TW201705665A - 用於非連續導通模式的單電感雙輸出電源轉換器及其控制方法 - Google Patents

用於非連續導通模式的單電感雙輸出電源轉換器及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本發明實施例提供一種用於非連續導通模式的單電感雙輸出電源轉換器及其控制方法。所述的單電感雙輸出電源轉換器係作用於一個升壓模式及一個升降壓模式之間切換運行，且其中可以是藉由偵測出兩負載之間的差異關係，來對於關聯於各負載運行的時脈信號之輸出時序進行動態地調整，以降低輕負載過程中電感電流為零時的功率消耗，並且進而達到最佳化的能量分配。

Description

用於非連續導通模式的單電感雙輸出電源轉換器及其控制方 法
本發明是有關於一種用於非連續導通模式(Discontinuous Condition Mode，DCM)的單電感雙輸出(Single-Inductor Dual-Output，SIDO)電源轉換器，且特別是一種能藉由偵測出各負載之間的差異關係，來對於關聯於各負載間的時脈信號之相位進行動態地調整，以進而達到最佳化能量分配的單電感雙輸出電源轉換器及其控制方法。
隨著科技的進步，各類電子裝置已經不僅僅只是具備有單一種功能的產品，因此為了有效地滿足其內部各種不同功能元件的電源需求，提供出一種能供應多組不同電壓需求的電源轉換器將顯得相對地重要許多，其中單電感雙輸出電源轉換器即為合適的一種選擇。簡單來說，單電感雙輸出電源轉換器僅使用有一個電感元件便可以提供出兩組的電壓輸出，並且有效地達成面積最小化、低成本及高轉換效率等目的。
請參閱到圖1，圖1是習知的單電感雙輸出電源轉換器的電路示意圖。詳細來說，單電感雙輸出電源轉換器1包括有電感L、第一開關SW1、第二開關SW2、二極體10~12、電容14~16以及脈衝寬度調變(Pulse Width Modulation，PWM)控制電路18，其中PWM控制電路18用來分別控制第一開關SW1及第二開關SW2的 導通或截止狀態，以藉此使得此單電感雙輸出電源轉換器1能夠供應得出兩組不同的輸出電壓VSP、VSN。然而，為了避免互穩壓(Cross-Regulation)之技術問題的影響，此單電感雙輸出電源轉換器1更是進一步地運作在非連續導通模式下。因此，單電感雙輸出電源轉換器1被配置運行於一升壓模式及一升降壓模式之間切換。換句話說，升壓模式與升降壓模式彼此交錯運行，且一旦升壓模式結束完能量的儲存與釋放後，電感L便需即刻地切換為進行升降壓模式的運行，以重新補充輸出電容的電荷。
請同時參閱到圖2，圖2是圖1之單電感雙輸出電源轉換器的運作過程之波形示意圖，其中波形20為電感電流IL的變化，T1為運行一個升壓模式的周期時間，T2則為運行一個升降壓模式的周期時間，且每一周期時間T1及T2中皆分別包含有一段電感電流IL為零的持續時間T1IDL及T2IDL。由此可知，當在上述各負載之間的交錯運行仍屬於為固定頻率周期(例如，T1=T2)的情況下，由於升降壓模式的效率要比升壓模式來得較低，因此對於具有較長持續時間T2IDL的升降壓模式來說，相對容易造成有較大的功率損失。
本發明實施例提供一種用於非連續導通模式的單電感雙輸出電源轉換器。所述單電感雙輸出電源轉換器包括輸出電路、誤差放大電路、電流感測電路、定頻時脈產生電路、時脈調整電路以及PWM邏輯控制電路。輸出電路具有第一輸出端、第二輸出端、電感、第一開關電晶體及第二開關電晶體，其中第一及第二開關電晶體係分別受控於第一及第二控制信號，來決定出其自身的導通或截止狀態，並且以藉此產生出第一及第二輸出電壓。誤差放大電路耦接於第一及第二輸出端，且用以根據所接收到的第一及第二輸出電壓來分別與第一及第二基準電壓進行比較，以藉此產 生出第一及第二負載值。電流感測電路耦接於輸出電路，且用以獲取得到關聯於第一及第二開關電晶體皆為導通狀態時的電感電流作為一感測值。定頻時脈產生電路則用以產生出固定相位相差180度的第一及第二標準時脈信號。時脈調整電路耦接於誤差放大電路及定頻時脈產生電路，且用以根據所接收到的第一及第二負載值之間的差值，來決定是否對於第一及第二標準時脈信號進行調整，以藉此產生出第一及第二輸出時脈信號。PWM邏輯控制電路耦接於輸出電路、誤差放大電路、時脈調整電路及電流感測電路，且用以根據所接收到的第一負載值、第二負載值、第一輸出時脈信號、第二輸出時脈信號以及感測值，來分別產生出第一及第二控制信號，以藉此控制第一及第二開關電晶體的導通或截止狀態。
優選的，所述單電感雙輸出電源轉換器係操作於一峰值電流控制模式(Peak Current Control Mode)。
本發明實施例另提供一種用於非連續導通模式的單電感雙輸出電源轉換器的控制方式。其中，所述單電感雙輸出電源轉換器則係依據前述實施例而建立。此控制方式包括以下步驟。利用誤差放大電路，根據所接收到的第一及第二輸出電壓來分別與第一及第二基準電壓進行比較，以藉此產生出第一及第二負載值。利用電流感測電路，獲取得到關聯於第一及第二開關電晶體皆為導通狀態時的電感電流作為一感測值。利用定頻時脈產生電路，產生出固定相位相差180度的第一及第二標準時脈信號。利用時脈調整電路，根據所接收到的第一及第二負載值之間的差值，來決定是否對於第一及第二標準時脈信號進行調整，以產生出第一及第二輸出時脈信號。利用PWM邏輯控制電路，根據所接收到的第一負載值、第二負載值、第一輸出時脈信號、第二輸出時脈信號及感測值，來分別產生出第一及第二控制信號，以藉此控制第一及第二開關電晶體的導通或截止狀態。
本發明實施例另提供一種用於非連續導通模式的單電感雙輸出電源轉換器。所述單電感雙輸出電源轉換器包括輸出電路、誤差放大電路、電流感測電路、定頻時脈產生電路、時脈調整電路以及PWM邏輯控制電路。輸出電路具有第一輸出端、第二輸出端、電感、第一開關電晶體及第二開關電晶體，其中第一及第二開關電晶體係分別受控於第一及第二控制信號，來決定出其自身的導通或截止狀態，並且以藉此產生出第一及第二輸出電壓。誤差放大電路耦接於第一及第二輸出端，且用以根據所接收到的第一及第二輸出電壓來分別與第一及第二基準電壓進行比較，以藉此產生出第一及第二負載值。電流感測電路耦接於輸出電路，且用以獲取得到關聯於第一開關電晶體為導通狀態而第二開關電晶體為截止狀態時的電感電流作為第一感測值，以及獲取得到關聯於第一開關電晶體為截止狀態而第二開關電晶體為導通狀態時的電感電流作為第二感測值。定頻時脈產生電路則用以產生出固定相位相差180度的第一及第二標準時脈信號。時脈調整電路耦接於電流感測電路及定頻時脈產生電路，且用以根據所接收到的第一及第二感測值之間的差值，來決定是否對於第一及第二標準時脈信號進行調整，以藉此產生出第一及第二輸出時脈信號。PWM邏輯控制電路耦接於輸出電路、誤差放大電路及時脈調整電路，且用以根據所接收到的第一負載值、第二負載值、第一輸出時脈信號、第二輸出時脈信號以及基於內部時脈的斜坡波形，來分別產生出第一及第二控制信號，以藉此控制第一及第二開關電晶體的導通或截止狀態。
優選的，所述單電感雙輸出電源轉換器係操作於一電壓控制模式(Voltage Control Mode)。
