TW201624901A - 在反激轉換器中判斷負載狀態的電路及方法 - Google Patents

Abstract

本發明涉及電源轉換系統，是在電壓轉換器中對輸出電流進行檢測並計算，判斷轉換器是否進入超載狀態。利用提供預設電流的第一電流源為第一電容充電和利用提供參考電流的第二電流源為第二電容充電，將第一電容上變化的電壓輸入到一個比較器的正相輸入端和將第二電容上變化的電壓輸入到比較器的反相輸入端，當反激轉換器傳輸給負載的輸出電流發生變化引起預設電流變化時，利用比較器輸出的比較結果檢測負載狀態。

Description

在反激轉換器中判斷負載狀態的電路及方法

本發明主要涉及電源轉換系統，確切地說，是在應用於電源領域的電壓反激轉換器中對輸出電流進行檢測並計算，判斷轉換器是否進入超載狀態。

在常規的電源轉換系統中，通常會採用進行恒壓或恒流控制的開關電源方式。在電源轉換系統中變壓器的初級繞組上控制開關元件的開啟或斷開，在變壓器的初級繞組上週期性的產生流經的開關元件的電流，並且初級側的能量傳遞給次級側，在次級繞組上產生的交流電經過注入二極體及電容器等整流濾波後，轉化成直流電供給負載。

但如何精准的預算出提供給負載的輸出電流是一個苛待解決的難題，因為這是我們精確地設計拓撲的主要因素之一，尤其是能夠在電流連續模式CCM和電流斷續模式DCM都相容的前提下，計算出輸出電流更是現有技術所難以企及的一個問題。進一步而言，如何將計算出的輸出電流或與輸出電流成比例的電流設置為判斷反激電壓轉換器是否進入超載狀態的依據，是我們需要解決的問題。

在本發明提供的一種在反激轉換器中判斷負載狀態的電路中，包括：一個偵測模組，檢測流經與初級繞組串聯的一個感應電阻上的初級電流，並在用於控制初級繞組接通或斷開的一個主開關被一個控制信號關斷的瞬間，探測出流經感應電阻的關斷電流值I_OFF，以及在用於屏蔽初級電流起始尖峰脈衝的一個前緣遮蔽信號的有效狀態結束的瞬間，探測出流經感應電阻的前 緣遮蔽電流值I_LEB；一個提供預設電流I_SUM的第一電流源和一個提供參考電流I_REF的第二電流源，預設電流I_SUM包含了由關斷電流值I_OFF和前緣遮蔽電流值I_LEB相加得到的和值因數，可理解為預設電流I_SUM與和值被設定為成預設比例關係K；一個利用第一電流源充電的第一電容和一個利用第二電流源充電的第二電容；一個比較器，將第一電容上變化的電壓輸入到比較器的正相輸入端和將第二電容上變化的電壓輸入到比較器的反相輸入端，當反激轉換器傳輸給負載的輸出電流發生變化引起預設電流I_SUM變化時，利用比較器輸出的比較結果檢測負載狀態。

上述電路，預設電流I_SUM等於關斷電流值I_OFF和前緣遮蔽電流值I_LEB兩者總和的和值的二分之一。上述電路，第一電流源和第一電容之間連接有一個開關，開關在所述主開關的每個週期T_S內僅僅在主開關的關斷時段T_OFF內接通，在每個週期的餘下時段關斷。

上述電路，第一電容的電容值為C₁₁及第二電容的電容值為C₁₂，以預設電流I_SUM是否超過一個設定的額定電流值I_SUM1來判斷負載是否進入超載狀態，並且

上述電路，第二電流源和第二電容之間連接有一個開關，開關在所述主開關的每個週期開始導通的時刻開始被接通，直至每個週期的二分之一的時刻才被關斷；並且第二電流源提供兩倍的參考電流I_REF，使第二電容在週期T_S總時間的二分之一結束時充電的總電壓維持在：

上述電路，設置第一電容的電容值C₁₁與第二電容的電容值C₁₂相等。

上述電路，當實際預設電流I_SUM超過額定電流值I_SUM1時，每個週期T_S之中在主開關的關斷時段T_OFF內，比較器的輸出會從低電平翻轉成高電平；或者當實際預設電流I_SUM低於額定電流值I_SUM1時，在每個週期T_S之中比較器的輸出都維持在低電平。

上述電路，還包括接收比較器輸出結果的單穩態觸發器和包括與單穩態觸發器連接的計數器，比較器每次從低電平翻轉成高電平的上升沿的時刻，誘發單穩態觸發器輸出一個高電平信號給計數器，當計數器在連續的數個週期中的每個週期內都收到單穩態觸發器輸出的高電平信號，則計數器發出一個負載進入重負載狀態的超載保護信號。

上述電路，包括與第一電容並聯的一個開關和與第二電容並聯的一個開關，於每個週期結束的時刻被觸發接通，從而將與第一電容並聯的開關和與第二電容並聯的開關予以接通，以同步對第一、第二電容實施瞬時放電。

上述電路，還包括一個採樣保持鎖存器，所述偵測模組具有一個第一電壓電流轉換器，採集用於表徵初級電流大小的跨於感應電阻上的電壓感測信號，並將電壓感測信號轉換成流經連接在第一電壓電流轉換器的電流輸出端和接地端之間的一個轉換電阻的中間電流；在主開關關斷的瞬間，偵測模組將此瞬間施加於轉換電阻上的電壓轉換成與關斷電流值I_OFF對應的電壓感測信號輸送給採樣保持鎖存器儲存；在前緣遮蔽信號的有效狀態結束的瞬間，偵測模組將此瞬間施加於轉換電阻上的電壓轉換成與前緣遮蔽電流值I_LEB對應的電壓感測信號輸送給採樣保持鎖存器儲存。

上述電路，偵測模組包括第一電壓跟隨器，其正輸入端連接到第一電壓電流轉換器的電流輸出端；在第一電壓跟隨器的輸出端和採樣保持鎖存器的第一存儲電容的一端之間連接有受控制信號驅動的第一開關，控制信號從第一狀態翻轉成第二狀態將主開關關斷的瞬間，第一開關同步被關斷，此刻中間電流在轉換電阻上產生的電壓被第一電壓跟隨器轉換成與關斷電流值 I_OFF對應的電壓感測信號存儲在第一存儲電容中。

上述電路，偵測模組包括第二電壓跟隨器，其正輸入端連接到第一電壓電流轉換器的電流輸出端；在第二電壓跟隨器的輸出端和採樣保持鎖存器的第二存儲電容的一端之間連接有受前緣遮蔽信號驅動的第二開關，在前緣遮蔽信號從第一狀態翻轉成第二狀態的瞬間，第二開關同步被關斷，此刻中間電流在轉換電阻上產生的電壓被第二電壓跟隨器轉換成與前緣遮蔽電流值I_LEB對應的電壓感測信號存儲在第二存儲電容中。

上述電路，還包括電流總和單元，其具有的第二電壓電流轉換器將採樣保持鎖存器儲存的對應于關斷電流值I_OFF的電壓感測信號恢復轉換成從第二電壓電流轉換器的電流輸出端流出的與關斷電流值I_OFF等值的電流；電流總和單元具有的第三電壓電流轉換器將採樣保持鎖存器儲存的對應於前緣遮蔽電流值I_LEB的電壓感測信號恢復轉換成從第三電壓電流轉換器的電流輸出端流出的與前緣遮蔽電流值I_LEB等值的電流；第二、第三電壓電流轉換器各自輸出的電流彙聚流過兩者的電流輸出端互連處的公共節點與接地端之間的一個總和電阻，且電流總和單元具有的一個第三電壓跟隨器的正輸入端連接到公共節點處，第三電壓跟隨器輸出的電壓V_TRS等於(I_LEB+I_OFF)乘以總和電阻的電阻值R_SUM，藉此擷取關斷電流值I_OFF和前緣遮蔽電流值I_LEB相加得到的和值。

在另一個實施例中，本發明還提供了一種在反激轉換器中判斷負載狀態的方法，包括以下步驟：檢測流經與初級繞組串聯的一個感應電阻上的初級電流，並在用於控制初級繞組接通或斷開的一個主開關被一個控制信號關斷的瞬間，探測出流經感應電阻的關斷電流值I_OFF，以及在用於屏蔽初級電流起始尖峰脈衝的一個前緣遮蔽信號的有效狀態結束的瞬間，探測出流經感應電阻的前緣遮蔽電流值I_LEB；利用提供預設電流I_SUM的第一電流源為第一電容充電和利用一個提供參考電流I_REF的第二電流源為第二電容充電，預設電流I_SUM包含了由關斷電流值I_OFF和前緣遮 蔽電流值I_LEB相加得到的和值因數，可理解為預設電流I_SUM與和值因數實質上被設定為成一個預設比例關係K；將第一電容上變化的電壓輸入到一個比較器的正相輸入端和將第二電容上變化的電壓輸入到比較器的反相輸入端，當反激轉換器傳輸給負載的輸出電流發生變化引起預設電流I_SUM變化時，利用比較器輸出的比較結果檢測負載狀態。

上述方法，設定所述預設電流I_SUM等於關斷電流值I_OFF和前緣遮蔽電流值I_LEB兩者總和的和值的二分之一。上述方法，在第一電流源和第一電容之間連接一個開關，此開關在所述主開關的每個週期T_S內僅僅在主開關的關斷時段T_OFF內接通，為第一電容充電，在每個週期的餘下時段關斷。

上述方法，設定第一電容的電容值為C₁₁及第二電容的電容值為C₁₂，以預設電流I_SUM是否超過一個設定的額定電流值I_SUM1來判斷負載是否進入超載狀態，並且

上述方法，在第二電流源和第二電容之間連接一個開關，此開關在所述主開關的每個週期開始導通的時刻開始被接通，為第二電容充電，直至每個週期的二分之一的時刻才被關斷；並且第二電流源提供兩倍的參考電流I_REF，使第二電容在週期T_S總時間的二分之一結束時充電的總電壓維持在：

