CN101682448A - 无线通信终端装置、无线通信基站装置和无线通信方法 - Google Patents

Abstract

公开了无线通信终端装置、无线通信基站装置和无线通信方法，其防止干扰波峰进入被分配给本小区的循环移位序列的检测窗口，从而提高基站中的信道估计精度。对确立了帧同步的所有小区和各个终端的发送带宽，设定作为基准的频率，将该频率作为基准点，参照信号生成单元(108)的相位旋转附加单元(110)在频域将相当于基准点与参照信号的发送频带之间的频率差δ的相位旋转，附加给作为参照信号的ZC序列。复用单元(114)将附加了相位旋转的ZC序列与发送数据进行复用，从RF发送单元(115)发送复用信号。

Description

无线通信终端装置、无线通信基站装置和无线通信方法

技术领域

本发明涉及将Zadoff-Chu序列等CAZAC(Constant Amplitude and ZeroAuto-correlation Code：恒幅零自相关)序列用作参照信号的无线通信终端装置、无线通信基站装置和无线通信方法。

背景技术

在3GPP LTE(3rd Generation Partnership Project Long-term Evolution：第三代合作伙伴计划长期演进)中，作为上行信道估计用参照信号，选定了Zadoff-Chu序列(以下称为“ZC序列”)。该ZC序列是一种CAZAC序列，若在时域表示，则可以用下式(1)表示该序列。

...式(1)

其中，N为序列长度，r为时域中的ZC序列号，N与r彼此互质。另外，p表示任意的整数(一般而言，p＝0)。以下说明序列长度N为奇数的情况，但在为偶数的情况下，也能够同样地适用。

下式(2)表示，对式(1)的ZC序列在时域进行循环移位而获得的循环移位ZC序列，或者ZC-ZCZ(Zadoff-Chu Zero Correlation Zone：Zadoff-Chu序列的零相关区域)序列。

$f_{r,m}\left(k\right)=\exp \{\frac{-j2\mathrm{\πr}}{N}\left(\frac{(k\±\mathrm{m\Δ})(k\±\mathrm{m\Δ}+1)}{2}\right)+\mathrm{pk}\},$ N为奇数时，k＝0，1，...，N-1

                                                ...式(2)

其中，m表示循环移位号，Δ表示循环移位量。±符号选哪个符号都可。进而，通过傅立叶变换将式(1)的时域ZC序列变换为频域而获得的序列也是ZC序列，所以若在频域表示ZC序列，则可以用下式(3)来表示。

$F_u\left(k\right)=\exp \left\{\frac{-j2\mathrm{\πu}}{N}(\frac{k(k+1)}{2}+\mathrm{qk})\right\},$ N为奇数时，k＝0，1，...，N-1  ...式(3)

其中，N为序列长度，u为频域中的ZC序列号，N与u彼此互质。另外，q表示任意的整数(一般而言，q＝0)。同样地，若在频域表示式(2)的时域中的ZC-ZCZ序列，则因为循环移位与相位旋转之间存在傅立叶变换对(transformpair)的关系，所以可以用下式(4)表示。

$F_{u,m}\left(k\right)=\exp \{\frac{-j2\mathrm{\πu}}{N}(\frac{k(k+1)}{2}+\mathrm{qk})\±\frac{j2\mathrm{\π\Δm}}{N}k\},$ N为奇数时，k＝0，1，...，N-1

                                            ...式(4)

其中，N为序列长度，u为频域中的ZC序列号，N与u彼此互质。另外，m表示循环移位号，Δ表示循环移位量，q表示任意的整数(一般而言，q＝0)。

以下，使用式(4)所示的在频域表示的循环移位ZC序列(ZC-ZCZ序列)进行说明。

对于该ZC序列，可以将序列号(u)不同的序列和循环移位量(Δm)不同的序列的两种序列作为参照信号利用(参照图1)。在序列号不同的这些ZC序列之间，准正交(相关较低，几乎正交)的关系成立，在循环移位量不同的序列之间，正交关系成立，因此序列间的互相关特性良好。另外，由于CAZAC序列的性质，能够容易地使循环移位量不同的序列在确立了帧同步的小区之间成立正交关系。

在非专利文献1和非专利文献2中，以增加序列的重用因子(reuse factor)为目的，如图2所示，提出了在确立了帧同步的小区之间(例如，属于同一基站的小区)，分配同一序列号(u)的不同循环移位序列(m)的方法(方法1)。例如，在确立了帧间同步的小区中，利用同一序列号u＝3的ZC序列，并在小区#1中利用循环移位号m＝1和2，在小区#2中利用循环移位号m＝3和4，在小区#3中利用循环移位号m＝5和6。

在接收端，具备与被分配的循环移位号对应的检测范围(检测窗口)，并去除检测窗口之外的信号，由此，如图3所示，能够从接收信号中分离本小区的信号。也就是说，在小区#1，通过只提取循环移位号m＝1和2的检测窗口，从接收信号中分离本小区的信号。另外，在从各个终端发送的参照信号，通过同一发送频带在同一时间被发送时，如果各个参照信号设定有不同的循环移位号(m)，则能够分离各个信号。

关于ZC序列已知如下的情况，即，如上所述，虽然在序列号不同的ZC序列之间，准正交关系成立，但在序列长度不同的ZC序列中，存在互相关较高的序列号的组合。例如，序列号(u)与序列长度(N)的比(u/N)较近的序列之间的互相关较高。如果在相邻小区之间利用处于这种关系的序列，则有可能在本小区的检测范围内发生较大的干扰峰，使得基站无法区别是从哪个小区内的终端发送的参照信号，信道估计结果中产生差错。因此，在非专利文献3和非专利文献4中，以减轻来自相邻小区的干扰为目的，如图4所示，提出了将互相关较高的序列分配给同一小区的分组方法(方法2)。将该互相关较高的序列号作为组分配给同一小区，从而能够避免在相邻小区之间利用互相关较高的序列号。

[非专利文献1]Motorola、R1-062610、“Uplink Reference SignalMultiplexing Structures for E-UTRA”、3GPP TSG RAN WG1Meeting#46bis、Soul，Korea，Oct.9-13、2006

[非专利文献2]Panasonic、R1-063183、“Narrow band uplink referencesignal sequences and allocation for E-UTRA”、3GPP TSG RAN WG 1Meeting#47、Riga，Latcia、November.6-10、2006

[非专利文献3]Huawei、R1-063356、“Sequence Assignment for UplinkReference Signal”、3GPP TSG RAN WG1Meeting#47、Riga.Latvia，Nov.6-10、2006

[非专利文献4]LGE、R1-070911、“Binding method for UL RS sequencewith different lengths”、3GPP TSG RAN WG 1Meeting#48、St.Louis，USA，Feb.12-16、2007

发明内容

本发明要解决的问题

然而，如果同时适用上述的方法1和方法2，则在确立了同步的小区之间产生干扰。在确立了同步的小区中，利用相同序列号的不同循环移位序列，另一方面对同一小区内的ZC序列的各个带宽，分配互相关较高的序列号(参照图5)。此时，在预先设定的循环移位序列的检测窗口(期望波峰的检测窗口)内发生从相邻小区到来的干扰波的相关峰(干扰波峰)的可能性较低，如果该干扰波峰进入被分配给本小区的循环移位序列的检测窗口内，则基站中的信道估计精度会极大地劣化(参照图6)。

其理由可以举出，使用因各个小区和各个发送带宽而不同的基准点，分配循环移位序列。也就是说，只将分配给每个小区的RB发送频带的带宽(RB数)作为基准，生成循环移位序列。因此，在相邻小区的RB发送频带不同的情况下，在相关运算时，序列间的相对关系崩解，在期望波峰的检测窗口内发生干扰波峰。在期望波峰的检测窗口内发生干扰波峰时，无法分离期望波和干扰波的延迟分布，使得信道估计精度劣化。

这里，RB发送频带是指在某一时间点，分配给发送站的用于发送ZC序列数据的频带，RB(Resource Block：资源块)是指由一个或一个以上的副载波构成的、频域的频带分配单位。

另外，在小区之间对相同带宽的RB发送频带，分配不同的循环移位ZC序列时，在该循环移位ZC序列之间也发生同样的问题。也就是说，在与预先在时域设定的移位量不同位置上，发生干扰波的相关值峰，使得期望波的信道估计精度劣化。

本发明的目的是提供无线通信终端装置、无线通信基站装置和无线通信方法，能够防止干扰波峰进入被分配给本小区的循环移位序列的检测窗口，从而提高基站中的信道估计精度。

解决问题的方案

本发明的无线通信终端装置采用的结构包括：附加单元，以预先设定的频率为基准点，将相当于所述基准点与从本装置发送的参照信号的发送频带之间的频率差δ的相位旋转或循环移位，附加给Zadoff-Chu序列；以及发送单元，将附加了相位旋转或循环移位的所述Zadoff-Chu序列作为参照信号进行发送。

本发明的无线通信基站装置采用的结构包括：除法单元，使用附加了相位旋转或循环移位的Zadoff-Chu序列，对接收信号所包含的参照信号进行除法运算，从而计算相关值，所述相位旋转或循环移位相当于，以预先设定的频率为基准点，所述基准点与分配给无线通信终端装置的参照信号的发送频带之间的频率差δ；以及提取单元，在计算出的相关值中，提取期望的序列的相关值所存在的区间的相关值。

本发明的无线通信方法包括：附加步骤，以预先设定的频率为基准点，将相当于所述基准点与从无线通信终端装置发送的参照信号的发送频带之间的频率差δ的相位旋转或循环移位，附加给Zadoff-Chu序列；发送步骤，将附加了相位旋转或循环移位的所述Zadoff-Chu序列作为参照信号从无线通信终端装置进行发送；除法步骤，使用所述Zadoff-Chu序列，对接收信号所包含的参照信号进行除法运算，从而计算相关值；以及提取步骤，在计算出的相关值中，提取期望的序列的相关值所存在的区间的相关值。

