TW201445940A - 正交分頻多工系統內之非線性時域通道估記 - Google Patents

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Abstract

本發明揭示一種正交分頻多工(OFDM)接收器，其回應於一被接收之OFDM信號而產生一初始通道脈衝回應。該接收器判定存在有效路徑之該初始通道脈衝回應內之時間跨距。一中間通道脈衝回應估計器識別該初始通道脈衝回應內之路徑，且產生一改進中間通道脈衝回應。一通道脈衝回應估計器執行一第二非線性處理程序以產生一通道脈衝回應。一等化器回應於該通道脈衝回應及OFDM符號，以等化該OFDM符號。產生可用於有效停止第一迭代非線性處理程序之度量。

Description

正交分頻多工系統內之非線性時域通道估記 版權聲明/許可
本發明文件之揭示內容之一部分含有受到版權保護之材料。版權所有者對藉由專利文件或專利揭示內容之任意者之複製再現無異議，只要其出現在專利商標局專利文檔或記錄中，否則保留所有版權。本聲明適用於下文所描述及圖示中之軟體及資料。
本發明係關於用於處理通信信號以更有效地實現通道估計之一系統及一方法，特別係關於在一正交分頻多工(OFDM)接收器中提供通道估計。
為增加資料速率及減輕多路徑，包含所謂4G無線網路之諸如WiMAX及LTE(長期演進)之先進網路已針對網路的PHY層採用正交分頻多工(OFDM)波形之變化。PHY層係資訊之位元在空氣或線纜傳輸及接收之實體電磁手段。OFDM提供更受追捧之頻寬效率，其可減輕城市環境中無線通道之多路徑。OFDM傳輸之敏感性係眾所理解的。針對PHY層之「位元泵(bit pump)」方案已被證明在數位用戶線(DSL，有線)OFDM應用中係成功的。另一方面，行動無線OFDM應用仍面臨實現OFDM之設計能力之挑戰。
OFDM之實用及理論優勢之核心為一快速傅立葉變換(FFT)之使 用。實施於OFDM中之FFT可被視為類似於N c 並行無線電台之一排調諧器，因為藉由FFT產生之各頻調可被獨立地指派給使用者。OFDMPHY在一段短時間內，在各載波頻率(頻調)(其中完整或部分分配載波給一給定使用者)上提供或接收並行位元爆炸(blast)。在一個時段內在不同使用者間做出部分載波分配且將諸多使用者聚集係OFDM之一個多重存取方案。在10MHz頻寬通道之情況中，一使用者可在一非常短之持續時間(諸如0.1毫秒)接收到高至N c =840(WiMAX)或600(LTE)之並行頻調。此等每一時間段之N c 頻調組成一OFDM符號。在一個符號中分配諸多使用者稱為OFDMA。
無線標準通常由三個重要時間分段組成，其等藉由可用頻寬及資訊之時間敏感性定義。符號被串連以定義一訊框，其係最長相關時間單位且(例如)可為一微秒。若標準將十個符號指派給一訊框，則符號持續時間為[0.5]0.1微秒。最終，FFT大小及循環首碼(CP)持續時間定義樣本間之時間間距，故一1024點FFT及128點CP定義11微秒之一取樣間隔。儘管FFT計算可相當有效率，但一例示性OFDM系統之FFT大小足夠大(例如在10MHz頻寬情況中1024個樣本)，計算需求仍相當高且功率消耗仍係針對使用者手機設計接收器之一重要限制。
OFDM系統更敏感且具有比基於分碼多重存取(CDMA)之3G系統更不穩健之信號擷取。OFDM系統之敏感性來源於快速傅立葉變換(FFT)之使用，以將接收進之信號從時域變換至頻域。在OFDM系統中之FFT可在非常常見之真實世界條件及接收器實施方案下從理想假設偏離。若FFT演算法下伏之假設失敗，則介於被傳輸之所有N c 通道(在N c 載波上)之間產生串擾。介於載波之間之串擾使效能降級，其繼而導致位元錯誤率(BER)增加。
歸因於來自建築物或大型水面之反射，一無線OFDM手機可接收來自一傳輸塔(「基地台」)之同一信號之多個路徑(具有不同延遲之複 本)。此非視線接收或多路徑導致信號自藉由傳輸器輸出之平坦頻域「形狀」失真。一接收器必須計算一過濾機制以將信號還原至其原始平坦波譜形狀；該過濾機制視為等化信號之過濾機制。OFDM接收器針對所傳輸之各OFDM符號執行一關鍵等化計算。
OFDM(不像通常使用於通信系統中之大多數其他調變策略)可包含兩個等化器，以改善信號品質：一時間等化器(TEQ)及一頻率等化器(FEQ)。一些OFDM應用(諸如DSL)包含一時間等化器，而其他OFDM應用(諸如實施目前無線標準之系統)不要求一時間等化器。所有實用OFDM接收器具有一頻率等化器。不論一接收器是否包含一時間等化器或僅包含一頻率等化器，該接收器需要執行通道估計，以至少在等化器可被用於改善信號品質之前初始地判定等化器係數之值。通常在頻域中執行判定頻率等化器之係數。
一OFDM通信系統通常包含一OFDM傳輸器，其產生使用諸如藉由一電腦網路產生之資料或音訊資料之資訊調變之無線電信號。無線電信號在一通道前進至一接收器，該通道以多種方式使該無線電信號失真，包含藉由在不同長度之多個路徑傳輸，在稱為多路徑之機制中引入具有不同偏移及振幅之無線電信號之多個複本。接收器電路將所接收之信號降頻轉換至基頻帶且接著將該信號類比轉數位轉換以產生受到OFDM處理之資訊信號。無線電信號被暫時對準。在對準之後，信號經處理以從該信號移除循環首碼(CP)。因為OFDM傳輸器將長度(N CP )之一CP(其由最後NCP樣本組成)增加至長度N之一資訊信號波形，使得傳輸器轉換至類比且傳輸之數位信號長度為N+N CP ，所以循環首碼存在。接著接收器之反向轉換處理程序之一初始步驟為移除且摒棄所增加之N CP 循環首碼樣本。在該步驟之後，一串列轉並列轉換元件將該串列信號組織且轉換為一並列信號以供進一步處理。可在串列轉並列轉換之前或之後移除循環首碼。