上述方法，設置第一電容的電容值C₁₁與第二電容的電容值C₁₂相等。

上述方法，當實際預設電流I_SUM超過額定電流值I_SUM1時，每個週期T_S之中在主開關的關斷時段T_OFF內，比較器的輸出會從低電平翻轉成高電平；或者當實際預設電流I_SUM低於額定電 流值I_SUM1時，在每個週期T_S之中比較器的輸出都維持在低電平。

上述方法，還包括接收比較器輸出結果的單穩態觸發器和包括與單穩態觸發器連接的計數器，比較器每次從低電平翻轉成高電平的上升沿的時刻，誘發單穩態觸發器輸出一個高電平信號給計數器，當計數器在連續的數個週期中的每個週期內都收到單穩態觸發器輸出的高電平信號，則計數器發出一個表徵負載進入重負載狀態的超載保護信號。

上述方法，設置與第一電容並聯的一個開關和與第二電容並聯的一個開關，於每個週期結束的時刻被觸發接通，將與第一電容並聯的開關和與第二電容並聯的開關予以接通，以同步對第一、第二電容實施瞬時放電。

上述方法，提供一個採樣保持鎖存器，所述偵測模組具有一個第一電壓電流轉換器，採集用於表徵初級電流大小的跨於感應電阻上的電壓感測信號，並將電壓感測信號轉換成流經連接在第一電壓電流轉換器的電流輸出端和接地端之間的一個轉換電阻的中間電流；在主開關關斷的瞬間，偵測模組將此瞬間施加於轉換電阻上的電壓轉換成與關斷電流值I_OFF對應的電壓感測信號輸送給採樣保持鎖存器儲存；在前緣遮蔽信號的有效狀態結束的瞬間，偵測模組將此瞬間施加於轉換電阻上的電壓轉換成與前緣遮蔽電流值I_LEB對應的電壓感測信號輸送給採樣保持鎖存器儲存。

上述方法，偵測模組包括第一電壓跟隨器，其正輸入端連接到第一電壓電流轉換器的電流輸出端；在第一電壓跟隨器的輸出端和採樣保持鎖存器的第一存儲電容的一端之間連接有受控制信號驅動的第一開關，控制信號從第一狀態翻轉成第二狀態將主開關關斷的瞬間，第一開關同步被關斷，此刻中間電流在轉換電阻上產生的電壓被第一電壓跟隨器轉換成與關斷電流值I_OFF對應的電壓感測信號存儲在第一存儲電容中。

上述方法，偵測模組包括第二電壓跟隨器，其正輸入端連接到第一電壓電流轉換器的電流輸出端；在第二電壓跟隨 器的輸出端和採樣保持鎖存器的第二存儲電容的一端之間連接有受前緣遮蔽信號驅動的第二開關，在前緣遮蔽信號從第一狀態翻轉成第二狀態的瞬間，第二開關同步被關斷，此刻中間電流在轉換電阻上產生的電壓被第二電壓跟隨器轉換成與前緣遮蔽電流值I_LEB對應的電壓感測信號存儲在第二存儲電容中。

上述方法，提供一個電流總和單元，其具有的第二電壓電流轉換器將採樣保持鎖存器儲存的對應于關斷電流值I_OFF的電壓感測信號恢復轉換成從第二電壓電流轉換器的電流輸出端流出的與關斷電流值I_OFF等值的電流；電流總和單元具有的第三電壓電流轉換器將採樣保持鎖存器儲存的對應於前緣遮蔽電流值I_LEB的電壓感測信號恢復轉換成從第三電壓電流轉換器的電流輸出端流出的與前緣遮蔽電流值I_LEB等值的電流；第二、第三電壓電流轉換器各自輸出的電流彙聚流過兩者的電流輸出端互連處的公共節點與接地端之間的一個總和電阻，且電流總和單元具有的一個第三電壓跟隨器的正輸入端連接到公共節點處，第三電壓跟隨器輸出的電壓V_TRS等於(I_LEB+I_OFF)乘以總和電阻的電阻值R_SUM，藉此擷取關斷電流值I_OFF和前緣遮蔽電流值I_LEB相加得到的和值。

101、103、105、106、107、121、123、124、311、312‧‧‧節點

102‧‧‧主控制模組

110、113、114‧‧‧電壓電流轉換器

111‧‧‧第一電壓跟隨器

112‧‧‧第二電壓跟隨器

128‧‧‧第三電壓跟隨器

130‧‧‧變壓器

130A‧‧‧初級繞組

130B‧‧‧次級繞組

130C‧‧‧輔助繞組

201‧‧‧偵測模組

202‧‧‧採樣保持鎖存器

203‧‧‧電流總和單元

271‧‧‧電流源

280‧‧‧計算電路

301‧‧‧二極體

302‧‧‧跨導放大器

315、316‧‧‧電流源

328‧‧‧比較器

329‧‧‧單穩態觸發器

330‧‧‧計數器

350‧‧‧超載檢測電路

SW1、SW2、SW10、SW11、SW12、SW13、SW21、SW22、SW31、SW32‧‧‧開關

R10‧‧‧電阻

R11‧‧‧調節電阻

R12‧‧‧轉換電阻

R14‧‧‧總和電阻

R23‧‧‧電阻

R_L‧‧‧負載

R_S‧‧‧感應電阻

QM‧‧‧主開關

D_AUX、D_O‧‧‧二極體

C_AUX、C_O、C₁‧‧‧電容

C₂‧‧‧第一存儲電容

C₃‧‧‧第二存儲電容

C11‧‧‧第一電容

C12‧‧‧第二電容

第1圖展示了本發明的反激轉換器的簡略電路圖。

第2A圖是CCM模式控制信號驅動主開關產生的初級電流和次級電流波形。

第2B圖是DCM模式控制信號驅動主開關產生的初級電流和次級電流波形。

第3圖是驅動主開關開啟的瞬間用於屏蔽感測信號的前沿起始尖峰的前緣遮蔽信號波形。

第4A-4C圖在CCM模式初級電流和次級電流各自對應的階梯狀電流波形。

第5A-5C圖在DCM模式初級電流和次級電流各自對應的三角波電流波形。

第6A-6D圖是計算平均輸出電流的常規計算電路。

第7圖是檢測關斷電流值和前緣遮蔽電流值並對它們總和的計算電路。

第8圖是本發明計算平均輸出電流並判讀是否超載的超載檢測電路。

第9圖是第二電容在整個週期內都充電的波形圖。

第10圖是第二電容在二分之一個週期內充電的波形圖。

第11圖是在DCM模式從輕負載過渡到重負載單穩態觸發器的輸出結果變化。

第12圖是在CCM模式從輕負載過渡到重負載單穩態觸發器的輸出結果變化。

第13圖介紹了計算電路的一種範例。

參見第1圖，是本發明涉及到的一個典型的反激(Flyback)電壓轉換器的電路結構，控制初級側的電子主開關元件QM例如可以是一個功率MOSFET，其具有例如漏極端的輸入端和具有例如源極端的輸出端，和具有例如柵極的控制端。主開關QM在其控制端上接收主控制模組102發出的控制信號並執行相應的開啟或斷開的回應動作，使得主開關QM的接通或者斷開可對反激轉換器的變壓器130的初級繞組130A上流過的電流進行開或關的控制，以將初級側的能量傳送到次級側。其中初級繞組130A用於接收所輸入的一個直流輸入電壓V_IN，而直流輸入電壓V_IN可由譬如市電交流電壓V_AC經過例如橋式整流器等整流元件整流而來。變壓器130還具有用於輸送出一個輸出電壓V_OUT的次級繞組130B，和具有用於檢測次級繞組130B上產生的電壓狀態的輔助繞組130C，輔助繞組130C和次級繞組130B的極性相同但它們和初級繞組130A的極性相反。輔助繞組130C的一端接地而另一端 連接到一個二極體D_AUX的陽極，其中二極體D_AUX的陰極連接到一個電容C_AUX上，以便對輔助繞組130C上產生的交流電壓整流後對電容C_AUX充電以用作輔助電源，電容C_AUX上存儲的電壓V_CC和輸出電壓V_OUT相關聯並且和V_OUT具有成正比的關係，電壓V_CC可以單獨為主控制模組102提供直流電壓源。次級繞組130B上連接有二極體D_O和電容器C_O的整流濾波電路，用於生成反激轉換器的輸出電壓V_OUT。直流的輸出電壓V_OUT施加在負載R_L上，並形成流經負載R_L的輸出電流I_OUT。在轉換器的反饋網路中，主開關QM的源極端和接地端GND之間連接有一個感應電阻R_S，感應電阻R_S用於感應和檢測初級繞組130A上流過的初級電流I_P並提供等於電流I_P與其阻值R_S相乘的反饋電壓，即感測信號V_CS，初級電流I_P經過換算後可用作表徵流經次級繞組130B的次級電流I_S，它們間的函數關係後文將會詳細介紹。主控制模組102的感應端口CS則藉由感應電阻R_S來即時檢測初級繞組130A的初級電流I_P信號，作為判斷是否需要調整控制信號來調節主開關QM開或關的依據。本領域的技術人員對反激轉換器的拓撲和工作模式較為熟知，可省略掉的電路部分和具體運作方式不予贅述。

參見第2A圖的電流連續導通CCM(Continuous Conduction Mode)模式，主開關QM在例如脈衝寬度調製信號PWM等類似的控制信號的驅動之下進行開關切換。第2A圖繪製了流經初級繞組130A的初級電流I_P1和流經次級繞組130B的次級電流I_S1的大致波形，也大體展現了主開關QM的漏源極間的壓差V_DS1波形。在主開關QM的導通時段T_ON開啟階段，初級電流I_P1有前沿階梯且從前沿開始斜坡上升，在主開關QM的T_OFF關斷期間，次級電流I_S1為階梯上疊加衰減的三角波。當主開關QM在下一個週期準備開始導通的瞬間，實質上次級繞組130B仍然維持有電流，也就是說，在下一個週期主開關QM的開通時刻，變壓器130儲存的能量並未完全釋放完畢，仍然有能量剩餘。