本發明實施例另提供一種用於非連續導通模式的單電感雙輸出電源轉換器的控制方式。其中，所述單電感雙輸出電源轉換器則係依據前述實施例而建立。此控制方式包括以下步驟。利用誤 差放大電路，根據所接收到的第一及第二輸出電壓來分別與第一及第二基準電壓進行比較，以藉此產生出第一及第二負載值。利用電流感測電路，獲取得到關聯於第一開關電晶體為導通狀態而第二開關電晶體為截止狀態時的電感電流作為第一感測值，以及獲取得到關聯於第一開關電晶體為截止狀態而第二開關電晶體為導通狀態時的電感電流作為第二感測值。利用定頻時脈產生電路，產生出固定相位相差180度的第一及第二標準時脈信號。利用時脈調整電路，根據所接收到的第一及第二感測值之間的差值，來決定是否對於第一及第二標準時脈信號進行調整，以產生出第一及第二輸出時脈信號。利用PWM邏輯控制電路，根據所接收到的第一負載值、第二負載值、第一輸出時脈信號、第二輸出時脈信號及基於內部時脈的斜坡波形，來分別產生出第一及第二控制信號，以藉此控制第一及第二開關電晶體的導通或截止狀態。
綜上所述，本發明實施例所提供的用於非連續導通模式的單電感雙輸出電源轉換器及其控制方法，可以是藉由偵測出各負載之間的差異關係，來對於關聯於各負載的時脈信號之相位進行動態地調整，以進而達到最佳化能量分配的單電感雙輸出電源轉換器及其控制方法。
為使能更進一步瞭解本發明之特徵及技術內容，請參閱以下有關本發明之詳細說明與附圖，但是此等說明與所附圖式僅係用來說明本發明，而非對本發明的權利範圍作任何的限制。
1、3、3’‧‧‧單電感雙輸出電源轉換器
L‧‧‧電感
SW1‧‧‧第一開關
SW2‧‧‧第二開關
10、12‧‧‧二極體
14、16‧‧‧電容
18‧‧‧PWM控制電路
VSP、VSN‧‧‧輸出電壓
20、60‧‧‧波形
IL‧‧‧電感電流
T1、T2、T1’、T2’‧‧‧周期時間
T1IDL、T2IDL、T1’IDL、T2’IDL‧‧‧持續時間
30‧‧‧輸出電路
31‧‧‧誤差放大電路
33、33’‧‧‧電流感測電路
35‧‧‧定頻時脈產生電路
37、37’‧‧‧時脈調整電路
39、39’‧‧‧PWM邏輯控制電路
OA‧‧‧第一輸出端
OB‧‧‧第二輸出端
VOA‧‧‧第一輸出電壓
VOB‧‧‧第二輸出電壓
LS‧‧‧第一開關電晶體
HS‧‧‧第二開關電晶體
LG‧‧‧第一控制信號
UG‧‧‧第二控制信號
D1‧‧‧第一二極體
D2‧‧‧第二二極體
C1‧‧‧第一輸出電容
C2‧‧‧第二輸出電容
GND‧‧‧接地端
Vref1‧‧‧第一基準電壓
Vref2‧‧‧第二基準電壓
EAO1‧‧‧第一負載值
EAO2‧‧‧第二負載值
SV‧‧‧感測值
CLK1‧‧‧第一標準時脈信號
CLK2‧‧‧第二標準時脈信號
CLK1’‧‧‧第一輸出時脈信號
CLK2’‧‧‧第二輸出時脈信號
310、312‧‧‧比較器
R、R1、R2‧‧‧電阻
390、390’‧‧‧比較電路
392、392’‧‧‧控制電路
800、800’‧‧‧第一比較器
802、802’‧‧‧第二比較器
OP1‧‧‧第一比較信號
OP2‧‧‧第二比較信號
804、804’‧‧‧第一RS正反器
806、806’‧‧‧第一或閘
808、808’‧‧‧第一及閘
810、810’‧‧‧第二RS正反器
812、812’‧‧‧第二或閘
814、814’‧‧‧第二及閘
816、816’‧‧‧第三RS正反器
S1‧‧‧第一設置信號
S2‧‧‧第二設置信號
RS1‧‧‧第一重置信號
RS2‧‧‧第二重置信號
S901~S909、S141~S149‧‧‧流程步驟
SV1‧‧‧第一感測值
SV2‧‧‧第二感測值
ramp‧‧‧斜坡波形
圖1是習知的單電感雙輸出電源轉換器的電路示意圖。
圖2是圖1之單電感雙輸出電源轉換器的運作過程之波形示意圖。
圖3是本發明實施例所提供的用於非連續導通模式的單電感雙輸出電源轉換器之功能方塊圖。
圖4是圖3之單電感雙輸出電源轉換器的輸出電路之電路示意圖。
圖5是圖3之單電感雙輸出電源轉換器的誤差放大電路之電路示意圖。
圖6是本發明實施例所提供的用於非連續導通模式的單電感雙輸出電源轉換器的運作過程之波形示意圖。
圖7是圖3之單電感雙輸出電源轉換器的PWM邏輯控制電路之功能方塊圖。
圖8是圖3之單電感雙輸出電源轉換器的PWM邏輯控制電路之電路示意圖。
圖9是本發明實施例所提供的用於非連續導通模式的單電感雙輸出電源轉換的控制方式之流程示意圖。
圖10是本發明另一實施例所提供的用於非連續導通模式的單電感雙輸出電源轉換器之功能方塊圖。
圖11是圖10之單電感雙輸出電源轉換器的電流感測電路之示意圖。
圖12是圖10之單電感雙輸出電源轉換器的PWM邏輯控制電路之功能方塊圖。
圖13是圖10之單電感雙輸出電源轉換器的PWM邏輯控制電路之電路示意圖。
圖14是本發明另一實施例所提供的用於非連續導通模式的單電感雙輸出電源轉換的控制方式之流程示意圖。
在下文中，將藉由圖式說明本發明之各種實施例來詳細描述本發明。然而，本發明概念可能以許多不同形式來體現，且不應解釋為限於本文中所闡述之例示性實施例。此外，在圖式中相同參考數字可用以表示類似的元件。
首先，請參閱圖3，圖3是本發明實施例所提供的用於非連續導通模式的單電感雙輸出電源轉換器之功能方塊圖。所述單電感雙輸出電源轉換器3包括輸出電路30、誤差放大電路31、電流感測電路33、定頻時脈產生電路35、時脈調整電路37以及PWM邏輯控制電路39。其中單電感雙輸出電源轉換器3中的各元件可以是透過純硬件電路來實現，或者是透過硬件電路搭配固件或軟件來實現。總而言之，本發明並不限制單電感雙輸出電源轉換器3的具體實現方式。另外，上述輸出電路30、誤差放大電路31、電流感測電路33、定頻時脈產生電路35、時脈調整電路37以及PWM邏輯控制電路39可以是整合或是分開設置，且本發明亦不以此為限制。
請同時參閱到圖4，圖4是圖3之單電感雙輸出電源轉換器的輸出電路之電路示意圖，其中圖4中部分與圖3相同之元件以相同之圖號標示，因此於此不再詳述其細節。詳細來說，輸出電路30用以透過第一輸出端OA與第二輸出端OB來分別輸出第一輸出電壓VOA與第二輸出電壓VOB。另外，輸出電路30還包括有電感L、第一開關電晶體LS及第二開關電晶體HS，其中第一與第二開關電晶體LS、HS乃分別受控於第一控制信號LG與第二控制信號UG，來決定出其自身的導通或截止狀態，以藉此產生出第一輸出電壓VOA及第二輸出電壓VOB。實務上，第一開關電晶體LS可以為一N型金氧半場效電晶體(N-channel MOSFET，NMOS)，而第二開關電晶體HS可以為一P型金氧半場效電晶體(P-channel MOSFET，PMOS)，然本發明並不以此為限制。
另外一方面，輸出電路30更可包括有第一二極體D1、第二二極體D2、第一輸出電容C1及第二輸出電容C2，其中第一二極體D1耦接於第一開關電晶體LS的汲極與第一輸出端OA之間，第二二極體D2耦接於第二開關電晶體HS的汲極與第二輸出端OB之間，第一輸出電容C1耦接於第一輸出端OA與接地端GND之 間，且第二輸出電容C2則耦接於第二輸出端OB與接地端GND之間。因此，根據以上內容之教示，本技術領域中具有通常知識者應可理解到，此單電感雙輸出電源轉換器3乃可被配置運行於一升壓模式(即，第一輸出端OA)及一升降壓模式(即，第二輸出端OB)之間交錯切換。值得注意的是，由於輸出電路30之結構為本技術領域中具有通常知識者所習知，因此有關於輸出電路30的細部內容於此就不再多加贅述。總而言之，圖4的實施例僅是單電感雙輸出電源轉換器3內輸出電路30的其中一種詳細實現方式，其並非用以限制本發明，本技術領域中具有通常知識者可依據實際需求或應用來進行設計。
復參閱回圖3，誤差放大電路31乃耦接於第一與第二輸出端OA、OB，並且用以根據所接收到的第一輸出電壓VOA及第二輸出電壓VOB，來分別與第一基準電壓Vref1及第二基準電壓Vref2進行比較，以藉此產生出第一負載值EAO1及第二負載值EAO2。電流感測電路33則耦接於輸出電路30，且用以獲取得到關聯於第一開關電晶體LS及第二開關電晶體HS皆為導通狀態時的電感電流IL作為感測值SV。
