CN111934546A - 开关稳压器控制系统和开关稳压器 - Google Patents

开关稳压器控制系统和开关稳压器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种开关稳压器控制系统和开关稳压器。根据本发明实施例，该开关稳压器控制系统包括负载动态检测模块，用于检测系统的输出电压，并基于输出电压生成两路电流信号；以及脉冲宽度调制比较器，用于基于两路电流信号来生成开关控制信号，其中，开关控制信号用于调制输出电压。通过上述方案，可以通过利用负载动态检测模块对输出电压进行检测，生成两路电流信号，并基于两路电流信号来调制输出电压，可以满足对负载动态变化进行快速响应的开关稳压器需求，防止其过冲或跌落。

Description

开关稳压器控制系统和开关稳压器
技术领域
本发明属于集成电路领域，尤其涉及一种开关稳压器控制系统和开关稳压器。
背景技术
恒定频率峰值电流模式开关稳压器在电力电子系统中有广泛的应用。传统的恒定频率峰值电流模式开关稳压器，在负载电流发生跳变时，输出电压可能会有很大的跌落或者过冲，输出电压的这种突变(例如，跌落或过程)可能会导致负载装置无法正常工作。
发明内容
本发明实施例提供一种开关稳压器控制系统和开关稳压器，能够通过利用负载动态检测模块对输出电压进行检测，生成两路电流信号，并基于两路电流信号来调制输出电压，满足对负载动态变化进行快速响应的开关稳压器需求，防止其过冲或跌落。
第一方面，本发明实施例提供了一种开关稳压器控制系统，包括：负载动态检测模块，用于检测系统的输出电压，并基于输出电压生成两路电流信号；以及脉冲宽度调制比较器，用于基于两路电流信号来生成开关控制信号，其中，开关控制信号用于调制输出电压。
根据本发明第一方面提供的系统，还包括：求和电阻，用于基于两路电流信号中的第一路电流信号，生成输入至脉冲宽度调制比较器的一个输入端的第一电压；以及隔离缓冲电阻，用于基于两路电流信号中的第二路电流信号，生成输入至脉冲宽度调制比较器的另一输入端的第二电压，其中，脉冲宽度调制比较器具体用于基于第一电压和第二电压来生成开关控制信号。
根据本发明第一方面提供的系统，还包括：开关控制器，用于基于开关控制信号对系统的输入电压进行斩波处理；以及电感，用于基于斩波后的电压对电感电流进行调制，进而调制输出电压。
根据本发明第一方面提供的系统，还包括：误差放大器，用于接收基准电压和反馈电压，并生成补偿电压；其中，第二电压还取决于补偿电压，反馈电压用于表征输出电压。
根据本发明第一方面提供的系统，在检测到输出电压发生跌落时，第一路电流信号为从求和电阻抽取的第一电流，第二路电流信号为向隔离缓冲电阻注入的第二电流；在检测到输出电压发生过冲时，第一路电流信号为向求和电阻注入的第三电流，第二路电流信号为从隔离缓冲电阻抽取的第四电流。
根据本发明第一方面提供的系统，负载动态检测模块是线性检测模块。
根据本发明第一方面提供的系统，线性检测模块包括跨导放大器，跨导放大器用于基于输出电压和基准电压，生成两路电流信号。
根据本发明第一方面提供的系统，负载动态检测模块包括：电源模块、第一电流镜、第二电流镜、第三电流镜以及第四电流镜；其中，电源模块用于接收基准电压和反馈电压，电源模块的第一输出端连接至第一电流镜的输入端，第一电流镜的一个输出端用于输出第四电流，第一电流镜的另一输出端连接至第二电流镜的输入端，并且第二电流镜的输出端用于输出第三电流，电源模块的第二输出端连接至第三电流镜的输入端，第三电流镜的一个输出端用于输出第一电流，第三电流镜的另一输出端连接至第四电流镜的输入端，并且第四电流镜的输出端用于输出第二电流，其中，反馈电压用于表征输出电压。
根据本发明第一方面提供的系统，电源模块包括第一晶体管、第二晶体管、第一电流源、第二电流源、第三电流源、第四电流源和电阻；其中，第一晶体管的栅极用于接收基准电压，第二晶体管的栅极用于接收反馈电压，第一晶体管的源极经由电阻连接至第二晶体管的源极，并且第一晶体管和第二晶体管的源极与漏极分别连接至第一电流源、第二电流源、第三电流源和第四电流源。
根据本发明第一方面提供的系统，第一电流镜包括第三晶体管、第四晶体管和第五晶体管；其中，第五晶体管的栅极与漏极分别连接至第一晶体管的漏极与源极，第五晶体管的栅极还连接至第三晶体管和第四晶体管的栅极，第三晶体管、第四晶体管和第五晶体管的源极接地，第四晶体管的漏极连接至第二电流镜的输入端，并且第三晶体管的漏极用于输出第四电流。
根据本发明第一方面提供的系统，第一电流镜为NMOS电流镜，并且第三晶体管、第四晶体管和第五晶体管为NMOS晶体管。
根据本发明第一方面提供的系统，第二电流镜包括第六晶体管和第七晶体管；其中，第六晶体管的栅极连接至第七晶体管的栅极和漏极，第六晶体管和第七晶体管的源极用于接收负载动态检测模块的供电电压，第七晶体管的漏极还连接至第一电流镜的另一输出端，并且第六晶体管的漏极用于输出第三电流。
根据本发明第一方面提供的系统，第二电流镜为PMOS电流镜，并且第六晶体管和第七晶体管为PMOS晶体管。
根据本发明第一方面提供的系统，第三电流镜包括第八晶体管、第九晶体管和第十晶体管；其中，第八晶体管的栅极与漏极分别连接至第二晶体管的漏极与源极，第八晶体管的栅极还连接至第九晶体管和第十晶体管的栅极，第八晶体管、第九晶体管和第十晶体管的源极接地，第九晶体管的漏极连接至第四电流镜的输入端，并且第十晶体管的漏极用于输出第一电流。
根据本发明第一方面提供的系统，第三电流镜为NMOS电流镜，并且第八晶体管、第九晶体管和第十晶体管为NMOS晶体管。
根据本发明第一方面提供的系统，第四电流镜包括第十一晶体管和第十二晶体管；其中，第十二晶体管的栅极连接至第十一晶体管的栅极和漏极，第十一晶体管和第十二晶体管的源极用于接收负载动态检测模块的供电电压，第十一晶体管的漏极还连接至第三电流镜的另一输出端，并且第十二晶体管的漏极用于输出第二电流。
根据本发明第一方面提供的系统，第四电流镜为PMOS电流镜，并且第十一晶体管和第十二晶体管为PMOS晶体管。
根据本发明第一方面提供的系统，负载动态检测模块是非线性检测模块，非线性检测模块包括模数转换器或数模转换器。
