TW201547180A - 直流馬達控制方法及直流馬達控制電路 - Google Patents

直流馬達控制方法及直流馬達控制電路 Download PDF

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Abstract

本發明提供一種直流馬達控制方法，包括以下步驟，首先，將第一週期信號與第二週期信號比較，以產生控制信號，其中第一週期信號的頻率小於第二週期信號的頻率。然後，依據直流馬達的所需轉速設定第一週期信號與第二週期信號的振幅，其中當直流馬達的所需轉速增加時，快速增加第一週期信號與第二週期信號的振幅比值(例如同時增加第一週期信號振幅和減少第二週期信號的振幅)，當直流馬達的所需轉速減少時，快速減少第一週期信號與第二週期信號的振幅比值(例如同時減小第一週期信號振幅和增加第二週期信號的振幅)。使馬達能同時擁有高轉速區有高轉速能力和低轉速區有低噪音特性的兩種需求。

Description

直流馬達控制方法及直流馬達控制電路
本發明有關於一種直流馬達控制方法，且特別是一種直流馬達控制方法及直流馬達控制電路。
直流馬達已廣泛地應用於許多電子產品，如個人電腦、電動刮鬍刀、影印機、投影機及果汁機等低電壓電子產品。隨著時代的進步，人們對於高效能的個人電腦的需求亦不斷提升。對於具高效能的個人電腦而言，因單位時間內其中央處理單元運作加快，容易造成主機溫度升高。故，新一代的個人電腦更需搭配有直流馬達風扇以幫助散熱。因此，直流馬達風扇於微型散熱風扇系統中，具有舉足輕重的地位。基於上述理由，提供一能使直流馬達穩定運作的控制方法與電路顯得相當重要。
請同時參見圖1及圖2，圖1為習知的單相直流馬達的控制電路之結構示意圖，圖2為圖1之控制電路的驅動波形圖。單相直流馬達的控制電路110利用霍爾元件HAL來感測單相直流馬達130內轉子的磁極位置，並據以產生第一弦波信號BOP及第二弦波信號BRP。第一弦波信號BOP及第二弦波信號BRP輸入至比較器RP1及比較器RP2後，經由比較運算後以分別輸出霍爾信號HC1和HC2。接著，邏輯電路112接收由外部的PWM產生器120所產生的脈寬調變信號PW以及所述霍爾信號HC1和HC2，以分別輸出開關信號H1、 H2、L1及L2來控制驅動電路114內之各個開關單元(未圖示)的導通或截止狀態。之後，驅動電路114交替輸出第一輸出信號VOUT1以及第二輸出信號VOUT2至單相直流馬達130，以驅動單相直流馬達130轉動。
然而，在單相直流馬達130轉動時，單相直流馬達130內必定會產生一與外加電壓極性相反的反應電動勢。因此，流經單相直流馬達130的電流將會受到所述反應電動勢的影響，而使流經單相直流馬達130之電流對應地產生變化(如圖二所示頭尾電流值較高的馬鞍型電流波形)。因此於輸出第一輸出信號VOUT1以及第二輸出信號VOUT2的換相時間內(即霍爾信號HC1和HC2皆為低電壓準位時)，將造成流經單相直流馬達130之電流產生瞬間劇烈變化(因為馬鞍型電流尾巴電流值較高)。如此劇烈變化的電流，將影響單相直流馬達130的運轉，進而使單相直流馬達130於轉動時產生機械式的噪音。
本發明提供一種直流馬達控制方法，包括以下步驟，首先，將第一週期信號與第二週期信號比較，以產生控制信號，其中第一週期信號的頻率小於第二週期信號的頻率。然後，依據直流馬達的所需轉速設定第一週期信號與第二週期信號的振幅，其中當直流馬達的所需轉速增加時，快速增加第一週期信號與第二週期信號的振幅比值(例如同時增加第一週期信號振幅和減少第二週期信號的振幅)，當直流馬達的所需轉速減少時，快速減少第一週期信號與第二週期信號的振幅比值(例如同時減小第一週期信號振幅和增加第二週期信號的振幅)。使馬達能同時擁有高轉速區有高轉速能力和低轉速區有低噪音特性的兩種需求。
本發明實施例提供一種直流馬達控制電路，包括正全波產生器、三角波產生器以及第一比較器。正全波產生器輸出正全波信 號，其中正全波信號的波形為弦波。三角波產生器輸出三角波信號，其中正全波信號之頻率小於三角波信號之頻率。第一比較器連接正全波產生器與三角波產生器，第一比較器用以接收正全波信號以及三角波信號，並且將正全波信號以及三角波信號進行比較運算後輸出控制信號。正全波信號與三角波信號的振幅依據直流馬達的所需轉速而設定，當直流馬達的所需轉速增加時，增加正全波信號與三角波信號的振幅比值，當直流馬達的所需轉速減少時，減少正全波信號與三角波信號的振幅比值。
綜上所述，本發明實施例提供一種直流馬達控制方法及直流馬達控制電路，透過快速拉大或縮小第一週期信號與第二週期信號(或比較正全波信號與三角波信號)的振幅，再將兩者做比較而產生控制直流馬達轉速的控制信號，如此一來，直流馬達能在高轉速需求下，因為擁有較大的第一週期信號與第二週期信號的振幅比值，讓直流馬達能達到高轉速。另一方面，直流馬達在低轉速且低噪音需求下，因為擁有較低的第一週期信號與第二週期信號的振幅比值，讓直流馬達能達到非常低的轉速，且此時因為控制信號為接近弦波變化的一週期調變信號，因此單相直流馬達電流也為一接近弦波變化的電流，此特性使直流馬達電流在換相處能避免產生瞬間劇烈變化，進一步提升低噪音能力。