另外，定頻時脈產生電路35則用以產生出固定相位相差180度的第一標準時脈信號CLK1及第二標準時脈信號CLK2。時脈調整電路37耦接於誤差放大電路31及定頻時脈產生電路35，且用以根據所接收到的第一負載值EAO1及第二負載值EAO2間的一差值(例如，EAO1-EAO2)，來決定出是否對於第一標準時脈信號CLK1及第二標準時脈信號CLK2進行調整，以藉此產生出第一輸出時脈信號CLK1’及第二輸出時脈信號CLK2’。最後，PWM邏輯控制電路39耦接於輸出電路30、誤差放大電路31、時脈調整電路37及電流感測電路33，且用以根據所接收到的第一負載值EAO1、第二負載值EAO2、第一輸出時脈信號CLK1’、第二輸出時脈信號CLK2’以及感測值SV，來分別產生出第一控制信號LG 及第二控制信號UG，以藉此控制第一開關電晶體LS及第二開關電晶體HS的導通或截止狀態。
如同前面內容所述，由於單電感雙輸出電源轉換器3皆同樣為運作在非連續導通模式的封閉迴路系統，且若以第一輸出端OA為重負載(例如，圖4中所示的升壓模式)而第二輸出端OB為輕負載(例如，圖4中所示的升降壓模式)來說的話，當在各負載之間的交錯運行仍屬於為固定頻率周期(例如，第一標準時脈信號CLK1及第二標準時脈信號CLK2為相位相差180度)時，將會使得一旦輕負載結束完能量的儲存與釋放之後，電感電流IL保持在為零的持續時間會相對過長(例如，圖2中所示的T2IDL)，因而容易造成有較大的功率損失。有鑑於此，本發明實施例的單電感雙輸出電源轉換器3主要精神乃在於，偵測出兩負載之間的差異關係，來對於關聯於各負載運行的時脈信號之輸出時序進行動態地調整，以降低輕負載過程中電感電流IL為零時的功率消耗，並且進而達到最佳化的能量分配。
另外一方面，不論是在升降壓模式或升壓模式的運行過程中，當在進行為能量的儲存時，PWM邏輯控制電路39會是同時控制導通第一開關電晶體LS及第二開關電晶體HS，以促使電感電流IL不斷上升。因此，當在電感電流IL上升至於某上限門檻值時，PWM邏輯控制電路39則必須對於相應於運行在升壓模式或升降壓模式的第一開關電晶體LS或第二開關電晶體HS，進行切換至截止狀態的控制，以達到能量的釋放並且避免能量的儲存超載。有鑑於此，本發明實施例的單電感雙輸出電源轉換器3的另一主要精神則在於，可透過其內部耦接於輸出電路30上的電流感測電路33，來獲取得到關聯於第一開關電晶體LS及第二開關電晶體HS皆為導通狀態時的電感電流IL作為感測值SV，並且使得PWM邏輯控制電路39可藉由感測值SV來有效地判斷出電感電流IL是否已達到為上限，以進而通知對於相應的第一開關電晶體LS或第二開關電 晶體HS進行切換至截止狀態的控制。因此，根據以上內容之教示，本技術領域中具有通常知識者應可理解到，此單電感雙輸出電源轉換器3係操作於一峰值電流控制模式。
為了更進一步說明關於單電感雙輸出電源轉換器3中誤差放大電路31的實現細節，本發明進一步提供其誤差放大電路31的一種實施方式。請同時參閱圖5，圖5是圖3之單電感雙輸出電源轉換器的誤差放大電路之電路示意圖。然而，下述僅是單電感雙輸出電源轉換器3內誤差放大電路31的其中一種詳細實現方式，其並非用以限制本發明。另外，本例所述的誤差放大電路31可以在圖3所示的單電感雙輸出電源轉換器3執行，因此請一併參閱圖3以利理解。其中圖5中部分與圖3相同之元件以相同之圖號標示，因此在此不再詳述其細節。
詳細來說，誤差放大電路31可包含有兩組比較器310、312，並且用以來將第一輸出電壓VOA及第二輸出電壓VOB所產生的漣波電壓分別回饋(FB)至比較器310及比較器312中。另外，比較器310、312分別使得所述的漣波電壓來與第一及第二基準電壓Vref1、Vref2時時刻刻地進行比較，以藉此產生出第一負載值EAO1及第二負載信值EAO2。值得注意的是，由於誤差放大電路31之結構為本技術領域中具有通常知識者所習知，因此有關於誤差放大電路31的細部內容，於此就不再多加贅述。總而言之，根據以上內容之教示，本技術領域中具有通常知識者應可理解到，本實施例單電感雙輸出電源轉換器3內的誤差放大電路31，所輸出的結果可直接用來作為判斷出兩負載之間差異的依據。
舉例來說，復參閱回圖3，當在理想的一假設情況下，若第一輸出端OA及第二輸出端OB皆為升壓模式(或升降壓模式)，且兩組負載供應的電壓需求一致時，將會使得誤差放大電路31所輸出的第一負載值EAO1及第二負載信值EAO2亦會相等，因此第一負載值EAO1及第二負載信值EAO2之間的差值將會等於為零。換言 之，各負載之間的交錯運行仍可採用為固定頻率周期的方式。因此，時脈調整電路37係對於第一標準時脈信號CLK1及第二標準時脈信號CLK2間的相位相差不需要進行調整，並且以輸出第一標準時脈信號CLK1及第二標準時脈信號CLK2來分別作為第一輸出時脈信號CLK1’及第二輸出時脈信號CLK2’。
另外一方面，若以圖4為例，當第一輸出端OA為升壓模式而第二輸出端OB為升降壓模式時，將會使得誤差放大電路31所輸出的第一負載值EAO1要比第二負載信值EAO2來得大，故第一負載值EAO1及第二負載信值EAO2之間的差值將會大於零。因此，時脈調整電路37係對於第一標準時脈信號CLK1及第二標準時脈信號CLK2間的相位相差進行調整，以藉此產生出相位相差大於180度的第一輸出時脈信號CLK1’及第二輸出時脈信號CLK2’。也就是說，當本發明實施例的單電感雙輸出電源轉換器3判斷出第一輸出端OA為重負載而第二輸出端OB為輕負載時，時脈調整電路37將會是輸出相位相差較大的第一及第二輸出時脈信號CLK1’、CLK2’，以進而使得一旦輕負載的第二輸出端OB完成能量釋放之後，不需要再等待上一段過長的持續時間，就可以開始運行第一輸出端OA的能量儲存了。
舉例來說，請參閱到圖6，圖6是本發明實施例所提供的用於非連續導通模式的單電感雙輸出電源轉換器的運作過程之波形示意圖。其中波形60為電感電流IL的變化，T1’為運行一個重負載(例如，升壓模式)的周期時間，而T2’則為運行一個輕負載(例如，升降壓模式)的周期時間，T1’IDL及T2’IDL則為每一周期時間T1及T2內電感電流IL為零時的持續時間。由此可知，相較於圖1習知的單電感雙輸出電源轉換器，本發明實施例的單電感雙輸出電源轉換器3能夠有效地減少輕負載過程中電感電流IL為零的持續時間T2’IDL，以進而降低不必要功率消耗，並且達到最佳化的能量分配。
根據以上之教示，本技術領域中具有通常知識者應可歸納出其中幾種調整第一標準時脈信號CLK1及第二標準時脈信號CLK2間相位相差的具體實現方式。舉例來說，時脈調整電路37可以是將第一標準時脈信號CLK1的每一脈衝提前輸出於相應的第二標準時脈信號CLK2的每一脈衝，或者是，將第二標準時脈信號CLK2的每一脈衝延後輸出於相應的第一標準時脈信號CLK1的每一脈衝，又或者是，同步地進行上述兩方式。總而言之，本發明並不限制調整第一標準時脈信號CLK1及第二標準時脈信號CLK2間相位相差的具體實現方式，本技術領域中具有通常知識者可依據實際需求或應用來進行設計。
附帶一提的是，由於升降壓模式的負載會比升壓模式的負載來得要低，因此關聯於升降壓模式下同時導通第一開關電晶體LS及第二開關電晶體HS的時間，將相對地比關聯於升壓模式下同時導通第一開關電晶體LS及第二開關電晶體HS的時間來得較短。換言之，第二輸出時脈信號CLK2’的脈衝寬度會比第一輸出時脈信號CLK1’的脈衝寬度來得較小許多，如圖6所示。然而，由於各輸出時脈信號的脈衝寬度等並非為本發明的技術特徵，因此有關於各輸出時脈信號的細部內容，於此就不再多加贅述。