參見第2B圖，為了與反激轉換器的CCM模式形成鮮明對比，還特意同步展示了在轉換器的電流斷續DCM (Discontinuous Conduction Mode)模式下，流經初級繞組130A的初級電流I_P2和流經次級繞組130B的次級電流I_S2的大致波形，同時也大致展現了主開關QM的漏源極間的壓差V_DS2波形，在DCM模式下的初級電流I_P2前端並沒有階梯值，而且在主開關QM的關斷時段T_OFF，次級電流I_S2是衰減的三角波，而且在下一週期開始之前就已經在T_OFF結束時衰減至零，主開關管QM導通期間儲存於初級繞組130A的能量，在下一個週期開始之前就已經幾乎由次級繞組130B傳遞至負載。注意在DCM模式中任意一個週期內，與CCM模式存在的極大差異是，次級電流I_S2在控制信號關閉主開關QM的期間，會降為零，並且次級電流I_S2在降至為零這一時刻到下一週期開始(也即主開關QM再次開始導通時刻)之間會存在著一段Dwell死區時間T_D。

參見第3圖所示，為了避免在檢測初級電流I_P步驟中引發不必要的誤操作，引入了本領域的技術人員所熟知的一個前緣遮蔽信號LEB(Leading edge blanking)，因為在初級電流控制的環路中，經常遭遇在主開關QM的導通瞬間初級電流I_P會有脈衝起始峰值電流現象，所體現的起始尖峰值initial spike在感應端口CS會反饋給主控制模組102，如果串聯在初級繞組上的感應電阻R_S上採樣此時的電流值並作為感測信號V_CS進行開關控制，則會因為第3圖中感測信號V_CS的意外初始尖波Spike 355而產生誤觸發動作，進一步啟動過電流保護機制，使得產生控制信號的主控制模組102不再輸出脈寬調製信號，從而在沒有發生真實的過流異常情況下主動誘發了錯誤關閉功率主開關QM的動作，以實現保護功率開關和整個轉換器的目的。由常規的前緣遮蔽電路所產生的可變或固定的前緣遮蔽信號LEB就是用於消除這種誤觸發隱患，信號可耦合到主開關QM的控制端以保障它在前緣遮蔽信號LEB具有高電平這段時間不關閉，而在前緣遮蔽信號LEB結束之後再在感應電阻R_S上取樣電流信號以擷取到較為真實和精准的感測信號V_CS初始值，實現對主開關QM導通瞬間初級電流I_P的脈衝起始峰值予以屏蔽。至於如何設計前緣遮蔽電路並非本發 明的重點，常規的電源設計指導手冊一般都會對前緣遮蔽電路有較為詳細的介紹，還可以參考公開的美國專利申請US12/492,748，US12/718,707等文獻。

參見第4A~4C圖，當反激轉換器進入CCM模式，在一個週期起始的t₁₁時刻控制信號將會驅動主開關QM接通，由於上一個週期變壓器130的能量剩餘，初級電流I_P在主開關QM接通的瞬間幾乎是從零值迅速直接跳變成一個前沿初始值I_PV，前沿初始值I_PV是一個具有大於零的初始前沿階梯值。而且緊接著在t₁₁至t₁₃的這段時間內，由於控制信號一直驅動主開關QM導通，在這段時間內初級電流I_P在前沿初始值I_PV的基礎上，以一定的上升斜率繼續逐步上升。需要注意到，在t₁₃時刻，控制信號由高電平狀態翻轉成低電平並意欲斷開主開關QM，發現初級電流I_P並未直接跌落，而是在時刻t₁₃到時刻t₁₄這段關斷延遲時間T_P內，初級電流I_P以與t₁₁到t₁₃時段完全相同的上升斜率而過沖上升到電流I_P最高的峰值電流I_PP，直至在延遲時間T_P結束的時刻t₁₄初級電流I_P才迅速從峰值I_PP跌落到零。如第4B~4C圖，在時刻t₁₄到時刻t₁₅的這段時間內，控制信號將會驅動主開關QM完全關斷，並且在t₁₄時刻變壓器130中初級繞組130A開始將存儲的能量傳遞到次級繞組130B，而流經次級繞組130B的次級電流I_S在時刻t₁₄從零值會跳變至具有最大值的一個電流峰值I_SP，此刻變壓器130中所有的繞組的同名端和異名端的極性反向，從而次級繞組130B的反激電壓使第1圖中的整流二極體D_O正嚮導通，給輸出電容C_O充電，同時提供負載電流，從t₁₄到t₁₅的這段時間內次級電流I_S以一個下降斜率逐步衰減。到了t₁₅時刻前一個週期結束，主開關QM即將在下一個週期內被再次循環接通，而此時次級電流I_S具有一個後沿末態值I_SV，後沿末態值I_SV是一個具有大於零的末態階梯值。在時刻t₁₅之後緊接著的下一個週期主開關QM將被再次切換到接通，主開關的導通致使次級電流I_S從後沿末態值I_SV跳變至零。針對CCM模式而言，從時間t₁₁到t₁₅可視作為一個完整的週期T_S，從時間t₁₁到t₁₄定義為導通時段T_ON，此期間認為 主開關QM接通，以及從時間t₁₄到t₁₅定義為關斷時段T_OFF，此期間認為主開關QM斷開，開關的占空比D_B1應當是T_ON除以導通時段與關斷時段兩者之和(T_ON+T_OFF)。

設定初級繞組130A之匝數N_P與次級繞組130B之匝數N_S兩者之比為N，其中次級繞組側電流I_S的峰值電流I_SP=N×I_PP，以及次級繞組側電流I_S的後沿末態值I_SV=N×I_PV，在反激轉換器的CCM模式下，提供給負載R_L的輸出電流I_O滿足以下函數關係：

再參見第4A圖，在t₁₃的時間節點我們打算使控制信號的邏輯電位狀態翻轉至低電平來驅動主開關QM關斷的時刻，會同步導致初級電流I_P在控制信號的結束瞬間具有一個關斷電流值I_OFF，它是瞬態值。上文已經闡明，在時間t₁₃到時間t₁₄的這段關斷延遲時間T_P內，關斷電流值I_OFF也並非是初級電流I_P的最大值，即便是在t₁₃時刻控制信號的邏輯狀態已經趨於翻轉意欲關斷主開關QM，初級電流I_P也不是立刻下降，實際情況是，從時間節點t₁₃到t₁₄這段時間內，初級電流I_P仍然會在關斷電流值I_OFF的基礎上繼續上升，其上升的斜率和由前沿初始值I_PV增長到關斷電流值I_OFF的上升斜率完全相同，直至電流I_P增長到最終具有的為最大值的峰值電流I_PP，正如第4A圖中虛線頂點所示。當延遲時間T_P結束之後進入關斷時間T_OFF，主開關QM被斷開，在T_P結束瞬間的時間節點t₁₄處初級電流I_P才真正從峰值電流I_PP開始迅速下降到零值。

參見第3圖，我們在前緣遮蔽信號LEB從高電平翻轉成低電平而結束有效狀態的時間節點t₁₂，對初級電流I_P取樣一個採樣電流值記作前緣遮蔽電流值I_LEB，它是瞬態值，初級電流I_P由前沿初始值I_PV(前沿階梯值)增長到前緣遮蔽電流值I_LEB的 上升斜率和初級電流I_P由關斷電流值I_OFF增長到峰值電流I_PP的上升斜率完全相同。在一個完整週期內，我們定義控制信號驅動主開關QM接通的時刻t₁₁到前緣遮蔽信號LEB結束的時刻t₁₂之間延續的時長T_LEB，與控制信號發生翻轉以斷開主開關QM的時刻t₁₃到初級電流I_P上升到峰值I_PP的時刻t₁₄之間延續的延遲時間T_P相等，即T_LEB=T_P，同時還定義峰值電流I_PP和關斷電流值I_OFF之間存在一個差值△I1，可從幾何學的角度對第4A圖的電流關係進行計算，進一步可以得出I_PP=I_OFF+△I1以及I_PV=I_LEB-△I1。

I_PP+I_PV=(I_OFF+△I1)+(I_LEB-△I1) (3)

I_PP+I_PV=I_OFF+I_LEB (4)

如果將式子(4)代入式子(2)就可以得到CCM模式下輸出電流I_O的最終運算式，其中週期T_S=T_ON+T_OFF：

我們不打算在次級側的輸出電流I_O的運算式中體現I_PP或者I_SV，理由在於它們的過衝程度和上沖峰值在電路中實際上是難以捕捉或感測的，它們超出至電路的抓取能力範圍之外，對整個拓撲而言可謂是隱匿的，輸出電流I_O的計算幾乎不可能依賴它們，式子(5)則在CCM模式下很好的解決了此問題。

參見第5A~5C圖，當反激轉換器進入DCM模式，在一個週期起始的t₂₁時刻，控制信號將會驅動主開關QM接通，由於上一週期變壓器130的能量沒有剩餘，初級電流I_P在主開關QM接通的瞬間其前沿初始值I_PV幾乎是零值，這與CCM模式具有初始階梯值完全不同。而且緊接著在t₂₁至t₂₃的這段時間內，控制信號一直驅動主開關QM導通，所以在這段時間內初級電流I_P在前沿初始值I_PV的零取值基礎上，以一定的上升斜率逐步上升。直至在t₂₃時刻，控制信號的例如邏輯高電平狀態被解除並意欲斷開 主開關QM，同樣初級電流I_P並未直接跌落，而是在時刻t₂₃到時刻t₂₄這段關斷延遲時間T_P內，初級電流I_P以與t₂₁到t₂₃時段完全相同的上升斜率而過沖上升到電流I_P最高的峰值電流I_PP，直至在延遲時間T_P結束的時刻t₂₄初級電流I_P才迅速從峰值I_PP跌落到零。