為使能更進一步瞭解本發明之特徵及技術內容，請參閱以下有關本發明之詳細說明與附圖，但是此等說明與所附圖式僅係用來說明本發明，而非對本發明的權利範圍作任何的限制。
110‧‧‧控制電路
112‧‧‧邏輯電路
114‧‧‧驅動電路
120‧‧‧PWM產生器
122‧‧‧工作週期偵測器
130‧‧‧單相直流馬達
310‧‧‧單相直流馬達控制電路
312‧‧‧正全波產生器
314‧‧‧三角波產生器
316‧‧‧切換電路
318‧‧‧邏輯電路
319‧‧‧及閘
320‧‧‧驅動電路
330‧‧‧單相直流馬達
BEMF‧‧‧反應電動勢
BOP‧‧‧第一弦波信號
BRP‧‧‧第二弦波信號
DP‧‧‧第一比較器
D1S‧‧‧第一方向驅動信號
D2S‧‧‧第二方向驅動信號
GND‧‧‧接地電壓
HAL‧‧‧霍爾元件
H1、H2、L1、L2‧‧‧開關信號
HC1、HC2‧‧‧霍爾信號
HC’‧‧‧換相信號
HS‧‧‧正全波信號
IL‧‧‧單相直流馬達電流
L‧‧‧等效電感
N1‧‧‧第一下橋電晶體
N2‧‧‧第二下橋電晶體
N1S‧‧‧第三邏輯信號
N2S‧‧‧第四邏輯信號
P1S‧‧‧第一邏輯信號
P2S‧‧‧第二邏輯信號
PW、PU、PU’‧‧‧脈寬調變信號
PW’‧‧‧振幅調變信號
P1‧‧‧第一上橋電晶體
P2‧‧‧第二上橋電晶體
R‧‧‧等效電阻
RP1、RP2‧‧‧比較器
TS‧‧‧三角波信號
t11、t12、t21、t22‧‧‧時間區間
T1、T2‧‧‧週期
U1‧‧‧第一反及閘
U2‧‧‧第二反及閘
VDD‧‧‧系統電壓
VOUT1、VOUT1’‧‧‧第一輸出信號
VOUT2、VOUT2’‧‧‧第二輸出信號
S100、S110‧‧‧步驟流程
A、B、C、D‧‧‧工作點
SS、SSA、SSB‧‧‧曲線
圖1是習知的單相直流馬達的控制電路之區塊示意圖。
圖2是圖1之控制電路的驅動波形圖。
圖3是本發明實施例提供的直流馬達控制方法的流程圖。
圖4A是本發明實施例之以脈寬調變模式操作的單相直流馬達控制電路之區塊示意圖。
圖4B是本發明另一實施例之以電壓調變模式操作單相直流馬達控制電路之區塊示意圖。
圖5是圖4A之單相直流馬達控制電路的驅動波形圖。
圖6是本發明實施例之正全波信號與三角波信號進行比較運算之波形示意圖。
圖7是本發明實施例提供直流馬達控制方法所產生的馬達轉速對控制信號的工作週期的變化的示意圖。
圖8A是本發明實施例提供的直流馬達控制方法在工作點A的驅動波形圖。
圖8B是本發明實施例提供的直流馬達控制方法在工作點B的驅動波形圖。
圖8C是本發明實施例提供的直流馬達控制方法在工作點C的驅動波形圖。
圖8D是本發明實施例提供的直流馬達控制方法在工作點D的驅動波形圖。
圖9A是本發明實施例提供的直流馬達控制方法應用於脈衝寬度調變模式時的三角波信號隨著工作週期的改變的波形示意圖。
圖9B是本發明實施例提供的直流馬達控制方法應用於電壓控制模式時的三角波信號隨著工作週期的改變的波形示意圖。
圖9C是本發明實施例提供直流馬達控制方法所產生的馬達轉速對控制信號的電壓大小的變化的示意圖。
圖10A是本發明實施例提供直流馬達控制方法的三角波信號強度隨著工作週期以正弦函數改變的波形示意圖。
圖10B是本發明實施例提供直流馬達控制方法的三角波信號強度隨著工作週期以直線函數改變的波形示意圖。
〔直流馬達控制方法之實施例〕
請參見圖3，圖3是本發明實施例提供的直流馬達控制方法的流程圖。首先，在步驟S100中，將第一週期信號與第二週期信號比較，以產生控制信號，其中第一週期信號的頻率小於第二週期信號的頻率。第一週期信號例如是正全波信號，第二週期信號例如是三角波信號，但本發明並不因此限定。例如：第一週期信號與第二週期信號可以都是正全波信號。然後，在步驟S110中，依據直流馬達的所需轉速設定第一週期信號與第二週期信號的振幅，其中當直流馬達的所需轉速增加時，增加第一週期信號與第二週期信號的振幅比值，當直流馬達的所需轉速減少時，減少第一週期信號與第二週期信號的振幅比值。所述直流馬達可操作於脈衝寬度調變模式，所述控制信號為脈衝寬度調變信號(在圖4A實施例中是脈寬調變信號PU’)，直流馬達的轉速受控於脈衝寬度調變信號。另外，所述直流馬達也可操作於電壓控制模式，驅動電壓(VCC)產生控制信號以驅動直流馬達，直流馬達的轉速受控於驅動電壓之電壓值。在一實施例中，第一週期信號與第二週期信號的至少其中之一為可調。例如：當第二週期信號是三角波信號時，三角波信號的振幅為可調，當直流馬達的所需轉速增加時，三角波信號的振幅減少，當直流馬達的所需轉速減少時，三角波信號的振幅增加，且三角波信號的振幅依據一正弦函數而變化。關於上述的步驟S100和S110請參見下述實施例的進一步說明。