第二方面，本发明实施例提供了一种开关稳压器，包括：如第一方面的开关稳压器控制系统，开关稳压器为降压型开关稳压器、升压型开关稳压器或升降压型开关稳压器。
本发明实施例的开关稳压器控制系统和开关稳压器，能够利用负载动态检测模块对输出电压进行检测，生成两路电流信号，并基于两路电流信号来调制输出电压，可以满足对负载动态变化进行快速响应的开关稳压器需求，防止其过冲或跌落。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对本发明实施例中所需要使用的附图作简单的介绍，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1示出了本发明实施例提供的开关稳压器控制系统的结构示意图；
图2是图1所示开关稳压器控制系统的具体实现方式的结构示意图；
图3是图2所示开关稳压器控制系统的具体实现方式的结构示意图；
图4是图3所示开关稳压器控制系统的具体实现方式的结构示意图；
图5示出了本发明实施例提供的开关稳压器控制系统在输出电压跌落时各个信号的波形示意图；
图6示出了本发明实施例提供的开关稳压器控制系统在输出电压过冲时各个信号的波形示意图；
图7是图4所示开关稳压器控制系统的具体实现方式的结构示意图；以及
图8示出了本发明实施例提供的负载动态检测模块的具体实现方式的结构示意图。
具体实施方式
下面将详细描述本发明的各个方面的特征和示例性实施例，为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及具体实施例，对本发明进行进一步详细描述。应理解，此处所描述的具体实施例仅被配置为解释本发明，并不被配置为限定本发明。对于本领域技术人员来说，本发明可以在不需要这些具体细节中的一些细节的情况下实施。下面对实施例的描述仅仅是为了通过示出本发明的示例来提供对本发明更好的理解。
需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
现有技术中，为了减少输出电压的这种突变，一种方法可以是，通过增大开关稳压器的输出端处的电容，以利用该电容来注入或者吸收负载电流的突变。然而，这可能会导致一些问题，例如，由于电容的增大而导致的系统成本和尺寸的增加。
此外，另一种方法可以是，通过增大开关稳压器的开关频率，这是因为频率的增大意味着开关稳压器的控制环路可以在更高的带宽下运行，从而对输出电压的变化具有更快的响应速度，从而可以在输出电压开始跌落时更快地加大电感电流以阻止输出电压的跌落，并且在输出电压开始过冲时更快地减小电感电流以阻止输出电压的过冲。
然而，开关频率的增大，可能会导致一些问题，例如一方面可能导致开关稳压器的开关损耗增加，使得系统效率降低；另一方面，在峰值电流模式中，由于整流管反向恢复电流导致的开关管电流前沿尖峰，这种电流前沿尖峰可能会导致开关管的误关断，所以需要前沿消隐(Lead Edge Blanking，LEB)电路，LEB时间通常可以在约100ns至约200ns之间的范围内。但是，开关频率的提高，会减小开关管的导通时间TON，例如在降压稳压器中，输入电压为12V，开关频率为1MHz，输出电压为1.2V，则其开关管的导通时间TON只有100ns，该导通时间小于LEB时间，使得系统无法可靠地工作。
又一种方法可以是，在负载跳变时，增大误差放大器(EA)的跨导gm，以提高误差放大器(EA)的输出对负载的响应速度。然而，在特定的系统外围以及补偿网络下，跨导gm的增大可能会导致环路的不稳定，从而导致系统的输出发生振荡。
为了解决现有技术问题，本发明实施例提供了一种开关稳压器控制系统和开关稳压器。下面首先对本发明实施例所提供的开关稳压器控制系统进行介绍。
作为一个示例，图1示出了本发明实施例提供的开关稳压器控制系统的结构示意图。
如图1所示，该开关稳压器控制系统可以包括：负载动态检测模块110和脉冲宽度调制(Pulse width Modulation，PWM)比较器120。其中，该负载动态检测模块110可以用于检测该开关稳压器控制系统的输出电压VOUT，并基于输出电压VOUT生成两路电流信号(例如，第一路电流信号I1和第二路电流信号I2)，并且该PWM比较器120可以用于基于两路电流信号I1和I2来生成开关控制信号，其中，开关控制信号用于调制该开关稳压器控制系统的输出电压VOUT。
作为一个示例，负载动态检测模块110可以检测开关稳压器控制系统的输出电压VOUT，并且在检测到输出电压VOUT发生过冲或跌落时，生成不同的两路电流信号。例如，在输出电压发生跌落时，第一路电流信号可以为第一电流，第二路电流信号可以为第二电流；在输出电压发生过冲时，第一路电流信号可以为第三电流，第二路电流信号可以为第四电流，这将在下面进一步详细介绍。
作为一个示例，在输出电压发生跌落时，PWM比较器120可以用于基于第一电流和第二电流来生成开关控制信号；在输出电压发生过冲时，PWM比较器120可以用于基于第三电流和第四电流来生成开关控制信号。
通过本发明实施例提供的上述技术方案，通过检测输出电压来生成两路电流信号，进而基于两路电流信号来生成开关控制信号，以调制输出电压，可以在输出电压发生过冲时，阻止输出电压的过冲，并且在输出电压发生跌落时，阻止输出电压的跌落，并且在一定程度上降低了成本和尺寸、提高了效率和可靠性，同时可以满足对负载动态变化进行快速响应的开关稳压器需求。
以下通过具体示例的方式，对本发明实施例提供的开关稳压器控制系统的具体实现方式进行详细的介绍。
作为一个示例，参考图2，图2是图1所示开关稳压器控制系统的具体实现方式的结构示意图。
如图2所示，图2所示的开关稳压器控制系统除了包括图1所示的各个组件之外，还可以包括求和电阻RSUM和隔离缓冲电阻RBUF，其中，相同的组件采用相同的附图标记，求和电阻RSUM可以连接在负载动态检测模块110的一个输出端与PWM比较器120的一个输入端(例如，正相输入端)之间，并且隔离缓冲电阻RBUF可以连接在负载动态检测模块110的另一输出端与PWM比较器120的另一输入端(例如，负相输入端)之间。