本发明的有益效果

根据本发明，能够防止干扰波峰进入被分配给本小区的循环移位序列的检测窗口，从而提高基站中的信道估计精度。

附图说明

图1是表示可以用作参照信号的ZC序列的图。

图2是表示将同一序列号的不同循环移位序列进行分配的情况的图。

图3是表示与循环移位号对应的检测范围以及从接收信号中分离本小区的信号的情况的图。

图4是表示非专利文献3和非专利文献4中所记载的序列的分组方法的图。

图5是用于说明在确立了同步的小区中，分配互相关较高的序列号的方法的图。

图6是表示在分配给本小区的循环移位序列的检测窗口内，发生干扰波峰的情况的图。

图7是表示本发明实施方式1和6的终端的结构的方框图。

图8是表示距基准点δ副载波的、ZC序列的发送频带的图。

图9是表示本发明实施方式1和6的基站的结构的方框图。

图10是表示从小区#1发送期望波、从小区#2发送干扰波的情况的图。

图11是表示使干扰波峰发生在期望波的检测窗口之外的情况的图。

图12是表示期望波和干扰波的分配位置的图。

图13是表示图7所示的参照信号生成单元的另外的内部结构的方框图。

图14是表示本发明实施方式2和7的终端的结构的方框图。

图15是表示图14所示的参照信号生成单元的另外的内部结构的方框图。

图16是表示本发明实施方式3和8的终端的结构的方框图。

图17是表示本发明实施方式4和9的终端的结构的方框图。

图18是循环扩展的说明图。

图19是实施方式1的包括循环扩展单元和截短处理单元的方框图。

图20是实施方式1的包括循环扩展单元和截短处理单元的方框图。

图21是截短处理的说明图。

图22是实施方式2的包括循环扩展单元和截短处理单元的方框图。

图23是实施方式3的包括循环扩展单元和截短处理单元的方框图。

图24是实施方式3的包括循环扩展单元和截短处理单元的方框图。

图25是实施方式4的包括循环扩展单元和截短处理单元的方框图。

图26是表示在各个小区使用不同的循环移位序列时，在相邻小区之间通过不同的发送频带发送ZC序列的情况的图。

图27是表示在确立了帧同步的所有小区及各个发送带宽中设定的同一基准点的图。

图28A是表示实施方式3中的循环扩展的图。

图28B是表示实施方式3中的循环扩展的图。

图29A是表示实施方式3中的截短处理的图。

图29B是表示实施方式3中的截短处理的图。

图30是表示所发送的ZC序列的系数与副载波之间的关系的图。

具体实施方式

以下，参照附图详细地说明本发明的实施方式。

(实施方式1)

使用图7说明本发明实施方式1的终端100的结构。RF接收单元102对通过天线101接收到的信号进行下变频、A/D变换等接收处理，并将进行了接收处理的信号输出到解调单元103。解调单元103对从RF接收单元102输出的信号进行均衡处理和解调处理，并将进行了这些处理的信号输出到解码单元104。解码单元104对从解调单元103输出的信号进行解码处理，从而提取数据信号和控制信息。另外，提取出的控制信息中的RB(资源块)分配信息被输出到参照信号生成单元108的相位旋转附加单元110和映射单元111。

编码单元105对发送数据进行编码，将编码数据输出到调制单元106。调制单元106对从编码单元105输出的编码数据进行调制，并将调制信号输出到RB分配单元107。RB分配单元107将从调制单元106输出的调制信号分配给RB，并将分配给RB的调制信号输出到复用单元114。

参照信号生成单元108具备DFT单元109、相位旋转附加单元110、映射单元111、IFFT单元112以及循环移位单元113，基于从解码单元104输出的RB分配信息，从ZC序列生成参照信号，并将生成的参照信号输出到复用单元114。以下说明参照信号生成单元108的内部结构。

DFT单元109对从用于生成ZC序列的ZC序列生成单元(未图示)输出的ZC序列，进行DFT(Discrete Fourier Transformation：离散傅立叶变换)处理，从时域的信号变换为频域的信号，并将变换为频域的ZC序列输出到相位旋转附加单元110。这里，未图示的ZC序列生成单元使用解码单元104所提取出的控制信息中的RB分配信息来确定发送带宽，并确定与发送带宽对应的ZC序列长度N。另外，使用解码单元104所提取出的控制信息中的、表示被分配给所属小区的序列号的信息，确定序列号。ZC序列生成单元利用这些序列长度和序列号来生成ZC序列，并将其输出到DFT单元109。

另外，ZC序列的傅立叶变换对存在被映射到ZC序列的关系，因此在以下的说明中，使用直接在频域生成的ZC序列来进行说明。也就是说，从DFT单元109输出的不包含循环移位的ZC序列可以用式(3)表示，若是在DFT单元109的前级存在循环移位单元113的结构，则从DFT单元109输出的信号为式(4)的信号。

相位旋转附加单元110将相位旋转附加给从DFT单元109输出的ZC序列，并将附加了相位旋转的ZC序列输出到映射单元111，所述相位旋转相当于，以在系统频带内适宜设定的频率为基准点时、基准点与参照信号的发送频带之间的频率差δ。

另外，作为基准点的频率可以读成副载波，并且，作为基准点的频率，使用在多个小区之间共用的值。

映射单元111基于从解码单元104输出的RB分配信息，将从相位旋转附加单元110输出的ZC序列映射到对应于终端1oo的发送频带的频带，并将映射后的ZC序列输出到IFFT单元112。IFFT单元112对从映射单元111输出的ZC序列进行IFFT(Inverse Fast Fourier Transform：快速傅立叶逆变换)处理，并将经过IFFT处理的ZC序列输出到循环移位单元113。

循环移位单元113对从IFFT单元112输出的ZC序列，进行规定的移位量的循环移位，将循环移位后的ZC序列作为参照信号输出到复用单元114。例如，使用由基站通知的控制信息来确定移位量。

复用单元114将从RB分配单元107输出的发送数据(调制信号)与从循环移位单元113输出的ZC序列(参照信号)进行时分复用，并将复用信号输出到RF发送单元115。另外，复用单元114中的复用方法不限于时分复用，也可以是频分复用、码分复用或者复数空间上的IQ复用。

RF发送单元115对从复用单元114输出的复用信号进行D/A变换、上变频、放大等发送处理，将进行了发送处理的信号从天线101无线发送。

这里，说明在参照信号生成单元108中对ZC序列附加相位旋转的理由。首先，如图8所示，将ZC序列的发送频带假设为距基准点δ副载波的位置时，在频域可以用下式(5)表示考虑到基准点的ZC序列。

$F_{u,m}(k+\mathrm{\δ})=\exp \{\frac{-j2\mathrm{\πu}}{N}(\frac{k(k+1)}{2}+\mathrm{qk})\±\frac{j2\mathrm{\π\Δm}}{N}k\}\×\exp \{\frac{-j2\mathrm{\πu}}{N}(\frac{\mathrm{\δ}(\mathrm{\δ}+1)}{2}+\mathrm{q\δ})\±\frac{j2\mathrm{\π\Δm}}{N}\mathrm{\δ}\}\×\exp \left\{\frac{-j2\mathrm{\πu}}{N}\left(\mathrm{k\δ}\right)\right\}$

                                        ...式(5)

在上式(5)中，N为序列长度(质数)，k为副载波号(k＝0、1、2、...、N-1)。另外，在上式(5)中，右边第一项表示未考虑发送频带的ZC序列(用式(4)表示的F_u，m(k))，与初始设定的循环移位量对应地决定峰位置。另外，第二项为不取决于副载波k的常数项，不是使峰位置移动的因素。进而，第三项为取决于发送频带的相位旋转的项，由于该第三项，即使在利用于相关运算的本小区的ZC序列的元素和相邻小区的ZC序列的元素被分配到不同频带的情况下，也能够将这些ZC序列保持为相同的关系。另外，第三项的相位旋转项取决于本终端的发送频带、序列号、序列长度，不取决于其他终端的发送频带等。也就是说，终端只要发送上式(5)中的右边的第一项和第三项即可。例如，如下式(6)，对第一项附加第三项的相位旋转来进行发送。

$F_{u,m}\left(k\right)\×\exp \left\{\frac{-j2\mathrm{\πu}}{N}\left(\mathrm{k\δ}\right)\right\}$ ...式(6)

另外，也可以附加上式(5)的右边的常数项(第二项)来进行发送。另外，要附加的常数项无需限定为上述的常数项。另外，也可以利用相当于基准点与从终端100发送的参照信号的发送频带之间的频率差的δ，将k+δ代入式(4)的左边的k来进行发送。

另外，上式(5)中的第三项的相位旋转项取决于本终端的发送频带、序列号、序列长度，不取决于其他终端的发送频带等。

接着，使用图9说明本发明实施方式1的基站150的结构。编码单元151对发送数据和控制信号进行编码，将编码数据输出到调制单元152。调制单元152对编码数据进行调制，将调制信号输出到RF发送单元153。RF发送单元153对调制信号进行D/A变换、上变频、放大等发送处理，将进行了发送处理的信号从天线154无线发送。

RF接收单元155对通过天线154接收到的信号进行下变频、A/D变换等接收处理，并将进行了接收处理的信号输出到分离单元156。

分离单元156将从RF接收单元155输出的信号分离为参照信号、以及数据信号和控制信号，将分离出的参照信号输出到DFT单元157，将数据信号和控制信号输出到DFT单元164。

DFT单元157对从分离单元156输出的参照信号进行DFT处理，将其从时域的信号变换为频域的信号，并将变换为频域的参照信号输出到传播路径估计单元158的解映射单元159。

传播路径估计单元158具备：解映射单元159、除法单元160、IFFT单元161、屏蔽处理单元162以及DFT单元163，基于从DFT单元157输出的参照信号，估计传播路径。以下，具体地说明传播路径估计单元158的内部结构。

解映射单元159从DFT单元157所输出的信号中，提取与各个终端的发送频带对应的部分，将提取出的各个信号输出到除法单元160。

除法单元160使用附加了相当于基准点与发送频带之间的频率差δ的相位旋转的ZC序列，对从解映射单元159输出的信号进行除法运算，并将除法结果(相关值)输出到IFFT单元161。也就是说，在终端100中发送了式(5)所示的ZC序列时，作为在除法单元160中使用的ZC序列，使用式(5)的ZC序列，在终端100中发送了式(6)所示的ZC序列时，使用式(6)的ZC序列。另外，因为使用与发送时相同的ZC序列来进行除法运算，所以无论在使用附加了常数项的式(5)的ZC序列时，还是使用未附加常数项的式(6)的ZC序列时，都能够正确地进行期望波的复数分布的检测(信道估计)。