請同時參見圖3和圖4A，圖4A是本發明實施例之以脈寬調變模式操作的單相直流馬達控制電路之區塊示意圖。圖4A的電路是用以將圖3的直流馬達控制方法應用於控制單相直流馬達為例子來說明，但本發明並不因此限定。本實施例的直流馬達控制方法可應用於各種直流馬達，例如：兩相或三相直流馬達等。圖3的步 驟S100可利用圖4A中的第一比較器DP來實現，圖3的步驟S110可利用調整正全波產生器312所產生的正全波信號HS與三角波產生器314所產生的三角波信號TS的至少其中之一的振幅來實現。在此先敘述圖4A的單相直流馬達控制電路310，以進一步了解圖3的步驟S100和步驟S110的實現方式。圖4A的直流馬達控制電路包括正全波產生器312、三角波產生器314以及第一比較器DP。正全波產生器314輸出正全波信號HS，其中正全波信號HS的波形為弦波。三角波產生器314輸出三角波信號TS，其中正全波信號HS之頻率小於三角波信號TS之頻率。第一比較器DP連接正全波產生器312與三角波產生器314，第一比較器DP用以接收正全波信號HS以及三角波信號TS，並且將正全波信號HS以及三角波信號TS進行比較運算後輸出控制信號(在圖4A中為脈寬調變信號PU)。正全波信號HS與三角波信號TS的振幅依據直流馬達的所需轉速而設定，當直流馬達的所需轉速增加時，增加正全波信號HS與三角波信號TS的振幅比值，當直流馬達的所需轉速減少時，減少正全波信號HS與三角波信號TS的振幅比值。值得一提的是，上述的正全波產生器312與三角波產生器314所產生的正全波與三角波的週期時間可以依據(實際需要的)直流馬達的所需轉速而改變，正全波產生器312與三角波產生器314所產生的正全波與三角波的週期時間並非固定而不能改變。詳細的說，PWM產生器120產生脈寬調變信號PW。工作週期偵測器(Duty detector)122偵測脈寬調變信號PW的工作週期，並據此產生振幅調變信號PW’。工作週期偵測器122依據工作週期的偵測結果所產生的振幅調變信號PW’分別傳送至正全波產生器213與三角波產生器314用以調整正全波信號HS與三角波信號TS的振幅。振幅調變信號PW’可以是數位信號，例如八位元的數位信號或者十位元的數位信號，但本發明並不因此限定。在其他 實施例中，工作週期偵測器122也可以產生兩個不同振幅調變信號用以分別控制正全波產生器312與三角波產生器314的振幅。
單相直流馬達控制電路310包括正全波產生器312、三角波產生器314、第一比較器DP、及閘319、切換電路316、邏輯電路318及驅動電路320。第一比較器DP電性連接正全波產生器312與三角波產生器314。切換電路316透過及閘319電性連接第一比較器DP，且切換電路316電性連接邏輯電路318。驅動電路320電性連接切換電路316與邏輯電路318，並且驅動電路320更電性連接至單相直流馬達330。單相直流馬達330以等效電感L、等效電阻R及反應電動勢BEMF來表示之。
關於正全波產生器312，正全波產生器312用以產生正全波信號HS。在一實施例中，正全波產生器312接收振幅調變信號PW’，並據此調變正全波信號HS的振幅。
關於三角波產生器314，三角波產生器314用以產生三角波信號TS。在一實施例中，接收振幅調變信號PW’，並據此調變三角波信號TS的振幅。關於步驟S110中的調整第一週期信號(正全波信號HS)與第二週期信號(三角波信號TS)的振幅比值，三角波信號TS之振幅可能大於或等於正全波信號HS之振幅，或者三角波信號TS之振幅可能小於正全波信號HS之振幅。
關於第一比較器DP，用以接收正全波信號HS及三角波信號TS並且將兩者(亦即正全波信號HS及三角波信號TS)進行比較運算。進一步來說，在本實施例中，第一比較器DP的正輸入端接收正全波信號HS，其負輸入端接收三角波信號TS，並且將其兩者進行比較運算以產生脈寬調變信號PU(對應於步驟S100中的控制信號)，其中正全波信號HS的頻率小於三角波信號TS的頻率。
及閘319將如圖1的傳統的PWM產生器120產生的脈寬調變信號PW與脈寬調變信號PU作邏輯及運算，並輸出脈寬調變信號PU’。 舉例來說，PU信號可能為0%-duty變化到100%-duty，之後再從100%-Duty變化到0%-Duty的弦波特性週期信號，此信號再和50%-Duty的PW做及閘AND動作之後，PU’信號即為0%-duty變化到50%-duty，之後再從50%-Duty變化到0%-Duty的週期信號，而非從頭到尾都是固定50%-Duty的週期信號。簡單的說，本實施例的第一比較器DP產生的脈寬調變信號PU是用以調整傳統的PWM產生器120產生的脈寬調變信號PW，以達到平滑化直流馬達之電流的目的。換句話說，及閘319可以基於脈寬調變信號PU的基礎上，配合外部的脈寬調變信號PW產生新的脈寬調變信號PU’。新產生的脈寬調變信號PU’本質上與脈寬調變信號PU相同，而如圖1實施例，傳統的脈寬調變信號PW僅是用以隨著直流馬達的轉速而調整工作點，將於圖7實施例進一步說明。
關於邏輯電路318，邏輯電路318接收換相信號HC’並且偵測換相信號HC’的電壓準位之狀態，以據此輸出具高電壓準位或低電壓準位的第一邏輯信號P1S、第二邏輯信號P2S、第三邏輯信號N1S及第四邏輯信號N2S。進一步來說，在本實施例中，第一邏輯信號P1S與第四邏輯信號N2S之波形相同(亦即電壓準位相同)，並且第二邏輯信號P2S與第三邏輯信號N1S之波形相同(亦即電壓準位相同)。值得一提的是，邏輯電路318接收的換相信號HC’可利用如圖1的霍爾元件HAL配合比較電路而產生，所屬領域具有通常知識者應可容易了解換相信號的產生方式，不再贅述。