在移除CP之後，並列資料被提供至一快速傅立葉變換(FFT)處理器，其將時域樣本s(n)轉換至一組頻域樣本R i (k)以供處理。假設所接收之OFDM符號被通道破壞，其假設OFDM將振幅及相位失真引入來自使用於OFDM系統中之各載波頻率之樣本中。一頻率等化器(FEQ)將特定於使用於OFDM系統中之各頻率之一振幅及相位修正施加至在不同頻率上傳輸之諸多樣本。FEQ需要自各頻率之理想之通道之振幅及相位偏差之一估計，以判定施加何種修正。
一典型OFDM通道估計器基於一組導頻頻調位置及所接收之導頻信號，在頻域中接收且估計一通道。此稱為頻域通道估計或FDCE。導頻頻調(或僅導頻)通常為藉由相關標準指定之一或兩個位元之符號，使得接收器先驗地得知預期導頻位置及值。所有FDCE實施方案對由FFT輸出之OFDM符號作出反應，以提取所接收之導頻信號。在各導頻處之通道估計可被判定為自各導頻之理想地預期調變後值「+1」的振幅及相位旋轉。自此「+1」值的任意偏差組成自該頻率頻寬之該通道的失真。可藉由插入在導頻載波頻率處獲取之值來估計該通道在資料載波頻率之值。已知針對簡單通道估計方案之諸多改進，且照慣例實施於頻域中。頻率等化器接收來自快速傅立葉變換處理器之信號及來自估計器之通道估計，且等化信號。等化器之輸出通常被提供至一並列轉串列元件，其將等化器之並列輸出轉換至一串列輸出使用者信號。
藉由將有效資料載波值設定為來自根據待「載入」該OFDM符號中之位元數目之一組規定值的非零值來建構一OFDM符號。此等值接著經受一反向快速傅立葉變換(IFFT)以獲取時域樣本。藉由從時域樣本之一符號序列末尾取得經定義數目個樣本來將循環首碼附加至符號開頭。IFFT可能(例如)產生1024個樣本。某些標準選擇CP以具有128之長度。此意指傳輸器從1024個樣本之序列中選擇最後128個樣本且 前置該等樣本，使得其等成為所傳輸之OFDM符號中前128個樣本，該符號具有1152之一樣本總數。由於此建構，從OFDM符號之1152個樣本中選擇任意1024個樣本產生在原始1024個OFDM時域樣本上之一循環位移。
在WiMAX標準之情況中，OFDM符號可在60個子通道上傳輸，每個子通道具有14個有效載波，共有840個有效載波，每個子通道具有4個導頻。在任意給定符號(及因此在子通道)中之導頻之位置由標準規定。針對高輸送量網路之OFDM方案尋求最小化附加項，其此包含一符號內訓練載波之數目。減少導頻之數目或密度可限制接收器從一信號有效復原資訊之能力。
OFDM之一個理論優勢為可通過一相當簡單演算法針對所接收之各頻調單獨地在FFT之後執行等化。使OFDM接收器可行之另一優勢為僅需為與使用者相關之各子載波估計等化器係數，待估計之量比FFT之大小更小。對應於各頻調之各等化器係數之值將取決於通道係數之估計-稱為通道估計。類似於OFDM接收器中之諸多操作，典型OFDM接收器在FFT之後執行通道估計，因為彼時之通道估計係基於一使用者之頻調分配而簡單及有效地執行。因為通道估計係在FFT之後執行，所以頻調將受FFT及FFT後之失真影響，稱為載波間干擾(ICI)。ICI通常通過以下三種條件體現：1)頻率調協中之錯誤；2)來自移動性之都卜勒；及3)來自其他蜂巢站點之干擾。OFDM系統藉由在符號之間提供一時間間隙來適應符號間干擾，使得符號間干擾對OFDM較其他無線方案而言通常更少關切。
任意給定通道具有其容量之一熟知限制。在目前之OFDM實施方案中，存在低於預期率之容量之額外損失。通道估計錯誤係罪魁禍首。因為在典型實施方案中ICI影響FFT後之通道估計演算法，所以不良之通道估計導致不準確之等化器係數。可藉由減少提供至一使用者 之傳輸位元率來適應歸因於種種條件(諸如苛求之通道及不良之通道估計)之增加的位元錯誤率(BER)。結果為，減少傳輸位元率允許穩健地對抗干擾。然而，此係一非線性修正，因為OFDM方案允許每頻調兩個、四個或六個位元之傳輸，且因此在某些情況下，減輕失真要求每頻調傳輸少於2個位元，此意指系統使使用者無資料可用。
本發明之一態樣提供一OFDM接收器，其包括一初始通道脈衝回應估計器，該初始通道脈衝回應估計器回應於具有一或多個OFDM符號之一經接收信號產生一初始通道脈衝回應，其具有諸多樣本。一時間分段選擇器從初始通道脈衝回應選擇樣本之一子集，作為一第一中間通道脈衝回應。一中間通道脈衝回應估計器識別初始通道脈衝回應內之路徑且在一第一非線性處理程序中產生一經改善之中間通道脈衝回應。回應於中間通道脈衝回應估計器之一通道脈衝回應估計器執行一第二非線性處理程序以產生一通道脈衝回應。一等化器回應於通道脈衝回應及OFDM符號以等化該OFDM符號。
在本發明之一進一步態樣中，該等第一及第二非線性處理程序經修改以匹配追蹤處理程序。
112‧‧‧正交分頻多工(OFDM)符號
114‧‧‧導頻載波
116‧‧‧初始通道頻率回應(CFR)估計器/初始CFR估計
118‧‧‧反向快速傅立葉變換(IFFT)
120‧‧‧通道脈衝回應(CIR)選擇模組
130‧‧‧CIR估計器/CIR估計模組
140‧‧‧度量計算模組