IFFT单元161对从除法单元160输出的信号进行IFFT处理，并将进行了IFFT处理的信号输出到屏蔽处理单元162。

屏蔽处理单元162作为提取手段，对从IFFT单元161输出的信号进行屏蔽处理，从而提取期望的序列的相关值所存在的区间(检测窗口)的相关值，将提取出的相关值输出到DFT单元163。

DFT单元163对从屏蔽处理单元162输出的相关值进行DFT处理，并将进行了DFT处理的相关值输出到频域均衡单元166。另外，从DFT单元163输出的信号表示传播路径的频率响应。

DFT单元164对从分离单元156输出的数据信号和控制信号进行DFT处理，将其从时域的信号变换为频域的信号，并将变换为频域的数据信号和控制信号输出到解映射单元165。

解映射单元165从DFT单元164所输出的信号中，提取与各个终端的发送频带对应的部分的数据信号和控制信号，并将提取出的各个信号输出到频域均衡单元166。

频域均衡单元166使用从传播路径估计单元158内的DFT单元163输出的信号(传播路径的频率响应)，对从解映射单元165输出的数据信号和控制信号进行均衡处理，并将进行了均衡处理的信号输出到IFFT单元167。

IFFT单元167对从频域均衡单元166输出的数据信号和控制信号进行IFFT处理，并将进行了IFFT处理的信号输出到解调单元168。解调单元168对经过了IFFT处理的信号进行解调处理，并将进行了解调处理的信号输出到解码单元169。解码单元169对经过了解调处理的信号进行解码处理，从而提取接收数据。

这里，使用算式说明传播路径估计单元158中的除法单元160。例如，如图10所示，假设从小区#1发送期望波(式(6)中利用了u1、N1的ZC序列)，从小区#2发送干扰波(式(6)中利用了u2、N2的ZC序列)，这些波被合成而由基站接收的情况。此时，在除法单元160中，用期望波的ZC序列(u1，N1)对干扰波的ZC序列(u2，N2)进行除法处理时，在为互相关较高的组合的情况下，也就是说，在满足u1/N1≈u2/N2≈u/N的关系的情况下，可以用下式(7)表示除法单元160中的干扰波的频率响应。

$\frac{F_{u2,m2,N2}(k-(\mathrm{\δ}2-\mathrm{\δ}1))\×\exp \left\{\frac{-j2\mathrm{\πu}2}{N2}\left((k-(\mathrm{\δ}2-\mathrm{\δ}1))\mathrm{\δ}2\right)\right\}}{F_{u1,m1,N1}\left(k\right)\×\exp \left\{\frac{-j2\mathrm{\πu}1}{N1}\left(\mathrm{k\δ}1\right)\right\}}=\exp \{\±j\frac{2\mathrm{\π\Δ}(m2-m1)}{N}k\}\×\mathrm{Const}$

k＝J，J+1，…，N-1，J＝δ2-δ1    ...式(7)

在上式(7)中，右边第二项的Const不是取决于副载波k的项，因此与干扰波峰的位置没有关系，但根据右边第一项，能够使干扰波峰发生在时域中距离期望波峰(m2-m1)Δ样本的位置上。由此，如图11所示，能够使干扰波峰发生在期望波的检测窗口之外，并分离本小区的信号，从而能够提高信道估计精度。

以下，详细地说明根据本实施方式的ZC序列生成方法，能够将期望波和干扰波的相关峰的位置维持为具有规定的循环移位量的关系而与发送频带无关。

在以往的方式中，例如，假设通过图12所示的RB发送频带，从小区#1发送期望波(系列号u1、序列长度N1、循环移位号m1)，从小区#2发送干扰波(序列号u2、序列长度N2、循环移位号m2)，并在小区#1接收小区#2的ZC序列的情况。这里，与发送频带无关地，在各个小区中生成式(4)所示的ZC序列。

此时，用小区#1的ZC序列的第13频谱值，除小区#2的ZC序列的开头的频谱值。另外，这些序号为互相关较高的组合的情况下，也就是说，在满足u1/N1≈u2/N2≈u/N的关系的情况下，小区#2的ZC序列的相关值峰发生在与预先在时域设定的循环移位量不同的位置上。用算式表示上述情况，则为下式(8)。其中，Const表示常数项。

$\frac{F_{u2,m2,N2}(k-(\mathrm{\δ}2-\mathrm{\δ}1))}{F_{u1,m1,N1}\left(k\right)}=\exp \{\±j\frac{2\mathrm{\π\Δ}(m2-m1)}{N}k\}\×\exp \left\{\frac{j2\mathrm{\πu}}{N}(\mathrm{\δ}2-\mathrm{\δ}1)k\right\}\×\mathrm{Const}$

k＝J，J+1，…，N-1，J＝δ2-δ1    ...式(8)

其中，第一项和第二项是取决于副载波k的项，在频域对每个副载波附加成比例的相位旋转。频域中的相位旋转相当于时域中的循环移位，这些项是对相关值的峰位置造成影响的项。另一方面，第三项是不取决于副载波k的项，是不对相关值的峰位置造成影响的项。

另外，第一项是取决于循环移位号m2和m1的项，根据在各个小区被提供的循环移位号，能够决定相关值的峰位置。然而，第二项是取决于RB发送频带的项，在小区之间RB发送频带相同时，因为δ2-δ1＝0，不对相关值的峰位置造成影响，但在RB发送频带不同时，则δ2-δ1≠0。此时，第二项成为1+j0以外的值的情况下，期望波与干扰波的峰位置的关系变乱，干扰波有可能发生在期望波的检测窗口内。在期望波峰的检测窗口内发生干扰波峰时，无法分离期望波和干扰波的延迟分布，使得信道估计精度劣化。

这样，在以往的方式中，仅基于发送带宽(RB数)生成并发送ZC序列和循环移位序列。因此，利用于相关运算的本小区的ZC序列的元素和相邻小区的ZC序列的元素被分配到不同频带时，不能保持这些ZC序列的相对的关系。

在使用上式(5)所示的循环移位ZC序列生成方法时，与以往的方式的说明一样，例如假设通过图12所示的RB发送频带，从小区#1发送期望波(系列号u1、序列长度N1、循环移位号m1)，从小区#2发送干扰波(序列号u2、序列长度N2、循环移位号m2)，并在小区#1接收小区#2的ZC序列的情况。用算式表示上述情况，则为下式(9)。其中，Const表示常数项。

$\frac{F_{u2,m2,N2}(k+\mathrm{\δ}2-(\mathrm{\δ}2-\mathrm{\δ}1))}{F_{u1,m1,N1}(k+\mathrm{\δ}1)}=\exp \{\±j\frac{2\mathrm{\π\Δ}(m2-m1)}{N}k\}\×\mathrm{Const}$

k＝J，J+1，…，N-1，J＝δ2-δ1  ...式(9)

其中，第一项是取决于副载波k的项，是频域中每个副载波的相位旋转的项。频域中的相位旋转相当于时域中的循环移位，该项是对相关值的峰位置造成影响的项。另外，第一项是取决于循环移位号m2和m1的项，是取决于在各个小区被提供的循环移位号的项。另一方面，第二项是不取决于副载波k的项，是不对相关值的峰位置造成影响的项。

在使用上式(5)所示的循环移位ZC序列生成方法时，根据式(9)，不产生以往方式中的式(8)的第二项，也就是取决于RB发送频带δ1和δ2的项，因此能够使干扰波峰和期望波峰的位置的关系仅取决于循环移位号m1和m2。因此能够使干扰波峰发生在期望波峰的检测窗口的外侧，能够分离期望波和干扰波的延迟分布，从而能够改善信道估计精度。另外，在使用式(6)所示的循环移位ZC序列生成方法时，则变成式(7)。

这样，除了基于发送带宽(RB数)以外，还基于发送频带即频率(副载波)位置，生成并发送ZC序列和循环移位ZC序列。因此，即使在利用于相关运算的本小区的ZC序列的元素和相邻小区的ZC序列的元素被分配到不同频带时，也能够保持这些ZC序列的相对的关系。

这样，根据实施方式1，通过设定作为基准的频率并以该频率为基准点，在频域将相当于基准点与参照信号的发送频带之间的频率差δ的相位旋转附加给ZC序列，从而能够在接收端，使来自相邻小区的干扰波峰发生在期望波峰的检测窗口之外，并分离本小区的信号，因此能够提高信道估计精度。换言之，各个终端根据发送频带和发送带宽，使用ZC序列生成并发送参照信号，基站使用从各个终端发送的、与发送频带和发送带宽对应的ZC序列来进行除法处理，从而能够使来自相邻小区的干扰波峰与期望波峰分别出现在不同的检测窗口内。

另外，本实施方式中，说明了终端100中的参照信号生成单元108的结构是如图7所示的结构，但也可以是如图13A和图13B所示的结构。图13A所示的相位旋转单元将与初始设定的循环移位序列对应的相位旋转量分配给各个副载波。也就是说，在时域不进行用于生成被分配的循环移位序列的循环移位，而在频域进行与循环移位量对应的相位旋转量的相位旋转。另外，也可以不采用分别设置相位旋转附加单元和相位旋转单元而分别进行相位旋转的结构。例如，也可以采用如下的结构：在一个相位旋转单元中，将对应于循环移位量的相位旋转量和相当于基准点与参照信号的发送频带之间的频率差δ的相位旋转量进行合并，并在频域进行相位旋转。另外，也可以使相位旋转附加单元和相位旋转单元的顺序颠倒。另外，如图13B所示，也可以采用在变换为频域之前，以规定的循环移位量对ZC序列进行循环移位的结构。通过这些结构也能够使干扰波峰发生在期望波峰的检测窗口之外。

另外，说明了上述基站和终端采用在时域生成ZC序列的结构的情况，但并不限于此，可以在频域生成ZC序列。也就是说，可以采用如下的结构：ZC序列生成单元生成频域中的ZC序列，并对生成的频域中的ZC序列，相位旋转单元进行相当于基准点与参照信号的发送频带之间的频率差δ的相位旋转。另外，不限于这些结构。