相反地，當第一輸出端OA為升降壓模式而第二輸出端OB為升壓模式時，將會使得誤差放大電路31所輸出的第一負載值EAO1要比第二負載信值EAO2來得小，故第一負載值EAO1及第二負載信值EAO2之間的差值將會小於零。因此，時脈調整電路37係對於第一標準時脈信號CLK1及第二標準時脈信號CLK2間的相位相差進行調整，以藉此產生出相位相差小於180度的第一輸出時脈信號CLK1’及第二輸出時脈信號CLK2’。也就是說，當本發明實施例的單電感雙輸出電源轉換器3判斷出第一輸出端OA為輕負載而第二輸出端OB為重負載時，時脈調整電路37將會是輸出相位相差較小的第一及第二輸出時脈信號CLK1’、CLK2’，以進而 使得一旦輕負載的第一輸出端OA完成能量釋放之後，不需要再等待上一段過長的持續時間，就可以開始運行第二輸出端OB的能量儲存了。總而言之，本發明並不限制時脈調整電路37的具體實現方式，本技術領域中具有通常知識者可依據實際需求或應用來設計。
進一步來說，如同前面內容所述，電流感測電路33的精神在於，用來獲取得到關聯於第一開關電晶體LS及第二開關電晶體HS皆為導通狀態時的電感電流IL以作為感測值SV。因此，根據以上之教示，本技術領域中具有通常知識者應可歸納出其中幾種電流感測電路33的具體實現方式。舉例來說，電流感測電路33可以是耦接於第一開關電晶體LS、第二開關電晶體HS、電感L或任何取得到能量儲存時的電感電流資訊的元件上。進一步來說，在設計上，若為了方便可以將電流感測電路33係耦接於第一開關電晶體LS(或第二開關電晶體HS)上一電阻R的兩端點，並且用以當在第一開關電晶體LS及第二開關電晶體HS皆為導通狀態時，感測所流經該電阻R的跨壓值來作為感測值SV，如圖4所示。值得注意的是，圖4中的電流感測電路33僅是其中一種詳細實現方式，其並非用以限制本發明，本技術領域中具有通常知識者可依據實際需求或應用來設計。
另外一方面，為了更進一步說明關於單電感雙輸出電源轉換器3中PWM邏輯控制電路39的實現細節，本發明進一步提供其PWM邏輯控制電路39的一種實施方式。請同時參閱圖7，圖7是圖3之單電感雙輸出電源轉換器的PWM邏輯控制電路之功能方塊圖。然而，下述僅是單電感雙輸出電源轉換器3內PWM邏輯控制電路39的其中一種詳細實現方式，其並非用以限制本發明。因此請一併參閱圖3、圖4與圖5以利理解。其中圖7中部分與圖3相同之元件以相同之圖號標示，因此在此不再詳述其細節。
詳細來說，PWM邏輯控制電路39可包括比較電路390及控制 電路392。其中，比較電路390耦接於誤差放大電路31及電流感測電路33，且用以根據所接收到的第一負載值EAO1、第二負載值EAO2及感測值SV，來分別產生出第一比較信號OP1及第二比較信號OP2。接著，控制電路392耦接於比較電路390、時脈調整電路37及輸出電路30，且用以根據所接收到的第一輸出時脈信號CLK1’、第二輸出時脈信號CLK2’、第一比較信號OP1及第二比較信號OP2，來分別產生出第一控制信號LG及第二控制信號UG。
進一步來說，請同時參閱到圖8，圖8是圖3之單電感雙輸出電源轉換器的PWM邏輯控制電路之電路示意圖。首先，比較電路390包括有第一比較器800及第二比較器802。其中，第一比較器800的正相輸入端及反相輸入端分別接收感測值SV及第一負載值EAO1，並且在感測值SV大於第一負載值EAO1時，第一比較器800的輸出端輸出為真的第一比較信號OP1。另外，第二比較器802的正相輸入端及反相輸入端則分別接收感測值SV及第二負載值EAO2，並且在感測值SV大於第二負載值EAO2時，第二比較器802的輸出端輸出為真的第二比較信號OP2。
接著，控制電路392包括有第一RS正反器804、第一或閘806、第一及閘808、第二RS正反器810、第二或閘812、第二及閘814及第三RS正反器816。其中，第一RS正反器804的設置端(Set)與重置端(Reset)分別接收第一輸出時脈信號CLK1’及第二輸出時脈信號CLK2’。
第一或閘806用以根據第一輸出時脈信號CLK1’及第二輸出時脈信號CLK2’來產生出一第一設置信號S1，而第一及閘808則用以根據第一比較信號OP1及第一RS正反器804的正相輸出端所輸出的信號來產生出一第一重置信號RS1。第二RS正反器810的設置端與重置端則分別接收第一設置信號S1及第一重置信號RS1，並且在其正相輸出端輸出第一控制信號LG。
另外，第二或閘812用以根據第一輸出時脈信號CLK1’及第二 輸出時脈信號CLK2’來產生出一第二設置信號S2，而第二及閘814則用以根據第二比較信號OP2及第一RS正反器804的反相輸出端所輸出的信號來產生出一第二重置信號RS2。第三RS正反器816的設置端與重置端則分別接收第二設置信號S2及第二重置信號RS2，並且在其正相輸出端輸出第二控制信號UG。
舉例來說，當在運行於重負載(例如，圖4所示的第一輸出端OA)的過程中，時脈調整電路37會先是輸出為真(1)的第一輸出時脈信號CLK1’，以使得第二RS正反器810及第三RS正反器816皆輸出為真(1)的第一控制信號LG及第二控制信號UG，來分別導通第一開關電晶體LS及第二開關電晶體HS以進行能量的儲存。
接著，第一比較器800將使得感測值SV與第一負載值EAO1時時刻刻地進行比較，以藉此產生出第一比較信號OP1。因此，當在感測值SV大於第一負載值EAO1時，第一比較器800的輸出端會輸出為真(1)的第一比較信號OP1至第一及閘808。另外，根據習知的正反器運作原理可知，此時的第一RS正反器804的正相輸出端會是同樣輸出為真(1)的信號。因此，第一及閘808輸出為為真(1)的第一重置信號RS1至第二RS正反器810的重置端，以使得第二RS正反器810輸出為不真(0)第一控制信號LG，來截止住第一開關電晶體LS以進行能量的釋放。
因此，根據以上內容，本技術領域中具有通常知識者應可理解到，當在第一及閘808輸出為真(1)的第一重置信號RS1至第二RS正反器810時，控制電路392將可對於相應的第一開關電晶體LS以執行切換至截止狀態的控制。相反地，當在第二及閘814輸出為真(1)的第二重置信號RS2至第三RS正反器816時，控制電路392將可對於相應的第二開關電晶體HS以執行切換至截止狀態的控制。另外，由於比較器、RS正反器、及閘以及或閘之結構為本技術領域中具有通常知識者所習知，因此有關於第一比較器800、第二比較器802、第一RS正反器804、第一或閘806、第一及閘 808、第二RS正反器810、第二或閘812、第二及閘814及第三RS正反器816的細部作動內容，於此就不再多加贅述。總而言之，上述採用的實現方式在此僅是用以舉例說明，其並非用以限制本發明。
值得注意的是，如同前面內容所述，第一開關電晶體LS可以為N型金氧半場效電晶體(NMOS)，而第二開關電晶體HS可以為P型金氧半場效電晶體(PMOS)。因此，本技術領域中具有通常知識者應可理解到，實務上，第三RS正反器816所輸出的第二控制信號UG還需要再經由一個反相器(未繪示)，以輸出經反相過後的第二控制信號UG至為PMOS的第二開關電晶體HS，然本發明並不以此為限制，本技術領域中具有通常知識者可依據實際需求或應用來設計。
另外一方面，為了更進一步說明關於單電感雙輸出電源轉換器3的運作流程，本發明進一步提供其控制方式的一種實施方式。請參閱圖9，圖9是本發明實施例所提供的用於非連續導通模式的單電感雙輸出電源轉換的控制方式之流程示意圖。本例所述的方法可以在圖3所示的單電感雙輸出電源轉換器3執行，因此請一併照圖3與圖9以利理解。另外，詳細步驟流程如前述實施例所述，於此僅作概述而不再多加冗述。