作为一个示例，求和电阻RSUM可以用于基于第一路电流信号I1，生成输入至PWM比较器的一个输入端的第一电压(例如，VSUM，参考图4)，并且隔离缓冲电阻RBUF可以用于基于第二路电流信号I2，生成输入至PWM比较器120的另一输入端的第二电压(例如，VCOMP_BUF)，以使得PWM比较器120可以用于基于该第一电压VSUM和第二电压VCOMP_BUF来生成开关控制信号，从而可以基于该开关控制信号来调制输出电压VOUT。
综上，求和电阻RSUM和隔离缓冲电阻RBUF可以用于将两路电流信号转换为两路电压信号，并将这两路电压信号输入至PWM比较器120中，使得PWM比较器120可以用于基于两路电压信号来生成开关控制信号。
以下通过具体示例的方式，对本发明实施例提供的开关稳压器控制系统的具体实现方式进行详细的介绍。
作为一个示例，参考图3，图3是图2所示开关稳压器控制系统的具体实现方式的结构示意图。
如图3所示，图3所示的开关稳压器控制系统除了包括图2所示的各个组件之外，还可以包括开关控制器130和电感L1，其中，相同的组件采用相同的附图标记，该开关控制器130的输入端可以连接至PWM比较器120的输出端，开关控制器130的输出端可以连接至电感L1的一端，电感L1的另一端可以连接至系统的输出端。
作为一个示例，开关控制器130可以用于基于来自PWM比较器120的开关控制信号来对系统的输入电压VIN进行斩波处理，并且电感L1可以用于基于斩波后的电压对电感电流进行调制，进而调制输出电压VOUT。
具体地，当输出电压VOUT发生跌落时，电感电流会逐步增大，因此输入电压VIN就会向输出电压VOUT提供更多的能量，从而更快地阻止输出电压VOUT的跌落；当输出电压VOUT发生过冲时，电感电流会逐步减小，因此输入电压VIN就会向输出电压VOUT提供更少的能量，从而更快地阻止输出电压VOUT过冲。
以下通过具体示例的方式，对本发明实施例提供的开关稳压器控制系统的具体实现方式进行详细的介绍。
作为一个示例，参考图4，图4是图3所示开关稳压器控制系统的具体实现方式的结构示意图。
作为一个示例，在图4所示的实施例中，除了包括图3所示的开关稳压器控制系统的各个组件之外，还可以包括电流采样模块140、斜坡补偿模块150、偏移电流模块160、缓冲器(Buffer)170、误差放大器180、分压模块190以及补偿网络210。
如图4所示，开关控制器130可以接收系统的输入电压VIN和来自PWM比较器120的开关控制信号，开关控制器130的输出端可以连接至电感L1的一端，电感L1的另一端可以连接至电流采样模块140的输入端，电流采样模块140的一输出端可以连接至系统的输出端，电流采样模块140的另一输出端可以连接至求和电阻RSUM的一端，并且电阻RSUM的一端还可以连接至斜坡补偿模块150、偏移电流模块160以及负载动态检测模块110的输出端，以分别从电流采样模块140、斜坡补偿模块150、偏移电流模块160和负载动态检测模块110接收采样电流ISENSE、斜坡补偿电流ISLOPE、偏移电流IDC和第一路电流信号(例如，检测电流IDYN1,3)，求和电阻RSUM的一端还可以连接至PWM比较器120的正相输入端，并且求和电阻RSUM的另一端可以接地，其中该求和电阻RSUM可以用于将ISENSE、ISLOPE、IDC和第一路电流信号(例如，IDYN1,3)叠加在一起产生电压VSUM，并将该电压VSUM输入至PWM比较器120的一输入端(例如，正相输入端)，以供PWM比较器120产生开关控制信号，该电压VSUM为一斜坡电压。
可见，电压VSUM可以取决于电流ISENSE、ISLOPE、IDC和IDYN1,3和电阻RSUM。
此外，分压模块190的输入端可以连接至系统的输出端，分压模块190的输出端可以连接至负载动态检测模块110的输入端，以向负载动态检测模块110提供反馈电压VFB，并且分压模块190的输出端还可以连接至误差放大器180的一输入端(例如，负相输入端)，以向误差放大器180提供反馈电压VFB，误差放大器180的另一输入端(例如，正相输入端)可以用于接收基准电压VREF，使得误差放大器180可以基于基准电压VREF和反馈电压VFB来生成补偿电压VCOMP，并且误差放大器180的输出端可以连接至缓冲器170的输入端，缓冲器170的输入端还连接至补偿网络210，缓冲器170的输出端可以连接至隔离缓冲电阻RBUF的一端，隔离缓冲电阻RBUF的另一端可以连接至PWM比较器120的一输入端(例如，负相输入端)，并且隔离缓冲电阻RBUF的另一端还可以连接至负载动态检测模块110的一输出端，以从负载动态检测模块110接收第二路电流信号(例如，电流IDYN2,4)，其中该隔离缓冲电阻RBUF可以用于将第二路电流信号(例如，电流IDYN2,4)叠加到补偿电压VCOMP上，以产生缓冲电压VCOMP_BUF，进而向PWM比较器120的一输入端(例如，负相输入端)提供电压VCOMP_BUF，以供PWM比较器120产生开关控制信号。
其中，缓冲器170可以用于隔离误差放大器180的输出电压VCOMP。
可见，第二电压除了取决于IDYN2,4和隔离缓冲电阻RBUF之外，还可以取决于补偿电压VCOMP。
并且，PWM比较器120的输出端可以连接至开关控制器130的输入端，其中PWM比较器120可以用于对电压VSUM和缓冲电压VCOMP_BUF进行比较，以产生具有占空比调节信息的开关控制信号，并将该开关控制信号输入至开关控制器130，使得开关控制器130基于开关控制信号对系统的输入电压VIN进行斩波处理，进而对输出电压VOUT进行调制。
在一些实施例中，前面描述的第一路电流信号对应于图4所示的IDYN1,3，并且第二路电流信号对应于图4所示的IDYN2,4，其中IDYN1、IDYN2、IDYN3和IDYN4均为输出电压VOUT的函数，例如IDYN1＝f1(VOUT)，IDYN2＝f2(VOUT)，IDYN3＝f3(VOUT)以及IDYN4＝f4(VOUT)。
