TWI525979B - 反激轉換器輸出電流計算電路及計算方法 - Google Patents

Description

反激轉換器輸出電流計算電路及計算方法

本發明主要涉及電源轉換系統，確切地說，是在應用於電源領域的電壓反激轉換器中對輸出電流進行檢測並計算，得到較為精准的輸出電流值。

在常規的電源轉換系統中，通常會採用進行恒壓或恒流控制的開關電源方式。在電源轉換系統中變壓器的初級繞組上控制開關元件的開啟或斷開，在變壓器的初級繞組上週期性的產生流經的開關元件的電流，並且初級側的能量傳遞給次級側，在次級繞組上產生的交流電經過注入二極體及電容器等整流濾波後，轉化成直流電供給負載。

但如何精准的預算出提供給負載的輸出電流是一個苛待解決的難題，因為這是我們精確地設計拓撲的主要因素之一，尤其是能夠在電流連續模式CCM和電流斷續模式DCM都相容的前提下，計算出輸出電流更是現有技術所難以企及的一個問題。

在一個實施例中，本發明揭示了一種用於反激轉換器的輸出電流計算電路，包括：一個偵測模組，檢測流經與初級繞組串聯的一個感應電阻上的初級電流，並在用於控制初級繞組接通或斷開的一個主開關被一個控制信號關斷的瞬間，探測出流經感應電阻的關斷電流值I_OFF，以及在用於屏蔽初級電流起始尖峰脈衝的一個前緣遮蔽信號的有效狀態結束的瞬間，探測出流經感應電阻的前緣遮蔽電流值I_LEB；一個採樣保持鎖存器，具有分別存儲關斷電流值I_OFF信息和前緣遮蔽電流值I_LEB信息的第一、第 二存儲電容；一個電流總和單元，對關斷電流值I_OFF和前緣遮蔽電流值I_LEB進行總和計算；一個輸出級，將關斷電流值I_OFF和前緣遮蔽電流值I_LEB總和得到的總和電流所轉換成的電壓在每個週期內按照週期的一個預設的比例關係輸出，藉此預算出輸出電流；一個邏輯控制單元，在任意一個週期內，確定輸出級接收由總和電流轉換的電壓的一個預設時間段的占週期比，允許輸出級在每個週期的預設時間段接收總和電流轉換的電壓，但禁止輸出級在每個週期除了預設時間段以外的剩餘時間段接收總和電流轉換的電壓。

上述計算電路，偵測模組具有一個第一電壓電流轉換器，採集用於表徵初級電流大小的跨於感應電阻上的電壓感測信號，並將電壓感測信號轉換成流經連接在第一電壓電流轉換器的電流輸出端和接地端之間的一個轉換電阻的中間電流；在主開關關斷的瞬間，偵測模組將瞬間施加於轉換電阻上的電壓轉換成與關斷電流值I_OFF對應的電壓感測信號V_CS-OFF輸送給採樣保持鎖存器儲存；在前緣遮蔽信號的有效狀態結束的瞬間，偵測模組將瞬間施加於轉換電阻上的電壓轉換成與前緣遮蔽電流值I_LEB對應的電壓感測信號V_CS-LEB輸送給採樣保持鎖存器儲存。

上述計算電路，偵測模組包括第一電壓跟隨器，其正輸入端連接到第一電壓電流轉換器的電流輸出端；在第一電壓跟隨器的輸出端和採樣保持鎖存器的第一存儲電容的一端之間連接有受控制信號驅動的第一開關，在控制信號從第一狀態翻轉成第二狀態將主開關關斷的瞬間，第一開關同步被關斷，此刻中間電流在轉換電阻上產生的電壓被第一電壓跟隨器轉換成與關斷電流值I_OFF對應的電壓感測信號V_CS-OFF存儲在第一存儲電容中。

上述計算電路，偵測模組包括第二電壓跟隨器，其正輸入端連接到第一電壓電流轉換器的電流輸出端；在第二電壓跟隨器的輸出端和採樣保持鎖存器的第二存儲電容的一端之間連接有受前緣遮蔽信號驅動的第二開關，在前緣遮蔽信號從第一狀態翻轉成第二狀態的瞬間，第二開關同步被關斷，此刻中間電流 在轉換電阻上產生的電壓被第二電壓跟隨器轉換成與前緣遮蔽電流值I_LEB對應的電壓感測信號V_CS-LEB存儲在第二存儲電容中。

上述計算電路，電流總和單元具有的第二電壓電流轉換器的輸入端連接到第一存儲電容上，將與關斷電流值I_OFF相對應的電壓感測信號V_CS-OFF對第一存儲電容充電所體現出的電壓值恢復轉換成從第二電壓電流轉換器的電流輸出端流出的與關斷電流值I_OFF等值的電流；電流總和單元具有的第三電壓電流轉換器的輸入端連接到第二存儲電容上，將與前緣遮蔽電流值I_LEB相對應的電壓感測信號V_CS-LEB對第二存儲電容充電所體現出的電壓值恢復轉換成從第三電壓電流轉換器的電流輸出端流出的與前緣遮蔽電流值I_LEB等值的電流；第二、第三電壓電流轉換器各自輸出的電流合併後流過兩者的電流輸出端互連處的公共節點與接地端之間的一個總和電阻，總和電阻具有電阻值R_SUM，電流總和單元具有的一個第三電壓跟隨器的正輸入端連接到公共節點處，使得第三電壓跟隨器輸出的電壓V_TRS等於R_SUM×(I_LEB+I_OFF)。

上述計算電路，輸出級包含一個第三開關，其中第三開關的輸入端接收電流總和單元計算和輸出的由總和電流所轉換成的等於R_SUM×(I_LEB+I_OFF)的電壓V_TRS，而第三開關的輸出端則接地；每個開關週期內在預設時間段等於主開關的關斷時段T_OFF階段將第三開關斷開，以將電壓V_TRS傳輸到輸出級的輸出端，但在每個開關週期餘下的時間內使第三開關接通以將電壓V_TRS釋放到地端藉此來禁止輸出級接收電壓V_TRS。

上述計算電路，反激轉換器進入電流連續CCM模式時，在關斷時段T_OFF將第三開關斷開以將電壓V_TRS傳輸到輸出級的輸出端，但在接通時段T_ON使第三開關接通禁止輸出級接收電壓V_TRS，輸出級輸出的電壓V_F滿足以下函數關係：

上述計算電路，反激轉換器進入DCM模式時，在關斷時段T_OFF將第三開關斷開以將電壓V_TRS傳輸到輸出級的輸出 端，但在接通時段T_ON和死區時間T_D使第三開關接通禁止輸出級接收電壓V_TRS，輸出級輸出的電壓V_F滿足以下函數關係：

上述計算電路，設初級繞組的匝數N_P與次級繞組的匝數N_S之比等於n，則反激轉換器傳輸給負載的輸出電流I_O滿足以下函數關係：

上述計算電路，由連接於第三開關的輸入端和第三電壓跟隨器的輸出端之間的一個電阻和連接於第三開關的輸入端和接地端之間的一個電容構成一個採樣保持電路，由連接於第三開關的輸入端和輸出級的輸出端口之間的一個電阻和連接於輸出級的輸出端口和接地端之間的一個電容構成一個濾波電路。

上述計算電路，邏輯控制單元包括第四電壓跟隨器，其正輸入端連接到主開關的漏極端，和包括一個電容，電容的一端和第四電壓跟隨器的輸出端之間連接有一個電阻，而電容的另一端連接到接地端；邏輯控制單元還包含一個正相輸入端連接到電容未接地的一端的比較器，比較器的反相輸入端連接到提供參考電壓的電壓源的正極，電壓源的負極連接到第四電壓跟隨器的輸出端，比較器的輸出端連接到邏輯控制單元中一個RS觸發器的置位端S；當比較器輸出的比較結果S_COM為高電平時將RS觸發器的輸出置位到高電平，以及在控制信號的下降沿的時刻觸發產生的一個納秒級別的較窄的高電平脈衝耦合到RS觸發器的復位端，此時刻將RS觸發器的輸出復位到低電平，並且由RS觸發器的輸出端驅動著第三開關的關斷或接通。

上述計算電路，在CCM模式下，在導通時段T_ON所述RS觸發器輸出高電平給第三開關的控制端，接通第三開關；以及在關斷時段T_OFF所述RS觸發器輸出一個低電平給第三開關 的控制端，關斷第三開關；輸出級在每個週期將電壓V_TRS以{T_OFF÷(T_ON+T_OFF)}的預設比例輸出。

上述計算電路，在DCM模式下，在導通時段T_ON和死區時段T_D所述RS觸發器輸出高電平給第三開關的控制端，接通第三開關；以及在關斷時段T_OFF所述RS觸發器輸出一個低電平給第三開關的控制端，關斷第三開關；輸出級在每個週期將電壓V_TRS以{T_OFF÷(T_ON+T_OFF+T_D)}的預設比例輸出。

上述計算電路，邏輯控制單元包括輸出端連接到RS觸發器復位端的及閘，及閘的一個輸入端與另一個輸入端之間連接有一個反相器使它們構成單穩態觸發器；控制信號經過邏輯控制單元的另一個反相器反相後的反相信號被輸送給及閘的一個輸入端，反相信號還被輸送給連接在及閘的兩個輸入端之間的反相器的輸入端，從而在控制信號的下降沿的時刻觸發及閘產生一個高電平脈衝的輸出信號S_TRI將RS觸發器的輸出鉗制到低電平。

上述計算電路，在每個週期內，設置主開關接通的時刻到前緣遮蔽信號的有效狀態結束的時刻之間的延續時間，等於控制信號的邏輯狀態發生翻轉準備關斷主開關的時刻到初級電流過沖到最大峰值的時刻之間的延遲時間。

本發明提供了一種計算反激轉換器的輸出電流的方法，包括以下步驟：利用一個偵測模組，檢測流經與初級繞組串聯的一個感應電阻上的初級電流，並在用於控制初級繞組接通或斷開的一個主開關被一個控制信號關斷的瞬間，探測出流經感應電阻的關斷電流值I_OFF，以及在用於屏蔽初級電流起始尖峰脈衝的一個前緣遮蔽信號的有效狀態結束的瞬間，探測出流經感應電阻的前緣遮蔽電流值I_LEB；提供包含第一、第二存儲電容的一個採樣保持鎖存器，利用第一、第二存儲電容對應將關斷電流值I_OFF信息和前緣遮蔽電流值I_LEB信息分別予以儲存，存儲的這些電流信息以電壓形式體現；利用一個電流總和單元對關斷電流值I_OFF和前緣遮蔽電流值I_LEB進行總和計算；將關斷電流值I_OFF和前緣遮蔽電流值I_LEB總和得到的總和電流所轉換成的電壓V_TRS，在每個 週期內按照週期的一個預設的比例關係在一個輸出級輸出；藉由一個邏輯控制單元，在任意的一個週期內，判斷出輸出級接收總和電流所轉換成的電壓V_TRS的一個預設時間段的占週期比，邏輯控制單元控制輸出級在每個週期的該預設時間段接收總和電流轉換的電壓V_TRS，但禁止輸出級在每個週期除了預設時間段以外的剩餘時間段接收總和電流轉換的電壓V_TRS。