首先，在步驟S901中，利用誤差放大電路，根據所接收到的第一及第二輸出電壓來分別與第一及第二基準電壓進行比較，以藉此產生出第一及第二負載值。在步驟S903中，利用電流感測電路，獲取得到關聯於第一及第二開關電晶體皆為導通狀態時的電感電流作為一感測值。在步驟S905中，利用定頻時脈產生電路，產生出固定相位相差180度的第一及一第二標準時脈信號。在步驟S907中，利用時脈調整電路，根據所接收到的第一及第二負載值之間的差值，來決定是否對於第一及第二標準時脈信號進行調整，以產生出第一及第二輸出時脈信號。在步驟S909中，利用 PWM邏輯控制電路，根據所接收到的第一負載值、第二負載值、第一輸出時脈信號、第二輸出時脈信號及感測值，來分別產生出第一及第二控制信號，以藉此控制第一及第二開關電晶體的導通或截止狀態。
具體來說，當第一及第二負載信值之間的差值為零時，各負載之間的交錯運行仍可採用為固定頻率周期的方式。因此，時脈調整電路係對於第一及第二標準時脈信號間的相位相差不進行調整，並且以輸出第一及第二標準時脈信號來分別作為第一及第二輸出時脈信號。另外，當第一及第二負載信值之間的差值為大於零時，時脈調整電路係對於第一及第二標準時脈信號間的相位相差進行調整，以藉此產生出相位相差大於180度的第一及第二輸出時脈信號。也就是說，使得一旦輕負載的輸出端完成能量釋放之後，不需要再等待上一段過長的持續時間，就可以開始運行重負載的能量儲存了。相反地，當第一及第二負載信值之間的差值為小於零時，時脈調整電路係對於第一及第二標準時脈信號間的相位相差進行調整，以藉此產生出相位相差小於180度的第一及第二輸出時脈信號。總而言之，本發明並不限制時脈調整電路的具體實現方式，本技術領域中具有通常知識者可依據實際需求或應用來設計。
綜上所述，本發明實施例所提供的用於非連續導通模式的單電感雙輸出電源轉換器及其控制方法，可以是藉由偵測出兩負載之間的差異關係，來對於關聯於各負載運行的時脈信號之輸出時序進行動態地調整，以降低輕負載過程中電感電流為零時的功率消耗，並且進而達到最佳化的能量分配。除此之外，操作在峰值電流控制模式的單電感雙輸出電源轉換器及其控制方法，還可透過其內部耦接的電流感測電路，來獲取得到關聯於第一及第二皆為導通狀態時的電感電流作為感測值，並且使得PWM邏輯控制電路可藉由此感測值來有效地判斷出電感電流是否已達到為上限，以 進而通知對於相應的第一或第二開關電晶體，來進行切換至截止狀態的控制。
因此，請參閱到圖10，圖10是本發明另一實施例所提供的用於非連續導通模式的單電感雙輸出電源轉換器之功能方塊圖。其中，圖10中部分與圖3相同之元件以相同之圖號標示，因此在此不再多加詳述其細節。簡單來說，相較於圖3的單電感雙輸出電源轉換器3，圖10的單電感雙輸出電源轉換器3’差異之處在於，單電感雙輸出電源轉換器3’係操作於一電壓控制模式，其中電壓控制模式則是透過誤差放大電路31的結果，來與基於內部時脈的斜坡波形(Ramp)的交接處進行開關控制。
詳細來說，所述單電感雙輸出電源轉換器3’包括輸出電路30、誤差放大電路31、電流感測電路33’、定頻時脈產生電路35、時脈調整電路37’及PWM邏輯控制電路39’。其中各元件可以是透過純硬件電路來實現，或者是透過硬件電路搭配固件或軟件來實現。總而言之，本發明並不限制單電感雙輸出電源轉換器3’的具體實現方式。另外，上述輸出電路30、誤差放大電路31、電流感測電路33’、定頻時脈產生電路35、時脈調整電路37’及PWM邏輯控制電路39’同樣可以是整合或是分開設置，且本發明亦不以此為限制。
進一步來說，同時請參閱到圖11，圖11是圖10之單電感雙輸出電源轉換器的電流感測電路之示意圖。本例所述的電流感測電路33’可以在圖10所示的單電感雙輸出電源轉換器3’中執行，因此請一併照圖10以利理解。另外，圖11中部分與圖10及圖4相同之元件以相同之圖號標示，因此在此不再詳述其細節。
進一步來說，電流感測電路33’則是用以獲取得到關聯於第一開關電晶體LS為截止狀態而第二開關電晶體HS為導通狀態時的電感電流IL作為第一感測值SV1，並且獲取得到關聯於第一開關電晶體LS為導通狀態而第二開關電晶體HS為截止狀態時的電感 電流IL作為第二感測值SV2。因此，在設計上，若為了方便可以將電流感測電路33’係分別耦接於第一開關電晶體LS及第二開關電晶體HS上的各一電阻R1、R2之兩端點，如圖11所示，並且用以當在第一開關電晶體LS為截止狀態而第二開關電晶體HS為導通狀態時，感測所流經電阻R1的跨壓值來作為第一感測值SV1。另外，當在第一開關電晶體LS為導通狀態而第二開關電晶體HS為截止狀態時，感測所流經電阻R2的跨壓值來作為第二感測值SV2。值得注意的是，圖11中的電流感測電路33’僅是其中一種詳細實現方式，其並非用以限制本發明，本技術領域中具有通常知識者可依據實際需求或應用來設計。
復參閱回圖10，時脈調整電路37’則係耦接於電流感測電路33’及定頻時脈產生電路35，且用以根據所接收到的第一感測值SV1及第二感測值SV2之間的差值(例如，SV1-SV2)，來決定是否對於第一及第二標準時脈信號CLK1、CLK2進行調整，以藉此產生出第一及第二輸出時脈信號CLK1’、CLK2’。因此，根據以上內容之教示，本技術領域中具有通常知識者應可理解到，本實施例單電感雙輸出電源轉換器3’內的電流感測電路33’，所分別輸出的結果亦可用來作為判斷出兩負載之間差異的依據。
具體來說，當在理想的一假設情況下，若第一輸出端OA及第二輸出端OB皆為升壓模式(或升降壓模式)，且兩組負載供應的電壓需求一致時，將會使得電流感測電路33’所輸出的第一感測值SV1及第二感測值SV2亦會相等，因此其彼此之間的差值為等於零。換言之，各負載之間的交錯運行仍可採用為固定頻率周期的方式。因此，時脈調整電路37’係對於第一標準時脈信號CLK1及第二標準時脈信號CLK2間的相位相差不需要進行調整，並且以輸出第一標準時脈信號CLK1及第二標準時脈信號CLK2來分別作為第一輸出時脈信號CLK1’及第二輸出時脈信號CLK2’。
另外一方面，若以圖11為例，當第一輸出端OA為升壓模式 而第二輸出端OB為升降壓模式時，將會使得電流感測電路33’所輸出的第一感測值SV1要比第二感測值SV2來得大，故其彼此之間的差值為大於零。因此，時脈調整電路37’係對於第一標準時脈信號CLK1及第二標準時脈信號CLK2間的相位相差進行調整，以藉此產生出相位相差大於180度的第一輸出時脈信號CLK1’及第二輸出時脈信號CLK2’。相反地，當第一輸出端OA為升降壓模式而第二輸出端OB為升壓模式時，將會使得電流感測電路33’所輸出的第一感測值SV1要比第二感測值SV2來得小，故其彼此之間的差值為小於零。因此，時脈調整電路37’係對於第一標準時脈信號CLK1及第二標準時脈信號CLK2間的相位相差進行調整，以藉此產生出相位相差小於180度的第一輸出時脈信號CLK1’及第二輸出時脈信號CLK2’。也就是說，當本發明實施例的單電感雙輸出電源轉換器3’同樣判斷得出兩負載之間的差異，並且以進而對於各負載運行的時脈信號之輸出時序進行動態地調整，使得一旦輕負載完成能量釋放之後，不需要再等待上一段過長的持續時間，就可以開始運行重負載的能量儲存了。
繼續來做說明的話，PWM邏輯控制電路39’則係耦接於輸出電路30、誤差放大電路31及時脈調整電路37’，且用以根據所接收到的第一負載值EAO1、第二負載值EAO0、第一輸出時脈信號CLK1’、第二輸出時脈信號CLK2’以及基於內部時脈的斜坡波形ramp，來分別產生出第一控制信號LG及第二控制信號UG，以藉此控制第一開關電晶體LS及第二開關電晶體HS的導通或截止狀態。