192‧‧‧頻率等化器模組
194‧‧‧快速傅立葉變換(FFT)模組
196‧‧‧解調變器
210‧‧‧初始CIR模組/初始CIR估計器
220‧‧‧時間分段選擇器
233‧‧‧中間CIR估計模組/中間CIR程序/中間CIR模組
237‧‧‧最終CIR估計模組/CIR估計器
243‧‧‧粗略度量模組
247‧‧‧精確度量模組
290‧‧‧MIMO模組
292‧‧‧後CIR處理模組
294‧‧‧頻率等化器
296‧‧‧解調變模組/解調變器
298‧‧‧干擾消除器模組
313‧‧‧CIR持續時間
316‧‧‧初始CIR持續時間
333‧‧‧高度可能之路徑的波峰
335‧‧‧高度可能之路徑的波峰
337‧‧‧高度可能之路徑的波峰
340‧‧‧初始CIR估計波形
360‧‧‧波形
圖1示意性繪示一OFDM接收器，其包含用於判定一初始通道頻率回應之一頻域通道估計器，及針對初始CIR較佳地判定一時間跨距且接著在時域通道估計中執行進一步CIR估計之一CIR選擇模組。
圖2示意性繪示根據本發明之態樣之一OFDM接收器，其包含一初始CIR估計器、一中間CIR估計器、一最終CIR估計器及一頻率等化器。
圖3繪示參考一初始通道估計之一時域通道估計處理程序之態樣。
OFDM接收器可使用時域通道估計器(TDCE)來估計在一預定持續時間之一通道脈衝回應(CIR)。使用CIR(時域)估計之OFDM接收器非典型。主OFDM接收器架構估計在指派給使用者之諸多預定載波之通道頻率回應(CFR)。
CFR估計具有兩個重要優點：1)其僅使用一個符號內指派給使用者之導頻之子集來估計通道；及2)其避免額外之時間-頻率變換。CFR估計亦具有兩個重要缺點：1)歸因於與包含載波偏移之通道條件相關之載波正交性損失「「或」」都卜勒位移或具有超出循環首碼之CIR之通道之效能降級；及2)挑戰基於CFR之接收器減輕干擾或不良導頻密度之能力之複雜網路廣播組態。系統設計者因此必須衡量CFR估計器之低複雜度與網路容量之顯著增加(此可藉由採用使用CIR估計器之接收器來實現)。
針對時域通道估計有兩個突出因素：1)高度準確方法之計算複雜度及穩定性/收斂；及2)影響正被處理之OFDM符號之實際通道之真實時間跨距之識別。本發明之較佳實施例採用一同確保非線性CIR估計器之收斂及穩健度之一或多個策略。一個策略為以判定含有在初始時域CIR估計中最有效路徑之時間跨距之方式執行CIR選擇。進一步針對此CIR選擇，在初始CIR估計之後存在產生一中間CIR估計之用以改善之額外較佳策略。一較佳的非線性CIR估計器接著對此中間CIR估計作出反應，且額外對來自該中間CIR估計計算之其他度量作出反應，以限制產生最終CIR估計之迭代數目，而同時增加收斂之可能性及成功停止較佳的迭代非線性處理程序。
圖1繪示藉由OFDM系統提供之用於獲取在頻域中之至少一初始通道估計之簡易性。經接收之OFDM符號112(已在頻域中)較佳被從資料載波被剝離以量測自導頻載波114處之預期值之經接收導頻信號 中之偏差。接收器之初始CFR估計器16判定至少一初始通道頻率回應(CFR)。較佳地初始CFR估計器116藉由將各經接收導頻值與其對應傳輸值之共軛相乘且接著將所有資料載波歸零至一零值來判定初始CFR估計。在普遍習知OFDM接收器中，此初始CFR估計116被直接提供至一頻率等化器模組192，以通過頻域通道估計完成OFDM符號之頻率等化之基本任務。圖1接收器代之較佳地包含有利於產生更準確通道估計之額外電路。
在圖1接收器中，初始CFR估計器116將初始CFR提供至反向快速傅立葉變換(IFFT)118，其將頻域初始CFR估計變換至時域。將經變換之CFR值取作初始時域通道脈衝回應(CIR)，且IFFT 118將初始CIR輸出至CIR選擇模組120。CIR選擇模組120較佳地回應於初始CIR，以選擇初始CIR內含有用於進一步處理之有效路徑之一適當時間跨距。在此之前，CIR選擇模組120在初始CIR估計之後若可通過較小之額外計算複雜度實現改善且輸出一中間CIR估計以改善效能(如本文所討論之實施方案之情況)有時係有利的。CIR估計器130接收CIR選擇(其較佳地為一中間CIR選擇)，且較佳地執行進一步時域通道估計。
較佳地CIR選擇模組120及CIR估計模組130使用對先前迭代中計算之度量及/或初始化值作出反應之迭代方法。在圖1之實施方案中，度量計算模組140如所需判定都卜勒、SNR或其他度量。度量計算模組140較佳地回應於藉由CIR選擇模組120提供之值，且繼而，CIR選擇模組120較佳地回應於來自度量計算模組140用於其下一迭代之值。CIR估計器130較佳地對CIR選擇模組120及度量計算模組140作出反應，以初始化較佳的迭代估計方法。類似地，較佳地，度量計算模組140回應於來自CIR估計模組130之值，且繼而，CIR估計模組130較佳地在下一迭代之前對度量計算模組140作出反應。
CIR估計模組130較佳地亦對來自模組120之一中間CIR估計及從 此中間CIR估計計算之額外度量作出反應，以在CIR估計模組130中初始化迭代方法。CIR估計130較佳地對CIR選擇期間計算之度量作出反應，且進一步對從度量計算模組140計算之額外度量作出反應。CIR估計器模組130輸出被耦合至(例如)一FFT模組194，其將時域CIR變換為頻域，以便一等化器192等化對應OFDM符號。所繪示之電路亦可執行簡單調節，以計算在頻域中之CIR之正確表示(歸因於時間位移)。