關於切換電路316，切換電路316接收脈寬調變信號PU’、第一邏輯信號P1S與第二邏輯信號P2S，並且切換電路316依據脈寬調變信號PU’及第一邏輯信號P1S產生第一方向驅動信號D1S，並且依據脈寬調變信號PU’及第二邏輯信號P2S產生第二方向驅動信號D2S。在本實施例中，當第一邏輯信號P1S為高電壓準位時，則第一方向驅動信號D1S與脈寬調變信號PU彼此反相，當第一邏 輯信號P1S為低電壓準位時，則第一方向驅動信號D1S為高電壓準位。另一方面，當第二邏輯信號P2S為高電壓準位時，則第二方向驅動信號D2S與脈寬調變信號PU彼此反相，並且當第二邏輯信號P2S為低電壓準位時，則第二方向驅動信號D2S為高電壓準位。第一邏輯信號P1S與第二邏輯信號P2S彼此反相。
關於驅動電路320，驅動電路320接收第一方向驅動信號D1S、第二方向驅動信號D2S、第三邏輯信號N1S及第四邏輯信號N2S。驅動電路320接收第一方向驅動信號D1S與第四邏輯信號N2S並據此傳送第一輸出信號VOUT1’至單相直流馬達，並且驅動電路320接收第二方向驅動信號D2S與第三邏輯信號N1S並據此傳送第二輸出信號VOUT2’至單相直流馬達330，以驅動單相直流馬達330運轉。
詳細的說，如圖4A所示，切換電路316包括第一反及閘U1及第二反及閘U2，並且驅動電路318包括第一上橋電晶體P1、第二上橋電晶體P2、第一下橋電晶體N1及第二下橋電晶體N2。
第一反及閘U1之輸入端分別連接第一比較器DP之輸出端(透過及閘319)與邏輯電路318，並且第一反及閘U1之輸出端電性連接至驅動電路320之第一上橋電晶體P1之閘極。第二反及閘U2之輸入端分別連接第一比較器DP之輸出端(透過及閘319)與邏輯電路318，並且第二反及閘U2之輸出端電性連接至驅動電路320之第二上橋電晶體P2之閘極。第一上橋電晶體P1之源極與閘極分別電性連接至系統電壓VDD與第一反及閘U1的輸出端。第二上橋電晶體P2之源極與閘極分別電性連接至系統電壓VDD與第二反及閘U2的輸出端。第一下橋電晶體N1之汲極與閘極分別電性連接至第一上橋電晶體P1的汲極與邏輯電路318，並且第一下橋電晶體N1之源極電性連接至接地電壓GND。第二下橋電晶體N2之汲極與閘極 分別電性連接至第二上橋電晶體P2的汲極與邏輯電路318，並且第二下橋電晶體N2之源極電性連接至接地電壓GND。
關於第一反及閘U1，分別接收脈寬調變信號PU’與第一邏輯信號P1S，並且輸出第一方向驅動信號D1S至第一上橋電晶體P1之閘極以控制第一上橋電晶體P1之導通或截止狀態。在另一實施例中，第一反及閘U1亦可由其他邏輯閘所組成，例如，第一反及閘U1可由及閘與反相器所組成。
第一反及閘U1之輸入端分別連接第一比較器DP之輸出端(透過及閘319)與邏輯電路318，並且第一反及閘U1之輸出端電性連接至驅動電路320之第一上橋電晶體P1之閘極。第二反及閘U2之輸入端分別連接第一比較器DP之輸出端(透過及閘319)與邏輯電路318，並且第二反及閘U2之輸出端電性連接至驅動電路320之第二上橋電晶體P2之閘極。第一上橋電晶體P1之源極與閘極分別電性連接至系統電壓VDD與第一反及閘U1的輸出端。第二上橋電晶體P2之源極與閘極分別電性連接至系統電壓VDD與第二反及閘U2的輸出端。第一下橋電晶體N1之汲極與閘極分別電性連接至第一上橋電晶體P1的汲極與邏輯電路318，並且第一下橋電晶體N1之源極電性連接至接地電壓GND。第二下橋電晶體N2之汲極與閘極分別電性連接至第二上橋電晶體P2的汲極與邏輯電路318，並且第二下橋電晶體N2之源極電性連接至接地電壓GND。
關於第一反及閘U1，分別接收脈寬調變信號PU’與第一邏輯信號P1S，並且輸出第一方向驅動信號D1S至第一上橋電晶體P1之閘極以控制第一上橋電晶體P1之導通或截止狀態。在另一實施例中，第一反及閘U1亦可由其他邏輯閘所組成，例如，第一反及閘U1可由及閘與反相器所組成。
關於第二反及閘U2，分別接收脈寬調變信號PU’與第二邏輯信號P2S，並且輸出第二方向驅動信號D2S至第二上橋電晶體P2 之閘極以控制第二上橋電晶體P2之導通或截止狀態。在另一實施例中，第二反及閘U2亦可由其他邏輯閘所組成，例如，第二反及閘U2可由及閘與反相器所組成。
關於第一上橋電晶體P1，第一上橋電晶體P1用以作為一開關電晶體(switch transistor)使用，並且接收並根據第一方向驅動信號D1S以決定自身的導通或截止狀態，其中，在本實施例中，第一上橋電晶體P1為P型金屬氧化半導體電晶體。
關於第二上橋電晶體P2，第二上橋電晶體P2用以作為一開關電晶體使用，並且接收並根據第二方向驅動信號D2S以決定自身的導通或截止狀態，其中，在本實施例中，第二上橋電晶體P2為P型金屬氧化半導體電晶體。
關於第一下橋電晶體N1，第一下橋電晶體N1用以作為一開關電晶體使用，並且用以接收並根據第三邏輯信號N1S以決定自身的導通或截止狀態，其中，在本實施例中，第一下橋電晶體N1為N型金屬氧化半導體電晶體。
關於第二下橋電晶體N2，第二下橋電晶體N2用以作為一開關電晶體使用，並且用以接收並根據第四邏輯信號N2S以決定自身的導通或截止狀態，其源極連接接地電壓GND，其中，在本實施例中，第二下橋電晶體N2為N型金屬氧化半導體電晶體。