其中，负载动态检测模块110可以是线性检测模块或者非线性检测模块，其中该线性检测模块可以为跨导放大器，这将在下面进行介绍，该非线性检测模块可以为模数转换器或数模转换器。
作为一个示例，在检测到输出电压发生跌落时，第一路电流信号为从求和电阻RSUM抽取的第一电流IDYN1，第二路电流信号为向隔离缓冲电阻RBUF注入的第二电流。
具体地，当负载电流ILOAD突然增大时，输出电压VOUT会开始跌落，负载动态检测模块110可以检测到这种跌落，并且生成第一电流IDYN1和第二电流IDYN2。
其中，第一电流IDYN1为负电流，用于减小电压VSUM，并且第二电流IDYN2为正电流，用于增大电压VCOMP_BUF。
具体地，当输出电压VOUT发生跌落时，负载动态检测模块110可以从求和电阻RSUM中抽取第一电流IDYN1，使得求和电阻RSUM上的电压VSUM会瞬时减小，其中，当在输出电压没有发生跌落和过冲时，流经求和电阻RSUM的电流为ISENSE、ISLOPE和IDC之和，故在输出电压发生跌落的情况下，从求和电阻RSUM中抽取的第一电流IDYN1为ISENSE、ISLOPE和IDC之和的一部分。
此外，在从求和电阻RSUM中抽取第一电流IDYN1的同时，负载动态检测模块110还会向隔离缓冲电阻RBUF中注入第二电流IDYN2，使得隔离缓冲电阻RBUF上的电压VCOMP_BUF会瞬时增大。
由恒定频率峰值电流模式的控制特点可知，在VSUM减小且VCOMP_BUF增大的情况下，电感电流IL会逐步增大。因此，输入电压VIN就会向输出电压VOUT提供更多的能量，从而更快地阻止输出电压VOUT的跌落，在若干个开关周期内，便可以将输出电压VOUT调制到稳定的目标值。
作为一个示例，参考图5，图5示出了本发明实施例提供的开关稳压器控制系统在输出电压跌落时各个信号的波形示意图。
参考图5，图5中示出了信号ILOAD、CLK、VCOMP_BUF、VSUM、IL以及VOUT的波形示意图。其中，虚线示出的是未加入负载动态检测模块的开关稳压器控制系统在输出电压跌落时各个信号的波形，而实线示出的是加入了负载动态检测模块的开关稳压器控制系统在输出电压跌落时各个信号的波形。
从图5中可以看出，在输出电压发生跌落的情况下，与未加入负载动态检测模块的开关稳压器控制系统相比，加入了负载动态检测模块的开关稳压器控制系统的各个信号VCOMP_BUF、VSUM、IL以及VOUT均有所增加。可见，加入了负载动态检测模块的开关稳压器可以在输出电压跌落时检测到这种跌落，并快速产生响应以阻止输出电压的跌落。
作为一个示例，在检测到输出电压发生过冲时，第一路电流信号为向求和电阻RSUM注入的第三电流IDYN3，第二路电流信号为从隔离缓冲电阻RBUF抽取的第四电流IDYN4。
具体地，当负载电流ILOAD突然减小时，输出电压会VOUT开始过冲，负载动态检测模块110可以检测到这种过冲，并且生成第三电流IDYN3和第四电流IDYN4。
其中，第三电流IDYN3为正电流，用于增大电压VSUM，并且第四电流IDYN4为负电流，用于减小电压VCOMP_BUF。
具体地，输出电压会VOUT发生过冲时，负载动态检测模块110可以向求和电阻RSUM中注入第三电流IDYN3，使得求和电阻RSUM上的电压VSUM会瞬时增大，与此同时，负载动态检测模块110可以从隔离缓冲电阻RBUF抽取第四电流IDYN4，使得隔离缓冲电阻RBUF上的电压VCOMP_BUF会瞬时减小。
由恒定频率峰值电流模式的控制特点可知，在VSUM增大且VCOMP_BUF减小的情况下，电感电流IL会逐步减小。因此，输入电压VIN就会向输出电压VOUT提供更少的能量，从而更快地阻止输出电压VOUT的过冲，在若干个开关周期内，便可以将输出电压VOUT调制到稳定的目标值。
作为一个示例，参考图6，图6示出了本发明实施例提供的开关稳压器控制系统在输出电压过冲时各个信号的波形示意图。
参考图6，图6中示出了信号ILOAD、CLK、VCOMP_BUF、VSUM、IL以及VOUT的波形示意图。其中，虚线示出的是未加入负载动态检测模块的开关稳压器控制系统在输出电压过冲时各个信号的波形，而实线示出的是加入了负载动态检测模块的开关稳压器控制系统在输出电压过冲时各个信号的波形。
从图6中可以看出，在输出电压发生过冲的情况下，与未加入负载动态检测模块的开关稳压器控制系统相比，加入了负载动态检测模块的开关稳压器控制系统的各个信号VCOMP_BUF、VSUM、IL以及VOUT均有所下降。可见，加入了负载动态检测模块的开关稳压器可以在输出电压过冲时检测到这种过冲，并快速产生响应以阻止输出电压的过冲。
作为一个示例，参考图7，图7是图4所示开关稳压器控制系统的具体实现方式的结构示意图。其中相同的组件采用相同的附图标记。
在一些实施例中，负载动态检测模块110可以包括跨导放大器1101，该跨导放大器1101的一输入端(例如，正相输入端)可以用于接收基准电压VREF，跨导放大器1101的另一输入端(例如，负相输入端)可以用于接收反馈电压VFB，以基于基准电压VREF和反馈电压VFB来生成四个电流，例如在输出电压发生跌落时，可以生成第一电流IDYN1和第二电流IDYN2，在输出电压发生过冲时，可以生成第三电流IDYN3和第四电流IDYN4，并且负载动态检测模块110可以用于将负载动态信息转换为检测电流。
在一些实施例中，开关控制器130可以包括第一开关S1、第二开关S2和逻辑单元1301，其中，第一开关S1可以连接在系统的输入端与电感L1的一端之间，电感L1的一端还可以连接至第二开关S2的一端，第二开关S2的另一端可以接地，并且PWM比较器120的输出端可以连接至逻辑单元1301的输入端，逻辑单元1301的一个输出端可以连接至第一开关S1，逻辑单元1301的另一输出端可以连接至第二开关S2，以对第一开关S1和第二开关S2的导通和断开进行控制，进而对输入电压VIN进行斩波处理。
在一些实施例中，电流采样模块140可以包括电流采样电阻RSENSE和比较器1401，其中，电流采样电阻RSENSE的一端可以连接至电感L1的另一端，电流采样电阻RSENSE的另一端可以连接至系统的输出端，比较器1401的正相输入端和负相输入端可以连接在电流采样电阻RSENSE的两端，并且电流采样模块140可以用于对电感电流进行采样，并且输出采样电流ISENSE，其中该采样电流ISENSE是与电感电流成一定比例的电流。