為了更進一步說明關於單電感雙輸出電源轉換器3’中PWM邏輯控制電路39’的實現細節，本發明進一步提供其PWM邏輯控制電路39’的一種實施方式。請同時參閱圖12，圖12是圖10之單電感雙輸出電源轉換器的PWM邏輯控制電路之功能方塊圖。然而，下述僅是單電感雙輸出電源轉換器3’內PWM邏輯控制電路 39’的其中一種詳細實現方式，其並非用以限制本發明。因此請一併參閱圖10與圖11以利理解。其中圖12中部分與圖10相同之元件以相同之圖號標示，因此在此不再詳述其細節。
詳細來說，PWM邏輯控制電路39’可包括比較電路390’及控制電路392’。其中，比較電路390’耦接於誤差放大電路31，且用以根據所接收到的第一負載值EAO1、第二負載值EAO2及斜坡波形ramp，來分別產生出第一比較信號OP1及第二比較信號OP2。接著，控制電路392’耦接於比較電路390’、時脈調整電路37’及輸出電路30，且用以根據所接收到的第一輸出時脈信號CLK1’、第二輸出時脈信號CLK2’、第一比較信號OP1及第二比較信號OP2，來分別產生出第一控制信號LG及第二控制信號UG。
進一步來說，請同時參閱到圖13，圖13是圖10之單電感雙輸出電源轉換器的PWM邏輯控制電路之電路示意圖。首先，比較電路390’包括有第一比較器800’及第二比較器802’。其中，第一比較器800’的正相輸入端及反相輸入端分別接收斜坡波形ramp及第一負載值EAO1，並且在斜坡波形ramp大於第一負載值EAO1時，第一比較器800’的輸出端輸出為真的第一比較信號OP1。另外，第二比較器802’的正相輸入端及反相輸入端則分別接收斜坡波形ramp及第二負載值EAO2，並且在斜坡波形ramp大於第二負載值EAO2時，第二比較器802’的輸出端輸出為真的第二比較信號OP2。
接著，控制電路392’包括有第一RS正反器804’、第一或閘806’、第一及閘808’、第二RS正反器810’、第二或閘812’、第二及閘814’及第三RS正反器816’。其中，第一RS正反器804’的設置端(Set)與重置端(Reset)分別接收第一輸出時脈信號CLK1’及第二輸出時脈信號CLK2’。
第一或閘806’用以根據第一輸出時脈信號CLK1’及第二輸出時脈信號CLK2’來產生出一第一設置信號S1，而第一及閘808’則 用以根據第一比較信號OP1及第一RS正反器804’的正相輸出端所輸出的信號來產生出一第一重置信號RS1。第二RS正反器810’的設置端與重置端則分別接收第一設置信號S1及第一重置信號RS1，並且在其正相輸出端輸出第一控制信號LG。
另外，第二或閘812’用以根據第一輸出時脈信號CLK1’及第二輸出時脈信號CLK2’來產生出一第二設置信號S2，而第二及閘814’則用以根據第二比較信號OP2及第一RS正反器804’的反相輸出端所輸出的信號來產生出一第二重置信號RS2。第三RS正反器816’的設置端與重置端則分別接收第二設置信號S2及第二重置信號RS2，並且在其正相輸出端輸出第二控制信號UG。
因此，根據以上內容，本技術領域中具有通常知識者應可理解到，當在第一及閘808’輸出為真(1)的第一重置信號RS1至第二RS正反器810’時，控制電路392’將可對於相應的第一開關電晶體LS以執行切換至截止狀態的控制。相反地，當在第二及閘814’輸出為真(1)的第二重置信號RS2至第三RS正反器816’時，控制電路392’將可對於相應的第二開關電晶體HS以執行切換至截止狀態的控制。另外，由於比較器、RS正反器、及閘以及或閘之結構為本技術領域中具有通常知識者所習知，因此有關於第一比較器800’、第二比較器802’、第一RS正反器804’、第一或閘806’、第一及閘808’、第二RS正反器810’、第二或閘812’、第二及閘814’及第三RS正反器816’的細部作動內容，於此就不再多加贅述。總而言之，上述採用的實現方式在此僅是用以舉例說明，其並非用以限制本發明。
值得注意的是，如同前面內容所述，第一開關電晶體LS可以為N型金氧半場效電晶體(NMOS)，而第二開關電晶體HS可以為P型金氧半場效電晶體(PMOS)。因此，本技術領域中具有通常知識者應可理解到，實務上，第三RS正反器816’所輸出的第二控制信號UG還需要再經由一個反相器(未繪示)，以輸出經反相過後的 第二控制信號UG至為PMOS的第二開關電晶體HS，然本發明並不以此為限制，本技術領域中具有通常知識者可依據實際需求或應用來設計。
另外一方面，為了更進一步說明關於單電感雙輸出電源轉換器3’的運作流程，本發明進一步提供其控制方式的一種實施方式。請參閱圖14，圖14是本發明另一實施例所提供的用於非連續導通模式的單電感雙輸出電源轉換的控制方式之流程示意圖。本例所述的方法可以在圖10所示的單電感雙輸出電源轉換器3’執行，因此請一併照圖10~圖13以利理解。另外，詳細步驟流程如前述實施例所述，於此僅作概述而不再多加冗述。
首先，在步驟S141中，利用誤差放大電路，根據所接收到的第一及第二輸出電壓來分別與第一及第二基準電壓進行比較，以藉此產生出第一及第二負載值。在步驟S143中，利用電流感測電路，獲取得到關聯於第一開關電晶體為導通狀態而第二開關電晶體為截止狀態時的電感電流作為第一感測值，以及獲取得到關聯於第一開關電晶體為截止狀態而第二開關電晶體為導通狀態時的電感電流作為第二感測值。在步驟S145中，利用定頻時脈產生電路，產生出固定相位相差180度的第一及一第二標準時脈信號。在步驟S147中，利用時脈調整電路，根據所接收到的第一及第二感測值之間的差值，來決定是否對於第一及第二標準時脈信號進行調整，以產生出第一及第二輸出時脈信號。在步驟S149中，利用PWM邏輯控制電路，根據所接收到的第一負載值、第二負載值、第一輸出時脈信號、第二輸出時脈信號及基於內部時脈的斜坡波形，來分別產生出第一及第二控制信號，以藉此控制第一及第二開關電晶體的導通或截止狀態。
具體來說，當第一及第二感測值之間的差值為零時，各負載之間的交錯運行仍可採用為固定頻率周期的方式。因此，時脈調整電路係對於第一及第二標準時脈信號間的相位相差不進行調整， 並且以輸出第一及第二標準時脈信號來分別作為第一及第二輸出時脈信號。另外，當第一及第二感測值之間的差值為大於零時，時脈調整電路係對於第一及第二標準時脈信號間的相位相差進行調整，以藉此產生出相位相差大於180度的第一及第二輸出時脈信號。也就是說，使得一旦輕負載的輸出端完成能量釋放之後，不需要再等待上一段過長的持續時間，就可以開始運行重負載的能量儲存了。相反地，當第一及第二感測值之間的差值為小於零時，時脈調整電路係對於第一及第二標準時脈信號間的相位相差進行調整，以藉此產生出相位相差小於180度的第一及第二輸出時脈信號。總而言之，本發明並不限制時脈調整電路的具體實現方式，本技術領域中具有通常知識者可依據實際需求或應用來設計。
綜上所述，本發明實施例所提供的用於非連續導通模式的單電感雙輸出電源轉換器及其控制方法，可以是藉由偵測出兩負載之間的差異關係，來對於關聯於各負載運行的時脈信號之輸出時序進行動態地調整，以降低輕負載過程中電感電流為零時的功率消耗，並且進而達到最佳化的能量分配。除此之外，操作在電壓控制模式的單電感雙輸出電源轉換器及其控制方法，還可透過其內部耦接的電流感測電路，來獲取得到兩負載時的各別電感電流來作為感測值，以藉此判斷出兩負載之間的差異關係。另外，PWM邏輯控制電路可藉由誤差放大電路所輸出的結果與內部時脈斜坡波形的交接處，以決定進行對於相應的第一或第二開關電晶體切換至截止狀態的控制。