上述方法，偵測模組具有一個第一電壓電流轉換器，採集用於表徵初級電流大小的跨於感應電阻上的電壓感測信號，並將電壓感測信號轉換成流經連接在第一電壓電流轉換器的電流輸出端和接地端之間的一個轉換電阻的中間電流；在主開關關斷的瞬間，偵測模組將此瞬間施加於轉換電阻上的電壓轉換成與關斷電流值I_OFF對應的電壓感測信號V_CS-OFF輸送給採樣保持鎖存器儲存；在前緣遮蔽信號的有效狀態結束的瞬間，偵測模組將此瞬間施加於轉換電阻上的電壓轉換成與前緣遮蔽電流值I_LEB對應的電壓感測信號V_CS-LEB輸送給採樣保持鎖存器儲存。

上述方法，偵測模組包括第一電壓跟隨器，其正輸入端連接到第一電壓電流轉換器的電流輸出端；在第一電壓跟隨器的輸出端和採樣保持鎖存器的第一存儲電容的一端之間連接有受控制信號驅動的第一開關，控制信號從第一狀態翻轉成第二狀態將主開關關斷的瞬間，第一開關同步被關斷，此刻中間電流在轉換電阻上產生的電壓被第一電壓跟隨器轉換成與關斷電流值I_OFF對應的電壓感測信號V_CS-OFF存儲在第一存儲電容中。

上述方法，偵測模組包括第二電壓跟隨器，其正輸入端連接到第一電壓電流轉換器的電流輸出端；在第二電壓跟隨器的輸出端和採樣保持鎖存器的第二存儲電容的一端之間連接有受前緣遮蔽信號驅動的第二開關，在前緣遮蔽信號從第一狀態翻轉成第二狀態的瞬間，第二開關同步被關斷，此刻中間電流在轉換電阻上產生的電壓被第二電壓跟隨器轉換成與前緣遮蔽電流值I_LEB對應的電壓感測信號V_CS-LEB存儲在第二存儲電容中。

上述方法，電流總和單元具有的第二電壓電流轉換 器的輸入端連接到第一存儲電容上，其將與關斷電流值I_OFF相對應的電壓感測信號V_CS-OFF對第一存儲電容充電所體現出的電壓值恢復轉換成從第二電壓電流轉換器的電流輸出端流出的與關斷電流值I_OFF等值的電流；電流總和單元具有的第三電壓電流轉換器的輸入端連接到第二存儲電容上，其將與前緣遮蔽電流值I_LEB相對應的電壓感測信號V_CS-LEB對第二存儲電容充電所體現出的電壓值恢復轉換成從第三電壓電流轉換器的電流輸出端流出的與前緣遮蔽電流值I_LEB等值的電流；第二、第三電壓電流轉換器各自輸出的電流彙集合併後流過兩者的電流輸出端互連處的公共節點與接地端之間的一個總和電阻，總和電阻具有電阻值R_SUM，電流總和單元具有的一個第三電壓跟隨器的正輸入端連接到公共節點處，使第三電壓跟隨器輸出的電壓V_TRS等於R_SUM×(I_LEB+I_OFF)。

上述方法，輸出級包含一個第三開關，第三開關的輸入端接收電流總和單元計算和輸出的由總和電流所轉換的電壓V_TRS，第三開關的輸出端則接地；每個開關週期T_S內當預設時間段等於主開關的關斷時段T_OFF階段將第三開關斷開，以將電壓V_TRS傳輸到輸出級的輸出端，但在每個開關週期T_S餘下的時間內使第三開關接通以將電壓V_TRS釋放到地端禁止輸出級接收電壓V_TRS。

上述方法，反激轉換器進入電流連續CCM模式時，在關斷時段T_OFF將第三開關斷開以將電壓V_TRS傳輸到輸出級的輸出端，但在接通時段T_ON使第三開關接通禁止輸出級接收電壓V_TRS，輸出級輸出的電壓V_F滿足以下函數關係：

上述方法，反激轉換器進入電流斷續DCM模式時，在關斷時段T_OFF將第三開關斷開以將電壓V_TRS傳輸到輸出級的輸出端，但在接通時段T_ON和死區時間T_D使第三開關接通禁止輸出級接收電壓V_TR，輸出級輸出的電壓V_F滿足以下函數關係：

上述方法，設初級繞組的匝數N_P與次級繞組的匝數N_S之比等於n，則算出反激轉換器傳輸給負載的輸出電流I_O滿足以下函數關係：

上述方法，由連接於第三開關的輸入端和第三電壓跟隨器的輸出端之間的一個電阻和連接於第三開關的輸入端和接地端之間的一個電容構成一個採樣保持電路，由連接於第三開關的輸入端和輸出級的輸出端口之間的一個電阻和連接於輸出級的輸出端口和接地端之間的一個電容構成一個濾波電路。

上述方法，邏輯控制單元包括第四電壓跟隨器，第四電壓跟隨器的正輸入端連接到主開關的漏極端，邏輯控制單元包還包括一個電容，電容的一端和第四電壓跟隨器的輸出端之間連接有一個電阻，而電容的另一端連接到接地端；邏輯控制單元還包含一個正相輸入端連接到電容的未接地的一端的比較器，比較器的反相輸入端連接到提供參考電壓的電壓源的正極，電壓源的負極連接到第四電壓跟隨器的輸出端，比較器的輸出端連接到邏輯控制單元中一個RS觸發器的置位端；當比較器輸出的比較結果S_COM為高電平時將RS觸發器的輸出置位到高電平，以及在控制信號的下降沿的時刻觸發產生的一個納秒級別的較窄的高電平脈衝耦合到RS觸發器的復位端，此時刻高電平脈衝將RS觸發器的輸出復位到低電平，並且由RS觸發器的輸出端驅動著第三開關的關斷或接通。

上述方法，在CCM模式下，在導通時段T_ON所述RS觸發器輸出高電平給第三開關的控制端，接通第三開關；以及在關斷時段T_OFF所述RS觸發器輸出一個低電平給第三開關的控制端，關斷第三開關；輸出級在每個週期內將第三電壓跟隨器輸出電壓V_TRS以{T_OFF÷(T_ON+T_OFF)}的預設比例輸出。

上述方法，在DCM模式下，在導通時段T_ON和死區時段T_D所述RS觸發器輸出高電平給第三開關的控制端，接通第 三開關；以及在關斷時段T_OFF所述RS觸發器輸出一個低電平給第三開關的控制端，關斷第三開關；輸出級在每個週期內將第三電壓跟隨器輸出的電壓V_TRS以{T_OFF÷(T_ON+T_OFF+T_D)}的預設比例輸出。

上述方法，邏輯控制單元還包括一個輸出端連接到RS觸發器復位端的及閘，及閘的一個輸入端與另一個輸入端之間連接有一個反相器使它們構成單穩態觸發器；控制信號經過另一個反相器反相後的反相信號被輸送給及閘的一個輸入端和被輸送給連接在及閘的兩個輸入端之間的反相器的輸入端，在控制信號的下降沿的時刻觸發及閘產生一個高電平脈衝的輸出信號將RS觸發器的輸出鉗制到低電平。

上述方法，在每個週期內，設置主開關接通的時刻到前緣遮蔽信號的有效狀態結束的時刻之間的延續時間，等於控制信號的邏輯狀態發生翻轉準備關斷主開關的時刻到初級電流過沖到最大峰值的時刻之間的延遲時間。

101、103、104、105、106、107、121、122、123、124、125、126、127‧‧‧節點

102‧‧‧主控制模組

110‧‧‧電壓電流轉換器

111‧‧‧第一電壓跟隨器

112‧‧‧第二電壓跟隨器

113、114‧‧‧電壓電流轉換器

115‧‧‧第四電壓跟隨器

116‧‧‧比較器

117、118‧‧‧反相器

119‧‧‧及閘

120‧‧‧RS觸發器

128‧‧‧第三電壓跟隨器

130‧‧‧變壓器

130A‧‧‧初級繞組

130B‧‧‧次級繞組

130C‧‧‧輔助繞組

201‧‧‧偵測模組

202‧‧‧採樣保持鎖存器

203‧‧‧電流總和單元

204‧‧‧邏輯控制單元

205‧‧‧輸出級

280‧‧‧計算電路

SW1、SW2、SW3、SW4、SW5‧‧‧開關

R10、R13、R15、R16‧‧‧電阻

R11‧‧‧調節電阻

R12‧‧‧轉換電阻

R14‧‧‧總和電阻

R_L‧‧‧負載

R_S‧‧‧感應電阻

QM‧‧‧主開關

D_AUX、D_O‧‧‧二極體

C_AUX、C_O、C₁、C₄、C₅、C₆‧‧‧電容

C₂‧‧‧第一存儲電容

C₃‧‧‧第二存儲電容

第1圖展示了本發明的反激轉換器的簡略電路圖。

第2A圖是CCM模式控制信號驅動主開關產生的初級電流和次級電流波形。

第2B圖是DCM模式控制信號驅動主開關產生的初級電流和次級電流波形。

第3圖是驅動主開關開啟的瞬間用於屏蔽感測信號的前沿起始尖峰的前緣遮蔽信號波形。

第4A-4C圖是CCM模式初級電流和次級電流各自對應的階梯狀電流波形。

第5A-5C圖是DCM模式初級電流和次級電流各自對應的三角 波電流波形。

第6圖是在本發明的反激轉換器中對其輸出電流進行計算的計算電路。

第7A-7B圖是在CCM和DCM模式下RS觸發器對應輸出的波形。

參見第1圖，是本發明涉及的一個反激電壓轉換器(Flyback Voltage Converter)的電路結構，控制初級側的電子主開關元件QM例如可以是一個功率MOSFET，其具有例如漏極端的輸入端和具有例如源極端的輸出端，和具有例如柵極的控制端。主開關QM在控制端上接收主控制模組102發出的控制信號並執行相應的開啟或斷開的回應動作，使得主開關QM的接通或者斷開可對反激轉換器的變壓器130的初級繞組130A上流過的電流進行開或關的控制，以將初級側的能量傳送到次級側。其中初級繞組130A用於接收所輸入的一個直流輸入電壓V_IN，而輸入電壓V_IN可藉由譬如市電交流電壓V_AC經過例如橋式整流器等整流元件整流而來。變壓器130還具有用於輸送出一個輸出電壓V_OUT的次級繞組130B，和具有用於檢測次級繞組130B上產生的電壓狀態的輔助繞組130C，輔助繞組130C和次級繞組130B的極性相同但它們和初級繞組130A的極性相反。輔助繞組130C的一端接地而另一端連接到一個二極體D_AUX的陽極，其中二極體D_AUX的陰極連接到一個電容C_AUX上，以便對輔助繞組130C上產生的交流電壓整流後對電容C_AUX充電以用作輔助電源，電容C_AUX上存儲的電壓V_CC和輸出電壓V_OUT相關聯並且和V_OUT具有成正比的關係，電壓V_CC可以單獨為主控制模組102提供直流電壓源。次級繞組130B上連接有二極體D_O和電容器C_O的整流濾波電路，用於生成反激轉換器的輸出電壓V_OUT。直流的輸出電壓V_OUT施加在負載R_L上，並形成流經負載R_L的輸出電流I_OUT。在轉換器的反饋網路中，主 開關QM的源極端和接地端GND之間連接有一個感應電阻R_S，感應電阻R_S用於感應和檢測初級繞組130A上流過的初級電流I_P，並提供等於感應電阻R_S的阻值乘以電流I_P的反饋電壓，即在節點101處提供感測信號V_CS，初級電流I_P經過換算後可用作表徵流經次級繞組130B的次級電流I_S，它們間的函數關係後文將會詳細介紹。主控制模組102的感應端口CS則由感應電阻R_S來檢測初級繞組130A的初級電流I_P大小，作為判斷是否需要調整控制信號來調節主開關QM開或關的依據。本領域的技術人員對反激轉換器的拓撲和工作模式較為熟知，可省略掉的電路部分和具體運作方式不予贅述。