在一些实施例中，缓冲器170可以为运算放大器1701，该运算放大器1701的一输入端(例如，正相输入端)可以连接至误差放大器180的输出端，运算放大器1701的另一输入端(例如，负相输入端)可以连接至负相输入端的输出端，并且运算放大器1701的输出端可以连接至隔离缓冲电阻RBUF的一端，隔离缓冲电阻RBUF的另一端可以连接至PWM比较器120的一输入端(例如，负相输入端)。
在一些实施例中，分压模块190可以包括例如串联连接的第一电阻RFB1和第二电阻RFB2，第一电阻RFB1的一端可以连接至系统的输出端，第二电阻RFB2的一端可以接地，第一电阻RFB1和第二电阻RFB2的公共端(即，分压模块190的输出端)可以连接至跨导放大器1101的一输入端(例如，负相输入端)，还可以连接至误差放大器180的一输入端(例如，负相输入端)，以向跨导放大器1101和误差放大器180提供反馈电压VFB，其中反馈电压VFB为对输出电压VOUT进行分压之后得到的电压。
在一些实施例中，补偿网络210可以包括补偿电阻RCOMP和补偿电容CCOMP，其中补偿电阻RCOMP的一端可以连接至运算放大器1701的一输入端(例如，正相输入端)和误差放大器180的输出端，补偿电阻RCOMP的另一端可以连接至补偿电容CCOMP的一端，并且补偿电容CCOMP的另一端可以接地。
在图7所示的实施例中，该负载动态检测模块110采用线性的方式实现，即利用跨导放大器1101来实现，其中跨导放大器1101可以用于基于反馈电压VFB和基准电压VREF来生成两路电流信号(例如，第一路电流信号和第二路电流信号)，其中第一路电流信号为与跌落相对应的第一电流和与过冲相对应的第三电流，第二路电流信号为与跌落相对应的第二电流和与过冲相对应的第四电流，这四个电流的大小可以表示为如下：
Figure BDA0002624581910000141
Figure BDA0002624581910000142
Figure BDA0002624581910000143
Figure BDA0002624581910000144
其中，gm为跨导放大器的跨导值，|ΔVOUT|为输出电压VOUT相对于目标电压的变化量，RFB1和RFB2为分压模块190中两个电阻的电阻值，VREF为基准电压，并且α，β，γ，δ为系数，各个系数可以取决于跨导放大器中相应晶体管的宽长比，这将在下面进行介绍。
作为一个示例，图8示出了本发明实施例提供的负载动态检测模块的具体实现方式的结构示意图。
参考图8，图8所示的负载动态检测模块可以包括电源模块、第一电流镜810、第二电流镜820、第三电流镜830以及第四电流镜840。其中，电源模块可以用于接收基准电压VREF和反馈电压VFB，电源模块的第一输出端可以连接至第一电流镜810的输入端，第一电流镜810的一个输出端可以用于输出第四电流IDYN4，第一电流镜810的另一输出端可以连接至第二电流镜820的输入端，并且第二电流镜820的输出端可以用于输出第三电流IDYN3，电源模块的第二输出端可以连接至第三电流镜830的输入端，第三电流镜830的一个输出端可以用于输出第一电流IDYN1，第三电流镜830的另一输出端可以连接至第四电流镜840的输入端，并且第四电流镜840的输出端可以用于输出第二电流IDYN2，其中，反馈电压VFB可以用于表征输出电压VOUT。
在一些实施例中，电源模块可以包括第一晶体管M1、第二晶体管M2、第一电流源850、第二电流源860、第三电流源870、第四电流源880和电阻R。其中，第一晶体管M1的栅极可以用于接收基准电压VREF，第二晶体管M2的栅极可以用于接收反馈电压VFB，第一晶体管M1的源极可以经由电阻R连接至第二晶体管M2的源极，第一晶体管M1的源极还可以连接至第一电流源850的一端，第一电流源850的另一端可以连接至负载动态检测模块的供电电压，第二晶体管M2的源极还可以连接至第二电流源860的一端，第二电流源860的另一端可以连接至前述供电电压，第一晶体管M1的漏极可以连接至第三电流源870的一端，第三电流源870的另一端可以接地，并且第二晶体管M2的漏极可以连接至第四电流源880的一端，第四电流源880的另一端可以接地。
作为一个示例，第一晶体管M1和第二晶体管M2可以为P型金属氧化物半导体场效应(P-Metal-Oxide-Semiconductor，PMOS)晶体管。
在一些实施例中，第一电流镜810可以包括第三晶体管M3、第四晶体管M4和第五晶体管M5。其中，第五晶体管M5的栅极可以连接至第一晶体管M1的漏极，第五晶体管M5的漏极可以连接至第一晶体管M1的源极，第五晶体管M5的栅极还可以连接至第三晶体管M3和第四晶体管M4的栅极，第三晶体管M3、第四晶体管M4和第五晶体管M5的源极可以接地，第四晶体管M4的漏极可以连接至第二电流镜820的输入端(例如，第七晶体管M7的漏极)，并且第三晶体管M3的漏极可以用于输出第四电流IDYN4。
作为一个示例，第一电流镜810可以为N型金属氧化物半导体场效应(N-Metal-Oxide-Semiconductor，NMOS)电流镜，并且第三晶体管M3、第四晶体管M4和第五晶体管M5可以为NMOS晶体管。
在一些实施例中，第二电流镜820可以包括第六晶体管M6和第七晶体管M7。其中，第六晶体管M6的栅极可以连接至第七晶体管M7的栅极和漏极，第六晶体管和第七晶体管M7的源极可以用于接收前述供电电压，第七晶体管M7的漏极还可以连接至第一电流镜810的另一输出端(例如，第四晶体管M4的漏极)，并且第六晶体管M6的漏极可以用于输出第三电流IDYN3。
作为一个示例，第二电流镜820可以为PMOS电流镜，并且第六晶体管M6和第七晶体管M7可以为PMOS晶体管。
可以理解，当输出电压VOUT发生过冲时，图8所示电路的左半部分生成第三电流IDYN3和第四电流IDYN4。而图8所示电路的右半部分不会生成第一电流IDYN1和第二电流IDYN2。