进而，本发明不限于上述的基站的结构，只要是能够适用本发明的结构即可。例如，在除法单元160中，可以使用附加相位旋转之前的ZC序列(式(3))来进行除法运算处理，而不使用附加了相当于基准点与发送频带之间的频率差δ的相位旋转的ZC序列(式(5)或式(6))。此时，存在期望序列的相关值的区间(检测窗口的范围)，除了因循环移位量mΔ而不同之外，还因对应于发送频带的相位旋转量而不同，因此通过采用在屏蔽处理单元162中考虑与循环移位量mΔ和发送频带对应的相位旋转量，提取期望序列的相关值所存在的区间(检测窗口)的相关值的结构，能够进行与上述基站的结构等效的处理。

(实施方式2)

在实施方式1中，说明了对确立了帧同步的所有的小区和各个终端的发送带宽，设定基准点，并在频域，将相当于基准点与参照信号的发送频带之间的频率差δ的相位旋转附加给ZC序列的情况，但本发明实施方式2中，说明在时域将相当于基准点与参照信号的发送频带之间的频率差δ的循环移位附加给ZC序列的情况。另外，本发明实施方式2的基站的结构与实施方式1的图9所示的结构相同，因此省略其详细说明。

使用图14说明本发明实施方式2的终端200的结构。图14与图7的区别在于，删除了相位旋转附加单元110，而追加了循环移位附加单元201。

循环移位附加单元201将相当于基准点与参照信号的发送频带之间的频率差δ的循环移位附加给ZC序列，并将附加了循环移位的ZC序列输出到DFT单元109。以下，用算式说明循环移位附加单元201的处理。

首先，一般而言，可以用下式(10)表示时域中的循环移位ZC序列、即ZC-ZCZ序列。

$f_{r,m}(k,0)=\exp \left\{\frac{-2\mathrm{\πr}}{N}(\frac{(k\±\mathrm{m\Δ})(k\±\mathrm{m\Δ}+1)}{2}+\mathrm{qk})\right\},$ N为奇数时，k＝0，1，...，N-1

                                            ...式(10)

式(10)中，N表示序列长度，r表示时域的ZC序列号，N与r彼此互质。另外，m表示循环移位号，Δ表示循环移位量。

这里，上述的f(k，X)的X表示，作为基准点的频率(副载波)与ZC序列的发送频带的频率差、即δ副载波，但式(10)中以发送频带为基准点，因此将频率差表示为δ＝0。

如果将式(6)变换为时域，则可以用下式(11)表示。其中，Const表示常数项。

$f_{r,m}(k,\mathrm{\δ})=\exp \left\{\frac{-2\mathrm{\πr}}{N}(\frac{(k\±\mathrm{m\Δ}-\mathrm{u\δ})(k\±\mathrm{m\Δ}-\mathrm{u\δ}+1)}{2}+\mathrm{qk})\right\}\×\mathrm{Const}$

N为奇数时，k＝0，1，...，N-1

                                            ...式(11)

另外，根据式(12)的傅立叶变换对的关系可以导出，“在频域，附加相当于基准点与参照信号的发送频带之间的频率差δ的相位旋转”等同于“在时域，将相当于频率差δ的循环移位附加给ZC序列”。

X(n)exp(-j2πnΔ/N)＝DFT[x(k-Δ)]，   DFT[]：离散傅立叶变换

x(k-Δ)＝IDFT{X(n)exp(-j2πnΔ/N)}    IDFT[]：离散傅立叶逆变换

                                            ...式(12)

式(11)相当于，在时域中将相当于基准点与参照信号的发送频带之间的频率差δ的循环移位附加给式(10)的ZC序列而得到的序列。因此，循环移位附加单元201在时域中将循环移位(-uδ)附加给式(10)的ZC序列。

这样，根据实施方式2，通过在时域中将相当于基准点与参照信号的发送频带之间的频率差δ的循环移位附加给ZC序列，从而能够在接收端，使来自相邻小区的干扰波峰发生在期望波峰的检测窗口之外，并分离本小区的信号，因此能够提高信道估计精度。

另外，本实施方式中，说明了终端200中的参照信号生成单元108的结构是如图14所示的结构，但也可以是如图15A～图15C所示的结构。图15A的结构是，将循环移位附加单元和循环移位单元配置在DFT单元的前级，并在循环移位附加单元中，在时域将相当于基准点与参照信号的发送频带之间的频率差δ的循环移位附加给ZC序列的结构。另外，也可以不采用分别设置循环移位附加单元和循环移位单元而分别进行循环移位的结构。例如，也可以采用如下的结构：在一个循环移位单元中，将对应于循环移位量的循环移位量和相当于基准点与参照信号的发送频带之间的频率差δ的循环移位量进行合并，并在时域进行循环移位。

另外，还可以采用：如图15B所示，将循环移位单元和循环移位附加单元配置在IFFT单元的后级的结构；以及，如图15C所示，将循环移位单元配置在DFT单元的前级，并将循环移位附加单元配置在IFFT单元的后级的结构。另外，还可以采用：将循环移位附加单元配置在DFT单元的前级，并将循环移位单元配置在IFFT单元的后级的结构。另外，将循环移位附加单元配置在IFFT单元的后级时，将相当于频率差δ的循环移位量变更为对应于过采样的循环移位量而在时域附加给输入信号。另外，在上述结构中，可以使循环移位附加单元和循环移位单元的顺序颠倒。通过这些结构也能够使干扰波峰发生在期望波峰的检测窗口之外。

(实施方式3)

本发明实施方式3中，说明在频域将相当于基准点与参照信号的发送频带之间的频率差δ的循环移位附加给ZC序列的情况。另外，本发明实施方式3的基站的结构与实施方式1的图9所示的结构相同，因此省略其详细说明。

使用图16说明本发明实施方式3的终端300的结构。图16与图7的区别在于，将相位旋转附加单元110变更为循环移位附加单元301。

循环移位附加单元301将相当于基准点与参照信号的发送频带之间的频率差δ的循环移位附加给从DFT单元109输出的ZC序列，并将附加了循环移位的ZC序列输出到映射单元111。

这里，对上式(4)进行变换，则导出下式(13)。

$F_{u,m}(k+\mathrm{\δ})=\exp \{\frac{-j2\mathrm{\πu}}{N}(\frac{(k+\mathrm{\δ})(k+\mathrm{\δ}+1)}{2}+\mathrm{qk})\±\frac{j2\mathrm{\π\Δm}}{N}k\}\×\mathrm{Const}$

                                                ...式(13)

上式(13)相当于，在频域将相当于频率差δ的循环移位量附加给上式(4)所示的ZC序列而得到的序列。也就是说，发送将相当于频率差δ的循环移位量附加给上式(4)而得到的序列即可。另外，循环移位附加单元301在频域中将循环移位(δ)附加给ZC序列。

另外，由式(5)和式(13)明确可知，“在频域附加相当于基准点与参照信号的发送频带之间的频率差δ的相位旋转”等同于“在频域附加相当于频率差δ的循环移位”。也就是说，在式(13)中，以循环移位的形式表示式(5)的相位旋转项，由此可知这是等价变换。另外，进行了循环移位以在将期望波和干扰波通过不同的RB发送频带发送时，在频域它们的ZC序列的k索引相对应。例如，在期望波为从k＝7开始的ZC序列时，也使干扰波为从k＝7开始的ZC序列。

如图10所示，假设从小区#1发送期望波(式(8)中利用了序列号u1、序列长度N1、循环移位号m1的ZC序列)，从小区#2发送干扰波(式(8)中利用了序列号u2、序列长度N2、循环移位号m2的ZC序列)，这些波被合成而由基站接收的情况。此时，在除法单元160中，用期望波的ZC序列(u1，N1，m1)对干扰波的ZC序列(u2，N2，m2)进行除法处理时，在为互相关较高的组合的情况下，也就是说，在满足u1/N1≈u2/N2≈u/N的关系的情况下，可以用下式(14)表示除法单元160中的干扰波的频率响应。

$\frac{F_{u2,m2,N2}(k+\mathrm{\δ}2-(\mathrm{\δ}2-\mathrm{\δ}1))}{F_{u1,m1,N1}(k+\mathrm{\δ}1)}=\exp \{\±j\frac{2\mathrm{\π\Δ}(m2-m1)}{N}k\}\×\mathrm{Const}$

k＝J，J+1，...，N-1，J＝δ2-δ1                ....式(14)

其中，F(k+δ1)和F(k+δ2)是，对F(k)附加δ1、δ2的循环移位而得到的。另外，(δ2-δ1)表示RB发送频带的差。在上式(14)中，右边第二项不是取决于副载波k的项，所以不对干扰波峰的位置造成影响。所以，干扰波峰的位置只取决于右边第一项，因此能够使干扰波峰发生在时域中距离期望波峰(m2-m1)Δ样本的位置上。

因此，如图11所示，能够使干扰波峰发生在期望波的检测窗口之外，并分离本小区的信号，从而能够提高信道估计精度。

这样，根据实施方式3，通过在频域将相当于基准点与参照信号的发送频带之间的频率差δ的循环移位附加给ZC序列，能够在接收端，使来自相邻小区的干扰波峰发生在期望波峰的检测窗口之外，并分离本小区的信号，因此能够提高信道估计精度。

另外，图16所示的参照信号生成单元108也可以采用将图13所示的相位旋转附加单元变更为循环移位附加单元的结构。循环移位附加单元中的动作与上述相同。

(实施方式4)

本发明实施方式4中，说明在时域将相当于基准点与参照信号的发送频带之间的频率差δ的相位旋转附加给ZC序列的情况。另外，本发明实施方式4的基站的结构与实施方式2的图9所示的结构相同，因此省略其详细说明。