參見第2A圖的電流連續導通CCM(Continuous ConductionMode)模式，主開關QM在例如脈衝寬度調製信號PWM等類似的控制信號的驅動之下進行開關切換。第2A圖繪製了流經初級繞組130A的初級電流I_P1和流經次級繞組130B的次級電流I_S1的大致波形，也大體展現了主開關QM的漏源極間的壓差V_DS1波形。在主開關QM的導通時段T_ON，初級電流I_P1有前沿階梯且從前沿開始斜坡上升，在主開關QM的關斷時段T_OFF，次級電流I_S1為階梯上疊加衰減的三角波。主開關QM在下一個週期準備開始導通的瞬間，實質上次級繞組130B仍然維持有電流，也就是說，在下一個週期主開關QM的開通時刻，變壓器130儲存的能量並未完全釋放完畢，仍然有能量剩餘。

參見第2B圖，為了與反激轉換器的CCM模式形成對比，還同步展示了在轉換器的電流斷續DCM(Discontinuous Conduction Mode)模式下，流經初級繞組130A的初級電流I_P2和流經次級繞組130B的次級電流I_S2的大致波形，同時也大致展現了主開關QM的漏源極間的壓差V_DS2波形。在DCM模式下的初級電流I_P2前端並沒有階梯值，並且在主開關QM的關斷時段T_OFF，次級電流I_S2直接就是衰減的三角波，它在下一週期開始之前就已經在T_OFF結束時衰減至零，主開關管QM導通期間儲存於初級繞組130A的所有能量，在下一個週期開始之前就已 經完全由次級繞組130B傳遞至負載。注意在DCM模式中任意一個週期內，與CCM模式存在的極大差異是，次級電流I_S2在控制信號關閉主開關QM的期間，會降為零，並且次級電流I_S2在降至為零這一時刻到下一週期開始(也即主開關QM再次開始導通時刻)之間會存在著一段Dwell死區時間T_D。

參見第3圖所示，為了避免在檢測初級電流I_P步驟中引發不必要的誤操作，引入了本領域的技術人員所熟知的一個前緣遮蔽信號LEB(Leading edge blanking)。在初級電流控制的環路中，經常遭遇在主開關QM的導通瞬間初級電流I_P會有脈衝起始峰值現象，所體現的起始尖峰值initial spike在感應端口CS會反饋給主控制模組102，如果串聯在初級繞組上的感應電阻R_S上採樣此時的電流值並作為感測信號V_CS進行開關控制，則會因為第3圖中感測信號V_CS的意外初始尖波Spike 355而產生誤觸發動作，進一步啟動過電流保護機制，使得產生控制信號的主控制模組102不再輸出脈寬調製信號，從而在沒有發生真實的過流異常情況下主動誘發了錯誤關閉功率主開關QM的動作，以實現保護功率開關和/或整個反激轉換器電子裝置的目的。常規的前緣遮蔽電路所產生的可變或固定的前緣遮蔽信號LEB就是用於消除這種誤觸發隱患，信號耦合到主開關QM的控制端，可保障在前緣遮蔽信號LEB具有高電平這段時間主開關不會誤關閉，並在前緣遮蔽信號LEB結束之後再在感應電阻R_S上取樣電流信號以擷取到較為真實和精准的感測信號V_CS初始值，實現對主開關QM導通瞬間初級電流I_P的脈衝起始峰值予以屏蔽。

很容易理解，前緣遮蔽電路用於濾除在主開關QM開啟瞬間當初級電流I_P開始流動而產生初始感應尖峰電壓initial spike時出現的短暫干擾脈衝，前緣遮蔽信號可在控制信號開啟主開關QM的時刻翻轉成高電平也可以比控制信號開啟主開關QM的時刻略微提前。由此將第1圖中在感應電阻R_S未接地的一端的節點101上所產生的初級感應尖峰電壓被過濾掉。至於如何設計前緣遮蔽電路並非本發明的重點，在本發明中僅僅對其作概括性 的論述而不予重複贅述。常規的電源管理設計手冊一般都會對前緣遮蔽電路有較為詳細的介紹，還可以參考公開的美國專利申請US12/492,748，US12/718,707等文獻。

參見第4A~4C圖，當反激轉換器進入CCM模式，在一個週期起始的t₁₁時刻控制信號會驅動主開關QM接通，由於上一個週期變壓器130的能量剩餘，初級電流I_P在主開關QM接通的瞬間幾乎是從零值迅速直接跳變成一個前沿初始值I_PV，前沿初始值I_PV是一個具有大於零的初始前沿階梯值。而且緊接著在t₁₁至t₁₃的這段時間內，由於控制信號一直驅動主開關QM導通，則在這段時間內初級電流I_P在前沿初始值I_PV的基礎上，以一定的上升斜率繼續增加。需要注意到，在t₁₃時刻，控制信號的例如邏輯高電平狀態被解除並意欲斷開主開關QM，但發現初級電流I_P並未直接跌落，而是在時刻t₁₃到時刻t₁₄這段關斷延遲時間T_P內，初級電流I_P以與t₁₁到t₁₃時段完全相同的上升斜率而過沖上升到電流I_P最高的峰值電流I_PP，直至在延遲時間T_P結束的時刻t₁₄初級電流I_P才迅速從峰值I_PP跌落到零。如圖4B~4C，在時刻t₁₄到時刻t₁₅的這段時間內，控制信號會驅動主開關QM完全關斷，並且在t₁₄時刻變壓器130中初級繞組130A開始將存儲的能量傳遞到次級繞組130B，而流經次級繞組130B的次級電流I_S在時刻t₁₄從零值會跳變至具有最大值的一個電流峰值I_SP，此刻變壓器130中所有的繞組的同名端和異名端的極性反向，從而次級繞組130B的反激電壓使第1圖中的整流二極體D_O正嚮導通，以提供負載電流，同時還給輸出電容C_O充電，從t₁₄到t₁₅的這段時間內次級電流I_S以一個下降斜率逐步衰減。到了t₁₅時刻上一個週期結束，主開關QM即將在下一個週期內被再次循環接通，而此時次級電流I_S具有一個後沿末態值I_SV，後沿末態值I_SV是一個具有大於零的末態階梯值。在時刻t₁₅之後緊接著的下一個週期主開關QM將被再次切換到接通，主開關的導通致使次級電流I_S從後沿末態值I_SV跳變至零。針對CCM模式而言，在時間維度上從時間t₁₁到t₁₅可視作為一個完整的週期T_S，從時間t₁₁到t₁₄定義為導通時段T_ON， 此期間認為主開關QM接通，以及從時間t₁₄到t₁₅定義為關斷時段T_OFF，此期間認為主開關QM斷開，開關的占空比D_B1應當是T_ON除以導通時段與關斷時段兩者之和(T_ON+T_OFF)。

設定初級繞組130A之匝數N_P與次級繞組130B之匝數N_S兩者之比為N，其中次級繞組側電流I_S的峰值電流I_SP=N×I_PP，以及次級繞組側電流I_S的後沿末態值I_SV=N×I_PV，在反激轉換器的CCM模式下，提供給負載R_L的輸出電流I_O滿足以下函數關係：

再參見第4A圖，在t₁₃的時間節點，我們打算使控制信號的邏輯電位狀態從高電平翻轉至低電平，使主開關QM關斷，這將會同步導致初級電流I_P在控制信號的翻轉瞬間具有一個關斷電流值I_OFF，它是瞬態值。上文已經闡明，在時間t₁₃到時間t₁₄的這段關斷延遲時間T_P內，該關斷電流值I_OFF也並非是初級電流I_P的最大值，即便是在t₁₃時刻控制信號的邏輯狀態已經趨於翻轉意欲關斷主開關QM，初級電流I_P也不是立刻下降，實際情況是，從時間節點t₁₃到t₁₄這段時間內，初級電流I_P仍然會在關斷電流值I_OFF的基礎上繼續上升，其上升的斜率和由前沿初始值I_PV增長到關斷電流值I_OFF的上升斜率完全相同，直至電流I_P增長到最終具有的為最大值的峰值電流I_PP，正如圖4A中虛線頂點所示。當延遲時間T_P結束之後進入關斷時間T_OFF，主開關QM被斷開，在T_P結束瞬間的時間節點t₁₄處初級電流I_P才真正從峰值電流I_PP開始迅速下降到零值。

參見第3圖，我們在前緣遮蔽信號LEB從高電平翻轉成低電平而結束有效狀態的時間節點t₁₂，對初級電流I_P取樣一個中間採樣電流值記作前緣遮蔽電流值I_LEB，它是一個瞬態值，初級電流I_P由前沿初始值I_PV(前沿階梯值)增長到前緣遮蔽電流 值I_LEB的上升斜率和初級電流I_P由關斷電流值I_OFF增長到峰值電流I_PP的上升斜率完全相同。在一個週期內，我們定義控制信號驅動主開關QM接通的時刻t₁₁到前緣遮蔽信號LEB高電平狀態結束的時刻t₁₂之間延續的時長T_LEB，與控制信號發生翻轉以斷開主開關QM的時刻t₁₃到初級電流I_P上升到峰值I_PP的時刻t₁₄之間延續的延遲時間T_P相等，即T_LEB=T_P，同時還定義峰值電流I_PP和關斷電流值I_OFF之間存在一個差值△I1，可從幾何學的角度對圖4A的電流關係進行詳細計算，進一步可以得出I_PP=I_OFF+△I1以及I_PV=I_LEB-△I1。

I_PP+I_PV=(I_OFF+△I1)+(I_LEB-△I1) (3)

I_PP+I_PV=I_OFF+I_LEB (4)

如果將式子(4)代入式子(2)就可以得到CCM模式下輸出電流I_O的最終運算式，其中週期T_S=T_ON+T_OFF：

我們不打算在次級側的輸出電流I_O的運算式中體現I_PP或者I_SV，理由在於它們的過衝程度和上沖峰值在電路中實際上是難以捕捉或感測的，它們超出至電路的抓取能力範圍之外，對設計的拓撲而言可謂是隱匿的，對輸出電流I_O的計算幾乎不可能依賴I_PP或者I_SV，式子(5)則在CCM模式下很好的解決了此問題。