請同時參見圖4A與圖4B，圖4B是本發明另一實施例之以電壓調變模式操作單相直流馬達控制電路之區塊示意圖。圖4B的電路與圖4A的電路差異在於，圖4B的電路是用於操作在電壓調變模式的直流馬達。因此，圖4A的PWM產生器120被去除，並利用由電源供應器的電壓VCC(透過類比數位轉換器ADC數位化後)控制三角波產生器314產生的三角波信號TS的振幅，且控制正全波產生器312產生器產生的正全波信號HS的振幅。在電壓調變模式的電壓VCC等效於脈寬調變模式的脈寬調變信號PW。本技術領域具有通 常知識者，應容易了解利用脈寬調變模式與電壓調變模式以控制直流馬達的差異，不再贅述。
請同時參見圖4A和圖5，圖5是圖4A之以脈寬調變模式操作的單相直流馬達控制電路的驅動波形圖。如圖5所示，換相信號HC’為一週期性的方波信號，並且描繪出其兩個週期T1、T2之波形以便說明本揭露內容，本實施例中並不以兩個週期之換相信號HC’作為限制。在本實施例中，週期T1區分為時間區間t11及t12，並且週期T2區分為時間區間t21及t22。在時間區間t11或t21內，當邏輯電路318偵測到換相信號HC’處於高電壓準位時，則邏輯電路318會對應地輸出具高電壓準位之第二邏輯信號P2S以及第三邏輯信號N1S，並且邏輯電路318會同時輸出低電壓準位之第一邏輯信號P1S與第四邏輯信號N2S。接著，切換電路316接收由邏輯電路318所傳送的邏輯信號P1S、P2S以及接收由第一比較器DP所傳送的脈寬調變信號PU(與傳統的脈寬調變信號PW作邏輯及運算，在圖4A中是及閘319產生的脈寬調變信號PU’)，藉此以輸出與脈寬調變信號PU反相的第二方向驅動信號D2S至驅動電路320，其中第一方向驅動信號D1S為高電壓準位之信號。之後，在驅動電路320接收到第一方向驅動信號D1S與第二方向驅動信號D2S之同時，驅動電路320還會接收由邏輯電路318所傳送的第三邏輯信號N1S(高電壓準位)與第四邏輯信號N2S(低電壓準位)，並據此將第二輸出信號VOUT2’調變為等效上接近於正半波的弦波信號並且將第二輸出信號VOUT2’傳送至單相直流馬達330(在時間區間t11或t21內VOUT1’保持為低電壓準位)。簡單來說，本揭露內容主要是透過與脈寬調變信號PU反相的第二方向驅動信號D2S來將第二輸出信號VOUT2’調變為等效上接近於正半波的弦波信號。
值得一提的是，圖1和圖2的第一輸出信號VOUT1和第二輸出信號VOUT2跟脈寬調變信號PU一樣都是週期漸變的方波信號。 相對的，圖5僅是概念描述如此弦波週期變化的第一輸出信號VOUT1’和第二輸出信號VOUT2’，就等效於一個弦波電壓變化(以虛線表示)的效果。
另一方面，在時間區間t12或t22內，當邏輯電路318偵測到換相信號HC’處於低電壓準位時，則邏輯電路318會對應地輸出具高電壓準位之第一邏輯信號P1S以及第四邏輯信號N2S，並且邏輯電路318會同時輸出低電壓準位之第二邏輯信號P2S與第三邏輯信號N1S。接著，切換電路316接收到由邏輯電路318所傳送的邏輯信號P1S、P2S以及接收由第一比較器DP所傳送的脈寬調變信號PU(與傳統的脈寬調變信號PW作邏輯及運算，在圖4A中是及閘319產生的脈寬調變信號PU’)，藉此以輸出與脈寬調變信號PU反相的第一方向驅動信號D1S至驅動電路320，其中第二方向驅動信號D2S為高電壓準位之信號。之後，在驅動電路320接收到第一方向驅動信號D1S與第二方向驅動信號之同時，驅動電路320還會接收由邏輯電路318所傳送的第三邏輯信號N1S(低電壓準位)與第四邏輯信號N2S(高電壓準位)，並據此將第一輸出信號VOUT1’調變成等效上接近於正半波的弦波信號並且傳送第一輸出信號VOUT1至單相直流馬達330(在時間區間t12或t22內VOUT2’保持為低電壓準位)。簡單來說，本揭露內容主要是透過與脈寬調變信號PU反相的第一方向驅動信號D2S來將第一輸出信號VOUT1’調變為等效上接近於正半波的弦波信號。
須注意的是，在本實施例中，第一輸出信號VOUT1’與第二輸出信號VOUT2’之相位差為180度，第一輸出信號VOUT1’及第二輸出信號VOUT2’是交替切換輸出至單相直流馬達330，以驅動單相直流馬達330運轉。此外，第一邏輯信號P1S與第四邏輯信號N2S之波形相同，並且第二邏輯信號P2S與第三邏輯信號N1S之波形相同。
更詳細地說，請同時參照圖4A與圖6，圖6是本發明實施例之正全波信號與三角波信號進行比較運算之波形示意圖。如圖6所示，當正全波信號HS大於或等於三角波信號TS時，第一比較器DP會輸出高電壓準位的脈寬調變信號PU；反之，當正全波信號HS小於三角波信號TS時，第一比較器DP會輸出低電壓準位的脈寬調變信號PU。因此，脈寬調變信號PU的工作週期(duty ratio)會由零逐漸遞增至一預定值後，再從該預定值逐漸遞減至零。舉例來說，在一實施例中，脈寬調變信號PU會由0%之工作週期逐漸遞增至100%之工作週期後，再由100%之工作週期逐漸遞減為0%之工作週期。簡單地說，脈寬調變信號PU的工作週期為由正全波信號HS及三角波信號TS之交點所決定。是以，本領域具有通常知識者，可視其需求以適應性地變更三角波信號TS或正全波信號HS的頻率以切出具不同工作週期的脈寬調變信號PU，本實施例並不限制三角波信號TS或正全波信號HS的頻率。