以上所述僅為本發明之實施例，其並非用以侷限本發明之專利範圍。
3‧‧‧單電感雙輸出電源轉換器
30‧‧‧輸出電路
31‧‧‧誤差放大電路
33‧‧‧電流感測電路
35‧‧‧定頻時脈產生電路
37‧‧‧時脈調整電路
39‧‧‧PWM邏輯控制電路
OA‧‧‧第一輸出端
OB‧‧‧第二輸出端
VOA‧‧‧第一輸出電壓
VOB‧‧‧第二輸出電壓
LG‧‧‧第一控制信號
UG‧‧‧第二控制信號
Vref1‧‧‧第一基準電壓
Vref2‧‧‧第二基準電壓
EAO1‧‧‧第一負載值
EAO2‧‧‧第二負載值
SV‧‧‧感測值
CLK1‧‧‧第一標準時脈信號
CLK2‧‧‧第二標準時脈信號
CLK1’‧‧‧第一輸出時脈信號
CLK2’‧‧‧第二輸出時脈信號

Claims (28)

  1. 一種用於非連續導通模式的單電感雙輸出電源轉換器，包括：一輸出電路，具有用以分別輸出一第一輸出電壓及一第二輸出電壓的一第一輸出端及一第二輸出端、一電感、一第一開關電晶體及一第二開關電晶體，其中該第一及該第二開關電晶體係分別受控於一第一控制信號及一第二控制信號，來決定出其自身的導通或截止狀態，並且以藉此產生出該第一輸出電壓及該第二輸出電壓；一誤差放大電路，耦接於該第一及該第二輸出端，且用以根據所接收到的該第一輸出電壓及該第二輸出電壓來分別與一第一基準電壓及一第二基準電壓進行比較，以藉此產生出一第一負載值及一第二負載值；一電流感測電路，耦接於該輸出電路，且用以獲取得到關聯於該第一及該第二開關電晶體皆為導通狀態時的一電感電流作為一感測值；一定頻時脈產生電路，用以產生出固定相位相差180度的一第一標準時脈信號及一第二標準時脈信號；一時脈調整電路，耦接於該誤差放大電路及該定頻時脈產生電路，且用以根據所接收到的該第一及該第二負載值之間的一差值，來決定是否對於該第一及該第二標準時脈信號進行調整，以藉此產生出一第一輸出時脈信號及一第二輸出時脈信號；以及一PWM邏輯控制電路，耦接於該輸出電路、該誤差放大電路、該時脈調整電路及該電流感測電路，且用以根據所接收到的該第一負載值、該第二負載值、該第一輸出時脈信號、該第二輸出時脈信號及該感測值，來分別產生出該第一及該第二控制信號，以藉此控制該第一及該第二開關電晶體的導通或截止狀態。
  2. 如請求項第1項所述的單電感雙輸出電源轉換器，其中該單電感雙輸出電源轉換器係操作於一峰值電流控制模式。
  3. 如請求項第1項所述的單電感雙輸出電源轉換器，其中當在該差值大於零時，該時脈調整電路係對於該第一及該第二標準時脈信號間的相位相差進行調整，以藉此產生出相位相差大於180度的該第一及該第二輸出時脈信號。
  4. 如請求項第1項所述的單電感雙輸出電源轉換器，其中當在該差值小於零時，該時脈調整電路係對於該第一及該第二標準時脈信號間的相位相差進行調整，以藉此產生出相位相差小於180度的該第一及該第二輸出時脈信號。
  5. 如請求項第1項所述的單電感雙輸出電源轉換器，其中當在該差值等於零時，該時脈調整電路係對於該第一及該第二標準時脈信號間的相位相差不進行調整，並且以分別輸出該第一及該第二標準時脈信號來作為該第一及該第二輸出時脈信號。
  6. 如請求項第1項所述的單電感雙輸出電源轉換器，其中該PWM邏輯控制電路包括：一比較電路，耦接於該誤差放大電路及該電流感測電路，且用以根據所接收到的該第一負載值、該第二負載值及該感測值，來分別產生出一第一比較信號及一第二比較信號；以及一控制電路，耦接於該比較電路、該時脈調整電路及該輸出電路，且用以根據所接收到的該第一輸出時脈信號、該第二輸出時脈信號、該第一比較信號及該第二比較信號，來分別產生出該第一控制信號及該第二控制信號。
  7. 如請求項第6項所述的單電感雙輸出電源轉換器，其中該比較電路包括：一第一比較器，用以其一正相輸入端與一反相輸入端分別接收該感測值及該第一負載值，並且在該感測值大於該第一負載值時，在其一輸出端輸出為真的該第一比較信號；以及 一第二比較器，用以其一正相輸入端與一反相輸入端分別接收該感測值及該第二負載值，並且在該感測值大於該第二負載值時，在其一輸出端輸出為真的該第二比較信號。
  8. 如請求項第7項所述的單電感雙輸出電源轉換器，其中該控制電路包括：一第一RS正反器，用以其一設置端與一重置端分別接收該第一輸出時脈信號及該第二輸出時脈信號；一第一或閘，用以根據該第一輸出時脈信號及該第二輸出時脈信號來產生出一第一設置信號；一第一及閘，用以根據該第一比較信號及該第一RS正反器的一正相輸出端所輸出的信號來產生出一第一重置信號；一第二RS正反器，用以其一設置端與一重置端分別接收該第一設置信號及該第一重置信號，並且在其一正相輸出端輸出該第一控制信號；一第二或閘，用以根據該第一輸出時脈信號及該第二輸出時脈信號來產生出一第二設置信號；一第二及閘，用以根據該第二比較信號及該第一RS正反器的一反相輸出端所輸出的信號來產生出一第二重置信號；以及一第三RS正反器，用以其一設置端與一重置端分別接收該第二設置信號及該第二重置信號，並且在其一正相輸出端輸出該第二控制信號。
  9. 如請求項第1項所述的單電感雙輸出電源轉換器，其中該電流感測電路係耦接於該第一開關電晶體或該第二開關電晶體上的一電阻之兩端點，並且用以當在該第一及該第二開關電晶體皆為導通狀態時，感測所流經該電阻的一跨壓值來作為該感測值。
  10. 一種用於非連續導通模式的單電感雙輸出電源轉換器的控制方式，其中該單電感雙輸出電源轉換器包括一輸出電路、一誤 差放大電路、一電流感測電路、一定頻時脈產生電路、一時脈調整電路以及一PWM邏輯控制電路，且該輸出電路具有用以分別輸出一第一輸出電壓及一第二輸出電壓的一第一輸出端及一第二輸出端、一電感、一第一開關電晶體及一第二開關電晶體，其中該第一及該第二開關電晶體係分別受控於一第一控制信號及一第二控制信號，來決定出其自身的導通或截止狀態，並且以藉此產生出該第一輸出電壓及該第二輸出電壓，該控制方法包括：利用該誤差放大電路，根據所接收到的該第一輸出電壓及該第二輸出電壓來分別與一第一基準電壓及一第二基準電壓進行比較，以藉此產生出一第一負載值及一第二負載值；利用該電流感測電路，獲取得到關聯於該第一及該第二開關電晶體皆為導通狀態時的一電感電流作為一感測值；利用該定頻時脈產生電路，產生出固定相位相差180度的一第一標準時脈信號及一第二標準時脈信號；利用該時脈調整電路，根據所接收到的該第一及該第二負載值之間的一差值，來決定是否對於該第一及該第二標準時脈信號進行調整，以產生出一第一輸出時脈信號及一第二輸出時脈信號；以及利用該PWM邏輯控制電路，根據所接收到的該第一負載值、該第二負載值、該第一輸出時脈信號、該第二輸出時脈信號及該感測值，來分別產生出該第一及該第二控制信號，以藉此控制該第一及該第二開關電晶體的導通或截止狀態。
  11. 如請求項第10項所述的控制方式，其中該單電感雙輸出電源轉換器係操作於一峰值電流控制模式。
  12. 如請求項第10項所述的控制方式，其中當在該差值大於零時，該時脈調整電路係對於該第一及該第二標準時脈信號間的相位相差進行調整，以藉此產生出相位相差大於180度的該第一 及該第二輸出時脈信號。
  13. 如請求項第10項所述的控制方式，其中當在該差值小於零時，該時脈調整電路係對於該第一及該第二標準時脈信號間的相位相差進行調整，以藉此產生出相位相差小於180度的該第一及該第二輸出時脈信號。
  14. 如請求項第10項所述的控制方式，其中當在該差值等於零時，該時脈調整電路係對於該第一及該第二標準時脈信號間的相位相差不進行調整，並且以分別輸出該第一及該第二標準時脈信號來作為該第一及該第二輸出時脈信號。