參見第5A~5C圖，當反激轉換器進入DCM模式，在一個週期起始的t₂₁時刻，控制信號將會驅動主開關QM接通，由於上一週期變壓器130的能量沒有剩餘，初級電流I_P在主開關QM接通的瞬間其前沿初始值I_PV幾乎是零值，這與CCM模式具有初始階梯值完全不同。而且緊接著在t₂₁至t₂₃的這段時間內，控制信號一直驅動主開關QM導通，所以在這段時間內初級電流I_P在 前沿初始值I_PV的零取值基礎上，以一定的上升斜率逐步上升。直至在t₂₃時刻，控制信號的例如邏輯高電平狀態被翻轉成低電平意欲斷開主開關QM，同樣初級電流I_P並未直接跌落，而是在時刻t₂₃到時刻t₂₄這段關斷延遲時間T_P內，初級電流I_P以與t₂₁到t₂₃時段完全相同的上升斜率而過沖上升到電流I_P最高的峰值電流I_PP，直至在延遲時間T_P結束的時刻t₂₄初級電流I_P才迅速從峰值I_PP跌落到零。

參見第5B~5C圖，延遲時間T_P結束之後，在時刻t₂₄到時刻t₂₅的這段時間內，控制信號將會驅動主開關QM完全關斷，並且在t₂₄時刻變壓器130中初級繞組130A開始將存儲的能量傳遞到次級繞組130B，而流經次級繞組130B的次級電流I_S在時刻t₂₄從零值會跳變至具有最大值的一個電流峰值I_SP，此刻變壓器130中所有的繞組的同名端和異名端的極性反向，次級繞組130B的反激電壓致使第1圖中的整流二極體D_O正嚮導通，以提供負載電流，同時還給輸出電容C_O充電，從t₂₄到t₂₅的這段時間內次級電流I_S以一個下降斜率逐步衰減到零。DCM模式與CCM模式不同的另一方面體現在，到了t₂₅時刻一個週期並未結束，此時的次級電流I_S具有一個為零的後沿末態值I_SV，也就是說，次級電流I_S在下一週期開始之前就已經在T_OFF結束時衰減至零，主開關管QM導通期間儲存於初級繞組130A的所有能量，在下一個週期開始之前就已經完全由次級繞組130B傳遞至負載。在第5C圖中，次級電流I_S在控制信號關閉主開關QM的關斷時段T_OFF結束瞬間，會降為零，次級電流I_S在降至為零這一時刻t₂₅到當前週期結束的時間點t₂₆之間存在著一段死區時間T_D，時間點t₂₆結束之後就是下一個循環週期的開始，所以死區時間T_D夾持在次級電流I_S降至為零的時刻t₂₅和主開關QM在下一週期再次開始導通的時刻之間。針對反激轉換器的DCM模式而言，在時間維度上從時間t₂₁到t₂₆可視作為一個完整的週期T_S，從時間t₂₁到t₂₄定義為導通時段T_ON，此期間認為主開關QM接通，以及從時間t₂₄到t₂₅定義為關斷時段T_OFF，此期間認為主開關QM斷開，從時間t₂₅到t₂₆ 定義為死區時間T_D，此期間認為主開關QM同樣也是斷開的，則初級側開關的占空比D_B2應當是T_ON除以導通時段與關斷時段、死區時段三者之和(T_ON+T_OFF+T_D)。

設定初級繞組130A之匝數N_P與次級繞組130B之匝數N_S兩者之比為N，其中次級繞組側電流I_S的峰值電流I_SP=N×I_PP，以及次級繞組側電流I_S的後沿末態值I_SV=0，在反激轉換器的DCM模式下，提供給負載R_L的輸出電流I_O滿足以下函數關係：

參見第5A和5C圖，在時間點t₂₃使控制信號的邏輯狀態翻轉至低電平來驅動主開關QM關斷的時刻，同步導致初級電流I_P在控制信號的結束瞬間具有一個關斷電流值I_OFF。在時間t₂₃到時間t₂₄的這段關斷延遲時間T_P內，關斷電流值I_OFF不是初級電流I_P的最大值，即便是在t₂₃時刻控制信號的邏輯狀態已經趨於翻轉意欲關斷主開關QM，初級電流I_P也不是立刻下降。實際情況是，從時間節點t₂₃到t₂₄這段時間內，初級電流I_P仍然會在關斷電流值I_OFF的基礎上繼續上升，其上升的斜率和由前沿初始值I_PV增長到關斷電流值I_OFF的上升斜率完全相同，直至電流I_P增長到最終具有的為最大值的峰值電流I_PP，正如第5A圖中虛線的頂點所示。一旦當延遲時間T_P結束之後進入關斷時段T_OFF，主開關QM便被完全斷開，而且在延遲時間T_P結束瞬間的時間節點t₂₄處初級電流I_P才真正從峰值電流I_PP開始迅速下降到零值。

參見第5C圖，我們仍然在前緣遮蔽信號LEB從高電平翻轉成低電平而結束有效狀態的時間節點t₂₂，對初級電流I_P取樣一個中間採樣電流值記作前緣遮蔽電流值I_LEB，初級電流I_P由前沿初始值I_PV(零值)增長到前緣遮蔽電流值I_LEB的上升斜率，和初級電流I_P由關斷電流值I_OFF增長到峰值電流I_PP的上升斜率完 全相同。在一個完整週期內，定義控制信號驅動主開關QM接通的時刻t₂₁到前緣遮蔽信號LEB高電平狀態結束的時刻t₂₂之間延續的時長T_LEB，與控制信號發生翻轉以斷開主開關QM的時刻t₂₃到初級電流I_P上升到峰值I_PP的時刻t₂₄之間延續的延遲時間T_P相等，也即T_LEB=T_P，則峰值電流I_PP和關斷電流值I_OFF之間會存在一個差值△I2，可從幾何學的角度對第5A圖的電流關係進行詳細計算，進一步得出I_PP=I_OFF+△I2以及I_PV=I_LEB-△I2=0。

I_PP+I_PV=(I_OFF+△I2)+(I_LEB-△I2) (8)

I_PP+I_PV=I_OFF+I_LEB (9)

如果將式子(9)代入式子(7)就可以得到DCM模式下輸出電流I_O的最終運算式，其中週期T_S=T_ON+T_OFF+T_D：

雖然初級側峰值電流I_PP或者次級側峰值電流I_SV的過衝程度和上沖峰值難以被捕捉或感測，但是式子(10)可以在DCM模式下很好的解決了此問題，因為估算輸出電流I_O的公式中不含峰值電流I_PP或階梯值I_SV。

上文中闡明了估算輸出電流I_O需要抓取CCM模式下t₁₂時刻的前緣遮蔽電流值I_LEB和t₁₃時刻的關斷電流值I_OFF，以及需要抓取DCM模式下t₂₂時刻的前緣遮蔽電流值I_LEB和t₂₃時刻的關斷電流值I_OFF。前緣遮蔽電流值I_LEB和關斷電流值I_OFF不像峰值電流I_PP或I_PV那樣難以感測真實值，它們可以直接從感應電阻R_S在沒有接地的一端的節點101處選擇合適的時機予以抓取，這樣公式(5)和(10)便有解。

參見第6圖，是用於計算反激轉換器次級繞組130B的輸出電流I_O的計算電路280，換言之，是翼試圖實現公式(5)和(10)的計算。計算電路280至少包括一個偵測模組201，用 於檢測並擷取流經初級繞組130A上的初級電流I_P，檢測形式可以直接抓取橫跨於感應電阻R_S上體現為電壓值的感測信號V_CS，因為流經感應電阻R_S上不同時刻的初級側電流與感應電阻R_S的阻值相乘便可轉換成的不同時刻對應的感測信號V_CS。我們需要在合理的時機選擇性的檢測出精確的前緣遮蔽電流值I_LEB和精確的關斷電流值I_OFF的大小，檢測任務由偵測模組201來實施。

參見第6圖的偵測模組201，在為電壓電流轉換器110提供工作電壓的節點105處施加一個直流電源電壓V_DD給電壓電流轉換器110供電，以及將電壓電流轉換器110的電壓轉電流輸入端連接到第1圖中感應電阻R_S與主開關QM源極端相連的公共節點101處。為了避免與後文同類器件名稱上的混淆，電壓電流轉換器110記作第一電壓電流轉換器。在電壓電流轉換器110的電流釋放端/輸出端與接地端之間連接一個轉換電阻R12，於是電壓電流轉換器110將在電壓轉電流輸入端輸入給它的電壓即感測信號V_CS所轉換而來的中間電流I_M流經轉換電阻R12，便會在轉換電阻R12未接地的一端的節點121處產生電壓值。作為可選而非必須項，還可以在公共節點101與電壓電流轉換器110的電壓轉電流輸入端之間連接一個電阻R10，並在電壓電流轉換器110的電壓轉電流輸入端與接地端之間連接一個電容C₁，從而在電壓電流轉換器110的電壓轉電流輸入端送入較為平滑的感測信號V_CS。作為可選而非必須項，還可以在節點121和接地端直接連接一個阻值可變的調節電阻R11，偵測模組201的調節電阻R11和轉換電阻R12並聯在節點121和接地端之間，使得節點121和接地端之間的總阻值通過調節電阻R11而變得可調。

參見第6圖，偵測模組201還包括一個第一電壓跟隨器111和一個第二電壓跟隨器112，設置第一、第二電壓跟隨器111、112的正輸入端都連接到轉換電阻R12未接地的一端的節點121處，而設置第一電壓跟隨器111的負輸入端連接到它的輸出端，第二電壓跟隨器112的負輸入端連接到它的輸出端，基本相同的第一、第二電壓跟隨器111、112根據各自正輸入端擷取的 電壓值來向下一級輸出電壓。第一、第二電壓跟隨器111、112作為輸入緩衝器，具有較高的輸入阻抗特徵以便與信號源連接，高輸入阻抗可以隔絕前後級的相互影響，並且它們還具有較低的輸出阻抗特徵以便減小對感測信號V_CS的捕捉時間。第一、第二電壓跟隨器111、112由運算放大器配置成電壓跟隨器(Voltage follower)或單位增益緩衝器(Unity-gain buffer)。此外，前文中已經闡釋需要在合理的時機抓取感測信號V_CS，基於此點考慮，偵測模組201還包含記作第一開關的開關SW1和記作第二開關的開關SW2，開關SW1連接在第一電壓跟隨器111的輸出端和後文將要介紹的採樣保持鎖存器202之間，開關SW2也連接在第二電壓跟隨器112的輸出端和採樣保持鎖存器202之間。本文出現的開關SW1和SW2及下文即將介紹的電子開關SW3~SW5等都是三端口型電子開關，這些開關除了包含相對的一個輸入端和一個輸出端之外，還包含一個用於控制輸入端、輸出端之間連接或斷開的控制端，電子開關有多種選擇方式，如P型或N型MOS電晶體或雙極電晶體或結型電晶體或它們的組合等。