進一步地說，當換相信號HC’處於高電壓準位的時間區間內，第二方向驅動信號D2S與脈寬調變信號PU(從0%至100%至0%)彼此反相，也就是說，第二方向驅動信號D2S的工作週期亦具有由100%逐漸遞減至一工作週期反相值(例如0%)，再由該工作週期反相值(如0%)逐漸遞增至100%的特性。另一方面，當換相信號HC’處於低電壓準位的時間區間內，第一方向驅動信號D1S與脈寬調變信號PU(從0%至100%至0%)彼此反相，也就是說，第一方向驅動信號D1S的工作週期亦具有由100%逐漸遞減至一工作週期反相值(如0%)，再由該工作週期反相值(如0%)逐漸遞增至100%的特性。如此，當第一方向驅動信號D1S及第二方向驅動信號D2S分別於不同時間內(如時間區間t11、t12、t21及t22)被切換電路316傳送至驅動電路320後，進而使得驅動電路320於時間區間t12、t22將第一輸出信號VOUT1’調變為等效上接近於正 半波的弦波信號，並且在時間區間t11、t21將第二輸出信號VOUT2’調變為等效上接近於正半波的弦波信號。在本揭露內容中，第一輸出信號VOUT1’與第二輸出信號VOUT2’間的相位差為180度，因此單相直流馬達控制電路310能夠交替切換地輸出第一輸出信號VOUT1’與第二輸出信號VOUT2’至單相直流馬達330，以驅動單相直流馬達330運轉，並且能夠避免單相直流馬達的電流產生瞬間劇烈變化的現象。
請同時參見圖7、圖8A、圖8B、圖8C與圖8D，圖7是本發明實施例提供直流馬達控制方法所產生的馬達轉速對控制信號的工作週期的變化的示意圖。圖7的縱座標軸是直流馬達的轉速(RPM)，橫坐標軸是脈寬調變信號(PWM)的工作週期(duty ratio)。圖8A、圖8B、圖8C與圖8D是本發明實施例提供的直流馬達控制方法分別在工作點A、B、C與D的驅動波形圖。由於前述圖4實施例的電路是用以取代習知的圖1的電路，換句話說，圖4實施例的脈寬調變信號PU’是用以取代圖1的脈寬調變信號PW，其中圖7的橫坐標軸PWM可以是圖1與圖4A的是脈寬調變信號PW的工作週期。然而，如先前所述，利用習知的控制方法，會使在換相時間內造成流經單相直流馬達之電流產生瞬間劇烈變化的缺點。
為了避免單相直流馬達之電流產生瞬間劇烈變化的情況，依據本實施例圖6所述的信號比較方式，在正全波信號HS的振幅小於或等於三角波信號TS的振幅的情況下，當脈寬調變信號PU的最大工作週期為20%，直流馬達的工作在工作點C，其中正全波信號HS與三角波信號TS的振幅比例如圖8C所示。當直流馬達的轉速需要被增加時，可控制正全波信號HS與三角波信號TS的振幅比值，使直流馬達的工作點改變至工作點D，例如增加正全波信號HS的振幅至接近或等於三角波信號TS的振幅，此時正全波信號HS與三角波信號TS的振幅比例如圖8D所示。另一方面，當正全波信號HS的 振幅被設定為小於或等於三角波信號TS的振幅的情況，雖然直流馬達的工作點可同樣維持線性變化(由C點變化到D點)，且直流馬達之電流可被平滑化達到極靜音效果(因為馬達電流為一弦波變化，在換相時電流變化是緩慢的)，但是由於脈寬調變信號PU並非都維持在最大值，如圖8D所示在工作點D時的脈寬調變信號PU的工作週期會由0%改變至最大值100%，再由最大值100%改變至0%，此時即使脈寬調變信號PU的最大值為100%但平均週期仍為0%到100%的一半(i.e.50%週期)，因此仍未能使直流馬達的轉速為最大(工作點D的轉速仍低於工作點B的轉速)。雖然，可透過改變直流馬達本身的設計以將工作點D的轉速提升至工作點B的轉速(例如更改馬達繞線的線圈)，但如此可能會增加直流馬達的設計成本。
更進一步，除了避免單相直流馬達之電流產生瞬間劇烈變化的情況，若要進一步在高轉速需求下也能提升直流馬達的轉速，則利用本實施例的控制方法，透過調整正全波信號HS與三角波信號TS的振幅比值，也可以使直流馬達的工作點由工作點C線性變化至工作點B。如圖8A所示，相較於圖8C適當增加了正全波信號TS與三角波信號TS的振幅比值，圖8A與圖8C的正全波信號HS的振幅相同，減少圖8C的三角波信號TS的振幅而產生圖8A的三角波信號TS的振幅。在一實施例中，可透過圖4A的振幅調變信號PW’信號將三角波信號TS的振幅以數位化調整，但本發明並不限定數位化信號的位元數，數位化信號的位元數可以依據實際設計而變更。例如：以8位元(代表十進位的0至255)的信號作控制調整，當PW透過工作週期偵測器122將所偵測的工作週期(duty)轉變成8位元的振幅調變信號PW’，圖8C的三角波信號TS的振幅調變信號為十進位的255，圖8A的三角波信號TS的振幅調變信號為十進位的63(約為255/4)。同樣的，如圖8B所示，三角波信號TS的振幅調變信號為十進位的63，但圖8D，三角波信號TS的振幅調變信號為十進位 的255。如此，相較於圖8D的工作點D，脈寬調變信號PU可使直流馬達工作於工作點B(更高的轉速)，如此本實施例的控制方法可在不改變直流馬達本身的設計(包括機構、磁鐵與線圈等)的情況下，利用脈寬調變信號PU使直流馬達的最高轉速能相同於利用習知(如圖1或圖4A的脈波調變信號PW)的控制方法所能達到的最高轉速。