參見第5B~5C圖，延遲時間T_P結束之後，在時刻t₂₄到時刻t₂₅的這段時間內，控制信號將會驅動主開關QM完全關斷，並且在t₂₄時刻變壓器130中初級繞組130A開始將存儲的能量傳遞到次級繞組130B，而流經次級繞組130B的次級電流I_S在時刻t₂₄從零值會跳變至具有最大值的一個電流峰值I_SP，此刻變壓器130中所有的繞組的同名端和異名端的極性反向，次級繞組130B的反激電壓致使第1圖中的整流二極體D_O正嚮導通，以提供負載電流，同時還給輸出電容C_O充電，從t₂₄到t₂₅的這段時間內次級電流I_S以一個下降斜率逐步衰減到零。DCM模式與CCM模式不同的另一方面體現在，到了t₂₅時刻一個週期並未結束，此時的次級電流I_S具有一個為零的後沿末態值I_SV，也就是說，次級電流I_S在下一週期開始之前就已經在T_OFF結束時衰減至零，主開關管QM導通期間儲存於初級繞組130A的所有能量，在下一個週期開始之前就已經幾乎完全由次級繞組130B傳遞至負載。在第5C圖中，次級電流I_S在控制信號關閉主開關QM的時段T_OFF結束瞬間，會降為零，次級電流I_S在降至為零這一時刻t₂₅到當前週期結束的時間t₂₆之間存在著一段死區時間T_D，時間點t₂₆結束之後就是下一個循環週期的開始，所以死區時間T_D夾持在次級電流I_S降至為零的時刻t₂₅和主開關QM在下一週期再次開始導通的時刻之間。針對反激轉換器的DCM模式而言，從時間t₂₁到t₂₆可視作為一個完整的週期T_S，從時間t₂₁到t₂₄定義為導通時段T_ON，此期間認為主開關QM接通，以及從時間t₂₄到t₂₅定義為關斷時段T_OFF，此期間認為主開關QM斷開，從時間t₂₅到t₂₆定義為死區時間T_D，此期間認為主開關QM同樣也是斷開的，則初級側開關的占空比D_B2應當是T_ON除以導通時段與關斷時段、死區時段三者之和(T_ON+T_OFF+T_D)。

設定初級繞組130A之匝數N_P與次級繞組130B之匝數N_S兩者之比為N，其中次級繞組側電流I_S的峰值電流I_SP=N×I_PP，以及次級繞組側電流I_S的後沿末態值I_SV=0，在反激轉換器的DCM模式下，提供給負載R_L的輸出電流I_O滿足以下函數關係：

參見第5A圖，在時間點t₂₃使控制信號的邏輯狀態翻轉至低電平來驅動主開關QM關斷的時刻，同步導致初級電流I_P在控制信號的結束瞬間具有一個關斷電流值I_OFF。在時間t₂₃到時間t₂₄的這段關斷延遲時間T_P內，關斷電流值I_OFF不是初級電流I_P的最大值，即便是在t₂₃時刻控制信號的邏輯狀態已經趨於翻轉意欲關斷主開關QM，初級電流I_P也不是立刻下降。實際情況是，從時間節點t₂₃到t₂₄這段時間內，初級電流I_P仍然會在關斷電流值I_OFF的基礎上繼續上升，其上升的斜率和由前沿初始值I_PV增長到關斷電流值I_OFF的上升斜率完全相同，直至電流I_P增長到最終具有的為最大值的峰值電流I_PP，正如第5A圖中虛線的頂點所示。一旦當延遲時間T_P結束之後進入關斷時間T_OFF，主開關QM便被完全斷開，而且在延遲時間T_P結束瞬間的時間節點t₂₄處初級電流I_P才真正從峰值電流I_PP開始迅速下降到時刻t₂₅的零值。

參見第5C圖，我們仍然在前緣遮蔽信號LEB由高電平翻轉到低電平而結束有效狀態的時間節點t₂₂，對初級電流I_P取樣一個中間採樣電流值記作前緣遮蔽電流值I_LEB，初級電流I_P由前沿初始值I_PV(零值)增長到前緣遮蔽電流值I_LEB的上升斜率，和初級電流I_P由關斷電流值I_OFF增長到峰值電流I_PP的上升斜率完全相同。在一個週期內，我們定義控制信號驅動主開關QM接通的時刻t₂₁到前緣遮蔽信號LEB結束的時刻t₂₂之間延續的時長T_LEB，與控制信號發生翻轉以斷開主開關QM的時刻t₂₃到初級電 流I_P上升到峰值I_PP的時刻t₂₄之間延續的延遲時間T_P相等，即T_LEB=T_P，同時還定義峰值電流I_PP和關斷電流值I_OFF之間存在一個差值△I2，可從幾何學的角度對第5A圖的電流關係進行詳細計算，進一步還可以得出I_PP=I_OFF+△I2以及I_PV=I_LEB-△I2=0。

I_PP+I_PV=(I_OFF+△I2)+(I_LEB-△I2) (8)

I_PP+I_PV=I_OFF+I_LEB (9)

如果將式子(9)代入式子(7)就可以得到DCM模式下輸出電流I_O的最終運算式，其中週期T_S=T_ON+T_OFF+T_D：

雖然初級側峰值電流I_PP或者次級側峰值電流I_SV的過衝程度和上沖峰值難以被捕捉或感測，但是式子(10)可以在DCM模式下很好的解決了此問題，因為估算輸出電流I_O的公式中不含峰值電流I_PP或I_SV。如果事先規定週期T_S在CCM和DCM模式各代表明確的含義，將公式(5)和(10)合併變形得到：

當我們研究公式(5)和(10)之中輸出電流I_O是否因為超載Over loading而超出額定電流值範圍之外時，將此額定範圍除以一個已知的常數值N而推理出一個範圍，使得公式(12)中的(I_SUM×T_OFF)/T_S滿足這個範圍即可，則我們只要研究(I_SUM×T_OFF)/T_S是否符合規範即可，其中預設電流I_SUM=(I_LEB+I_OFF)/2。

根據公式(12)我們所擷取的I_SUM僅僅需要在週期T_S的時間段T_OFF內有效的輸出電流值，而在每個週期T_S的其他時間不予輸出，以完成對I_SUM執行乘以T_OFF/T_S這個比例的平均電流 計算。第6A~6D圖展示了可以對I_SUM實施均值計算的基本方案，基本思路是利用I_SUM折算出的電壓和參考值由比較器進行比較，推算出I_SUM是否符合要求。在第6A圖中，電流源271提供電流值為I_SUM的電流，在電流源271和接地端之間連接有一個開關SW10，在每個週期T_S內開關SW10僅在時間段T_OFF關斷而在餘下的所有時間內接通，這樣電流源271便在時間段T_OFF向陽極連接在電流源271、開關SW10之間的公共節點281處的二極體301提供正嚮導通的電流，但在週期T_S的其餘時間內電流源271通過開關SW10釋放到地，在二極體301的陰極端得到I_SUM×T_OFF/T_S的平均電流。第6B圖與第6A圖基本相同，但是可以利用開關SW11控制電壓V1在二極體301中形成與I_SUM等同的電流，開關SW11控制每個週期內在二極體301中形成電流的時段為T_OFF。第6C圖以一個跨導放大器302取代了第6A圖中的二極體，在每個週期T_S內開關SW12僅僅在時間段T_OFF關斷而在餘下的所有時間內接通，這樣電流源271便在時間段T_OFF流向電阻R23，而電阻R23一端的節點281連接到跨導放大器302的正輸入端，跨導放大器302的負輸入端連接到接地端，以便利用跨導放大器302在其輸出端輸出I_SUM×T_OFF/T_S的平均電流。第6D圖以跨導放大器302取代第6B圖中的二極體，在每個週期T_S內開關SW13僅在時間段T_OFF關斷而在餘下的所有時間內接通，電壓V2便在時間段T_OFF輸出給跨導放大器302的正輸入端，在跨導放大器302其輸出端得到I_SUM×T_OFF/T_S的平均電流。本發明在後文中將揭示取代第6A~6D圖的具更佳有益效果的平均電流計算方式。

參見第7圖，是判斷負載狀態的電路的一個計算電路280，用於計算次級繞組130B輸送給負載的輸出電流I_O，計算電路280包括一個偵測模組201，用於檢測並擷取流經初級繞組130A上的初級電流I_P，檢測形式可以直接抓取橫跨於感應電阻R_S上體現為電壓值的感測信號V_CS，因為流經感應電阻R_S上不同時刻的初級側電流與感應電阻R_S的阻值相乘便可轉換成不同時刻對應的感測信號V_CS，偵測模組201在這裏實質也是一個電流檢 測器。需要在合理的時機檢測出前緣遮蔽電流值I_LEB和關斷電流值I_OFF大小。計算電路280的一種實施例在第13圖中有所體現。

參見第13圖的偵測模組201，在為電壓電流轉換器110提供工作電壓的節點105處施加一個直流電源電壓V_DD給轉換器110供電，以及將電壓電流轉換器110的電壓轉電流輸入端連接到第1圖中感應電阻R_S與主開關QM源極端相連的公共節點101處。為了避免與後文同類器件名稱上的混淆，電壓電流轉換器110記作第一電壓電流轉換器。在電壓電流轉換器110的電流釋放端/輸出端與接地端之間連接一個轉換電阻R12，於是電壓電流轉換器110將在電壓轉電流輸入端輸入給它的電壓即感測信號V_CS所轉換而來的中間電流I_M流經轉換電阻R12，便會在轉換電阻R12未接地的一端的節點121處產生電壓值。作為可選而非必須項，還可以在公共節點101與電壓電流轉換器110的電壓轉電流輸入端之間連接一個電阻R10，並在電壓電流轉換器110的電壓轉電流輸入端與接地端之間連接一個電容C₁，從而在電壓電流轉換器110的電壓轉電流輸入端送入較為平滑的感測信號V_CS。作為可選而非必須項，還可以在節點121和接地端直接連接一個阻值可變的調節電阻R11，偵測模組201的調節電阻R11和轉換電阻R12並聯在節點121和接地端之間，使得節點121和接地端之間的總阻值通過調節電阻R11而變得可調。