使用图17说明本发明实施方式4的终端400的结构。图17与图14的区别在于，将循环移位附加单元201变更为相位旋转附加单元401。

相位旋转附加单元401将相当于基准点与参照信号的发送频带之间的频率差δ的相位旋转附加给ZC序列，并将附加了相位旋转的ZC序列输出到DFT单元109。

这里，对实施方式3中提出的式(13)进行变换，则导出下式(15)。

$f_{r,m}(k,\mathrm{\δ})=\exp \left\{\frac{-j2\mathrm{\πr}}{N}(\frac{(k\±\mathrm{m\Δ})(k\±\mathrm{m\Δ}+1)}{2}+\mathrm{qk})\right\}\×\exp \left\{\frac{-j2\mathrm{\πr}}{N}(-\mathrm{ku\δ})\right\}\×\mathrm{Const}$

式(15)

上式(15)表示，在时域将相当于频率差δ的相位旋转附加给ZC序列而得到的序列。因此，相位旋转附加单元401在时域将相当于频率差δ的相位旋转附加给ZC序列。也就是说，如以下的式(16)，对上式(5)的ZC序列在时域附加相位旋转，并将其发送。

$f_{r,m}(k,0)\×\exp \left\{\frac{-j2\mathrm{\πr}}{N}(-\mathrm{ku\δ})\right\}$ ...式(16)

另外，根据式(12)的傅立叶变换对的关系可以导出，“在频域附加相当于基准点与参照信号的发送频带之间的频率差δ的循环移位”等同于“在时域将相当于频率差δ的相位旋转附加给ZC序列”。总之，信道估计结果与式(14)相同。

这样，根据实施方式4，通过在时域将相当于基准点与参照信号的发送频带之间的频率差δ的相位旋转附加给ZC序列，能够在接收端，使来自相邻小区的干扰波峰发生在期望波峰的检测窗口之外，并分离本小区的信号，因此能够提高信道估计精度。

另外，ZC序列的傅立叶变换对的序列号r和u之间，成立(r×u)modN＝N-1＝-1(modN)，r，u＝1、2、...、N-1，因此可以将式(16)表示为下式(17)。

$f_{r,m}(k,0)\×\exp \left\{\frac{-j2\mathrm{\π}}{N}\left(\mathrm{k\δ}\right)\right\}$ ...式(17)

另外，图17所示的参照信号生成单元108也可以采用将图15所示的循环移位附加单元变更为相位旋转附加单元的结构。相位旋转附加单元中的动作与上述相同。图15A的结构是，将相位旋转附加单元和循环移位单元配置在DFT单元的前级，并在相位旋转附加单元中，在时域将相当于基准点与参照信号的发送频带之间的频率差δ的相位旋转附加给ZC序列的结构。

另外，还可以采用：如图15B所示，将循环移位单元和相位旋转附加单元配置在IFFT单元的后级的结构；以及，如图15C所示，将循环移位单元配置在DFT单元的前级，并将相位旋转附加单元配置在IFFT单元的后级的结构。另外，还可以采用：将相位旋转附加单元配置在DFT单元的前级，并将循环移位单元配置在IFFT单元的后级的结构。另外，将相位旋转附加单元配置在IFFT单元的后级时，将相当于频率差δ的相位旋转变更为对应于过采样的相位旋转量而在时域附加给输入信号。另外，在上述结构中，可以使相位旋转附加单元和循环移位单元的顺序颠倒。

(实施方式5)

在本发明的实施方式5中，说明如下的情况：在实施方式1中，作为参照信号，利用对CAZAC序列进行循环扩展(Cyclic extension)而得到的序列，或者对CAZAC序列进行截短(Truncation)处理而得到的序列。以下，使用一种CAZAC序列即ZC序列进行说明。但是，实施方式5的终端和基站的结构，除了参照信号生成单元108以外与实施方式1的图7和图9所示的结构相同，因此借用图7和图9。

通常，为了使序列长度N为质数的ZC序列匹配于RB发送频带的副载波数，研究下述方法：通过对质数长度的ZC序列进行循环扩展，生成RB发送频带的副载波数的参照信号。另外研究下述方法：与此同样地，通过将质数长度的ZC序列截短，即进行截短处理，生成RB发送频带的副载波数的参照信号。以下说明通过各个方法生成的参照信号。

图18是表示通过ZC序列的频域中的循环扩展而生成的参照信号的图。通过ZC序列的循环扩展而生成的参照信号一般采用如下的结构：利用以不超过与RB发送频带对应的副载波数的最大的质数为序列长度的ZC序列，并重复该ZC序列的一部分，以使其与参照信号的发送副载波数匹配。例如，如图18所示，在用于发送参照信号的副载波数为24的情况下，适用序列长度N＝23的ZC序列。并且，为了使该ZC序列匹配于副载波数，将所选择的ZC序列的开头的1码元附加到末尾，从而生成相当于合计24副载波的参照信号。另外，也可以采用将末尾的1码元附加到开头的结构。

接着，使用图19A说明在使用通过循环扩展而得到的参照信号的情况下的参照信号生成单元108。参照信号生成单元108与实施方式1的参照信号生成单元108不同的方面在于，追加了循环扩展单元。

循环扩展单元配置在相位旋转附加单元的后级，输入相位旋转附加单元中生成的信号，对该输入信号进行上述的循环扩展处理。例如，RB发送频带为24副载波时，在相位旋转附加单元中，对序列长度N＝23的ZC序列进行式(4)的相位旋转后，将其输出到循环扩展单元。这里，k为0、1、...、22(＝序列长度-1)。在循环扩展单元中，如上所述，对来自相位旋转附加单元的输入信号进行循环扩展处理，将相当于24副载波的码元输出到相位旋转单元。

另外，在相位旋转附加单元附加的相位旋转以序列长度为一周，因此，通过对从相位旋转附加单元输出的ZC序列进行循环扩展，能够对每个副载波附加连续的相位旋转。例如，假设RB发送频带为24副载波时，对ZC序列的第一样本附加2π/23(＝2πk/N)的相位旋转。此时，对第24样本，附加2π*24/23，即2π/23的相位旋转。也就是等效于使第一样本进行循环扩展。

另外，如图19B所示，也可以采用将循环扩展单元配置在DFT单元的后级的结构。这是因为，进行循环扩展后在相位旋转附加单元附加相位旋转，也成为与图19A相同的ZC序列。此时，在循环扩展单元中，对从DFT单元输入的序列进行循环扩展，在相位旋转附加单元中，对从循环扩展单元输入的序列进行式(8)的相位旋转。另外，在相位旋转附加单元中，也包括循环扩展单元中循环扩展所获得的样本进行相位旋转。例如，RB发送频带为24副载波时，与24副载波匹配地对序列长度N＝23的ZC序列进行循环扩展，并对该扩展后的信号进行式(8)的相位旋转。这里，k为0、1、...、23(＝RB发送频带中的副载波数-1)。

另外，如图20所示，用于生成ZC-ZCZ序列的相位旋转单元可以采用在时域利用循环移位单元的结构。这里，图20A和图20B是将循环移位单元配置在IFFT单元的后级的结构，图20C和图20D是将循环移位单元配置在DFT单元的前级的结构。另外，相位旋转附加单元和循环扩展单元中的处理与图19的处理相同。

图21是表示对ZC序列进行截短处理而生成的参照信号的图。通过对ZC序列进行截短处理而生成参照信号时，一般而言，利用以不小于RB发送频带中的副载波数的、最小的质数为序列长度的ZC序列，并与RB发送频带中的副载波数匹配地截断该ZC序列的一部分(即截短)。例如，RB发送频带为24副载波时，选择序列长度N＝29的ZC序列。然后，与副载波数匹配地将该ZC序列截断5码元。另外，对截断的5码元而言，可以采用截断开头的5码元的结构或者截断开头和末尾的合计5码元的结构。

使用图19A说明在使用通过截短处理而生成的参照信号的情况下的、参照信号生成单元108的结构和动作。但是，假设将图19A中的循环扩展单元变更为截短处理单元来进行说明。例如，RB发送频带为24副载波时，在相位旋转附加单元中，对序列长度N＝29的ZC序列附加式(8)的相位旋转后，将其输出到截短处理单元。这里，k为0、1、...、28(＝序列长度-1)。如上所述，截短单元对来自相位旋转附加单元的输入信号进行截短处理，将相当于24副载波的码元输出到相位旋转单元。

另外，如图19B所示，也可以采用将截短处理单元(这里，将循环扩展单元变更为截短处理单元)配置在DFT单元的后级的结构。这是因为，进行截短处理后在相位旋转附加单元附加相位旋转，也可以成为与图19A相同的ZC序列。此时，相位旋转附加单元输入经过截短处理的ZC序列，对该输入信号进行式(8)的相位旋转。例如，RB发送频带为24副载波时，与24副载波匹配地对序列长度N＝29的ZC序列进行截短处理，并对该经过截短处理的信号进行式(8)的相位旋转。这里，k为0、1、...、23(＝RB发送频带中的副载波数-1)。

另外，如图20所示，用于生成ZC-ZCZ序列的相位旋转单元可以采用在时域利用循环移位单元的结构。这里，图20A和图20B是将循环移位单元配置在IFFT单元的后级的结构，图20C和图20D是将循环移位单元配置在DFT单元的前级的结构。另外，相位旋转附加单元以及循环扩展单元或截短处理单元中的处理与图19所示的结构中的处理相同。

另外，在实施方式2～4中也可以同样地适用循环扩展和截短处理。例如，在实施方式2中，作为ZC序列利用循环扩展或截短处理时，将循环扩展单元或截短处理单元配置在图14或图15所示的DFT单元的后级。在循环扩展单元或截短处理单元中，与RB发送频带的副载波数匹配地对从DFT单元输出的信号进行循环扩展或截短处理(参照图22)。

另外，在实施方式3中，作为ZC序列利用循环扩展或截短处理时，采用将图19或图20的相位旋转附加单元变更为循环移位附加单元的结构。这里，循环扩展单元和截短处理单元中的处理与使用图19或图20说明过的处理相同。也就是说，在图19A中，循环扩展单元配置在循环移位附加单元的后级，对循环移位附加单元中生成的信号进行循环扩展。另外，在图19B中，循环移位附加单元配置在循环扩展单元的后级，对经过循环扩展的ZC序列进行循环移位(参照图23、图24)。