  15. 一種用於非連續導通模式的單電感雙輸出電源轉換器，包括：一輸出電路，具有用以分別輸出一第一輸出電壓及一第二輸出電壓的一第一輸出端及一第二輸出端、一電感、一第一開關電晶體及一第二開關電晶體，其中該第一及該第二開關電晶體係分別受控於一第一控制信號及一第二控制信號，來決定出其自身的導通或截止狀態，並且以藉此產生出該第一輸出電壓及該第二輸出電壓；一誤差放大電路，耦接於該第一及該第二輸出端，且用以根據所接收到的該第一輸出電壓及該第二輸出電壓來分別與一第一基準電壓及一第二基準電壓進行比較，以藉此產生出一第一負載值及一第二負載值；一電流感測電路，耦接於該輸出電路，且用以獲取得到關聯於該第一開關電晶體為導通狀態而該第二開關電晶體為截止狀態時的一電感電流作為一第一感測值，以及獲取得到關聯於該第一開關電晶體為截止狀態而該第二開關電晶體為導通狀態時的電感電流作為一第二感測值；一定頻時脈產生電路，用以產生出固定相位相差180度的一第一標準時脈信號及一第二標準時脈信號；一時脈調整電路，耦接於該電流感測電路及該定頻時脈產 生電路，且用以根據所接收到的該第一及該第二感測值之間的一差值，來決定是否對於該第一及該第二標準時脈信號進行調整，以藉此產生出一第一輸出時脈信號及一第二輸出時脈信號；以及一PWM邏輯控制電路，耦接於該輸出電路、該誤差放大電路及該時脈調整電路，且用以根據所接收到的該第一負載值、該第二負載值、該第一輸出時脈信號、該第二輸出時脈信號以及基於內部時脈的一斜坡波形，來分別產生出該第一及該第二控制信號，以藉此控制該第一及該第二開關電晶體的導通或截止狀態。
  16. 如請求項第15項所述的單電感雙輸出電源轉換器，其中該單電感雙輸出電源轉換器係操作於一電壓控制模式。
  17. 如請求項第15項所述的單電感雙輸出電源轉換器，其中當在該差值大於零時，該時脈調整電路係對於該第一及該第二標準時脈信號間的相位相差進行調整，以藉此產生出相位相差大於180度的該第一及該第二輸出時脈信號。
  18. 如請求項第15項所述的單電感雙輸出電源轉換器，其中當在該差值小於零時，該時脈調整電路係對於該第一及該第二標準時脈信號間的相位相差進行調整，以藉此產生出相位相差小於180度的該第一及該第二輸出時脈信號。
  19. 如請求項第15項所述的單電感雙輸出電源轉換器，其中當在該差值等於零時，該時脈調整電路係對於該第一及該第二標準時脈信號間的相位相差不進行調整，並且以分別輸出該第一及該第二標準時脈信號來作為該第一及該第二輸出時脈信號。
  20. 如請求項第15項所述的單電感雙輸出電源轉換器，其中該PWM邏輯控制電路包括：一比較電路，耦接於該誤差放大電路，且用以根據所接收到的該第一負載值、該第二負載值及該斜坡波形，來分別產生 出一第一比較信號及一第二比較信號；以及一控制電路，耦接於該比較電路、該時脈調整電路及該輸出電路，且用以根據所接收到的該第一輸出時脈信號、該第二輸出時脈信號、該第一比較信號及該第二比較信號，來分別產生出該第一控制信號及該第二控制信號。
  21. 如請求項第20項所述的單電感雙輸出電源轉換器，其中該比較電路包括：一第一比較器，用以其一正相輸入端與一反相輸入端分別接收該斜坡波形及該第一負載值，並且在該斜坡波形大於該第一負載值時，在其一輸出端輸出為真的該第一比較信號；以及一第二比較器，用以其一正相輸入端與一反相輸入端分別接收該斜坡波形及該第二負載值，並且在該斜坡波形大於該第二負載值時，在其一輸出端輸出為真的該第二比較信號。
  22. 如請求項第21項所述的單電感雙輸出電源轉換器，其中該控制電路包括：一第一RS正反器，用以其一設置端與一重置端分別接收該第一輸出時脈信號及該第二輸出時脈信號；一第一或閘，用以根據該第一輸出時脈信號及該第二輸出時脈信號來產生出一第一設置信號；一第一及閘，用以根據該第一比較信號及該第一RS正反器的一正相輸出端所輸出的信號來產生出一第一重置信號；一第二RS正反器，用以其一設置端與一重置端分別接收該第一設置信號及該第一重置信號，並且在其一正相輸出端輸出該第一控制信號；一第二或閘，用以根據該第一輸出時脈信號及該第二輸出時脈信號來產生出一第二設置信號；一第二及閘，用以根據該第二比較信號及該第一RS正反器的一反相輸出端所輸出的信號來產生出一第二重置信號；以及 一第三RS正反器，用以其一設置端與一重置端分別接收該第二設置信號及該第二重置信號，並且在其一正相輸出端輸出該第二控制信號。
  23. 如請求項第15項所述的單電感雙輸出電源轉換器，其中該電流感測電路係分別耦接於該第一開關電晶體及該第二開關電晶體上的各一電阻之兩端點，並且用以當在該第一開關電晶體為截止狀態而該第二開關電晶體為導通狀態時，感測所流經該第二開關電晶體上的該電阻的跨壓值來作為該第一感測值，以及當在該第一開關電晶體為導通狀態而該第二開關電晶體為截止狀態時，感測所流經該第一開關電晶體上的該電阻的跨壓值來作為該第二感測值。
  24. 一種用於非連續導通模式的單電感雙輸出電源轉換器的控制方式，其中該單電感雙輸出電源轉換器包括一輸出電路、一誤差放大電路、一電流感測電路、一定頻時脈產生電路、一時脈調整電路以及一PWM邏輯控制電路，且該輸出電路具有用以分別輸出一第一輸出電壓及一第二輸出電壓的一第一輸出端及一第二輸出端、一電感、一第一開關電晶體及一第二開關電晶體，其中該第一及該第二開關電晶體係分別受控於一第一控制信號及一第二控制信號，來決定出其自身的導通或截止狀態，並且以藉此產生出該第一輸出電壓及該第二輸出電壓，該控制方法包括：利用該誤差放大電路，根據所接收到的該第一輸出電壓及該第二輸出電壓來分別與一第一基準電壓及一第二基準電壓進行比較，以藉此產生出一第一負載值及一第二負載值；利用該電流感測電路，獲取得到關聯於該第一開關電晶體為導通狀態而該第二開關電晶體為截止狀態時的一電感電流作為一第一感測值，以及獲取得到關聯於該第一開關電晶體為截止狀態而該第二開關電晶體為導通狀態時的該電感電流作 為一第二感測值；利用該定頻時脈產生電路，產生出固定相位相差180度的一第一標準時脈信號及一第二標準時脈信號；利用該時脈調整電路，根據所接收到的該第一及該第二感測值之間的一差值，來決定是否對於該第一及該第二標準時脈信號進行調整，以產生出一第一輸出時脈信號及一第二輸出時脈信號；以及利用該PWM邏輯控制電路，根據所接收到的該第一負載值、該第二負載值、該第一輸出時脈信號、該第二輸出時脈信號及基於內部時脈的一斜坡波形，來分別產生出該第一及該第二控制信號，以藉此控制該第一及該第二開關電晶體的導通或截止狀態。
  25. 如請求項第24項所述的控制方式，其中該單電感雙輸出電源轉換器係操作於一電壓控制模式。
  26. 如請求項第24項所述的控制方式，其中當在該差值大於零時，該時脈調整電路係對於該第一及該第二標準時脈信號間的相位相差進行調整，以藉此產生出相位相差大於180度的該第一及該第二輸出時脈信號。
  27. 如請求項第24項所述的控制方式，其中當在該差值小於零時，該時脈調整電路係對於該第一及該第二標準時脈信號間的相位相差進行調整，以藉此產生出相位相差小於180度的該第一及該第二輸出時脈信號。
  28. 如請求項第24項所述的控制方式，其中當在該差值等於零時，該時脈調整電路係對於該第一及該第二標準時脈信號間的相位相差不進行調整，並且以分別輸出該第一及該第二標準時脈信號來作為該第一及該第二輸出時脈信號。
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