所繪示之較佳的CIR選擇模組120及CIR估計模組130使用非線性迭代方法及用於可靠地收斂該等迭代方法之度量。較佳地度量計算模組140判定此等度量，較佳地使用如本文所描述之相關的網間連結。在較佳的接收器實施方案中，此等三個模組120、130及140之組合藉由執行一CIR之時域估計回應於一頻域OFDM符號為一高效能OFDM接收器提供通道估計，且使用該CIR來產生頻域通道估計，以等化在頻域中之一對應OFDM符號。
圖2係一較佳的OFDM接收器之一功能方塊圖，該OFDM接收器使用一非線性、迭代處理程序來執行時域通道估計，以判定中間CIR估計模組233內之一中間CIR，且較佳地在最終CIR估計模組237中使用一類似非線性策略，以判定最終CIR估計模組237中之CIR估計。圖2接收器通常與圖1接收器相同，但功能方塊已經過重新配置及細分以更佳地繪示較佳OFDM接收器之操作。以上文參考圖1所討論之方式，初始CIR模組210較佳地執行在已知導頻載波之通道量測之一反向FFT。通常，因為在頻域中藉由初始通道估計之反向FFT所產生，所以初始CIR估計具有N個樣本。N=1024為在LTE(長期演進)OFDM組態中之一標準FFT值。初始CIR估計器210產生初始CIR估計且將N樣本初始CIR輸出至時間分段選擇器220，其對該初始CIR作出反應。
時間分段選擇模組220有利地從N個樣本中選擇出L個樣本，使得 所選之L個樣本含有(例如)在N樣本中可用之最大能量聚積。理想地時間分段選擇器220選擇一分段，其包含來自所觀察之時間跨距內之通道中之所有重要路徑。歸因於在接收器之初始化中之粗略時序調節，相接之L樣本可歸因於FFT之循環性質而「環繞」。
圖3幫助繪示時間分段選擇器220之操作。初始CIR模組210之輸出由N樣本組成，但通道不會跨FFT樣本之整個持續時間。接收器架構較佳地判定用於接收器中之一穩健最大通道長度L。因為預期該等通道條件在實用部署之網路中之某些條件下，所以L之值可超過循環首碼(一良好定義之OFDM符號建構參數)。因此，L之值較佳地取自循環首碼長度加一些明智選擇之餘量。在圖3中，展示N之一任意值跨藉由初始CIR持續時間316標注之持續時間。時間分段選擇器220對初始CIR估計中之N樣本作出反應，以選擇延伸於經減少之時間跨距(在圖3中指示為CIR持續時間313)之L樣本。
在一較佳實施方案中，時間分段選擇器220無需根據一高度準確準則從N中選擇L樣本。一能量最大化準則對於選擇器220亦足夠。此寬鬆準則之原因為中間CIR模組233較佳地識別高度可能的路徑之波峰，「「且」」在圖3實例中使用一「X」標注為333、335及337。另外，中間CIR模組233較佳地識別CIR估計模組237可能加以分類之區域。
在圖2中之中間CIR模組233較佳地識別存在於初始CIR估計波形340中之路徑，該初始CIR估計波形已藉由時間分段選擇器220被截短至L樣本。進一步對於此路徑識別，可改善初始CIR估計(如在波形360中所展示)，使得CIR估計器237能夠判定一更精確之CIR估計。
中間CIR模組233回應於一初始CIR估計且藉由較佳地藉由粗略度量模組243「「在其中」」(在用於識別由L樣本所跨通道之可能的路徑之較佳的策略之各個迭代中)判定且輸出之度量來控制。中間CIR模組 233較佳地實施下文中陳述之程序。粗略度量模組較佳地實施中間CIR程序於下面闡述之粗略度量程序。基於步驟4.6中間CIR程序233為非線性，藉由粗略度量模組243如粗略度量程序之步驟5.1執行，「「如」」其選擇向量c之量值平方元素之間之最大值。
程序：中間CIR 233
4.1 計算一傳輸導頻自動協方差矩陣A。
4.2a 輸入一L樣本初始CIR(h0)
4.2b 設定instant_snr_thresh、iter_max及drange
4.3 初始化：hi= 0; iter= -1; c= h0; exit_while= 0;
4.4 while(not(exit_while)) do
4.5 iter= iter + 1;
4.6 [max_indx, peak] = Coarse_Metric(c);
4.7 c= c - c(max_indx)*A(:, max_indx);
4.8 [instant_snr]= Coarse_Metric(c,peak);
4.9 if(instant_snr < instant_snr_thresh)then
4.10 exit_while= 1;
4.11 else
4.12 d(iter)= max_idx;
4.13 hi(max_idx)= hi(max_idx) + c(max_idx);
4.14 end if
4.15 if iter > iter_max then
4.16 exit_while= 1;
4.17 end if
4.18 end while
4.19 從具有drange公差之d產生遮罩向量m
4.20 輸出hi,m
根本上，中間CIR模組233使用自匹配追蹤最優化導出之較佳的迭代非線性策略，以識別諸如在圖3之實例中使用一「X」指定之例示性路徑333、335及337的路徑。此係藉由基於一迭代及附加方法中之步驟4.6的非線性量測來增加最可能路徑從零「積累」(因為hi被初始化為零)之中間CIR程序之步驟4.13的結果。針對各迭代，中間CIR估計器233將向量c傳遞至粗略度量模組243。因此，中間CIR模組233宜繼續在各迭代增加一候選路徑(步驟4.13)，直至瞬時SNR估計下降至低於一臨限值。此瞬時SNR量測使所識別之最不可能路徑的功率與一所量測的雜訊位準相關聯。