另外，在实施方式4中，作为ZC序列利用循环扩展或截短处理时，将循环扩展单元或截短处理单元配置在图17所示的DFT单元的后级。另外，在将图15所示的循环移位附加单元变更为相位旋转附加单元的结构中，也采用同样的配置。在循环扩展单元或截短处理单元中，与RB发送频带的副载波数匹配地对从DFT单元输出的信号进行循环扩展或截短处理(参照图25)。

另外，也可以不是在频域而是在时域进行ZC序列的循环扩展和截短处理。此时，除了在与实施方式1～4相同的结构中，将循环扩展单元或截短处理单元配置在DFT单元109的前级以外，其他与实施方式1～4相同。

这样，根据实施方式5，在对ZC序列进行循环扩展或截短处理而生成参照信号的序列的情况下，也与实施方式1～4同样地，能够在接收端，使来自相邻小区的干扰波峰发生在期望波峰的检测窗口之外，并分离本小区的信号，因此能够提高信道估计精度。

另外，将ZC序列长度假设为N＝23或N＝29进行了说明，但并不限于此。

另外，在上述各个实施方式中，在同一序列长度的u1/N1＝u2/N2时，也能够改善信道估计精度。例如，假设在确立了帧同步的多个小区中使用同一序列长度的同一序列号，而且在各个小区中使用不同的循环移位序列的情况，则基站对每个小区分别进行调度而对各个终端分配频率资源，因此，如图26所示，在相邻小区之间通过不同的发送频带发送ZC序列的可能性较大。其结果，干扰波峰发生在不同的位置，在该峰移动到期望波的检测窗口内时，信道估计精度劣化。在这种情况下，也通过使用上述各个实施方式，使干扰波峰不发生在期望波的检测窗口内，因此能够提高信道估计精度。

另外，也可将带宽限定为一种，并仅在其序列间适用本发明。通过本发明，解决一种带宽的序列间的问题而不是解决多种带宽的序列间的问题时，无需在多种带宽间设置同一基准点，而在一种带宽中设置共用的基准点即可。例如，可以将本发明仅适用于序列长度N＝23的情况，此时，仅对序列长度N＝23设置共用的基准点即可。

另外，在上述各个实施方式中，说明了在确立了帧同步的所有小区之间，设定同一基准的情况，但本发明不限于此，也可以在未确立帧同步的小区之间，设定相同的基准。另外，还可以与各个终端所支持的最小发送带宽等无关地，在确立了帧同步的所有小区及各个发送带宽，设定同一基准点。

对该基准点而言，如图27A所示，可以将系统发送带宽内的DC(直流)分量副载波设定为基准点，或者如图27B所示，可以将系统发送带宽(例如20MHz)的最前端的副载波设定为基准点。另外，此时，不支持系统发送带宽(20MHz)的终端也将系统发送带宽(20MHz)的最前端的副载波设定为基准点。

另外，只要在小区之间将同一频率(绝对值)或者副载波设定为基准点，就能够选定任意的频率(副载波)作为基准点。作为基准点的频率(副载波)也可以在系统频带的外侧。

另外，在上述各个实施方式中，说明了将在确立了帧同步的小区之间(例如，属于同一基站的小区)分配同一序列号(u)的不同循环移位序列(m)的方法与将互相关较高的序列分配给同一小区的分组方法结合的情况，但本发明不限于此，也能够适用于确立了帧同步的小区内使用互相关较高的序列号的情况。

另外，在上述各个实施方式中的、相当于基准点与发送频带之间的频率差δ的相位旋转或者循环移位，可以设定作为ZC序列中的qk的项。具体而言，将在上述实施方式中附加的相位旋转的项作为上式(4)的qk的项，用下式(18)表示。

$F_{u,m}\left(k\right)=\exp \{\frac{-j2\mathrm{\πu}}{N}(\frac{k(k+1)}{2}+\mathrm{k\δ})\±\frac{j2\mathrm{\π\Δm}}{N}k\},$ N为奇数时，k＝0，1，...，N-1

                                          ...式(18)

另外，可以在以适当的qk生成ZC序列后，附加实施方式1～4中示出的相位旋转或循环移位，也可以在生成ZC序列时，对qk附加实施方式1～4中示出的相位旋转或循环移位。另外，还可以用下式(19)表示ZC序列。

$F_{u,m}\left(k\right)=\exp \left\{\frac{-j2\mathrm{\πu}}{N}(\frac{(k\±m)(k\±m+1)}{2}+\mathrm{k\δ})\right\},$ N为奇数时，k＝0，1，...，N-1

                    ...式(19)

另外，也可以在下式(20)中使用上式(11)。

$f_{r,m}(k,\mathrm{\δ})=\exp \left\{\frac{-j2\mathrm{\πr}}{N}(\frac{(k\±\mathrm{m\Δ})(k\±\mathrm{m\Δ}+1)}{2}+(-\mathrm{u\δ})k)\right\},$ N为奇数时，k＝0，1，...，N

                                          ...式(20)

如上式，在上述各个实施方式中，终端在参照信号生成单元中，生成可以用ZC序列表示的参照信号。生成的参照信号为可以用四个变量表示的ZC序列，该四个变量是，根据发送带宽确定的序列长度N、分配给各个小区的序列号(频域中的序列号u或者时域中的序列号r)、分配给各个小区的循环移位量Δm、以及根据发送频带确定的δ。这样，通过使用发送带宽(序列长度)、发送频带(与基准点的频率差)、序列号和循环移位量来生成ZC序列，各个终端能够将与其他终端发送的参照信号之间的相对关系保持为一定，因此能够提高基站中的信道估计精度。

另外，有时用下式(21)表示上式(3)。

$F_{u,m}\left(k\right)=\exp \{\frac{j2\mathrm{\πu}}{N}(\frac{k(k+1)}{2}+\mathrm{qk})\±\frac{j2\mathrm{\π\Δm}}{N}k\},$ N为奇数时，k＝0，1，...，N-1

                        ...式(21)

此时，可以用下式(22)表示上式(4)。

$F_{u,m}(k+\mathrm{\δ})=\exp \{\frac{j2\mathrm{\πu}}{N}(\frac{k(k+1)}{2}+\mathrm{qk})\±\frac{j2\mathrm{\π\Δm}}{N}k\}\×\exp \{\frac{j2\mathrm{\πu}}{N}(\frac{\mathrm{\δ}(\mathrm{\δ}+1)}{2}+\mathrm{q\δ})\±\frac{j2\mathrm{\π\Δm}}{N}\mathrm{\δ}\}\×\exp \left\{\frac{j2\mathrm{\πu}}{N}\left(\mathrm{k\δ}\right)\right\}$

                                         ...式(22)

也就是说，在实施方式1的情况下，对上式(21)附加相位旋转而进行发送。下式(23)表示上述情况。

$F_{u,m}\left(k\right)\×\exp \left\{\frac{j2\mathrm{\πu}}{N}\left(\mathrm{k\δ}\right)\right\}$ ...式(23)

另外，可以用下式(24)和下式(25)表示上式(10)和上式(11)，式(25)表示，对式(24)的ZC序列，在时域附加循环移位(-uδ)而进行发送的序列。

$f_{r,m}(k,0)=\exp \left\{j\frac{2\mathrm{\πr}}{N}(\frac{(k\±\mathrm{m\Δ})(k\±\mathrm{m\Δ}+1)}{2}+\mathrm{qk})\right\}$ N为奇数时，k＝0，1，...，N-1

                                        ...式(24)

$f_{r,m}(k,\mathrm{\δ})=\exp \left\{j\frac{2\mathrm{\πr}}{N}(\frac{(k\±\mathrm{m\Δ}-\mathrm{u\δ})(k\±\mathrm{m\Δ}-\mathrm{u\δ}+1)}{2}+\mathrm{qk})\right\}\×\mathrm{Const}$

N为奇数时，k＝0，1，...，N-1

                                        ...式(25)

另外，可以用下式(26)表示上式(13)，对式(21)的ZC序列在频域附加循环移位(δ)而进行发送。

$F_{u,m}(k+\mathrm{\δ})=\exp \{\frac{j2\mathrm{\πu}}{N}(\frac{(k+\mathrm{\δ})(k+\mathrm{\δ}+1)}{2}+\mathrm{qk})\±\frac{j2\mathrm{\π\Δm}}{N}k\}\×\mathrm{Const}$ ...式(26)

另外，可以用下式(27)表示上式(15)，如式(28)那样，对上式(24)附加相位旋转而进行发送。

$f_{r,m}(k,\mathrm{\δ})=\exp \left\{\frac{j2\mathrm{\πr}}{N}(\frac{(k\±\mathrm{m\Δ})(k\±\mathrm{m\Δ}+1)}{2}+\mathrm{qk})\right\}\×\exp \left\{\frac{j2\mathrm{\πr}}{N}(-\mathrm{ku\δ})\right\}\×\mathrm{Const}$ ...式(27)

$f_{r,m}(k,0)\×\exp \left\{\frac{j2\mathrm{\πr}}{N}(-\mathrm{ku\δ})\right\}$ ...式(28)

另外，说明了用于序列生成的基准点在多个小区之间共用的情况，但也可以在需要减轻干扰的影响的小区之间，适用共用的基准点，也可以在所有的小区之间，适用共用的基准点。另外，也可以设定多个基准点。

另外，在上述各个实施方式中，以序列长度是奇数的ZC序列为例进行了说明，但也可以使用序列长度是偶数的ZC序列。另外，也能够适用于包含ZC序列的GCL(Generalized Chirp Like：广义线性调频)序列。进而，还能够同样地适用于对码序列使用循环移位序列或ZCZ序列的其他CAZAC序列或二进制序列。例如可以举出Frank序列、其他CAZAC序列(包括用计算机生成的序列在内)、以及M序列和Gold序列等PN序列。

另外，在上述各个实施方式中，说明了将CAZAC序列和其循环移位序列用作上行线路的参照信号的情况，但并不限于此。例如，也能够同样地适用于上行线路的信道质量估计用参照信号、随机接入用前置码序列、下行线路的同步信道用参照信号等，使用循环移位而且通过在小区之间不同的发送频带进行发送的情况。

进而，也可以同样地适用于将CAZAC序列用作码分复用(CDM)或码分多址(CDMA)的扩频码的情况，能够避免在RB发送频带不同的情况下进行相关运算时，相对的关系变乱，在期望波峰的检测窗口内检测出干扰波峰。