偵測模組201還包括一個第一電壓跟隨器111和一個第二電壓跟隨器112，設置第一、第二電壓跟隨器111、112的正輸入端都連接到轉換電阻R12未接地的一端的節點121處，而設置第一電壓跟隨器111的負輸入端連接到它的輸出端，第二電壓跟隨器112的負輸入端連接到它的輸出端，基本相同的第一、第二電壓跟隨器111、112根據各自正輸入端擷取的電壓值來向下一級輸出電壓。第一、第二電壓跟隨器111、112作為輸入緩衝器，具有較高的輸入阻抗特徵以便與信號源連接，高輸入阻抗可以隔絕前後級的相互影響，並且它們還具有較低的輸出阻抗特徵以便減小對感測信號V_CS的捕捉時間。第一、第二電壓跟隨器111、112 由運算放大器配置成電壓跟隨器(Voltage follower)或單位增益緩衝器(Unity-gain buffer)。此外，前文中已經闡釋需要在合理的時機抓取感測信號V_CS，基於此點考慮，偵測模組201還包含記作第一開關的開關SW1和記作第二開關的開關SW2，開關SW1連接在第一電壓跟隨器111的輸出端和後文將要介紹的採樣保持鎖存器202之間，開關SW2也連接在第二電壓跟隨器112的輸出端和採樣保持鎖存器202之間。本文出現的開關SW1和SW2及下文即將介紹的電子開關SW等都是三端口型電子開關，這些開關除了包含相對的一個輸入端和一個輸出端之外，還包含一個用於控制輸入端、輸出端之間連接或斷開的控制端，電子開關有多種選擇方式，如P型或N型MOS電晶體或雙極電晶體或結型電晶體或它們的組合等。

在CCM模式下，先行介紹偵測模組201從感應電阻R_S一端的節點101處探測第4C圖中t₁₂時刻對應的感測信號V_CS-LEB的方案。前緣遮蔽信號LEB除了屏蔽感測信號V_CS的初始尖波Spike 355外，還額外將前緣遮蔽信號LEB連接到開關SW2的控制端的節點103處，這樣只要在前緣遮蔽信號LEB具有高電平邏輯狀態的階段，開關SW2一直都會被接通，伴隨著初級電流I_P的變化，表徵初級電流I_P大小值的情況就完全體現在節點101處的感測信號V_CS上。從任意一個週期的主開關QM開始被接通的時刻t₁₁到前緣遮蔽信號LEB從高電平翻轉成低電平的時刻t₁₂，也即在前緣遮蔽信號LEB持續為高電平階段的時間段T_LEB內，初級電流I_P對應從前沿初始值I_PV增長到時刻t₁₂的前緣遮蔽電流值I_LEB，這段時間內感測信號V_CS的上升變化會被偵測模組201在節點101處偵測到，電壓電流轉換器110將由感測信號V_CS轉換而來的電流值再次在轉換電阻R12未接地的一端的節點121處恢復成電壓值。

具體而言，在時間段T_LEB內雖然動態的感測信號V_CS一直都輸入給電壓電流轉換器110，但是一旦前緣遮蔽信號LEB翻轉成低電平而將開關SW2斷開，時刻t₁₂之後至前緣遮蔽信號 LEB進入其下一個週期的高電平狀態之前，第二電壓跟隨器112都無法將節點121處的電壓值轉換成電流輸出。在時刻t₁₂對應的表徵前緣遮蔽電流值I_LEB大小的感測信號V_CS-LEB被輸入給電壓電流轉換器110的電壓轉電流輸入端，由電壓電流轉換器110將其轉換成流過轉換電阻R12的中間轉換電流I_M，藉此進一步將中間轉換電流I_M轉換成橫跨在轉換電阻R12兩端的壓降，例如等於電壓感測信號V_CS-LEB，而第二電壓跟隨器112再將施加在轉換電阻R12上的電壓即節點121的電壓轉化成與感測信號V_CS-LEB相等的電壓輸出。前緣遮蔽信號LEB翻轉成低電平後，一個週期T_S內第二電壓跟隨器112最終輸出的電壓值被定格在t₁₂時刻對應的電壓感測信號V_CS-LEB水準。計算電路280所包含的一個採樣保持鎖存器(S/H)202具有的一個第二存儲電容C₃接收來自第二電壓跟隨器112輸出端的電壓並被充電，第二存儲電容C₃的一端如節點123和第二電壓跟隨器112輸出端之間連接有開關SW2，第二存儲電容C₃的另一端直接接到接地端。與電壓感測信號V_CS-LEB等值的電壓對第二存儲電容C₃充電，則第二存儲電容C₃保持和存儲了時刻t₁₂對應的流經初級繞組130A的前緣遮蔽電流值I_LEB信息，存儲的信息體現為第二存儲電容C₃一端節點123處所持有的電壓值V_CS-LEB。

仍然是在CCM模式下，再介紹偵測模組201從感應電阻R_S一端的節點101處探測第4C圖中t₁₃時刻對應的電壓感測信號V_CS-OFF的方案。控制信號例如PWM除了驅動主開關QM的控制端之外，額外還將控制信號耦合連接到開關SW1的控制端，這樣只要在控制信號具有高電平邏輯狀態的階段，開關SW1一直都會被接通，反之則開關SW1被關斷，伴隨著初級電流I_P的逐步上升，表徵初級電流I_P大小值的情況就完全體現在節點101處的感測信號V_CS上。從任意一個週期的主開關QM開始被接通的時刻t₁₁到控制信號從高電平翻轉成低電平的時刻t₁₃，初級電流I_P對應從前沿初始值I_PV增長到時刻t₁₃的關斷電流值I_OFF，同樣這段時間內感測信號V_CS的上升變化會被偵測模組201在節點101偵測到， 且電壓電流轉換器110將由感測信號V_CS轉換而來的電流值再次在轉換電阻R12未接地的一端的節點121處恢復成電壓值。

CCM模式下在t₁₁到t₁₃的時間段內雖然動態的感測信號V_CS一直都輸入給電壓電流轉換器110，但是一旦控制信號從高電平翻轉成低電平而將開關SW1斷開，時刻t₁₃之後至控制信號進入其下一個週期的高電平狀態之前，第一電壓跟隨器111都無法將節點121處的電壓值轉換成電流輸出。並且時刻t₁₃對應表徵了關斷電流值I_OFF大小的感測信號V_CS-OFF被輸入給電壓電流轉換器110的電壓轉電流輸入端，由電壓電流轉換器110將其轉換成流過轉換電阻R12的中間轉換電流I_M，藉此將中間轉換電流I_M轉換成橫跨在轉換電阻R12兩端的電壓，例如等於電壓感測信號V_CS-OFF水準，而第一電壓跟隨器111再將跨在轉換電阻R12上的電壓即節點121處的電壓轉化成與感測信號V_CS-OFF相等的電壓輸出。一個週期T_S內第一電壓跟隨器111最終輸出的電壓值被定格在t₁₃時刻對應的感測信號V_CS-OFF水準。採樣保持鎖存器202中的一個第一存儲電容C₂接收來自第一電壓跟隨器111輸出端傳輸的電壓，在第一存儲電容C₂的一端如節點122和第一電壓跟隨器111輸出端之間連接有受控於控制信號的開關SW1，第一存儲電容C₂的另一端接到接地端。與感測信號V_CS-OFF等值的電壓對第一存儲電容C₂的充電，第一存儲電容C₂保持和存儲了時刻t₁₃對應的流經初級繞組130A的關斷電流值I_OFF的信息，存儲的信息體現為第一存儲電容C₂未接地的一端節點122處所持有的電壓值V_CS-OFF。

上文披露了偵測模組201抓取CCM模式下t₁₂時刻的前緣遮蔽電流值I_LEB和t₁₃時刻的關斷電流值I_OFF並儲存於採樣保持鎖存器202，以同樣的方式還可以抓取DCM模式下t₂₂時刻的前緣遮蔽電流值I_LEB和t₂₃時刻的關斷電流值I_OFF並儲存於採樣保持鎖存器202。

在DCM模式下，偵測模組201從感應電阻R_S一端的節點101處探測第5C圖中t₂₂時刻對應的感測信號V_CS-LEB的方案如下。將前緣遮蔽信號LEB連接到開關SW2的控制端的節點103 處，在前緣遮蔽信號LEB的高電平邏輯狀態階段，開關SW2被接通。從任意一個週期的主開關QM開始被接通的時刻t₂₁到前緣遮蔽信號LEB從高電平翻轉成低電平的時刻t₂₂，也即在時間段T_LEB內，初級電流I_P對應從零值的前沿初始值I_PV增長到時刻t₂₂的前緣遮蔽電流值I_LEB。在時間段T_LEB內雖然動態的感測信號V_CS一直都輸入給電壓電流轉換器110，但是一旦前緣遮蔽信號LEB翻轉成低電平而將開關SW2斷開，時刻t₂₂之後至前緣遮蔽信號LEB進入其下一個週期的高電平狀態之前，第二電壓跟隨器112都無法將節點121處的電壓值轉換成輸出。並且時刻t₂₂對應的表徵前緣遮蔽電流值I_LEB大小的感測信號V_CS-LEB被輸入給電壓電流轉換器110的電壓轉電流輸入端，由電壓電流轉換器110將其轉換成流過轉換電阻R12的中間轉換電流I_M，藉此進一步將中間轉換電流I_M轉換成橫跨在轉換電阻R12兩端的電壓，而第二電壓跟隨器112再將跨在轉換電阻R12上的電壓即節點121處的電壓轉化成與感測信號V_CS-LEB等值的電壓輸出。一個週期T_S內第二電壓跟隨器112最終輸出的電壓值被定格在t₂₂時刻對應的感測信號V_CS-LEB。第二存儲電容C₃接收來自第二電壓跟隨器112輸出端傳輸的與感測信號V_CS-LEB等值的電壓，對第二存儲電容C₃充電，第二存儲電容C₃保持和存儲了時刻t₂₂對應的流經初級繞組130A的前緣遮蔽電流值I_LEB的信息，存儲的信息體現為第二存儲電容C₃未接地的一端節點123處所持有的電壓值V_CS-LFB。