因為粗略度量程序之步驟5.4的停止方法經設計以足夠偵測波峰，及對截短L樣本之初始CIR 340的改善，所以如此稱呼(在中間CIR程序之步驟4.13中之)結果的中間CIR估計hi。
中間CIR模組233包含針對步驟4.2b中控制中間CIR結果之品質之變數instant_snr_thresh之一初始化程序。通過模擬，可確定迭代之最大數目(iter_max)及停止臨限值(instant_snr_thresh)，使得以所需敏感度持續識別顯著波峰。當粗略度量模組243判定所考慮之一路徑產生超過一預定位準之一瞬時SNR時，程序中間CIR宣告一路徑為有效。此排列及識別有效路徑之方法某種程度上類似於CDMA耙型接收器中執行之分析。iter_max變數係終止程序且避免無限循環之一「安全值」。
程序：粗略度量243
5.1 max_indx = argmaxi |c(i)|2;
5.2 peak= |c(max_indx)|2;
5.3 pwr_avg= cHc/L;
5.4 instant_snr= peak/pwr_avg;
較佳的實施方案採用一「貪婪」策略來從一量測向量c識別最可能路徑候選。當將粗略度量程序保留為一控制器以停止迭代方法時，該「貪婪」策略在中間CIR程序中特別有效。
在其識別有效路徑之後，中間CIR模組233較佳地識別圍繞有效路徑之區域(也在圖3中藉由一「X」指定)。此等公差區域(如在圖3之實例中藉由樣本時間跨距333、335及337所標注)聚集在一起可在中間CIR估計上形成遮罩。CIR估計器237較佳地對此遮罩作出反應以在任意給定迭代中識別CIR估計向量何時被更新。即，中間CIR模組233較佳地輸出定義中間CIR估計特定區域之一遮罩之實現，其中CIR估計模組237將更新CIR估計。
在操作中，中間CIR模組233輸出一中間CIR估計及在此估計上之一遮罩(步驟4.20)。較佳地CIR估計器237以一類似方式操作且與精確度量模組247合作以反覆地改善中間CIR估計(而非中間CIR估計器233所操作之初始CIR估計)。CIR估計器237較佳地實施與使用於中間CIR估計器233內以促進此效能之策略類似之一修改匹配追蹤策略。下文詳細描述較佳地實施於CIR估計模組237中之程序，且在該程序下面詳細陳述精確度量模組247。
步驟4.19為中間CIR產生遮罩。此為一簡單方法，藉此檢查(在步驟4.12中之)最大值之經儲存之指數及啟用中間CIR位置之一時間跨距。例如，若d(1)具有10之一值，則遮罩中介於10-drange與10+drange之間之位置被設定為1。向量m之初始L值全部為零。drange之值較佳地經由模擬來判定。在此處理程序之末尾，向量m將具有：一個1，其中可計算hi之一精確值；及零，其中不大可能存在一路徑。實際上，在更新CIR估計中遮罩為一非線性高可能性雜訊濾波器。
程序：CIR估計237
6.1 計算一傳輸導頻自動協方差矩陣A。
6.2a 輸入一L樣本中間CIR(hi)
6.2b 設定iter_max_mask及iter_max；
6.2c 輸入遮罩向量m；
6.3 初始化：he= 0; iter= -1; iter_mask= 0; c= h0; exit_while= 0;
6.4 while(not(exit_while))do
6.5 iter= iter + 1;
6.6 [max_indx, peak ] = Fine_Metric(c);
6.7 c= c - c(max_indx)*A(:, max_indx);
6.8 if m(max_index) == 1 then
6.9 he(max_idx)= he(max_idx) + c(max_idx)
6.10 [avg_snr]= Fine_Metric(c, m, he);
6.11 else
6.12 iter_mask= iter_mask + 1;
6.13 end if
6.14 if(iter_mask < iter_max_mask)then
6.15 exit_while= 1;
6.16 end if
6.17 if iter > iter_max then
6.18 exit_while= 1;
6.19 end if
6.20 end while
6.21 輸出he,avg_snr
如步驟4.1及6.1中所標注，程序涉及含有預期導頻位置之資訊之 一矩陣A。接收器將得知導頻之位置，其繼而對應於在傳輸器用於計算OFDM符號之FFT矩陣中之行。程序識別FFT矩陣且提取表示所傳輸導頻之相關行。處理程序使用一集合{rk}(其中k=1,2,...K)來指示FFT矩陣中之行的索引。即，在OFDM符號112中有K個導頻。針對一給定FFT矩陣，FFT子矩陣P包含藉由rk(k=1,2,...K)索引之L行之前K列。P矩陣之各元素pk,l由以下方程式給出，
其中N為所傳輸OFDM符號之FFT大小。因此，較佳的實施方案使用以下方程式比較在該等K頻率之通道量測，方程式2 f r =Ph
其中fr為在K頻率之已知具有導頻之通道之頻率回應(CFR)。在特定壓縮感測重建策略中，矩陣P被稱為「字典」。最終，矩陣A被簡單定義為，方程式3 A=P H P.