另外，实施方式1～5是用于维持循环移位的相对关系的方法的一个例子，只要是用于维持循环移位的相对关系的方法，并不限于这些方法。也就是说，只要使用在多个小区之间共用的基准点(频率、副载波)，而能够使干扰波分量的相关结果为上式(7)的exp{-j2π(m_a-m_b)Δ/N}xConst的方法，任何方法都可。

另外，如图28A、图28B、图29A和图29B所示，可以解释在上述实施方式3中示出的式(13)中，使ZC序列的k索引系数(用C_k表示)与副载波一一对应。其中，图28表示循环扩展(RB发送频带：2RB)的情况，从基准点开始，依序重复1～23的k索引系数，使其与副载波一一对应。图29表示截短处理的情况，从基准点开始，依序重复1～29的k索引，使其与副载波一一对应。另外，图28A和图29A表示以系统发送频带的最前端的副载波为基准点的情况，而图28B和图29B表示以系统发送频带的中心的副载波为基准点的情况。

另外，图28A中的发送ZC序列的k索引系数与副载波的关系如图30所示。也就是说，假设f₀为基准点、f_a为副载波号，则该副载波f_a的ZC序列的k索引系数C_a存在C_a＝C_a mod(23)的关系(但是在序列长度N＝23的情况下)。另外，C_a＝C_a mod(X)为，用X除C_a的余数。循环移位附加单元301中，对输入的信号进行循环移位以对应该关系。

另外，在上述各个实施方式中，举出了从移动台向基站发送数据和参照信号的例子，但也可以同样地适用于从基站向移动台进行发送的情况。

(实施方式6)

使用图7说明本发明实施方式6的终端100的结构。RF接收单元102对通过天线101接收到的信号进行下变频、A/D变换等接收处理，并将进行了接收处理的信号输出到解调单元103。解调单元103对从RF接收单元102输出的信号进行均衡处理和解调处理，并将进行了这些处理的信号输出到解码单元104。解码单元104对从解调单元103输出的信号进行解码处理，从而提取数据信号和控制信息。另外，提取出的控制信息中的RB(资源块)分配信息被输出到参照信号生成单元108的相位旋转附加单元110和映射单元111。

编码单元105对发送数据进行编码，将编码数据输出到调制单元106。调制单元106对从编码单元105输出的编码数据进行调制，并将调制信号输出到RB分配单元107。RB分配单元107将从调制单元106输出的调制信号分配给RB，并将被分配给RB的调制信号输出到复用单元114。

参照信号生成单元108具备DFT单元109、相位旋转附加单元110、映射单元111、IFFT单元112以及循环移位单元113，基于从解码单元104输出的RB分配信息，由ZC序列生成参照信号，并将生成的参照信号输出到复用单元114。以下说明参照信号生成单元108的内部结构。

DFT单元109对从用于生成ZC序列的ZC序列生成单元(未图示)输出的ZC序列，进行DFT处理，从时域的信号变换为频域的信号，并将变换为频域的ZC序列输出到相位旋转附加单元110。这里，未图示的ZC序列生成单元使用解码单元104所提取出的控制信息中的RB分配信息来确定发送带宽，并确定与发送带宽对应的ZC序列长度N。另外，使用解码单元104所提取出的控制信息中的、表示分配给所属小区的序列号的信息来确定序列号u。ZC序列生成单元利用这些序列长度N和序列号u来生成ZC序列，并将其输出到DFT单元109。

相位旋转附加单元110将相位旋转附加给从DFT单元109输出的ZC序列，并将附加了相位旋转的ZC序列输出到映射单元111，所述相位旋转相当于，以在系统频带内适宜设定的频率为基准点时的、基准点与参照信号的发送频带之间的频率差δ。

映射单元111基于从解码单元104输出的RB分配信息，将从相位旋转附加单元110输出的ZC序列映射到对应于终端100的发送频带的频带，并将映射后的ZC序列输出到IFFT单元112。IFFT单元112对从映射单元111输出的ZC序列进行IFFT处理，并将进行了IFFT处理的ZC序列输出到循环移位单元113。

循环移位单元113对从IFFT单元112输出的ZC序列进行相当于规定的移位量的循环移位，将循环移位后的ZC序列作为参照信号输出到复用单元114。例如，使用由基站通知的控制信息来确定移位量。

复用单元114将从RB分配单元107输出的发送数据(调制信号)与从循环移位单元113输出的ZC序列(参照信号)进行时分复用，并将复用信号输出到RF发送单元115。另外，复用单元114中的复用方法不限于时分复用，也可以是频分复用、码分复用或者复数空间上的IQ复用。

RF发送单元115对从复用单元114输出的复用信号进行D/A变换、上变频、放大等发送处理，将进行了发送处理的信号从天线101无线发送。

这里，说明在参照信号生成单元108中对ZC序列附加相位旋转的理由。首先，如图8所示，将ZC序列的发送频带假设为距基准点δ副载波的位置时，在频域可以用下式(29)表示考虑到基准点的ZC序列。

$F_{u,m}(k+\mathrm{\δ})=\exp \{\frac{-j2\mathrm{\πu}}{N}(\frac{k(k+1)}{2}+\mathrm{qk})\±\frac{j2\mathrm{\π\Δm}}{N}k\}\×\exp \{\frac{-j2\mathrm{\πu}}{N}(\frac{\mathrm{\δ}(\mathrm{\δ}+1)}{2}+\mathrm{q\δ})\±\frac{j2\mathrm{\π\Δm}}{N}\mathrm{\δ}\}\×\exp \left\{\frac{-j2\mathrm{\πu}}{N}\left(\mathrm{k\δ}\right)\right\}$

                                                ...式(29)

在上式(29)中，N为序列长度(质数)，k为副载波序号(k＝0、1、2、...、N-1)。另外，在上式(29)中，右边第一项表示未考虑发送频带的ZC序列(用式(4)表示的F_u，m(k))，与初始设定的循环移位量对应地决定峰位置。另外，第二项为不取决于副载波k的常数项，不是使峰位置移动的因素。进而，第三项为取决于发送频带的相位旋转的项，由于此第三项，即使在利用于相关运算的本小区的ZC序列的元素和相邻小区的ZC序列的元素被分配到不同频带的情况下，也能够将这些ZC序列保持为相同的关系。另外，第三项的相位旋转项取决于本终端的发送频带、序列号、序列长度，不取决于其他终端的发送频带等。也就是说，终端只要发送上式(29)中的右边的第一项和第三项即可。例如，如以下的式(30)，对第一项附加第三项的相位旋转来进行发送。

$F_{u,m}\left(k\right)\×\exp \left\{\frac{-j2\mathrm{\πu}}{N}\left(\mathrm{k\δ}\right)\right\}$ ...式(30)

另外，也可以附加上式(29)的右边的常数项(第二项)来进行发送。另外，要附加的常数项无需限定为上述。另外，也可以利用相当于基准点与从终端发送的参照信号的发送频带之间的频率差δ的δ，对式(4)的左边的k代入k+δ来进行发送。

接着，使用图9说明本发明实施方式6的基站150的结构。编码单元151对发送数据和控制信号进行编码，将编码数据输出到调制单元152。调制单元152对编码数据进行调制，将调制信号输出到RF发送单元153。RF发送单元153对调制信号进行D/A变换、上变频、放大等发送处理，将进行了发送处理的信号从天线154无线发送。

RF接收单元155对通过天线154接收到的信号进行下变频、A/D变换等接收处理，并将进行了接收处理的信号输出到分离单元156。

分离单元156将从RF接收单元155输出的信号分离为参照信号、以及数据信号和控制信号，将分离出的参照信号输出到DFT单元157，将数据信号和控制信号输出到DFT单元164。

DFT单元157对从分离单元156输出的参照信号进行DFT处理，将其从时域的信号变换为频域的信号，并将变换为频域的参照信号输出到传播路径估计单元158的解映射单元159。

传播路径估计单元158具备：解映射单元159、除法单元160、IFFT单元161、屏蔽处理单元162以及DFT单元163，基于从DFT单元157输出的参照信号，估计传播路径。以下，具体地说明传播路径估计单元158的内部结构。

解映射单元159从DFT单元157所输出的信号中，提取与各个终端的发送频带对应的部分，将提取出的各个信号输出到除法单元160。

除法单元160使用附加了相当于基准点与发送频带之间的频率差δ的相位旋转的ZC序列，对从解映射单元159输出的信号进行除法运算，并将除法结果(相关值)输出到IFFT单元161。IFFT单元161对从除法单元160输出的信号进行IFFT处理，并将进行了IFFT处理的信号输出到屏蔽处理单元162。

屏蔽处理单元162作为提取手段，对从IFFT单元161输出的信号进行屏蔽处理，从而提取期望的序列的相关值所存在的区间(检测窗口)的相关值，将提取出的相关值输出到DFT单元163。

DFT单元163对从屏蔽处理单元162输出的相关值进行DFT处理，并将进行了DFT处理的相关值输出到频域均衡单元166。另外，从DFT单元163输出的信号表示传播路径的频率响应。

DFT单元164对从分离单元156输出的数据信号和控制信号进行DFT处理，将其从时域的信号变换为频域的信号，并将变换为频域的数据信号和控制信号输出到解映射单元165。

解映射单元165从DFT单元164所输出的信号中，提取与各个终端的发送频带对应的部分的数据信号和控制信号，并将提取出的各个信号输出到频域均衡单元166。

频域均衡单元166使用从传播路径估计单元158内的DFT单元163输出的信号(传播路径的频率响应)，对从解映射单元165输出的数据信号和控制信号进行均衡处理，并将进行了均衡处理的信号输出到IFFT单元167。

IFFT单元167对从频域均衡单元166输出的数据信号和控制信号进行IFFT处理，并将进行了IFFT处理的信号输出到解调单元168。解调单元168对经过了IFFT处理的信号进行解调处理，并将进行了解调处理的信号输出到解码单元169。解码单元169对经过了解调处理的信号进行解码处理，从而提取接收数据。

