射頻輸入信號進行功率分配以產生N個分流信號，N為大於或等於4的正整數； N個功率放大模組，電連接該N路功率分配器以分別接收該N個分流信號，並分別將該N個分流信號進行功率放大；及 一個N路功率結合器，電連接該N個功率放大模組以接收功率放大後的該N個分流信號，並將功率放大後的該N個分流信號進行結合以產生一射頻輸出信號； 其中，該輸入阻抗轉換模組用來將該前級電路的阻抗進行阻抗轉換，以使該輸入阻抗轉換模組的輸出端看到的一源阻抗匹配於該N路功率分配器的輸入端所看到的一輸入阻抗，且該源阻抗的大小決定該N路功率分配器的微帶線結構的物理長度。
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