在DCM模式下，偵測模組201從感應電阻RS一端的節點101處探測第5C圖中t₂₃時刻對應的感測信號V_CS-OFF的方案如下。將控制信號連接到開關SW1的控制端，在控制信號的高電平邏輯狀態階段，開關SW1被接通。從任意一個週期的主開關QM開始被接通的時刻t₂₁到控制信號從高電平翻轉成低電平的時刻t₂₃，初級電流I_P對應從零值的前沿初始值I_FV增長到時刻t₂₃的關斷電流值I_OFF。在t₂₁到t₂₃的時間段內雖然動態的感測信號V_CS一直都輸入給電壓電流轉換器110，但是一旦控制信號從高電平翻轉成低電平而將開關SW1斷開，時刻t₂₃之後至控制信號進入 其下一個週期的高電平狀態之前，第一電壓跟隨器111都無法將節點121處的電壓值轉換輸出。並且時刻t₂₃對應的表徵了關斷電流值I_OFF大小的感測信號V_CS-OFF被輸入給電壓電流轉換器110的電壓轉電流輸入端，由電壓電流轉換器110將其轉換成流經轉換電阻R12的中間轉換電流I_M，進一步將中間轉換電流I_M轉換成橫跨在轉換電阻R12兩端的電壓，第一電壓跟隨器111再將跨在轉換電阻R12上的電壓即節點121處的電壓轉化成與感測信號V_CS-OFF等值的電壓輸出。一個週期T_S內第一電壓跟隨器111最終輸出的電壓值被定格在t₂₃時刻對應的感測信號V_CS-OFF。第一存儲電容C₂接收來自第一電壓跟隨器111輸出端傳輸的與感測信號V_CS-OFF等值的電壓，並對第一存儲電容C₂的充電，第一存儲電容C₂保持存儲了時刻t₂₃對應的流經初級繞組130A的關斷電流值I_OFF的信息，存儲的信息體現為第一存儲電容C₂未接地的一端節點122處所持有的電壓值V_CS-OFF。

參見第7圖，計算電路280包括一個電流總和單元203，電流總和單元203含有一個電壓電流轉換器113和另一個電壓電流轉換器114，它們對應分別記作第二和第三電壓電流轉換器。為電壓電流轉換器113、114提供工作電壓的節點106、107處施加一個直流電源電壓V_DD給轉換器113、114供電，以及將電壓電流轉換器113的電流釋放端/輸出端與接地端GND之間連接一個總和電阻R14，它具有電阻值R_SUM。電壓電流轉換器113的電壓轉電流輸入端連接到第一存儲電容C₂一端的節點122處，第一存儲電容C₂保持的關斷電流值I_OFF信息以等於電壓值V_CS-OFF的方式輸送給電壓電流轉換器113，電壓電流轉換器113將關斷電流值I_OFF信息在其電流輸出端轉換成等於原始的關斷電流值I_OFF的電流。電壓電流轉換器113、114各自的電流輸出端互連並共同耦合到總和電阻R14未接地一端的公共節點124處，總和電阻R14的另一端接地。電壓電流轉換器114的電壓轉電流輸入端則連接到第二存儲電容C₃一端的節點123處，採樣保持鎖存器202中第二存儲電容C₃保持的前緣遮蔽電流值I_LEB信息以電壓V_CS-LEB的方 式輸送給電壓電流轉換器114，電壓電流轉換器114將前緣遮蔽電流值I_LEB信息在其電流輸出端轉換成等於原始的前緣遮蔽電流值I_LEB的電流。這樣，流經總和電阻R14的總電流就等於關斷電流值I_OFF和前緣遮蔽電流值I_LEB兩者的總和，為I_LEB+I_OFF。此外，電流總和單元203還包含一個第三電壓跟隨器128，第三電壓跟隨器128的正輸入端連接到電阻R14的節點124處而負輸入端連接到它的輸出端，調整總和電阻R14的阻值R_SUM的大小，使得第三電壓跟隨器128輸出電壓V_TRS變得可調，V_TRS=R_SUM×(I_LEB+I_OFF)，預設電流I_SUM應當含有(I_LEB+I_OFF)這個和值因數，例如可設定預設電流I_SUM等於K×(I_LEB+I_OFF)，這裏的K是一個正的常數，但我們在壹個作為示範但並不作為局限的實施例中，取預設電流I_SUM等於0.5×(I_LEB+I_OFF)。另外，第三電壓跟隨器128輸出的電壓V_TRS可測，相當於預設電流I_SUM所包含的關斷電流值I_OFF和前緣遮蔽電流值I_LEB相加得到的和值可由電壓V_TRS換算出來。

參見第8圖，是判斷負載狀態的電路一個超載檢測電路350，在電壓源V_DD和接地端之間的一個支路中，串聯連接有提供電流值I_SUM的電流源315和一個開關SW21及一個第一電容C11，開關SW21的輸入端連接電流源315而輸出端連接到第一電容C11的一端的節點311處，第一電容C11的另一端接地。在電壓源V_DD和接地端之間的另一個支路中，串聯連接有提供一個參考電流值I_REF的電流源316和一個開關SW22及一個第二電容C12，開關SW22的輸入端連接電流源316而輸出端連接到第二電容C12的一端的節點312處，第二電容C12的另一端接地。此外，超載檢測電路350還包括一個比較器328，比較器328的正相輸入端連接到開關SW21和第一電容C11的公共連接節點311處，比較器328的反相輸入端連接到開關SW22和第二電容C12的公共連接節點312處，比較器328主要用於對第一電容C11上的電壓和第二電容C12上的電壓進行比較。

參見第9圖，利用電流源315提供的預設電流I_SUM對第8圖中的第一電容C11充電，利用電流源316提供的參考電 流I_REF對第8圖中的第二電容C12充電，其中電流源316提供的電流可以是單個參考電流I_REF也可以是單位參考電流I_REF的倍數，電流源315提供的電流可以是單個預設電流I_SUM也可以是單位預設電流I_SUM的倍數。基本的原則是，過大的負載輸出電流亦會導致預設電流I_SUM同步增加，則負載的狀況在比較器328的輸出端可以體現。在每個週期內對第一電容C11和第二電容C12充電的時間段有較大的靈活性，如果第二電容C12的充電過程在是整個週期內一直延續，譬如第9圖所示的從一個週期T_S的開始至結束都一直在充電，發現例如在DCM模式下，第二電容C12的電壓V₃₁₂(即節點312處的電壓值)與第一電容C11的電壓V₃₁₁(即節點311處的電壓值)在時間段T_OFF內有交點，而此時刻電容其實並未完成完整的充電，但比較器328卻會顯示比較結果。再者第二電容C12完成充電的時機在週期T_S的結束點，就容易導致在週期T_S的結束點電壓V₃₁₂和電壓V₃₁₁幾乎沒有比較時間，來讓比較器328產生正確的比較結果。在一些可選的實施例中，第一電容C11、第二電容C12在進行下一個週期的充電之前會利用沒有示出的放電電路將儲存的電量在一個週期結束時瞬時釋放掉。例如在第一電容C11兩端並聯具有控制端的三端口型電子開關SW31，在第二電容C12兩端並聯具有控制端的三端口型電子開關SW32，超載檢測電路350中開關SW31和開關SW32各自的控制端同步接收一個週期時鐘訊號(CLKP)，於每個週期Ts啟始前的時刻或說於每個週期結束的時刻由週期時鐘訊號(CLKP)將開關SW31和開關SW32予以接通，開關SW31連接在節點311和地端之間而開關SW32連接在節點312和地端之間，因此可以在開關SW31和開關SW32接通的此瞬態時刻同步對第一、第二電容C11、C12實施瞬時放電。在其他的可選實施例中，這些電子開關可由控制信號在每個週期準備接通主開關QM的上升沿的時刻來觸發瞬時接通，實施電容瞬間放電到地端。

參見第10圖，本發明的一個精神在於，可以不在整個週期T_S內一直都對第二電容C12充電，輸送到開關SW22控制 端的驅動信號CTL2僅僅只在二分之一的週期T_S內控制開關SW22接通而在其他時間關斷，對第二電容C12進行充電，從每個週期T_S的開始時刻起執行充電，一直到T_S/2的時間點才結束充電，但從每個週期的T_S/2的時間節點到週期T_S結束的時間節點之間不對第二電容C12充電。為了對預設電流I_SUM執行乘以T_OFF/T_S這個比例的平均電流計算，輸送到開關SW21控制端的控制信號CTL1只在週期T_S內的一個關斷時段T_OFF控制開關SW21接通而在其他時間關斷，對第一電容C11進行充電，從關斷時段T_OFF開始的時刻起執行充電，一直到關斷時段T_OFF結束的時刻才完成充電。但在導通時段T_ON和死區時段T_D不對第一電容C11進行充電，這是DCM模式下的情形。同樣，如果在CCM模式下，則僅在關斷時段T_OFF這段時間內為第一電容C11充電，但在導通時段T_ON不對第一電容C11進行充電。節點311處的電壓V₃₁₁和節點312處的電壓V₃₁₂的波形如第10圖所示。值得關注的是，因為相對於在整個週期都充電而言，我們縮短了第二電容C12充電的時間，為原來的一半，但是為了和在整個週期都充電的最終電量保持相同，所以應當以2×I_REF的充電電流對第二電容C12充電，使得半個週期充電的電量(2×I_REF)×(T_S/2)依然等於第9圖中整個週期充電的電量I_REF×T_S。如此一來，比較器328得出結果也即電壓V₃₁₁和電壓V₃₁₂的比較時機就不受限於一個週期結束的時間點，例如T_OFF結束前也可以進行比較，不會產生誤操作。