程序：精確度量247
7.1 max_indx = argmaxi |c(i)|2;
7.2 peak= | he(max_indx)|2 masked by m on he
7.3 pwr_avg= cHc/L;
7.4 avg_snr= accumulate (peak/pwr_avg).
後CIR處理模組292較佳地對來自CIR估計器237之輸出he作出反應，以將L樣本變換為一N樣本CFR。對應OFDM符號藉由對N樣本CFR作出反應之一頻率等化器294加以等化。
CIR估計he藉由使其他複雜接收器功能之使用變得可能而提供全網路效能度量中之其他優點。一個該功能係利用基地台之間CIR中之 多樣性執行干擾消除。本發明之另一較佳的實施例具有一干擾消除器模組298，其對CIR估計he作出反應，以執行在時域及/或頻域中之干擾消除。例如，在將Fernando Lopez de Victoria列為發明人且名為「Communication System and Method Using Subspace Interference Cancellation」之申請案第12/835,659號(該申請案之全部內容以引用方式併入本文)中描述干擾消除之態樣。
另一較佳的實施例具有對CIR估計he作出反應之一MIMO模組290。MIMO模組290較佳地在接收器之諸多實體天線接收並行通道。MIMO接收器最佳地準確知道各天線之CIR，以有利於其正確操作。
在頻率等化之後，接收器較佳地解調變指派給使用者之各載波。作為此處理程序之一部分，接收器可將avg_snr及/或CIR估計提供至一解調變模組296。此等度量對作為一實例之高效能維特比解碼器特別有用。
在一高度確切CIR估計之情況中，如來自模組237之輸出he之情況，導出對用於諸如解調變器296(或圖1之解調變器196)中之隨後處理之「「一」」行動接收器操作有用之其他量測係可能的。精確度量模組247可經修改以提供諸如都卜勒率之其他輸出，且較佳地將該等計算包含在上文詳細描述之精確度量程序中。
2012年3月9日申請之名為「OFDM Receiver with Time Domain Channel Estimation」之美國專利申請案第13/416,990號之全部內容包含參考OFDM接收器及時域通道估計之其教示以引用方式併入本文。2013年3月15日申請之名為「Block Time Domain Channel Estimation in OFDM System」且命名Steven C.Thompson及Fernando Lopez de Victoria為發明人之美國專利申請案第13/835,305號之全部內容包含參考OFDM接收器及時域通道估計之其教示以引用方式併入本文。
類似上文及此文件其他地方之偽碼轉譯為電路係在一般技術者 之能力範圍內。應瞭解可通過一處理器中之軟體實施此程序，或可在結合記憶體之電路中實施此程序。在理想或有利之情況下，可通過(例如)一硬體設計語言將此專利文件中所討論之程序實施為硬體。替代地，可在一數位信號處理器或處理一通信系統內之通信信號之其他處理器中輕易地實施上文之程序。一般技術者將瞭解可在硬體及軟體元件之一混合物(如經選擇以實現諸如計算效率及功率效率之不同目標)中實施本文所描述之接收器。
已根據某些較佳實施例描述本發明。一般技術者將瞭解可在不脫離本發明之教示之情況下針對本文所描述之具體較佳實施例作出多種修改及變更。因此，本發明不意欲受限於本文所描述之具體較佳實施例，而代之欲由隨附專利申請範圍來定義本發明。
210‧‧‧初始通道脈衝回應(CIR)模組/初始CIR估計器
220‧‧‧時間分段選擇器
233‧‧‧中間CIR估計模組/中間CIR程序/中間CIR模組
237‧‧‧最終CIR估計模組/CIR估計器
243‧‧‧粗略度量模組
245‧‧‧遮罩向量
247‧‧‧精確度量模組
290‧‧‧MIMO模組
292‧‧‧後CIR處理模組
294‧‧‧頻率等化器
296‧‧‧解調變模組/解調變器
298‧‧‧干擾消除器模組

Claims (14)

  1. 一種正交分頻多工(OFDM)接收器，其包括：一初始通道脈衝回應估計器，其回應於具有一或多個OFDM符號之一經接收信號而產生具有諸多樣本之一初始通道脈衝回應；一時間分段選擇器，其從該初始通道脈衝回應選擇樣本之一子集，將該樣本子集用於一中間通道脈衝回應之分析；一中間通道脈衝回應估計器，其識別來自該初始通道脈衝回應之該樣本子集內之路徑，且在一第一非線性處理程序中產生一經改善之中間通道脈衝回應；一通道脈衝回應估計器，其回應於該中間通道脈衝回應估計器，該通道脈衝回應估計器執行一第二非線性處理程序以產生一通道脈衝回應；及一等化器，其回應於該通道脈衝回應及該OFDM符號，以產生一經等化之OFDM符號。
  2. 如請求項1之OFDM接收器，其中該第一非線性處理程序及該第二非線性處理程序係連續匹配追蹤處理程序。
  3. 如請求項2之OFDM接收器，其中該第一非線性處理程序及該第二非線性處理程序係時域處理程序。
  4. 如請求項3之OFDM接收器，進一步包括一變換模組，該變換模組接收該通道脈衝回應，將該通道脈衝回應變換為一頻域表示，且將該通道脈衝回應之該頻域表示提供至該等化器，其中該等化器使用該通道脈衝回應之該頻域表示在該頻域中產生經等化之OFDM符號。
  5. 如請求項1之OFDM接收器，其中該中間通道脈衝回應估計器循 序地識別可能的路徑，且將其增加至一通道估計向量。
  6. 如請求項5之OFDM接收器，其中該中間通道脈衝回應估計器反覆地使用一目前中間通道估計向量，對產生該中間通道脈衝回應之一中間停止函數求值。
  7. 如請求項6之OFDM接收器，其中該中間停止函數判定基於該中間通道估計向量之一瞬時信雜比是否小於一第一臨限值。
  8. 如請求項7之OFDM接收器，其中該通道脈衝回應估計器循序地識別可能的路徑，且將其增加至一通道估計向量，且接著反覆地使用一目前通道估計向量來產生該通道脈衝回應。
  9. 如請求項8之OFDM接收器，其中該通道脈衝回應估計器產生一平均信雜比。
  10. 如請求項1之OFDM接收器，其中該通道脈衝回應估計器循序地識別可能的路徑，且將其增加至一通道估計向量，且接著反覆地使用一目前通道估計向量來產生該通道脈衝回應。
  11. 如請求項10之OFDM接收器，其中該通道脈衝回應估計器產生一平均信雜比。
  12. 如請求項1至請求項10或請求項11之任一項之OFDM接收器，其進一步包括一遮罩產生器，其識別包含在該中間通道脈衝回應中圍繞複數個所選波峰之各者的間隔，且產生對應於圍繞所選波峰之各者之間隔的遮罩資訊。
  13. 如請求項12之OFDM接收器，其中該遮罩產生器將該遮罩資訊作為一輸入提供至該通道脈衝回應估計器。
  14. 如請求項1至請求項11之任一項之OFDM接收器，其中該時間分段選擇器選擇一時間跨距，以確保有效路徑係包含在該時間跨距中。
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Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10749778B2 (en) 2015-07-28 2020-08-18 Acorn Technologies, Inc. Communication system determining time of arrival using matching pursuit
KR102403502B1 (ko) * 2015-10-13 2022-05-30 삼성전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 채널 상태 추정 방법 및 장치
US10805117B2 (en) 2016-07-07 2020-10-13 Microchip Technology Incorporated Channel estimation in OFDM communication systems
CN107786252A (zh) * 2016-08-25 2018-03-09 晨星半导体股份有限公司 处理信道脉冲响应的有效路径的装置及方法