首先，在CCM模式下，先行介紹偵測模組201從感應電阻R_S一端的節點101處探測第4C圖中t₁₂時刻對應的感測信號V_CS-LEB的方案。前緣遮蔽信號LEB除了屏蔽感測信號V_CS的初始尖波Spike 355外，還額外將前緣遮蔽信號LEB連接到開關SW2的控制端的節點103處，這樣只要在前緣遮蔽信號LEB具有高電平邏輯狀態的階段，開關SW2一直都會被接通，伴隨著初級電流I_P的變化，表徵初級電流I_P大小值的情況就完全體現在節點101處的感測信號V_CS上。從任意一個週期的主開關QM開始被接通的時刻t₁₁到前緣遮蔽信號LEB從高電平翻轉成低電平的時刻t₁₂，也即在前緣遮蔽信號LEB持續為高電平階段的時間段T_LEB內，初級電流I_P對應從前沿初始值I_PV增長到時刻t₁₂的前緣遮蔽電流值I_LEB，這段時間內感測信號V_CS的上升變化會被偵測模組201在節點101處偵測到，電壓電流轉換器110將由感測信號V_CS轉換而來的電流值再次在轉換電阻R12未接地的一端的節點121 處恢復成電壓值。

具體而言，在時間段T_LEB內雖然動態的感測信號V_CS一直都輸入給電壓電流轉換器110，但是一旦前緣遮蔽信號LEB翻轉成低電平而將開關SW2斷開，時刻t₁₂之後至前緣遮蔽信號LEB進入其下一個週期的高電平狀態之前，第二電壓跟隨器112都無法將節點121處的電壓值轉換成電流輸出。在時刻t₁₂對應的表徵前緣遮蔽電流值I_LEB大小的感測信號V_CS-LEB被輸入給電壓電流轉換器110的電壓轉電流輸入端，由電壓電流轉換器110將其轉換成流過轉換電阻R12的中間轉換電流I_M，藉此進一步將中間轉換電流I_M轉換成橫跨在轉換電阻R12兩端的壓降，例如等於電壓感測信號V_CS-LEB，而第二電壓跟隨器112再將施加在轉換電阻R12上的電壓即節點121的電壓轉化成與感測信號V_CS-LEB相等的電壓輸出。前緣遮蔽信號LEB翻轉成低電平後，一個週期T_S內第二電壓跟隨器112最終輸出的電壓值被定格在t₁₂時刻對應的電壓感測信號V_CS-LEB水準。計算電路280所包含的一個採樣保持鎖存器(S/H)202具有的一個第二存儲電容C₃接收來自第二電壓跟隨器112輸出端的電壓並被充電，第二存儲電容C₃的一端如節點123和第二電壓跟隨器112輸出端之間連接有開關SW2，第二存儲電容C₃的另一端直接接到接地端。與電壓感測信號V_CS-LEB等值的電壓對第二存儲電容C₃充電，則第二存儲電容C₃保持和存儲了時刻t₁₂對應的流經初級繞組130A的前緣遮蔽電流值I_LEB信息，存儲的信息體現為第二存儲電容C₃一端節點123處所持有的電壓值V_CS-LEB。

仍然是在CCM模式下，再介紹偵測模組201從感應電阻R_S一端的節點101處探測第4C圖中t₁₃時刻對應的電壓感測信號V_CS-OFF的方案。控制信號例如PWM除了驅動主開關QM的控制端之外，額外還將控制信號耦合連接到開關SW1的控制端，這樣只要在控制信號具有高電平邏輯狀態的階段，開關SW1一直都會被接通，反之則開關SW1被關斷，伴隨著初級電流I_P的逐步上升，表徵初級電流I_P大小值的情況就完全體現在節點101處的感 測信號V_CS上。從任意一個週期的主開關QM開始被接通的時刻t₁₁到控制信號從高電平翻轉成低電平的時刻t₁₃，初級電流I_P對應從前沿初始值I_PV增長到時刻t₁₃的關斷電流值I_OFF，同樣這段時間內感測信號V_CS的上升變化會被偵測模組201在節點101偵測到，且電壓電流轉換器110將由感測信號V_CS轉換而來的電流值再次在轉換電阻R12未接地的一端的節點121處恢復成電壓值。

詳細而言，在t₁₁到t₁₃的時間段內雖然動態的感測信號V_CS一直都輸入給電壓電流轉換器110，但是一旦控制信號從高電平翻轉成低電平而將開關SW1斷開，時刻t₁₃之後至控制信號進入其下一個週期的高電平狀態之前，第一電壓跟隨器111都無法將節點121處的電壓值轉換成電流輸出。並且時刻t₁₃對應表徵了關斷電流值I_OFF大小的感測信號V_CS-OFF被輸入給電壓電流轉換器110的電壓轉電流輸入端，由電壓電流轉換器110將其轉換成流過轉換電阻R12的中間轉換電流I_M，藉此將中間轉換電流I_M轉換成橫跨在轉換電阻R12兩端的電壓，例如等於電壓感測信號V_CS-OFF，而第一電壓跟隨器111再將跨在轉換電阻R12上的電壓即節點121處的電壓轉化成與感測信號V_CS-OFF相等的電壓輸出。一個週期T_S內第一電壓跟隨器111最終輸出的電壓值被定格在t₁₃時刻對應的感測信號V_CS-OFF。採樣保持鎖存器202中的一個第一存儲電容C₂接收來自第一電壓跟隨器111輸出端傳輸的電壓，在第一存儲電容C₂的一端如節點122和第一電壓跟隨器111輸出端之間連接有受控於控制信號的開關SW1，第一存儲電容C₂的另一端接到接地端。與感測信號V_CS-OFF等值的電壓對第一存儲電容C₂的充電，第一存儲電容C₂保持和存儲了時刻t₁₃對應的流經初級繞組130A的關斷電流值I_OFF的信息，存儲的信息體現為第一存儲電容C₂未接地的一端節點122處所持有的電壓值V_CS-OFF。作為可選而非必選項，在採樣保持鎖存器202中還可以在節點122和接地端之間連接一個與第一存儲電容C₂並聯的開關SW3，及在節點123和接地端之間連接一個與第二存儲電容C₃並聯的開關SW4，開關SW3和SW4一般設置為斷開但在必要的時候可以在它們的 控制端上施加驅動信號來接通它們而分別釋放第一存儲電容C₂和第二存儲電容C₃上儲存電量進行重定操作。

雖然上文是基於討論電壓轉換器在CCM模式下偵測出前緣遮蔽電流值I_LEB和關斷電流值I_OFF信息的方式。但實質上，為了在DCM模式下也偵測出前緣遮蔽電流值I_LEB和關斷電流值I_OFF信息，上文的偵測方法仍然適用，下文將簡略的予以陳述。

在DCM模式下，偵測模組201從感應電阻R_S一端的節點101處探測第5C圖中t₂₂時刻對應的感測信號V_CS-LEB的方案如下。將前緣遮蔽信號LEB連接到開關SW2的控制端的節點103處，在前緣遮蔽信號LEB的高電平邏輯狀態階段，開關SW2被接通。從任意一個週期的主開關QM開始被接通的時刻t₂₁到前緣遮蔽信號LEB從高電平翻轉成低電平的時刻t₂₂，也即在時間段T_LEB內，初級電流I_P對應從零值的前沿初始值I_PV增長到時刻t₂₂的前緣遮蔽電流值I_LEB。在時間段T_LEB內雖然動態的感測信號V_CS一直都輸入給電壓電流轉換器110，但是一旦前緣遮蔽信號LEB翻轉成低電平而將開關SW2斷開，時刻t₂₂之後至前緣遮蔽信號LEB進入其下一個週期的高電平狀態之前，第二電壓跟隨器112都無法將節點121處的電壓值轉換成輸出。並且時刻t₂₂對應的表徵前緣遮蔽電流值I_LEB大小的感測信號V_CS-LEB被輸入給電壓電流轉換器110的電壓轉電流輸入端，由電壓電流轉換器110將其轉換成流過轉換電阻R12的中間轉換電流I_M，藉此進一步將中間轉換電流I_M轉換成橫跨在轉換電阻R12兩端的電壓，而第二電壓跟隨器112再將跨在轉換電阻R12上的電壓即節點121處的電壓轉化成與感測信號V_CS-LEB等值的電壓輸出。一個週期T_S內第二電壓跟隨器112最終輸出的電壓值被定格在t₂₂時刻對應的感測信號V_CS-LEB。第二存儲電容C₃接收來自第二電壓跟隨器112輸出端傳輸的與感測信號V_CS-LEB等值的電壓，對第二存儲電容C₃充電，第二存儲電容C₃保持和存儲了時刻t₂₂對應的流經初級繞組130A的前緣遮蔽電流值I_LEB的信息，存儲的信息體現為第二存儲電容C₃未接地的一端節點123處所持有的電壓值V_CS-LEB。

在DCM模式下，偵測模組201從感應電阻RS一端的節點101處探測第5C圖中t₂₃時刻對應的感測信號V_CS-OFF的方案如下。將控制信號連接到開關SW1的控制端，在控制信號的高電平邏輯狀態階段，開關SW1被接通。從任意一個週期的主開關QM開始被接通的時刻t₂₁到控制信號從高電平翻轉成低電平的時刻t₂₃，初級電流I_P對應從零值的前沿初始值I_PV增長到時刻t₂₃的關斷電流值I_OFF。在t₂₁到t₂₃的時間段內雖然動態的感測信號V_CS一直都輸入給電壓電流轉換器110，但是一旦控制信號從高電平翻轉成低電平而將開關SW1斷開，時刻t₂₃之後至控制信號進入其下一個週期的高電平狀態之前，第一電壓跟隨器111都無法將節點121處的電壓值轉換輸出。並且時刻t₂₃對應的表徵了關斷電流值I_OFF大小的感測信號V_CS-OFF被輸入給電壓電流轉換器110的電壓轉電流輸入端，由電壓電流轉換器110將其轉換成流經轉換電阻R12的中間轉換電流I_M，進一步將中間轉換電流I_M轉換成橫跨在轉換電阻R12兩端的電壓，第一電壓跟隨器111再將跨在轉換電阻R12上的電壓即節點121處的電壓轉化成與感測信號V_CS-OFF等值的電壓輸出。一個週期T_S內第一電壓跟隨器111最終輸出的電壓值被定格在t₂₃時刻對應的感測信號V_CS-OFF。第一存儲電容C₂接收來自第一電壓跟隨器111輸出端傳輸的與感測信號V_CS-OFF等值的電壓，並對第一存儲電容C₂的充電，第一存儲電容C₂保持存儲了時刻t₂₃對應的流經初級繞組130A的關斷電流值I_OFF的信息，存儲的信息體現為第一存儲電容C₂未接地的一端節點122處所持有的電壓值V_CS-OFF。