在一些实施例中，第三电流镜830可以包括第八晶体管M8、第九晶体管M9和第十晶体管M10。其中，第八晶体管M8的栅极可以连接至第二晶体管M2的漏极，第八晶体管M8的漏极可以连接至第二晶体管M2的源极，第八晶体管M8的栅极还可以连接至第九晶体管M9和第十晶体管M10的栅极，第八晶体管M8、第九晶体管M9和第十晶体管M10的源极可以接地，第九晶体管M9的漏极可以连接至第四电流镜840的输入端(例如，第十一晶体管M11的漏极)，并且第十晶体管M10的漏极可以用于输出第一电流IDYN1。
作为一个示例，第三电流镜830可以为NMOS电流镜，并且第八晶体管M8、第九晶体管M9和第十晶体管M10为NMOS晶体管。
在一些实施例中，第四电流镜840可以包括第十一晶体管M11和第十二晶体管M12。其中，第十二晶体管M12的栅极可以连接至第十一晶体管M11的栅极和漏极，第十一晶体管M11和第十二晶体管M12的源极可以用于接收前述供电电压，第十一晶体管M11的漏极还可以连接至第三电流镜830的另一输出端(例如，第九晶体管M9的漏极)，并且第十二晶体管M12的漏极可以用于输出第二电流IDYN2。
作为一个示例，第四电流镜840可以为PMOS电流镜，第十一晶体管M11和第十二晶体管M12可以为PMOS晶体管。
应当注意，本发明实施例提供的用于负载动态快速响应的开关稳压器控制系统可以适应于例如降压型开关稳压器、升压型开关稳压器或升降压型开关稳压器等，本发明对此不作限制。
可以理解，当输出电压VOUT发生跌落时，图8所示电路的右半部分生成第一电流IDYN1和第二电流IDYN2。而图8所示电路的左半部分不会生成第三电流IDYN3和第四电流IDYN4。
在如图8所示的实施例中，公式(1)至(4)中的跨导放大器的跨导值
Figure BDA0002624581910000171
并且各个系数分别表示为如下：
Figure BDA0002624581910000172
Figure BDA0002624581910000173
Figure BDA0002624581910000174
Figure BDA0002624581910000175
其中，
Figure BDA0002624581910000176
为第n晶体管的宽长比。
综上，通过本发明实施例提供上述方案，可以通过利用负载动态检测模块对输出电压的过冲或跌落进行检测，并且在输出电压发生过冲或跌落的情况下，生成两路电流，以使得PWM比较器可以基于这两路电流来生成开关控制信号，并将这种开关控制信号输入到开关控制器中，使得开关控制器可以基于该开关控制信号来对输入电压进行斩波，进而控制电感电流，从而控制了输出电压，以在输出电压发生跌落时防止其进一步跌落，并在输出电压发生过冲时防止其进一步过冲，在降低成本和尺寸、提高效率和可靠性的同时，还对负载动态的变化进行了快速响应。
需要明确的是，本发明并不局限于上文所描述并在图中示出的特定配置和处理。为了简明起见，这里省略了对已知方法的详细描述。在上述实施例中，描述和示出了若干具体的步骤作为示例。但是，本发明的方法过程并不限于所描述和示出的具体步骤，本领域的技术人员可以在领会本发明的精神后，作出各种改变、修改和添加，或者改变步骤之间的顺序。
以上所述的结构框图中所示的功能块可以实现为硬件、软件、固件或者它们的组合。当以硬件方式实现时，其可以例如是电子电路、专用集成电路(ASIC)、适当的固件、插件、功能卡等等。当以软件方式实现时，本发明的元素是被用于执行所需任务的程序或者代码段。程序或者代码段可以存储在机器可读介质中，或者通过载波中携带的数据信号在传输介质或者通信链路上传送。“机器可读介质”可以包括能够存储或传输信息的任何介质。机器可读介质的例子包括电子电路、半导体存储器设备、ROM、闪存、可擦除ROM(EROM)、软盘、CD-ROM、光盘、硬盘、光纤介质、射频(RF)链路，等等。代码段可以经由诸如因特网、内联网等的计算机网络被下载。
还需要说明的是，本发明中提及的示例性实施例，基于一系列的步骤或者装置描述一些方法或系统。但是，本发明不局限于上述步骤的顺序，也就是说，可以按照实施例中提及的顺序执行步骤，也可以不同于实施例中的顺序，或者若干步骤同时执行。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为了描述的方便和简洁，上述描述的系统、模块和单元的具体工作过程，可以参考前述方法实施例中的对应过程，在此不再赘述。应理解，本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到各种等效的修改或替换，这些修改或替换都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims (19)

1.一种开关稳压器控制系统，包括：
负载动态检测模块，用于检测所述系统的输出电压，并基于所述输出电压生成两路电流信号；以及
脉冲宽度调制比较器，用于基于所述两路电流信号来生成开关控制信号，其中，所述开关控制信号用于调制所述输出电压。
2.根据权利要求1所述的系统，其特征在于，还包括：
求和电阻，用于基于所述两路电流信号中的第一路电流信号，生成输入至所述脉冲宽度调制比较器的一个输入端的第一电压；以及
隔离缓冲电阻，用于基于所述两路电流信号中的第二路电流信号，生成输入至所述脉冲宽度调制比较器的另一输入端的第二电压，其中，
所述脉冲宽度调制比较器具体用于基于所述第一电压和所述第二电压来生成所述开关控制信号。
3.根据权利要求2所述的系统，其特征在于，还包括；
开关控制器，用于基于所述开关控制信号对所述系统的输入电压进行斩波处理；以及
电感，用于基于斩波后的电压对电感电流进行调制，进而调制所述输出电压。
4.根据权利要求2所述的系统，其特征在于，还包括：
误差放大器，用于接收基准电压和反馈电压，并生成补偿电压；其中，所述第二电压还取决于所述补偿电压，所述反馈电压用于表征所述输出电压。
5.根据权利要求2所述的系统，其特征在于，