US10070447B1 (en) * 2017-03-02 2018-09-04 Samsung Electronics Co., Ltd Method and apparatus for enhanced reference (RSTD) measurement for long term evolution (LTE) positioning
US10367594B2 (en) * 2017-06-07 2019-07-30 Hong Kong Applied Science And Technology Research Institute Co., Ltd. Method and apparatus for fine timing offset estimation
WO2019170215A1 (en) * 2018-03-05 2019-09-12 Huawei Technologies Co., Ltd. Devices, methods and computer programs for interference mitigation in wireless communications
US11546766B2 (en) * 2019-09-16 2023-01-03 Nxp B.V. First path acceptance for secure ranging

Family Cites Families (51)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH10257013A (ja) 1997-03-14 1998-09-25 Toshiba Corp 受信装置
US6876675B1 (en) 1998-02-06 2005-04-05 Cisco Technology, Inc. Synchronization in OFDM systems
JP3866908B2 (ja) * 2000-07-31 2007-01-10 三菱電機株式会社 無線通信用受信装置
US7230911B2 (en) 2001-05-10 2007-06-12 Intel Corporation Sparse channel estimation for orthogonal frequency division multiplexed signals
US7139320B1 (en) 2001-10-11 2006-11-21 Texas Instruments Incorporated Method and apparatus for multicarrier channel estimation and synchronization using pilot sequences
US7039136B2 (en) 2001-11-19 2006-05-02 Tensorcomm, Inc. Interference cancellation in a signal
US7260506B2 (en) 2001-11-19 2007-08-21 Tensorcomm, Inc. Orthogonalization and directional filtering
US7173945B1 (en) * 2002-03-11 2007-02-06 Cisco Technology, Inc. Removing jitter by adaptive slope tracking
US7099270B2 (en) 2002-06-06 2006-08-29 Texas Instruments Incorporated Multi-path equalization for orthogonal frequency division multiplexing communication system
US20050180364A1 (en) 2002-09-20 2005-08-18 Vijay Nagarajan Construction of projection operators for interference cancellation
US7787572B2 (en) 2005-04-07 2010-08-31 Rambus Inc. Advanced signal processors for interference cancellation in baseband receivers
US7231183B2 (en) 2003-04-29 2007-06-12 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Quality determination for a wireless communications link
US8391413B2 (en) 2003-12-19 2013-03-05 Qualcomm Incorporated Channel estimation for an OFDM communication system with inactive subbands
US7697449B1 (en) 2004-07-20 2010-04-13 Marvell International Ltd. Adaptively determining a data rate of packetized information transmission over a wireless channel
US7394876B2 (en) 2004-05-28 2008-07-01 Texas Instruments Incorporated Enhanced channel estimator, method of enhanced channel estimating and an OFDM receiver employing the same
US7646924B2 (en) 2004-08-09 2010-01-12 David Leigh Donoho Method and apparatus for compressed sensing
US20060153283A1 (en) 2005-01-13 2006-07-13 Scharf Louis L Interference cancellation in adjoint operators for communication receivers
KR100966069B1 (ko) * 2005-03-01 2010-06-28 퀄컴 인코포레이티드 다중 송신 모드용 채널 추정 최적화
EP1928136A2 (en) * 2005-03-01 2008-06-04 Qualcomm Incorporated Channel estimate optimization for multiple transmit modes
US8135088B2 (en) 2005-03-07 2012-03-13 Q1UALCOMM Incorporated Pilot transmission and channel estimation for a communication system utilizing frequency division multiplexing
JP4806446B2 (ja) 2005-03-29 2011-11-02 パナソニック株式会社 通信システムにおける信号送信方法および信号受信方法、データ送信器ならびにデータ受信器
US7848463B2 (en) 2005-04-07 2010-12-07 Qualcomm Incorporated Adaptive time-filtering for channel estimation in OFDM system
WO2007050593A2 (en) 2005-10-25 2007-05-03 William Marsh Rice University Method and apparatus for signal detection, classification, and estimation from compressive measurements