憑藉上文討論的方案，偵測模組201抓取了CCM模式下t₁₂時刻的前緣遮蔽電流值I_LEB和t₁₃時刻的關斷電流值I_OFF儲存於採樣保持鎖存器202，以及抓取了DCM模式下t₂₂時刻的前緣遮蔽電流值I_LEB和t₂₃時刻的關斷電流值I_OFF儲存於採樣保持鎖存器202。最終的目的是迎合公式(5)和(10)的計算，故下文將進一步介紹對前緣遮蔽電流值I_LEB與關斷電流值I_OFF進行總和的計算，以及計算T_OFF與T_S之比。

參見第6圖，計算電路280包括一個電流總和單元203，電流總和單元203含有一個電壓電流轉換器113和另一個電壓電流轉換器114，為了以示區分，它們對應分別記作第二和第三電壓電流轉換器。在分別為電壓電流轉換器113、114提供工作電壓的節點106、107處施加直流電源電壓V_DD給電壓電流轉換器113、114供電，以及在電壓電流轉換器113、114兩者的電流輸出端互連的公共連接節點124處與接地端之間連接一個總和電阻R14。電壓電流轉換器113的電壓轉電流輸入端連接到第一存儲電容C₂一端的節點122處，第一存儲電容C₂保持的關斷電流值I_OFF信息以等於電壓值V_CS-OFF的方式輸送給電壓電流轉換器113，從而電壓電流轉換器113將第一存儲電容C₂存儲的關斷電流值I_OFF信息轉化成在其電流輸出端輸出的等於關斷電流值I_OFF的電流。與此同時，電壓電流轉換器114的電壓轉電流輸入端則連接到第二存儲電容C₃一端的節點123處，使第二存儲電容C₃保持的前緣遮蔽電流值I_LEB信息以等於電壓值V_CS-LEB的方式輸送給電壓電流轉換器114，從而電壓電流轉換器114將第二存儲電容C₃存儲的前緣遮蔽電流值I_LEB信息轉化成在其電流輸出端輸出的等於前緣遮蔽電流值I_LEB的電流。

也就是說，基於將電壓電流轉換器113、114各自的電流輸出端合併一起共同連接到總和電阻R14未接地一端的公共節點124處，和將總和電阻R14的另一端接地，則流經總和電阻R14的總電流就等於關斷電流值I_OFF和前緣遮蔽電流值I_LEB兩者的總和，等於I_LEB+I_OFF，而節點124處的電壓值V₁₂₄等於I_LEB+I_OFF之和與總和電阻R14的阻值R_SUM相乘。此外，電流總和單元203還包含一個第三電壓跟隨器128，其正輸入端連接到總和電阻R14一端的公共節點124處而負輸入端則連接到它的輸出端，被配置成電壓跟隨器(Voltage follower)或單位增益放大器，由其正輸入端接收的電壓產生和輸出電壓V_TRS，調整總和電阻R14阻值的大小可調節第三電壓跟隨器128的輸出電壓值大小，譬如可以設置第三電壓跟隨器128的輸出電壓V_TRS與總和電阻R14的阻值 R_SUM乘以(I_LEB+I_OFF)的結果相等或與之成比例。在一個示範性但非限制性的實施例中，如果取總和電阻R14的阻值等於1歐姆，則第三電壓跟隨器128的輸出電壓可以等於(I_LEB+I_OFF)。

參見第6圖，計算電路280包括一個輸出級205電路，在輸出級205的輸出端口的節點126處輸送最終的輸出電壓V_F。如果第三電壓跟隨器128傳輸的輸出電壓V_TRS在一個週期T_S內僅僅只在時間段T_OFF內通過輸出級205輸出，週期T_S內其他的時間段不通過輸出級205輸出，就可以讓輸出電壓V_F=V_TRS×(T_OFF÷T_S)，也即V_F=R_SUM×(I_LEB+I_OFF)×(T_OFF÷T_S)，這種設想依賴於計算電路的具體預算方式。參考上文的公式(5)和(10)，考慮到由於匝數比N為變壓器130之設定值並且可調節變通，則變壓器130次級側的輸出電流I_O與輸出級205的輸出電壓V_F之間的關係為I_O=(N×V_F)÷(R_SUM×2)，也就是說反激轉換器輸出電流I_O可由輸出級205實現預計算。

參見第6圖，計算電路280還包括一個邏輯控制單元204，邏輯控制單元204決定第三電壓跟隨器128傳輸的輸出電壓V_TRS在一個週期T_S內僅僅只在時間段T_OFF內通過輸出級205輸出，在整個週期T_S除了時間段T_OFF餘下的其他時間內不從輸出級205輸出。在輸出級205中設置了一個開關SW5，記作第三開關，開關SW5的一個輸出端接地而一個輸入端的節點125直接或間接耦合到第三電壓跟隨器128的輸出端。在一個實施例中，第三電壓跟隨器128的輸出端和開關SW5輸入端的節點125處之間連接有一個電阻R15，以及在開關SW5一端的節點125和接地端之間連接有一個電容C₅，如果啟用電阻R15和電容C₅的話則它們相當於一個取樣保持電路。在一個完整的週期T_S時段，無論是CCM模式還是DCM模式，都在關閉時段T_OFF將開關SW5斷開，從而輸出電壓V_TRS可以通過輸出級205輸出到輸出端口的節點126。但在CCM模式下的導通時段T_ON內需要將開關SW5接通，或者在DCM模式下需要在導通時段T_ON內和在死區時段T_D內將開關SW5接通，從而輸出電壓V_TRS通過接通的開關SW5流向地 端GND但不通過輸出級205輸出到輸出端口的節點126。其目的在於，只要利用邏輯控制單元204判斷出開關SW5導通或斷開的時機，便可對第三電壓跟隨器128傳輸出來的輸出電壓V_TRS進一步執行乘以一個比值(T_OFF÷T_S)的計算。

參見第6圖，邏輯控制單元204包括一個第四電壓跟隨器115，其中第四電壓跟隨器115的正輸入端連接到第1圖中N型功率MOSFET主開關QM的漏極端的節點104處，主開關QM的源極端連接到節點101處。第四電壓跟隨器115作為輸入緩衝器，具有較高的輸入阻抗特徵以便與信號源連接，高輸入阻抗可以隔絕前後級的相互影響，第四電壓跟隨器115的負輸入端連接到它的輸出端，使它由運算放大器配置成電壓跟隨器(Voltage follower)或單位增益緩衝器，第四電壓跟隨器115用於探測主開關QM的漏極端與初級繞組130A連接處公共節點104的電壓變化。除了可按照第6圖將第四電壓跟隨器115配置成跟隨器，但應當理解還可以用輸入電壓和輸出電壓的比例關係可調的電壓放大器等類似器件來替換它，將主開關QM的漏極端的電壓先降低或增加後再輸送到電阻R13的一端。藉由第四電壓跟隨器115正輸入端擷取的漏極端電壓產生並輸出一個電壓，第四電壓跟隨器115輸出的電壓傳輸到邏輯控制單元204中一個電阻R13的一端，電阻R13的另一端連接到邏輯控制單元204中一個電容C₄的一端節點127處，電容C₄的另一端接地，電阻R13和電容C₄構成一個移相電路，體現在當第四電壓跟隨器115輸出端的電壓下降時，節點127的電壓將會延遲一個小段時間後才開始下降，所以它們也相當於是一個延遲電路。此外，邏輯控制單元204還包括一個比較器116，比較器116的同相輸入端連接到節點127處而反相輸入端則連接到一個提供參考電壓V_TH的電壓源(如電池)的正極，且電池的負極連接到第四電壓跟隨器115輸出端。第四電壓跟隨器115很靈敏的監控主開關QM漏極端節點104的電壓變化趨勢，而節點104的原始電壓被第四電壓跟隨器115轉換成次級態電壓的形式體現。比較器116的作用在於，將同相端 接收的電容C₄上的節點127處的電壓，和反相端接收的參考電壓V_TH與第四電壓跟隨器115輸出端的電壓兩者之和進行比較，同時將比較結果輸送到邏輯控制單元204中的一個RS觸發器120的置位端S。

主控制模組102發出的控制信號如PWM信號除了驅動主開關QM的柵極和驅動開關SW1的控制端之外，還對邏輯控制單元204進行控制。邏輯控制單元204包含了兩個反相器117、118和一個及閘119，其中及閘119的一個輸入端與另一個輸入端之間連接有反相器118。需要將控制信號經過反相器117反相後輸送到及閘119的一個輸入端，以及將控制信號依次經過反相器117、反相器118先後兩次反相後再輸送到及閘119的另一個輸入端。反相器118具有納秒(ns)級的延遲時間，而及閘119及反相器118連同反相器117合併形成為一個由控制信號的下降沿觸發的單穩態觸發器。同時及閘119的輸出端連接到RS觸發器120的復位端R，從而RS觸發器120其Q輸出端的輸出結果主要受控於及閘119的輸出信號S_TR1和比較器116的比較結果S_COM，而比較器116的比較結果S_COM取決於主開關QM漏極端電壓的影響，及閘119的輸出信號S_TRI取決於控制信號的下降沿。我們還將RS觸發器120的Q輸出端連接到輸出級205中開關SW5的控制端，由Q輸出端的輸出結果來驅動開關SW5的開關切換。可參見第7A圖的CCM模式和第7B圖的DCM模式下，及閘119的輸出信號S_TRI和比較器116的比較結果S_COM影響Q輸出端的輸出結果的波形示意圖。

參見第7A和7B圖，無論是CCM模式還是DCM模式，及閘119在主開關QM的每次導通週期結束時均會因為控制信號PWM的反相信號而產生一個納秒(ns)級的高電平單穩態重置信號，即圖中所示的及閘119的輸出信號S_TRI的較窄的高電平脈衝，使RS觸發器的Q端輸出結果於每次控制信號PWM的高電平結束時也即控制信號PWM的下降沿的時刻進入低電平狀態，此狀態延續整個關斷時段T_OFF，迫使開關SW5斷開以將第三電壓 跟隨器128輸出的電壓V_TRS在關斷時段T_OFF通過輸出級205輸出。在CCM模式和DCM模式下，任意一個開關週期當主開關QM被高電平的控制信號接通開始進入導通時段T_ON階段，主開關QM的漏極端電壓值較低，當第四電壓跟隨器115偵測到的節點104的原始電壓被轉換成其輸出端的次級電壓值得以體現時，節點104的電壓下降亦會導致第四電壓跟隨器115輸出端的電壓下降，因電阻R13及電容C₄的相移效果或延遲效果，此階段主開關QM漏極端較低的電壓會致使電容C₄上節點127處的電壓值，要高於參考電壓V_TH和第四電壓跟隨器115輸出端的次級電壓值之和，所以RS觸發器120的置位端S接收比較器116輸出的高電平比較結果S_COM以在Q輸出端傳輸出高電平，迫使開關SW5接通以將第三電壓跟隨器128輸出的電壓V_TRS在導通時段T_ON釋放到地。值得注意的是，在DCM模式下，因次級電流I_S下降至零時，表示將進入死區時間T_D使得主開關QM漏極端電壓下降，漏極電壓在此時段要比關斷時段T_OFF低得多，由於較低的漏極電壓會致使第四電壓跟隨器115輸出端的電壓同步下降，此刻電容C₄上節點127處的電壓值因電阻R13及電容C₄的相移效果，使得電容C₄上節點127電壓值高於參考電壓V_TH加上第四電壓跟隨器115輸出端的電壓，所以RS觸發器120的置位端S接收比較器116輸出的高電平比較結果S_COM以在Q輸出端傳輸出高電平，迫使開關SW5接通以將第三電壓跟隨器128輸出的電壓V_TRS在死區時間T_D釋放到地。