在检测到所述输出电压发生跌落时，所述第一路电流信号为从所述求和电阻抽取的第一电流，所述第二路电流信号为向所述隔离缓冲电阻注入的第二电流；
在检测到所述输出电压发生过冲时，所述第一路电流信号为向所述求和电阻注入的第三电流，所述第二路电流信号为从所述隔离缓冲电阻抽取的第四电流。
6.根据权利要求1所述的系统，其特征在于，
所述负载动态检测模块是线性检测模块。
7.根据权利要求6所述的系统，其特征在于，
所述线性检测模块包括跨导放大器，所述跨导放大器用于基于所述输出电压和基准电压，生成所述两路电流信号。
8.根据权利要求1所述的系统，其特征在于，
所述负载动态检测模块包括：电源模块、第一电流镜、第二电流镜、第三电流镜以及第四电流镜；其中，
所述电源模块用于接收基准电压和反馈电压，所述电源模块的第一输出端连接至所述第一电流镜的输入端，所述第一电流镜的一个输出端用于输出所述第四电流，所述第一电流镜的另一输出端连接至所述第二电流镜的输入端，并且所述第二电流镜的输出端用于输出所述第三电流，所述电源模块的第二输出端连接至所述第三电流镜的输入端，所述第三电流镜的一个输出端用于输出所述第一电流，所述第三电流镜的另一输出端连接至所述第四电流镜的输入端，并且所述第四电流镜的输出端用于输出所述第二电流，其中，所述反馈电压用于表征所述输出电压。
9.根据权利要求8所述的系统，其特征在于，
所述电源模块包括第一晶体管、第二晶体管、第一电流源、第二电流源、第三电流源、第四电流源和电阻；其中，
所述第一晶体管的栅极用于接收所述基准电压，所述第二晶体管的栅极用于接收所述反馈电压，所述第一晶体管的源极经由所述电阻连接至所述第二晶体管的源极，并且所述第一晶体管和所述第二晶体管的源极与漏极分别连接至所述第一电流源、所述第二电流源、所述第三电流源和所述第四电流源。
10.根据权利要求9所述的系统，其特征在于，
所述第一电流镜包括第三晶体管、第四晶体管和第五晶体管；其中，
所述第五晶体管的栅极与漏极分别连接至所述第一晶体管的漏极与源极，所述第五晶体管的栅极还连接至所述第三晶体管和所述第四晶体管的栅极，所述第三晶体管、所述第四晶体管和所述第五晶体管的源极接地，所述第四晶体管的漏极连接至所述第二电流镜的输入端，并且所述第三晶体管的漏极用于输出所述第四电流。
11.根据权利要求10所述的系统，其特征在于，
所述第一电流镜为NMOS电流镜，并且所述第三晶体管、所述第四晶体管和所述第五晶体管为NMOS晶体管。
12.根据权利要求8所述的系统，其特征在于，
所述第二电流镜包括第六晶体管和第七晶体管；其中，
所述第六晶体管的栅极连接至所述第七晶体管的栅极和漏极，所述第六晶体管和所述第七晶体管的源极用于接收所述负载动态检测模块的供电电压，所述第七晶体管的漏极还连接至所述第一电流镜的另一输出端，并且所述第六晶体管的漏极用于输出所述第三电流。
13.根据权利要求12所述的系统，其特征在于，
所述第二电流镜为PMOS电流镜，并且所述第六晶体管和所述第七晶体管为PMOS晶体管。
14.根据权利要求9所述的系统，其特征在于，
所述第三电流镜包括第八晶体管、第九晶体管和第十晶体管；其中，
所述第八晶体管的栅极与漏极分别连接至所述第二晶体管的漏极与源极，所述第八晶体管的栅极还连接至所述第九晶体管和所述第十晶体管的栅极，所述第八晶体管、所述第九晶体管和所述第十晶体管的源极接地，所述第九晶体管的漏极连接至所述第四电流镜的输入端，并且所述第十晶体管的漏极用于输出所述第一电流。
15.根据权利要求14所述的系统，其特征在于，
所述第三电流镜为NMOS电流镜，并且所述第八晶体管、所述第九晶体管和所述第十晶体管为NMOS晶体管。
16.根据权利要求8所述的系统，其特征在于，
所述第四电流镜包括第十一晶体管和第十二晶体管；其中，
所述第十二晶体管的栅极连接至所述第十一晶体管的栅极和漏极，所述第十一晶体管和所述第十二晶体管的源极用于接收所述负载动态检测模块的供电电压，所述第十一晶体管的漏极还连接至所述第三电流镜的另一输出端，并且所述第十二晶体管的漏极用于输出所述第二电流。
17.根据权利要求16所述的系统，其特征在于，
所述第四电流镜为PMOS电流镜，并且所述第十一晶体管和所述第十二晶体管为PMOS晶体管。
18.根据权利要求1所述的系统，其特征在于，
所述负载动态检测模块是非线性检测模块，所述非线性检测模块包括模数转换器或数模转换器。
19.一种开关稳压器，包括如权利要求1至18中任一项所述的开关稳压器控制系统，所述开关稳压器为降压型开关稳压器、升压型开关稳压器或升降压型开关稳压器。
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Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115037118A (zh) * 2022-05-07 2022-09-09 电子科技大学 一种高精度高速电流比较器
CN115173673A (zh) * 2022-08-15 2022-10-11 芯洲科技（北京）有限公司 供电装置和供电系统
CN115373458A (zh) * 2022-10-24 2022-11-22 成都市安比科技有限公司 一种输出电压快速响应的ldo电源
CN117294142A (zh) * 2023-11-24 2023-12-26 上海英联电子科技有限公司 电压转换电路

Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103683935A (zh) * 2013-12-03 2014-03-26 成都芯源系统有限公司 一种开关模式电源及其控制电路和控制方法
US20140266122A1 (en) * 2013-03-14 2014-09-18 Analog Devices Technology Apparatus and methods for transient compensation of switching power regulators