US7675962B2 (en) * 2005-11-15 2010-03-09 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for deriving a channel impulse response estimate for a wireless channel
WO2007095697A1 (en) * 2006-02-27 2007-08-30 Cohda Wireless Pty Ltd Method and system for communication in a wireless network
US7672412B2 (en) * 2006-04-05 2010-03-02 Research In Motion Limited Method and receiver for estimating the channel impulse response using a constant modulus interference removal iteration
US7639738B2 (en) 2006-06-21 2009-12-29 Acorn Technologies, Inc. Efficient channel shortening in communication systems
US7289049B1 (en) 2006-08-21 2007-10-30 L3 Communications Integrated Systems L.P. Method and apparatus for compressed sensing
GB2443869B (en) 2006-11-17 2010-05-12 Imagination Tech Ltd OFDM receivers
GB2444100B (en) 2006-11-24 2009-10-28 Imagination Tech Ltd Channel estimation and equalization in ofdm receivers
DE102006056158B4 (de) * 2006-11-28 2011-11-17 Infineon Technologies Ag Kanalschätzung für OFDM Systeme
US8085873B2 (en) * 2007-01-02 2011-12-27 Qualcomm, Incorporated Systems and methods for enhanced channel estimation in wireless communication systems
JP2010517338A (ja) 2007-01-19 2010-05-20 トムソン ライセンシング Ｏｆｄｍシステムにおける補間方法、チャネル推定方法及び装置
US7995688B2 (en) 2007-03-08 2011-08-09 Her Majesty The Queen In Right Of Canada, As Represented By The Minister Of Industry, Through The Communications Research Centre Canada Channel estimation and ICI cancellation for OFDM
CN101682448A (zh) 2007-04-26 2010-03-24 松下电器产业株式会社 无线通信终端装置、无线通信基站装置和无线通信方法
JP2009081535A (ja) 2007-09-25 2009-04-16 Sumitomo Electric Ind Ltd 通信装置及び希望波伝送路特性算出方法
CN101127753B (zh) 2007-09-29 2011-12-14 北京邮电大学 一种适用于多载波系统的信道估计方法
CN102090012B (zh) 2008-05-09 2016-06-08 诺基亚通信公司 基于3g-lte的虚拟导频序列中的多小区信道估计
KR20100025869A (ko) 2008-08-28 2010-03-10 한국전자통신연구원 채널 추정을 이용한 채널 등화 장치 및 그 방법
KR100967058B1 (ko) 2008-11-21 2010-06-29 성균관대학교산학협력단 무선통신 시스템에서의 개량된 채널 추정 방법 및 채널 추정기
US8275057B2 (en) * 2008-12-19 2012-09-25 Intel Corporation Methods and systems to estimate channel frequency response in multi-carrier signals
US8761274B2 (en) 2009-02-04 2014-06-24 Acorn Technologies, Inc. Least squares channel identification for OFDM systems
US8737546B2 (en) 2009-04-23 2014-05-27 Hong Kong Applied Science And Technology Research Institute Co., Ltd. Channel estimation techniques for OFDM
TWI422193B (zh) 2009-05-11 2014-01-01 Mstar Semiconductor Inc 通道估測裝置與方法
TWI415428B (zh) * 2009-07-31 2013-11-11 Mstar Semiconductor Inc Channel estimation method and device
US8325790B2 (en) 2009-08-03 2012-12-04 Analog Devices, Inc. Equalization for OFDM communication
US8665971B2 (en) 2009-11-24 2014-03-04 Qualcomm, Incorporated Apparatus and method for channel estimation using compressive sensing
CN102742192B (zh) * 2010-02-01 2015-08-19 日本电气株式会社 信道估计内插电路和方法
CA2803408C (en) 2010-06-24 2019-05-14 Cohda Wireless Pty Ltd Estimation of a multipath signal in a wireless communication system
US8824527B2 (en) 2011-11-15 2014-09-02 Acorn Technologies, Inc. OFDM receiver with time domain channel estimation
US8897353B2 (en) 2013-03-15 2014-11-25 Acorn Technologies, Inc. Block time domain channel estimation in OFDM system

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Publication number Publication date
DE112014000716T5 (de) 2015-10-29
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US20140269883A1 (en) 2014-09-18
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