藉此，在週期T_S內以這種方式，只在時間段T_OFF內允許電壓V_TRS通過輸出級205輸出到節點126，可使V_F=R_SUM×(I_LEB+I_OFF)×(T_OFF÷T_S)，則變壓器130的次級側給負載提供的輸出電流I_O等於{N×(I_LEB+I_OFF)×T_OFF}÷(2×T_S)，進一步推算出電流I_O等於(N×V_F)÷(2×R_SUM)，實現公式(5)和(10)的計算，其中N為初級繞組130A的匝數N_P與次級繞組130B的匝數N_S兩者的比值。

在一些可選實施例中，可以在輸出級205中開關SW5 的一個輸入端的節點125處和第三電壓跟隨器128的輸出端之間連接一個電阻R15，以及在開關SW5一端的節點125處和輸出端口的節點126之間連接一個電阻R16，電阻R16的一端也即節點125處和接地端之間連接一個電容C₅，電阻R16的另一端也即節點126和接地端之間連接有另一個電容C₆。輸出級205所包含的電阻R16和C₆是很好的濾波電路，可保障在輸出端口的節點126處輸出的輸出電壓V_F是具有較小紋波的平滑電壓。

以上通過說明和圖式，給出了實施方式的特定結構的典型實施例，上述發明提出了現有的較佳實施例，但這些內容並不作為局限。對於本領域的技術人員而言，閱讀上述說明後，各種變化和修正無疑將顯而易見。因此，所附的申請專利範圍應看作是涵蓋本發明的真實意圖和範圍的全部變化和修正。在申請專利範圍內任何和所有等價的範圍與內容，都應認為仍屬本發明的意圖和範圍內。

101、104‧‧‧節點

102‧‧‧主控制模組

130‧‧‧變壓器

130A‧‧‧初級繞組

130B‧‧‧次級繞組

130C‧‧‧輔助繞組

QM‧‧‧主開關

D_AUX、D_O‧‧‧二極體

C_AUX、C_O‧‧‧電容

R_L‧‧‧負載

R_S‧‧‧感應電阻

Claims (30)