以DCM模式為例，保持參考電流I_REF恒定而將實際的預設電流I_SUM逐步增加，在關斷時段T_OFF結束的時刻，也即第一電容C11完成T_OFF這麼長時間的充電，在比較器328開始首次輸出高電平時為一個臨界狀態，此臨界狀態會發生電壓V₃₁₁和電壓V₃₁₂恰好相等的情形，也就是說第二電容C12在時刻T_S/2結束時具有的電量I_REF×T_S等於第一電容C11在關斷時段T_OFF結束時具有的電量，臨界狀態同樣適用於CCM模式，與DCM模式唯一的區別就是無需考慮死區時間。在這種情形下，設置此時刻的預設電流具的有一個額定電流值I_SUM1滿足以下函數關係：

如果在一個特殊實施例中設置第一電容C11和第二電容C11的電容值相同，則可以較輕易的算出額定電流值I_SUM1實質上等於(I_REF×T_S)÷T_OFF。I_SUM1是一個臨界值，只要實際的預設電流I_SUM比I_SUM1大，或者說實際的輸出電流I_O比(N×I_REF×C₁₁)÷C₁₂大時，例如第11圖的DCM模式中負載變重，在每個關斷時段T_OFF的結束點前，也即驅動信號CTL1的每個下降沿的時刻之前，比較器328都會因為發生電壓V₃₁₁比V₃₁₂大的現象而開始輸出高電平直至一個週期結束。將比較器328的輸出端連接到第8圖中一個單穩態觸發器329(one shot)的輸入端，則每個週期在關斷時段T_OFF的結束點前比較結果的上升沿都會觸發單穩態觸發器329發送一次高電平，將單穩態觸發器329的輸出端連接到一個計數器330，譬如計數器330在其CLK端可以收到單穩態觸發器329發送的信號OC，如果計數器330在數個連續的週期內都會收到高電平的信號OC而且這數個連續週期延續的總時長超過了一個預設的時間，計數器330可認為轉換器進入了超載狀態，計數器330可以發送一個超載保護信號OLP來關斷整個電源裝置。

相反的是，只要實際的預設電流I_SUM比額定值I_SUM1小，或者說實際的輸出電流I_O比(N×I_REF×C₁₁)÷C₁₂小，例如第11圖的DCM模式中負載變成輕負載狀態，電壓V₃₁₁都不會超過電壓V₃₁₂，在此情形下每個週期比較器328都不會輸出高電平，也不會觸發單穩態觸發器329發送邏輯高電平，所以計數器330不會發送超載保護信號OLP。同理，在CCM模式下，也會存在一個額定電流值I_SUM1，此值與DCM的差異僅僅是週期T_S是否含有死區時段，即公式(14)中週期T_S與CCM模式下公式(5)之含義相對應及與DCM模式下公式(10)之含義相對應，其他演算法兩者並無差異。只要實際的預設電流I_SUM比I_SUM1大，或者說輸出電流I_O 比(N×I_REF×C₁₁)÷C₁₂大，例如第12圖中負載變重，在每個關斷時段T_OFF的結束點略微提前一點，比較器328都會因為發生電壓V₃₁₁比電壓V₃₁₂大的現象開始輸出高電平直至一個週期結束，則每個週期在關斷時段T_OFF的每個結束點前都會觸發單穩態觸發器329發送的信號OC具有一次高電平，將單穩態觸發器329的輸出端連接到計數器330，計數器330可在其CLK端接收信號OC，如果計數器330在數個連續的週期內都會收到高電平的信號OC而且這數個連續週期延續的總時長超過了一個預設的時間，計數器330可發送一個超載保護信號OLP來關斷整個電源裝置。反過來，在CCM模式中只要實際的預設電流I_SUM比額定值I_SUM1小，或者說輸出電流I_O比(N×I_REF×C₁₁)÷C₁₂小，例如第12圖中負載變成輕負載狀態，電壓V₃₁₁都不會超過電壓V₃₁₂，所以在此種情況下每個週期內比較器328都不會輸出高電平，也不會觸發單穩態觸發器329發送邏輯高電平，計數器330不會發送超載保護信號OLP。

以上通過說明和附圖，給出了具體實施方式的特定結構的典型實施例，上述發明提出了現有的較佳實施例，但這些內容並不作為局限。對於本領域的技術人員而言，閱讀上述說明後，各種變化和修正無疑將顯而易見。因此，所附的專利申請範圍應看作是涵蓋本發明的真實意圖和範圍的全部變化和修正。在申請專利範圍內任何和所有等價的範圍與內容，都應認為仍屬本發明的意圖和範圍內。

311、312‧‧‧節點

315、316‧‧‧電流源

328‧‧‧比較器

329‧‧‧單穩態觸發器

330‧‧‧計數器

350‧‧‧超載檢測電路

SW21、SW22、SW31、SW32‧‧‧開關

C11‧‧‧第一電容

C12‧‧‧第二電容

Claims (26)