換句話說，在高轉速區(i.e.PWM duty較高的時候)，脈寬調變信號PU’或第一輸出信號VOUT1’或第二輸出信號VOUT2’的等效週期會大於工作點D等效的50%，來達到高轉速的需求，此時雖然第一輸出信號VOUT1’或第二輸出信號VOUT2’的等效波形較不接近弦波，但一方面由於高轉速區對噪音需求較低，另一方面工作點B仍比傳統圖1或圖2的方式靜音，因此可滿足應用上的需求。再者，也可以因應需求來調整工作點B的三角波信號TS的振幅來滿足應用需求。此外，在低轉速區(i.e.PWM duty較低的時候)，脈寬調變信號PU’或第一輸出信號VOUT1’或第二輸出信號VOUT2’的等效週期會隨PWM週期變小而漸漸等同於工作點C等效的週期(此時馬達電流IL也隨PWM週期變小而漸漸等同於為弦波電流)，來達到低轉速的極靜音需求，此時第一輸出信號VOUT1’或第二輸出信號VOUT2’的等效波形隨PWM週期變小而越來越接近弦波。值得一提的是，比較圖8B與圖8D可知，使正全波信號HS的振幅大於三角波信號TS的振幅可使脈寬調變信號PU的工作週期大部分為100%藉此增加直流馬達的轉速，其中圖8D的三角波信號TS的振幅與圖8C的三角波信號TS的振幅相同。換句話說，基於本實施例所提供的直流馬達之電流可被平滑化的控制方式，不但可以使直流馬達的工作點由工作點A線性變化至工作點B，或由工作點C線性變化至工作點D，也可利用上述方式，同時調變正全波信號HS和三角波信號TS的方式，使直流馬達的工作點由工作點C線性變化至工作點B。並且，同樣一個直流馬達的最高轉速並不會因為改用了本實施 例的控制方法而被降低。如此，本實施例所揭露的控制方法可取代習知的控制方法，且更具產品競爭力。
請同時參見圖7與圖9A圖9A是本發明實施例提供的直流馬達控制方法應用於脈衝寬度調變模式時的三角波信號隨著工作週期的改變的波形示意圖。如圖9A所示，為了使直流馬達的在高低不同轉速的工作點由工作點C以均勻且線性(即直線)的改變至工作點B，可以正弦函數改變(隨著脈寬調變信號PU的最大工作週期的增加而減少)三角波信號TS的振幅。如圖9A所述，三角波信號TS的振幅以正弦函數曲線SS由十進位的255改變至十進位的63。因為正全波信號HS的弦波特性，使得當三角波信號TS的振幅以弦波形式改變時，直流馬達的工作點的改變也是呈均勻且線性的改變(在圖7中是沿著直線變化，例如工作點C和工作點B之間的變化)。換句話說，當PWM週期改變的時候，雖然正全波信號HS的振幅跟著等比例變化，但依然為弦波波形，此時若三角波信號TS的振幅變化也是弦波比例的變化，則兩者的振幅變化都會是弦波變化，利用變化特性一樣來使工作點C和工作點B之間的變化是接近線性的變化。值得一提的是，在圖9A中，當脈寬調變信號PW的最大工作週期為50%，三角波信號TS的振幅為十進位的197，大於最大振幅(255)的二分之一。另外，當PWM的週期為100%，此時正全波信號HS的振幅為十進位的255，三角波信號TS的振幅為十進位的63。換句話說，除了正全波信號HS的振幅跟著PWM週期變大而變大之外，三角波信號TS的振幅也為可調，跟著PWM週期變大而變小，當直流馬達的所需轉速增加時，三角波信號TS的振幅減少，當直流馬達的所需轉速減少時，三角波信號TS的振幅增加，且三角波信號TS的振幅依據一正弦函數而變化。
請同時參見圖9B與圖9C，圖9B是本發明實施例提供的直流馬達控制方法應用於電壓控制模式時的三角波信號隨著工作週期的 改變的波形示意圖。圖9C是本發明實施例提供直流馬達控制方法所產生的馬達轉速對控制信號的電壓大小的變化的示意圖。當直流馬達以電壓控制時(例如電壓由電源供應器的電壓VCC而來)，改變直流馬達的轉速的驅動信號是可變的驅動電壓(VCC)，例如圖9C所示的1.76伏特至4.4伏特。此時，電源供應器的電壓VCC可以透過一個類比數位轉換器(ADC)，將類比的電壓VCC轉換成數位的週期信號，此數位的週期信號就等同於圖9A的橫軸的PWM週期信號。此時圖9A的橫坐標軸改為驅動電壓(VCC)的大小。依據前述的圖7和圖9A的工作原理，圖9B與圖9C的工作原理相同，僅是將驅動直流馬達的信號改為可變的驅動電壓，相同的原理不再贅述，請參見前述的說明。
請同時參見圖10A與圖10B，圖10A是本發明實施例提供直流馬達控制方法的三角波信號強度隨著工作週期以正弦函數改變的波形示意圖。圖10B是本發明實施例提供直流馬達控制方法的三角波信號強度隨著工作週期以直線函數改變的波形示意圖。圖10A與圖10B的縱座標是轉速(RPM)，橫坐標可以是驅動電壓(VCC)。如圖10A所述，當直流馬達以電壓控制時，當三角波信號TS的振幅以正弦函數改變時(曲線SSA)，且當數位化的電壓VCC的最大值由零改變至100%時，設定三角波信號TS的振幅由最大值(八位元的數位信號以十進位表示為255)改變至振幅零(十進位表示為0)。據此，當數位化的電壓VCC的最大值為0%時，三角波信號TS的振幅約為十進位的255，直流馬達的功率約為50%。當數位化的電壓VCC的最大值為50%時，三角波信號TS的振幅約為十進位的180，直流馬達的功率約為75%。