US20140300330A1 (en) * 2012-09-27 2014-10-09 Asahi Kasei Microdevices Corporation Switching power supply circuit
US20150200592A1 (en) * 2014-01-10 2015-07-16 Samsung Electronics Co., Ltd. Dual-mode switching d.c.-to-d.c. converter and method of controlling the same
CN105896965A (zh) * 2016-05-16 2016-08-24 南京矽力杰半导体技术有限公司 功率变换器、控制电路和控制方法
TW201705665A (zh) * 2015-07-31 2017-02-01 茂達電子股份有限公司 用於非連續導通模式的單電感雙輸出電源轉換器及其控制方法
CN107168453A (zh) * 2017-07-03 2017-09-15 电子科技大学 一种基于纹波预放大的全集成低压差线性稳压器
US9806617B1 (en) * 2016-09-09 2017-10-31 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Switch mode power converter with overshoot and undershoot transient control circuits
US9966832B1 (en) * 2017-05-09 2018-05-08 Linear Technology Corporation Predictive ripple-cancelling signal into error amplifier of switch mode power supply
CN208675109U (zh) * 2017-05-16 2019-03-29 半导体组件工业公司 用于从/使用输入电压来生成输出电压的电路

Patent Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20140300330A1 (en) * 2012-09-27 2014-10-09 Asahi Kasei Microdevices Corporation Switching power supply circuit
US20140266122A1 (en) * 2013-03-14 2014-09-18 Analog Devices Technology Apparatus and methods for transient compensation of switching power regulators
CN103683935A (zh) * 2013-12-03 2014-03-26 成都芯源系统有限公司 一种开关模式电源及其控制电路和控制方法
US20150200592A1 (en) * 2014-01-10 2015-07-16 Samsung Electronics Co., Ltd. Dual-mode switching d.c.-to-d.c. converter and method of controlling the same
TW201705665A (zh) * 2015-07-31 2017-02-01 茂達電子股份有限公司 用於非連續導通模式的單電感雙輸出電源轉換器及其控制方法
CN105896965A (zh) * 2016-05-16 2016-08-24 南京矽力杰半导体技术有限公司 功率变换器、控制电路和控制方法
US9806617B1 (en) * 2016-09-09 2017-10-31 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Switch mode power converter with overshoot and undershoot transient control circuits
US9966832B1 (en) * 2017-05-09 2018-05-08 Linear Technology Corporation Predictive ripple-cancelling signal into error amplifier of switch mode power supply
CN208675109U (zh) * 2017-05-16 2019-03-29 半导体组件工业公司 用于从/使用输入电压来生成输出电压的电路
CN107168453A (zh) * 2017-07-03 2017-09-15 电子科技大学 一种基于纹波预放大的全集成低压差线性稳压器

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115037118A (zh) * 2022-05-07 2022-09-09 电子科技大学 一种高精度高速电流比较器
CN115037118B (zh) * 2022-05-07 2024-03-26 电子科技大学 一种高精度高速电流比较器
CN115173673A (zh) * 2022-08-15 2022-10-11 芯洲科技（北京）有限公司 供电装置和供电系统
CN115373458A (zh) * 2022-10-24 2022-11-22 成都市安比科技有限公司 一种输出电压快速响应的ldo电源
CN115373458B (zh) * 2022-10-24 2022-12-27 成都市安比科技有限公司 一种输出电压快速响应的ldo电源
CN117294142A (zh) * 2023-11-24 2023-12-26 上海英联电子科技有限公司 电压转换电路
CN117294142B (zh) * 2023-11-24 2024-02-06 上海英联电子科技有限公司 电压转换电路

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