1. 一種用於反激轉換器之輸出電流計算電路，其中，包括：一偵測模組，檢測流經與一初級繞組串聯之一感應電阻上之一初級電流，並在用於控制該初級繞組接通或斷開之一主開關被一控制信號關斷之瞬間，探測出流經該感應電阻之一關斷電流值I_OFF，以及在用於屏蔽該初級電流起始尖峰脈衝之一前緣遮蔽信號之有效狀態結束之瞬間，探測出流經該感應電阻之一前緣遮蔽電流值I_LEB；一採樣保持鎖存器，存儲該關斷電流值I_OFF信息和該前緣遮蔽電流值I_LEB信息；一電流總和單元，對該關斷電流值I_OFF和該前緣遮蔽電流值I_LEB進行總和計算；一輸出級，將該關斷電流值I_OFF和該前緣遮蔽電流值I_LEB總和得到之一總和電流轉換之電壓在每一週期內按照週期之一預設之比例關係輸出；一邏輯控制單元，判斷該輸出級在一個週期內接收該總和電流轉換之電壓之一預設時間段之占週期比，允許該輸出級在每一週期之該預設時間段接收該總和電流轉換之電壓但禁止該輸出級在每一週期除了該預設時間段以外之剩餘時間接收該總和電流轉換之電壓。
2. 依據申請專利範圍第1項所述的一種用於反激轉換器之輸出電流計算電路，其中，該偵測模組具有一第一電壓電流轉換器，採集用於表徵該初級電流大小之跨於該感應電阻上之一電壓感測信號，並將該電壓感測信號轉換成流經連接在該第一電壓電流轉換器之一電流輸出端和一接地端之間之一轉換電阻之一中間電流； 在該主開關關斷之瞬間，該偵測模組將該瞬間施加於該轉換電阻上之電壓轉換成與該關斷電流值I_OFF對應之該電壓感測信號輸送給該採樣保持鎖存器儲存；在該前緣遮蔽信號之有效狀態結束之瞬間，該偵測模組將該瞬間施加於該轉換電阻上之電壓轉換成與該前緣遮蔽電流值I_LEB對應之該電壓感測信號輸送給該採樣保持鎖存器儲存。
3. 依據申請專利範圍第2項所述的一種用於反激轉換器之輸出電流計算電路，其中，該偵測模組包括一第一電壓跟隨器，其一正輸入端連接到該第一電壓電流轉換器之該電流輸出端；在該第一電壓跟隨器之一輸出端和該採樣保持鎖存器之一第一存儲電容之一端之間連接有受該控制信號驅動之一第一開關，該控制信號從第一狀態翻轉成第二狀態將該主開關關斷之瞬間，該第一開關同步被關斷，此刻該中間電流在該轉換電阻上產生之電壓被該第一電壓跟隨器轉換成與該關斷電流值I_OFF對應之該電壓感測信號存儲在該第一存儲電容中。
4. 依據申請專利範圍第2項所述的一種用於反激轉換器之輸出電流計算電路，其中，該偵測模組包括一第二電壓跟隨器，其一正輸入端連接到該第一電壓電流轉換器之該電流輸出端；在該第二電壓跟隨器之一輸出端和該採樣保持鎖存器之一第二存儲電容之一端之間連接有受該前緣遮蔽信號驅動之一第二開關，在該前緣遮蔽信號從第一狀態翻轉成第二狀態之瞬間，該第二開關同步被關斷，此刻該中間電流 在該轉換電阻上產生之電壓被該第二電壓跟隨器轉換成與該前緣遮蔽電流值I_LEB對應的該電壓感測信號存儲在該第二存儲電容中。
5. 依據申請專利範圍第1項所述的一種用於反激轉換器之輸出電流計算電路，其中，該電流總和單元具有之一第二電壓電流轉換器將該採樣保持鎖存器儲存之對應于該關斷電流值I_OFF之該電壓感測信號恢復轉換成從該第二電壓電流轉換器之該電流輸出端流出之與該關斷電流值I_OFF等值之電流；該電流總和單元具有之一第三電壓電流轉換器將該採樣保持鎖存器儲存之對應於該前緣遮蔽電流值I_LEB之該電壓感測信號恢復轉換成從該第三電壓電流轉換器之一電流輸出端流出之與該前緣遮蔽電流值I_LEB等值之電流；該第二、第三電壓電流轉換器各自輸出之電流彙聚流過該兩者之該電流輸出端互連處之一公共節點與一接地端之間之一總和電阻，且該電流總和單元具有之一第三電壓跟隨器之一正輸入端連接到該公共節點處，使該第三電壓跟隨器輸出的電壓V_TRS等於(I_LEB+I_OFF)乘以該總和電阻之一電阻值R_SUM。
6. 依據申請專利範圍第5項所述的一種用於反激轉換器之輸出電流計算電路，其中，該輸出級包含一第三開關，該第三開關之一輸入端接收該電流總和單元計算與輸出之由該總和電流轉換之電壓V_TRS，該總和電流轉換之電壓V_TRS等於R_SUM×(I_LEB+I_OFF)，該第三開關之一輸出端則接地；每一開關週期內在該預設時間段為該主開關之關斷時段T_OFF階段將該第三開關斷開，以將電壓V_TRS傳輸到該輸 出級之一輸出端，但在每一開關週期餘下之時間內使該第三開關接通以將電壓V_TRS釋放到地端而禁止該輸出級接收電壓V_TRS。
7. 依據申請專利範圍第6項所述的一種用於反激轉換器之輸出電流計算電路，其中，該反激轉換器進入一電流連續(CCM)模式時，在關斷時段T_OFF將該第三開關斷開以將電壓V_TRS傳輸到該輸出級之該輸出端，但在接通時段T_ON使該第三開關接通禁止該輸出級接收電壓V_TRS，該輸出級輸出之電壓V_F滿足以下函數關係：
8. 依據申請專利範圍第6項所述的一種用於反激轉換器之輸出電流計算電路，其中，該反激轉換器進入一電流斷續(DCM)模式時，在關斷時段T_OFF將該第三開關斷開以將電壓V_TRS傳輸到該輸出級之該輸出端，但在接通時段T_ON和死區時間T_D使該第三開關接通禁止該輸出級接收電壓V_TRS，該輸出級輸出之電壓V_F滿足以下函數關係：
9. 依據申請專利範圍第7或8項所述的一種用於反激轉換器之輸出電流計算電路，其中，設該初級繞組之匝數N_P與一次級繞組之匝數N_S之比等於n，則該反激轉換器傳輸給負載之一輸出電流I_O滿足以下函數關係：
10. 依據申請專利範圍第6項所述的一種用於反激轉換器之輸 出電流計算電路，其中，由連接於該第三開關之該輸入端和該第三電壓跟隨器之一輸出端之間之一電阻和連接於該第三開關之該輸入端和一接地端之間之一電容構成一採樣保持電路，由連接於該第三開關之輸入端和該輸出級之該輸出端口之間之一電阻和連接於該輸出級之該輸出端口和一接地端之間之一電容構成一濾波電路。
11. 依據申請專利範圍第6項所述的一種用於反激轉換器之輸出電流計算電路，其中，該邏輯控制單元包括一正輸入端連接到該主開關之一漏極端之一第四電壓跟隨器和包括一電容，該電容之一端和該第四電壓跟隨器之一輸出端之間連接有一電阻，而該電容之另一端連接到一接地端；該邏輯控制單元還包含一正相輸入端連接到該電容之未接地之一端之一比較器，其一反相輸入端連接到提供一參考電壓之一電壓源之一正極，該電壓源之一負極連接到該第四電壓跟隨器之該輸出端，該比較器之一輸出端連接到該邏輯控制單元中一RS觸發器之一置位端；由該比較器之高電平比較結果將該RS觸發器之輸出置位到高電平，由該控制信號之下降沿觸發產生之高電平脈衝將該RS觸發器之輸出復位到低電平，該RS觸發器之輸出控制該第三開關之關斷或接通。
12. 依據申請專利範圍第11項所述的一種用於反激轉換器之輸出電流計算電路，其中，在該電流連續模式下，在導通時段T_ON該RS觸發器輸出高電平給該第三開關之一控制端，接通該第三開關；以及在關斷時段T_OFF，該RS觸發器輸出一低電平給該第三開關之該控制端，關斷該第三開關； 該輸出級在每一週期將電壓V_TRS以{T_OFF÷(T_ON+T_OFF)}之預設比例輸出。
13. 依據申請專利範圍第11項所述的一種用於反激轉換器的輸出電流計算電路，其中，在該電流斷續模式下，在導通時段T_ON和死區時段T_D，該RS觸發器輸出高電平給該第三開關之一控制端，接通該第三開關；以及在關斷時段T_OFF，該RS觸發器輸出一低電平給該第三開關之該控制端，關斷該第三開關；該輸出級在每一週期將電壓V_TRS以{T_OFF÷(T_ON+T_OFF+T_D)}之預設比例輸出。
14. 依據申請專利範圍第11項所述的一種用於反激轉換器之輸出電流計算電路，其中，該邏輯控制單元還包括一輸出端連接到該RS觸發器之該復位端之一及閘，該及閘之一輸入端與另一輸入端之間連接有一反相器使它們構成一單穩態觸發器；該控制信號經過另一反相器反相後之一反相信號被輸送給該及閘之一輸入端和被輸送給連接在該及閘之二輸入端之間之反相器之一輸入端，從而在該控制信號之下降沿之時刻觸發該及閘產生一高電平脈衝之輸出信號將該RS觸發器之輸出鉗制到低電平。
15. 依據申請專利範圍第1項所述的一種用於反激轉換器之輸出電流計算電路，其中，在每一週期內，設置該主開關接通之時刻到該前緣遮蔽信號之有效狀態結束之時刻之間之延續時間，等於該控制信號之邏輯狀態發生翻轉準備關斷該主開關之時刻到該初級電流過沖到最大峰值之時刻之間之延遲時間。
16. 一種計算反激轉換器之輸出電流之方法，其中，包括以下步驟：利用一偵測模組檢測流經與一初級繞組串聯之一感應電阻上之一初級電流，並在用於控制該初級繞組接通或斷開之一主開關被一控制信號關斷之瞬間，探測出流經該感應電阻之一關斷電流值I_OFF，以及在用於屏蔽該初級電流起始尖峰脈衝之一前緣遮蔽信號之有效狀態結束之瞬間，探測出流經該感應電阻之一前緣遮蔽電流值I_LEB；將該關斷電流值I_OFF信息和該前緣遮蔽電流值I_LEB信息儲存至一採樣保持鎖存器；利用一電流總和單元對該關斷電流值I_OFF和該前緣遮蔽電流值I_LEB進行總和計算；將該關斷電流值I_OFF和該前緣遮蔽電流值I_LEB總和得到之一總和電流轉換之電壓在每一週期內按照週期之一預設之比例關係在一輸出級輸出；藉由一邏輯控制單元來判斷該輸出級在一週期內接收由該總和電流轉換之電壓之一預設時間段之占週期比，該邏輯控制單元控制該輸出級在每一週期之該預設時間段接收該總和電流轉換之電壓但禁止該輸出級在每一週期除了該預設時間段以外之剩餘時間接收該總和電流轉換之電壓。
17. 依據申請專利範圍第16項所述一種計算反激轉換器之輸出電流之方法，其中，該偵測模組具有一第一電壓電流轉換器，採集用於表徵該初級電流大小之跨於該感應電阻上之一電壓感測信號，將該電壓感測信號轉換成流經連接在該第一電壓電流轉換器之一電流輸出端和一接地端之間之 一轉換電阻之一中間電流；在該主開關關斷之瞬間，該偵測模組將該瞬間施加於該轉換電阻上之電壓轉換成與該關斷電流值I_OFF對應之該電壓感測信號輸送給該採樣保持鎖存器儲存；在該前緣遮蔽信號之有效狀態結束之瞬間，該偵測模組將該瞬間施加於該轉換電阻上之電壓轉換成與該前緣遮蔽電流值I_LEB對應之該電壓感測信號輸送給該採樣保持鎖存器儲存。
18. 依據申請專利範圍第17項所述的一種計算反激轉換器之輸出電流之方法，其中，該偵測模組包括一第一電壓跟隨器，其一正輸入端連接到該第一電壓電流轉換器之一電流輸出端；在該第一電壓跟隨器之一輸出端和該採樣保持鎖存器之一第一存儲電容的一端之間連接有受該控制信號驅動之一第一開關，該控制信號從第一狀態翻轉成第二狀態將該主開關關斷之瞬間，該第一開關同步被關斷，此刻該中間電流在該轉換電阻上產生的電壓被該第一電壓跟隨器轉換成與該關斷電流值I_OFF對應之該電壓感測信號存儲在該第一存儲電容中。
19. 依據申請專利範圍第17項所述的一種計算反激轉換器之輸出電流之方法，其中，該偵測模組包括一第二電壓跟隨器，其一正輸入端連接到該第一電壓電流轉換器之該電流輸出端；在該第二電壓跟隨器之一輸出端和該採樣保持鎖存器之一第二存儲電容之一端之間連接有受該前緣遮蔽信號驅動之一第二開關，在該前緣遮蔽信號從第一狀態翻轉成第 二狀態的瞬間，該第二開關同步被關斷，此刻該中間電流在該轉換電阻上產生之電壓被該第二電壓跟隨器轉換成與該前緣遮蔽電流值I_LEB對應之該電壓感測信號存儲在該第二存儲電容中。
20. 依據申請專利範圍第16項所述的一種計算反激轉換器之輸出電流之方法，其中，該電流總和單元具有之一第二電壓電流轉換器將該採樣保持鎖存器儲存之對應于該關斷電流值I_OFF之該電壓感測信號恢復轉換成從該第二電壓電流轉換器之一電流輸出端流出之與該關斷電流值I_OFF等值之電流；該電流總和單元具有之一第三電壓電流轉換器將該採樣保持鎖存器儲存之對應於該前緣遮蔽電流值I_LEB之該電壓感測信號恢復轉換成從該第三電壓電流轉換器之一電流輸出端流出之與該前緣遮蔽電流值I_LEB等值之電流；該第二、第三電壓電流轉換器各自輸出之電流彙聚流過該兩者之電流輸出端互連處之一公共節點與一接地端之間之一總和電阻，且該電流總和單元具有之一第三電壓跟隨器之一正輸入端連接到該公共節點處，使該第三電壓跟隨器輸出之電壓V_TRS等於(I_LEB+I_OFF)乘以該總和電阻之電阻值R_SUM。
21. 依據申請專利範圍第20項所述的一種計算反激轉換器之輸出電流之方法，其中，該輸出級包含一第三開關，該第三開關之一輸入端接收該電流總和單元計算和輸出之由該總和電流轉換之電壓V_TRS，該第三開關之輸出端則接地；每一開關週期內預設時間段為該主開關之關斷時段T_OFF階段將該第三開關斷開，以將電壓V_TRS傳輸到該輸出級 之一輸出端，但在每一開關週期餘下之時間內使該第三開關接通以將電壓V_TRS釋放到地端禁止該輸出級接收電壓V_TRS。
22. 依據申請專利範圍第21項所述的一種計算反激轉換器之輸出電流之方法，其中，該反激轉換器進入一電流連續(CCM)模式時，在關斷時段T_OFF將該第三開關斷開以將電壓V_TRS傳輸到該輸出級之該輸出端，但在接通時段T_ON使該第三開關接通禁止該輸出級接收電壓V_TRS，該輸出級輸出之電壓V_F滿足以下函數關係：
23. 依據申請專利範圍第21項所述的一種計算反激轉換器之輸出電流之方法，其中，該反激轉換器進入一電流斷續(DCM)模式時，在關斷時段T_OFF將該第三開關斷開以將電壓V_TRS傳輸到該輸出級之該輸出端，但在接通時段T_ON和死區時間T_D使該第三開關接通禁止該輸出級接收電壓V_TRS，該輸出級輸出之電壓V_F滿足以下函數關係：
24. 依據申請專利範圍第22或23項所述的一種計算反激轉換器之輸出電流之方法，其中，設該初級繞組之匝數N_P與一次級繞組之匝數N_S之比等於n，則該反激轉換器傳輸給負載之輸出電流I_O滿足以下函數關係：
25. 依據申請專利範圍第21項所述的一種計算反激轉換器之 輸出電流之方法，其中，由連接於該第三開關之該輸入端和該第三電壓跟隨器之一輸出端之間之一電阻和連接於該第三開關之該輸入端和一接地端之間之一電容構成一採樣保持電路，由連接於該第三開關之該輸入端和該輸出級之該輸出端口之間之一電阻和連接於該輸出級之該輸出端口和一接地端之間之一電容構成一濾波電路。
26. 依據申請專利範圍第21項所述的一種計算反激轉換器之輸出電流之方法，其中，該邏輯控制單元包括一正輸入端連接到該主開關之一漏極端之一第四電壓跟隨器和包括一電容，該電容之一端和該第四電壓跟隨器之一輸出端之間連接有一電阻，而該電容的另一端連接到一接地端；該邏輯控制單元還包含一正相輸入端連接到該電容之未接地之一端之一比較器，該比較器之一反相輸入端連接到提供該參考電壓之一電壓源之一正極，該電壓源之一負極連接到該第四電壓跟隨器之該輸出端，該比較器之一輸出端連接到該邏輯控制單元中一RS觸發器之一置位端；由該比較器之高電平比較結果將該RS觸發器之輸出置位到高電平，由該控制信號之下降沿觸發產生之高電平脈衝將該RS觸發器之輸出復位到低電平，該RS觸發器之輸出控制該第三開關之關斷或接通。
27. 依據申請專利範圍第26項所述的一種計算反激轉換器之輸出電流之方法，其中，在該電流連續模式下，在導通時段T_ON該RS觸發器輸出高電平給該第三開關之一控制端，接通該第三開關；以及在關斷時段T_OFF，該RS觸發器輸出一低電平給該第三開關之該控制端，關斷該第三開關； 該輸出級在每一週期將電壓V_TRS以{T_OFF÷(T_ON+T_OFF)}的預設比例輸出。
28. 依據申請專利範圍第26項所述的一種計算反激轉換器之輸出電流之方法，其中，在該電流斷續模式下，在導通時段T_ON和死區時段T_D，該RS觸發器輸出高電平給該第三開關之一控制端，接通該第三開關；以及在關斷時段T_OFF，該RS觸發器輸出一低電平給該第三開關之該控制端，關斷該第三開關；該輸出級在每一週期將電壓V_TRS以{T_OFF÷(T_ON+T_OFF+T_D)}的預設比例輸出。
29. 依據申請專利範圍第26項所述的一種計算反激轉換器之輸出電流之方法，其中，該邏輯控制單元還包括一輸出端連接到該RS觸發器之該復位端之一及閘，該及閘之一輸入端與另一輸入端之間連接有一反相器使它們構成一單穩態觸發器；該控制信號經過另一反相器反相後之一反相信號被輸送給該及閘之一輸入端和被輸送給連接在該及閘之二輸入端之間之反相器之一輸入端，在該控制信號之下降沿之時刻觸發該及閘產生一高電平脈衝之輸出信號將該RS觸發器之輸出鉗制到低電平。
30. 依據申請專利範圍第16項所述的一種計算反激轉換器之輸出電流之方法，其中，在每一週期內，設置該主開關接通之時刻到該前緣遮蔽信號之有效狀態結束之時刻之間之延續時間，等於該控制信號之邏輯狀態發生翻轉準備關斷該主開關之時刻到該初級電流過沖到最大峰值之時刻之間之延遲時間。