當數位化的電壓VCC的最大值為100%時，三角波信號TS的振幅約為十進位的0，直流馬達的功率約為100%。直流馬達的轉速依據驅動電壓(VCC)的控制均勻且線性的改變。另一方面，當三角波信號TS的振幅以直線函數改變時(曲線SSB)，且 數位化的電壓VCC的最大值由零改變至100%時，設定三角波信號TS的振幅由最大值(八位元的數位信號以十進位表示為255)改變至振幅零(十進位表示為0)。據此，數位化的電壓VCC的最大值為50%時，三角波信號TS的振幅約為十進位的127(約255/2)，直流馬達的功率則大於75%，可明顯得知直流馬達的轉速並未依據驅動電壓(VCC)的控制而均勻的改變。由此可知，當三角波信號TS的振幅並未以正弦函數改變時，直流馬達的轉速無法依據驅動電壓(VCC)的控制而均勻的改變。
〔實施例的可能功效〕
綜上所述，本發明實施例所提供的直流馬達控制方法及直流馬達控制電路，透過比較第一週期信號與第二週期信號(例如比較正全波信號與三角波信號)，而產生控制直流馬達轉速的控制信號，在避免單相直流馬達之電流產生瞬間劇烈變化的情況下，進一步提升直流馬達的轉速。另外，本發明實施例所提供的直流馬達控制方法及直流馬達控制電路可自動切換轉速，也使直流馬達的轉速可均勻且線性的改變。另外，相較於習知的脈衝寬度調變的控制方法，透過調整第一週期信號與第二週期信號(例如比較正全波信號與三角波信號)的振幅比例，仍可以使直流馬達產生原先設計的最大的轉速，而不需變更直流馬達本身的設計。依據上述，本發明實施例所提供的直流馬達控制方法及直流馬達控制電路可以動態調整直流馬達的弦波電流。
以上所述僅為本發明之實施例，其並非用以侷限本發明之專利範圍。
S100、S110‧‧‧步驟流程

Claims (10)

  1. 一種直流馬達控制方法，包括：將一第一週期信號與一第二週期信號比較，以產生一控制信號，其中該第一週期信號的頻率小於該第二週期信號的頻率；以及依據該直流馬達的所需轉速設定該第一週期信號與該第二週期信號的振幅，其中當該直流馬達的所需轉速增加時，增加該第一週期信號與該第二週期信號的振幅比值，當該直流馬達的所需轉速減少時，減少該第一週期信號與該第二週期信號的振幅比值。
  2. 根據請求項第1項之直流馬達控制方法，其中該第一週期信號是一正全波信號。
  3. 根據請求項第2項之直流馬達控制方法，其中該第二週期信號是一三角波信號。
  4. 根據請求項第1項之直流馬達控制方法，其中該直流馬達操作於一脈衝寬度調變模式，該控制信號為一脈衝寬度調變信號，該直流馬達的轉速受控於該脈衝寬度調變信號。
  5. 根據請求項第1項之直流馬達控制方法，其中該直流馬達操作於一電壓控制模式，該控制信號用以產生一驅動電壓以驅動該直流馬達，該直流馬達的轉速受控於該驅動電壓之電壓值。
  6. 根據請求項第1項之直流馬達控制方法，其中該第一週期信號與該第二週期信號的至少其中之一為可調。
  7. 根據請求項第3項之直流馬達控制方法，其中該三角波信號的振幅為可調，當該直流馬達的所需轉速增加時，該三角波信號的振幅減少，當該直流馬達的所需轉速減少時，該三角波信號的振幅增加，且該三角波信號的振幅依據一正弦函數而變化。
  8. 一種直流馬達控制電路，包括：一正全波產生器，輸出一正全波信號，其中該正全波信號的 波形為弦波；一三角波產生器，輸出一三角波信號，其中該正全波信號之頻率小於該三角波信號之頻率；以及一第一比較器，連接該正全波產生器與該三角波產生器，該第一比較器用以接收該正全波信號以及該三角波信號，並且將該正全波信號以及該三角波信號進行比較運算後輸出一控制信號；其中，該正全波信號與該三角波信號的振幅依據該直流馬達的所需轉速而設定，當該直流馬達的所需轉速增加時，增加該正全波信號與該三角波信號的振幅比值，當該直流馬達的所需轉速減少時，減少該正全波信號與該三角波信號的振幅比值。
  9. 根據請求項第8項之直流馬達控制電路，更包括：一邏輯電路，連接一換相信號，該邏輯電路用以偵測該換相信號的電壓準位狀態以及輸出一第一邏輯信號、一第二邏輯信號、一第三邏輯信號及一第四邏輯信號，其中該第一邏輯信號與該第二邏輯信號彼此反相；一切換電路，連接該邏輯電路，該切換電路接收該控制信號、該第一邏輯信號及該第二邏輯信號，其中該切換電路依據該控制信號及該第一邏輯信號產生一第一方向驅動信號，並且依據該控制信號及該第二邏輯信號產生一第二方向驅動信號；以及一驅動電路，連接該邏輯電路與該切換電路，該驅動電路接收該第一方向驅動信號與該第四邏輯信號並據此傳送一第一輸出信號至該直流馬達，並且該驅動電路接收該第二方向驅動信號與該第三邏輯信號並據此傳送一第二輸出信號至該直流馬達；其中該第一輸出信號及該第二輸出信號皆為正半波的弦波信號，並且該第一輸出信號與該第二輸出信號之間的相位差為180度。
  10. 根據請求項第8項之直流馬達控制電路，其中該三角波信號 的振幅為可調，當該直流馬達的所需轉速增加時，該三角波信號的振幅減少，當該直流馬達的所需轉速減少時，該三角波信號的振幅增加，且該三角波信號的振幅依據一正弦函數而變化。
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