1. 一種在反激轉換器中判斷負載狀態之電路，其中，包括：一偵測模組，檢測流經與一初級繞組串聯之一感應電阻上之一初級電流，並在用於控制該初級繞組接通或斷開之一主開關被一控制信號關斷之瞬間，探測出流經該感應電阻之一關斷電流值I_OFF，以及在用於屏蔽該初級電流起始尖峰脈衝之一前緣遮蔽信號之有效狀態結束之瞬間，探測出流經該感應電阻之一前緣遮蔽電流值I_LEB；一提供一預設電流I_SUM之第一電流源，其中該預設電流I_SUM包含了由該關斷電流值I_OFF和該前緣遮蔽電流值I_LEB相加得到之一和值因數，和一提供一參考電流I_REF之第二電流源；一利用該第一電流源充電之第一電容和一利用該第二電流源充電之第二電容；一比較器，將該第一電容上變化之電壓輸入到該比較器之一正相輸入端和將該第二電容上變化之電壓輸入到該比較器一反相輸入端，當該反激轉換器傳輸給負載之輸出電流發生變化引起該預設電流I_SUM變化時，利用該比較器輸出之比較結果檢測負載狀態。
2. 依據申請專利範圍第1項所述的在反激轉換器中判斷負載狀態之電路，其中，該預設電流I_SUM等於該關斷電流值I_OFF和該前緣遮蔽電流值I_LEB兩者總和之和值之二分之一。
3. 依據申請專利範圍第1項所述的在反激轉換器中判斷負載狀態之電路，其中，該第一電流源和該第一電容之間連接有一開關，該開關在該主開關之每一週期T_S內僅在該主開關之關斷時段T_OFF內接通，在每一週期之餘下時段關斷。
4. 依據申請專利範圍第3項所述的在反激轉換器中判斷負載狀態之電路，其中，該第一電容之電容值為C₁₁及該第二電容之電容值為C₁₂，以該預設電流I_SUM是否超過一設定之額定電流值I_SUM1來判斷負載是否進入超載狀態，並且
5. 依據申請專利範圍第4項所述的在反激轉換器中判斷負載狀態之電路，其中，該第二電流源和該第二電容之間連接有一開關，該開關在該主開關之每一週期開始導通之時刻開始被接通，直至每一週期之二分之一之時刻才被關斷；並且該第二電流源提供兩倍之該參考電流I_REF，使該第二電容在週期T_S總時間之二分之一結束時充電之總電壓維持在：
6. 依據申請專利範圍第5項所述的在反激轉換器中判斷負載狀態之電路，其中，設置該第一電容之電容值C₁₁與該第二電容之電容值C₁₂相等。
7. 依據申請專利範圍第4項所述的在反激轉換器中判斷負載狀態之電路，其中，當實際該預設電流I_SUM超過該額定電流值I_SUM1時，每一週期T_S之中在該主開關之關斷時段T_OFF內，該比較器之輸出會從低電平翻轉成高電平；或者當實際該預設電流I_SUM低於該額定電流值I_SUM1時，在每一週期T_S之中該比較器之輸出都維持在低電平。
8. 依據申請專利範圍第7項所述的在反激轉換器中判斷負載狀態之電路，其中，還包括接收該比較器輸出結果之一單穩 態觸發器和包括與該單穩態觸發器連接之一計數器，該比較器每次從低電平翻轉成高電平的上升沿之時刻，該誘發單穩態觸發器輸出一高電平信號給該計數器，當該計數器在連續之複數週期中之每一週期內都收到該單穩態觸發器輸出之高電平信號，則該計數器發出一負載進入重負載狀態之超載保護信號。
9. 依據申請專利範圍第1項所述的在反激轉換器中判斷負載狀態之電路，其中，還包括與該第一電容並聯之一開關和與該第二電容並聯之一開關，於每一週期結束之時刻被觸發接通，從而將與該第一電容並聯之該開關和與該第二電容並聯之該開關予以接通，以同步對該第一、第二電容實施瞬時放電。
10. 依據申請專利範圍第1項所述的在反激轉換器中判斷負載狀態之電路，其中，還包括一採樣保持鎖存器，該偵測模組具有一第一電壓電流轉換器，採集用於表徵該初級電流大小之跨於該感應電阻上之電壓感測信號，並將該電壓感測信號轉換成流經連接在該第一電壓電流轉換器之一電流輸出端和一接地端之間之一轉換電阻之一中間電流；在該主開關關斷之瞬間，該偵測模組將該瞬間施加於該轉換電阻上之電壓轉換成與該關斷電流值I_OFF對應之電壓感測信號輸送給該採樣保持鎖存器儲存；在該前緣遮蔽信號之有效狀態結束之瞬間，該偵測模組將該瞬間施加於轉換電阻上之電壓轉換成與該前緣遮蔽電流值I_LEB對應之電壓感測信號輸送給該採樣保持鎖存器儲存。
11. 依據申請專利範圍第10項所述的在反激轉換器中判斷負 載狀態之電路，其中，該偵測模組包括一第一電壓跟隨器，其一正輸入端連接到該第一電壓電流轉換器之該電流輸出端；在該第一電壓跟隨器之一輸出端和該採樣保持鎖存器之一第一存儲電容之一端之間連接有受該控制信號驅動之一第一開關，該控制信號從第一狀態翻轉成第二狀態將該主開關關斷之瞬間，該第一開關同步被關斷，此刻該中間電流在該轉換電阻上產生之電壓被該第一電壓跟隨器轉換成與該關斷電流值I_OFF對應之電壓感測信號存儲在該第一存儲電容中。
12. 依據申請專利範圍第10項所述的在反激轉換器中判斷負載狀態之電路，其中，該偵測模組包括一第二電壓跟隨器，其一正輸入端連接到該第一電壓電流轉換器之該電流輸出端；在該第二電壓跟隨器之一輸出端和該採樣保持鎖存器之一第二存儲電容之一端之間連接有受該前緣遮蔽信號驅動之一第二開關，在該前緣遮蔽信號從第一狀態翻轉成第二狀態之瞬間，該第二開關同步被關斷，此刻該中間電流在該轉換電阻上產生之電壓被該第二電壓跟隨器轉換成與該前緣遮蔽電流值I_LEB對應之電壓感測信號存儲在該第二存儲電容中。
13. 依據申請專利範圍第10項所述的在反激轉換器中判斷負載狀態之電路，其中，還包括一電流總和單元，其具有之一第二電壓電流轉換器將該採樣保持鎖存器儲存之對應于該關斷電流值I_OFF之電壓感測信號恢復轉換成從該第二電壓電流轉換器之一電流輸出端流出之與該關斷電流值I_OFF等值之 電流；該電流總和單元具有之一第三電壓電流轉換器將該採樣保持鎖存器儲存之對應於該前緣遮蔽電流值I_LEB之電壓感測信號恢復轉換成從該第三電壓電流轉換器之一電流輸出端流出之與該前緣遮蔽電流值I_LEB等值之電流；該第二、第三電壓電流轉換器各自輸出之電流彙聚流過該兩者之電流輸出端互連處之一公共節點與一接地端之間之一總和電阻，且該電流總和單元具有之一第三電壓跟隨器之一正輸入端連接到該公共節點處，該第三電壓跟隨器輸出之電壓V_TRS等於(I_LEB+I_OFF)乘以該總和電阻之電阻值R_SUM，藉此擷取該關斷電流值I_OFF和該前緣遮蔽電流值I_LEB相加得到之和值。
14. 一種在反激轉換器中判斷負載狀態之方法，其中，包括以下步驟：檢測流經與一初級繞組串聯之一感應電阻上之一初級電流，並在用於控制該初級繞組接通或斷開之一主開關被一控制信號關斷之瞬間，探測出流經該感應電阻之一關斷電流值I_OFF，以及在用於屏蔽該初級電流起始尖峰脈衝之一前緣遮蔽信號之有效狀態結束之瞬間，探測出流經該感應電阻之一前緣遮蔽電流值I_LEB；利用一提供一預設電流I_SUM之第一電流源為一第一電容充電，該預設電流I_SUM包含了由該關斷電流值I_OFF和該前緣遮蔽電流值I_LEB相加得到之一和值因數，和利用一提供一參考電流I_REF第二電流源為一第二電容充電；將該第一電容上變化之電壓輸入到一比較器之一正相輸入端和將該第二電容上變化之一電壓輸入到該比較器之 一反相輸入端，當該反激轉換器傳輸給負載之輸出電流發生變化引起該預設電流I_SUM變化時，利用該比較器輸出之比較結果檢測負載狀態。
15. 依據申請專利範圍第14項所述的在反激轉換器中判斷負載狀態之方法，其中，設定該預設電流I_SUM等於該關斷電流值I_OFF和該前緣遮蔽電流值I_LEB兩者總和之和值之二分之一。
16. 依據申請專利範圍第14項所述的在反激轉換器中判斷負載狀態之方法，其中，在該第一電流源和該第一電容之間連接一開關，該開關在該主開關之每一週期T_S內僅僅在該主開關之關斷時段T_OFF內接通，為該第一電容充電，在每一週期之餘下時段關斷。
17. 依據申請專利範圍第16項所述的在反激轉換器中判斷負載狀態之方法，其中，設定該第一電容之電容值為C₁₁及該第二電容之電容值為C₁₂，以該預設電流I_SUM是否超過一設定之額定電流值I_SUM1來判斷負載是否進入超載狀態，並且
18. 依據申請專利範圍第17項所述的在反激轉換器中判斷負載狀態之方法，其中，在該第二電流源和該第二電容之間連接一開關，該開關在該主開關之每一週期開始導通之時刻開始被接通，為該第二電容充電，直至每一週期之二分之一之時刻才被關斷；並且該第二電流源提供兩倍之該參考電流I_REF，使該第二電容在週期T_S總時間之二分之一結束時充電之總電壓維持在：
19. 依據申請專利範圍第18項所述的在反激轉換器中判斷負載狀態之方法，其中，設置該第一電容之電容值C₁₁與該第二電容之電容值C₁₂相等。
20. 依據申請專利範圍第17項所述的在反激轉換器中判斷負載狀態之方法，其中，當該實際預設電流I_SUM超過該額定電流值I_SUM1時，每一週期T_S之中在該主開關之關斷時段T_OFF內，該比較器之輸出會從低電平翻轉成高電平；或者當該實際預設電流I_SUM低於該額定電流值I_SUM1時，在每一週期T_S之中該比較器之輸出都維持在低電平。
21. 依據申請專利範圍第20項所述的在反激轉換器中判斷負載狀態之方法，其中，還包括提供一接收該比較器輸出結果之單穩態觸發器和提供與該單穩態觸發器連接之一計數器，該比較器每次從低電平翻轉成高電平的上升沿的時刻，該誘發單穩態觸發器輸出一高電平信號給該計數器，當該計數器在連續之複數週期中之每一週期內都收到該單穩態觸發器輸出之高電平信號，則該計數器發出一表徵負載進入重負載狀態之超載保護信號。
22. 依據申請專利範圍第14項所述的在反激轉換器中判斷負載狀態之方法，其中，設置與該第一電容並聯之一開關和與該第二電容並聯之一開關，於每一週期結束之時刻被觸發接通，將與該第一電容並聯之該開關和與該第二電容並聯之該開關予以接通，以同步對該第一、第二電容實施瞬時放電。
23. 依據申請專利範圍第14項所述的在反激轉換器中判斷負載狀態之方法，其中，提供一採樣保持鎖存器和一偵測模組，該偵測模組具有一第一電壓電流轉換器，採集用於表徵 該初級電流大小之跨於該感應電阻上之電壓感測信號，並將電壓感測信號轉換成流經連接在該第一電壓電流轉換器之一電流輸出端和一接地端之間之一轉換電阻之一中間電流；在該主開關關斷的瞬間，該偵測模組將該瞬間施加於轉換電阻上之電壓轉換成與該關斷電流值I_OFF對應之電壓感測信號輸送給該採樣保持鎖存器儲存；在該前緣遮蔽信號之有效狀態結束之瞬間，該偵測模組將該瞬間施加於該轉換電阻上之電壓轉換成與該前緣遮蔽電流值I_LEB對應之電壓感測信號輸送給該採樣保持鎖存器儲存。
24. 依據申請專利範圍第23項所述的在反激轉換器中判斷負載狀態之方法，其中，該偵測模組包括一第一電壓跟隨器，其一正輸入端連接到該第一電壓電流轉換器之該電流輸出端；在該第一電壓跟隨器之一輸出端和該採樣保持鎖存器之一第一存儲電容之一端之間連接有受該控制信號驅動之一第一開關，該控制信號從第一狀態翻轉成第二狀態將該主開關關斷的瞬間，該第一開關同步被關斷，此刻該中間電流在該轉換電阻上產生之電壓被該第一電壓跟隨器轉換成與該關斷電流值I_OFF對應之電壓感測信號存儲在該第一存儲電容中。
25. 依據申請專利範圍第23項所述的在反激轉換器中判斷負載狀態之方法，其中，該偵測模組包括一第二電壓跟隨器，其一正輸入端連接到該第一電壓電流轉換器之該電流輸出端；在該第二電壓跟隨器之一輸出端和該採樣保持鎖存器 之一第二存儲電容之一端之間連接有受該前緣遮蔽信號驅動之一第二開關，在該前緣遮蔽信號從第一狀態翻轉成第二狀態之瞬間，該第二開關同步被關斷，此刻該中間電流在該轉換電阻上產生之電壓被該第二電壓跟隨器轉換成與該前緣遮蔽電流值I_LEB對應之電壓感測信號存儲在該第二存儲電容中。
26. 依據申請專利範圍第23項所述的在反激轉換器中判斷負載狀態之方法，其中，提供一電流總和單元，其具有之一第二電壓電流轉換器將該採樣保持鎖存器儲存之對應于該關斷電流值I_OFF之電壓感測信號恢復轉換成從該第二電壓電流轉換器之一電流輸出端流出之與該關斷電流值I_OFF等值之電流；該電流總和單元具有之一第三電壓電流轉換器將該採樣保持鎖存器儲存之對應於該前緣遮蔽電流值I_LEB之電壓感測信號恢復轉換成從該第三電壓電流轉換器之一電流輸出端流出之與該前緣遮蔽電流值I_LEB等值之電流；該第二、第三電壓電流轉換器各自輸出之電流彙聚流過該兩者之電流輸出端互連處之一公共節點與一接地端之間之一總和電阻，且該電流總和單元具有之一第三電壓跟隨器之一正輸入端連接到該公共節點處，該第三電壓跟隨器輸出之電壓V_TRS等於(I_LEB+I_OFF)乘以該總和電阻之電阻值R_SUM，藉此擷取該關斷電流值I_OFF和該前緣遮蔽電流值I_LEB相加得到之和值。