这里，使用算式说明传播路径估计单元158中的除法单元160。例如，如图10所示，假设从小区#1发送期望波(式(29)中利用了u1、N1的ZC序列)，从小区#2发送干扰波(式(29)中利用了u2、N2的ZC序列)，这些波被合成而由基站接收的情况。此时，在除法单元中，用期望波的ZC序列(u1，N1)对干扰波的ZC序列(u2，N2)进行除法处理时，在为互相关较高的组合的情况下，也就是说，在满足u1/N1≈u2/N2≈u/N的关系的情况下，可以用下式(31)表示除法单元160中的干扰波的频率响应。

$\frac{F_{u2,M2,N2}\left(k\right)\×\exp \left\{\frac{-j2\mathrm{\πu}2}{N2}\left(\mathrm{k\δ}2\right)\right\}}{F_{u1,M1,N1}(k+\mathrm{\δ}2-\mathrm{\δ}1)\×\exp \left\{\frac{-j2\mathrm{\πu}1}{N1}\left(\mathrm{k\δ}1\right)\right\}}=\exp \left\{\frac{2\mathrm{\π\Δ}(m2-m1)}{N}k\right\}\×\exp \left\{\frac{-j2\mathrm{\πu}}{N}\left(\frac{{\mathrm{\δ}1}^2-\mathrm{\δ}1-\mathrm{\δ}{2}^2+\mathrm{\δ}2}{2}\right)\right\}$

                                            ...式(31)

在上式(31)中，右边第二项不是取决于副载波的项，因此与干扰波峰的位置没有关系，但根据右边第一项，能够使干扰波峰发生在时域中距离期望波峰(m2-m1)Δ样本的位置上。由此，如图11所示，能够使干扰波峰发生在期望波的检测窗口之外，并分离本小区的信号，从而能够提高信道估计精度。

这样，根据实施方式6，通过设定作为基准的频率并以该频率为基准点，在频域将相当于基准点与参照信号的发送频带之间的频率差δ的相位旋转附加给ZC序列，从而能够在接收端，使来自相邻小区的干扰波峰发生在期望波峰的检测窗口之外，并分离本小区的信号，因此能够提高信道估计精度。换言之，各个终端根据发送频带和发送带宽，使用ZC序列生成并发送参照信号，基站使用从各个终端发送的、与发送频带和发送带宽对应的ZC序列来进行除法处理，从而能够使来自相邻小区的干扰波峰与期望波峰分别出现在不同的检测窗口内。

另外，本实施方式中，说明了终端100中的参照信号生成单元108的结构是如图7所示的结构，但也可以是如图15A和图15B所示的结构。图15A所示的相位旋转单元将与初始设定的循环移位序列对应的相位旋转量分配给各个副载波。也就是说，在时域不进行用于生成被分配的循环移位序列的循环移位，而在频域进行与循环移位量对应的相位旋转量的相位旋转。另外，也可以不采用分别设置相位旋转附加单元和相位旋转单元而分别进行相位旋转的结构。例如，也可以采用如下的结构：在一个相位旋转单元中，将对应于循环移位量的相位旋转量和相当于基准点与参照信号的发送频带之间的频率差δ的相位旋转量进行合并，并在频域进行相位旋转。另外，也可以使相位旋转附加单元和相位旋转单元的顺序颠倒。另外，如图15B所示，也可以采用在变换为频域之前，以规定的循环移位量对ZC序列进行循环移位的结构。通过这些结构也能够使干扰波峰发生在期望波峰的检测窗口之外。

另外，在上述的说明中，说明了在时域生成ZC序列的情况，但不限于此，可以在频域生成ZC序列。也就是说，可以采用如下的结构：ZC序列生成单元生成频域中的ZC序列，并对生成的频域中的ZC序列，相位旋转单元进行相当于基准点与参照信号的发送频带之间的频率差δ的相位旋转。另外，不限于这些结构。

(实施方式7)

在实施方式6中，说明了对确立了帧同步的所有的小区和各个终端的发送带宽，设定基准点，并在频域，将相当于基准点与参照信号的发送频带之间的频率差δ的相位旋转附加给ZC序列的情况，但本发明实施方式7中，说明在时域将相当于基准点与参照信号的发送频带之间的频率差δ的循环移位附加给ZC序列的情况。另外，本发明实施方式7的基站的结构与实施方式6的图9所示的结构相同，因此省略其详细说明。

使用图7说明本发明实施方式7的终端200的结构。图14与图7的区别在于，删除了相位旋转附加单元110，而附加了循环移位附加单元201。

循环移位附加单元201将相当于基准点与参照信号的发送频带之间的频率差δ的循环移位附加给ZC序列，并将附加了循环移位的ZC序列输出到DFT单元109。以下，用算式说明循环移位附加单元201的处理。

首先，一般而言，可以用下式(32)表示时域中的ZC序列。

$f_{r,m}(k,0)=\exp \left\{\frac{-2\mathrm{\πr}}{N}(\frac{(k\±\mathrm{m\Δ})(k\±\mathrm{m\Δ}+1)}{2}+\mathrm{qk})\right\},$ N为奇数时，k＝0，1，...，N-1

                                                ...式(32)

式(32)中，N表示序列长度，r表示时域的ZC序列号，N与r彼此互质。另外，m表示循环移位号，Δ表示循环移位量。

如果将式(32)变换为时域，则可以用下式(33)表示。其中，Const表示常数项。

$f_{r,m}(k,\mathrm{\δ})=\exp \left\{\frac{-2\mathrm{\πr}}{N}(\frac{(k\±\mathrm{m\Δ}-\mathrm{u\δ})(k\±\mathrm{m\Δ}-\mathrm{u\δ}+1)}{2}+\mathrm{qk})\right\}\×\mathrm{Const}$

N为奇数时，k＝0，1，...，N-1

                                                ...式(33)

式(33)相当于，在时域中将相当于基准点与参照信号的发送频带之间的频率差δ的循环移位附加给式(32)的ZC序列而得到的序列。因此，循环移位附加单元201在时域中将循环移位(-uδ)附加给式(32)的ZC序列。

这样，根据实施方式7，通过在时域中将相当于基准点与参照信号的发送频带之间的频率差δ的循环移位附加给ZC序列，从而能够在接收端，使来自相邻小区的干扰波峰发生在期望波峰的检测窗口之外，并分离本小区的信号，因此能够提高信道估计精度。

另外，本实施方式中，说明了终端200中的参照信号生成单元108的结构是如图14所示的结构，但也可以是如图15A～图15C所示的结构。图15A的结构是，将循环移位附加单元和循环移位单元配置在DFT单元的前级，并在循环移位附加单元中，在时域将相当于基准点与参照信号的发送频带之间的频率差δ的循环移位，附加给ZC序列的结构。另外，也可以不采用分别设置循环移位附加单元和循环移位单元而分别进行循环移位的结构。例如，也可以采用如下的结构：在一个循环移位单元中，将对应于循环移位量的循环移位量和相当于基准点与参照信号的发送频带之间的频率差δ的循环移位量进行合并，并在时域进行循环移位。

另外，还可以采用：如图15B所示，将循环移位单元和循环移位附加单元配置在IFFT单元的后级的结构；以及，如图15C所示，将循环移位单元配置在DFT单元的前级，并将循环移位附加单元配置在IFFT单元的后级的结构。另外，还可以采用：将循环移位附加单元配置在DFT单元的前级，并将循环移位单元配置在IFFT单元的后级的结构。另外，将循环移位附加单元配置在IFFT单元的后级时，将相当于频率差δ的循环移位量变更为对应于过采样的循环移位量而在时域附加给输入信号。另外，在上述结构中，可以使循环移位附加单元和循环移位单元的顺序颠倒。通过这些结构也能够使干扰波峰发生在期望波峰的检测窗口之外。

(实施方式8)

本发明实施方式8中，说明在频域将相当于基准点与参照信号的发送频带之间的频率差δ的循环移位附加给ZC序列的情况。另外，本发明实施方式8的基站的结构与实施方式6的图9所示的结构相同，因此省略其详细说明。

使用图16说明本发明实施方式8的终端300的结构。图16与图7的区别在于，将相位旋转附加单元110变更为循环移位附加单元301。

循环移位附加单元301将相当于基准点与参照信号的发送频带之间的频率差δ的循环移位附加给从DFT单元109输出的ZC序列，并将附加了循环移位的ZC序列输出到映射单元111。

这里，对上式(4)进行变换，则导出下式(34)。

$F_{u,m}(k+\mathrm{\δ})=\exp \{\frac{-j2\mathrm{\πu}}{N}(\frac{(k+\mathrm{\δ})(k+\mathrm{\δ}+1)}{2}+\mathrm{qk})\±\frac{j2\mathrm{\π\Δm}}{N}k\}\×\mathrm{Const}$ ...式(34)

上式(34)相当于，在频域将相当于频率差δ的循环移位量附加给上式(4)所示的ZC序列而得到的序列。也就是说，发送将相当于频率差δ的循环移位量附加给上式(4)而得到的序列即可。另外，循环移位附加单元301在频域中将循环移位(δ)附加给ZC序列。

这样，根据实施方式8，通过在频域将相当于基准点与参照信号的发送频带之间的频率差δ的循环移位附加给ZC序列，能够在接收端，使来自相邻小区的干扰波峰发生在期望波峰的检测窗口之外，并分离本小区的信号，因此能够提高信道估计精度。

(实施方式9)

本发明实施方式9中，说明在时域将相当于基准点与参照信号的发送频带之间的频率差δ的相位旋转附加给ZC序列的情况。另外，本发明实施方式9的基站的结构与实施方式7的图9所示的结构相同，因此省略其详细说明。

使用图17说明本发明实施方式9的终端400的结构。图17与图14的区别在于，将循环移位附加单元201变更为相位旋转附加单元401。

相位旋转附加单元401将相当于基准点与参照信号的发送频带之间的频率差δ的相位旋转附加给ZC序列，并将附加了相位旋转的ZC序列输出到DFT单元109。

这里，对实施方式8中提出的式(34)进行变换，则导出下式(35)。

$f_{r,m}(k,\mathrm{\δ})=\exp \left\{\frac{-j2\mathrm{\πr}}{N}(\frac{(k\±\mathrm{m\Δ})(k\±\mathrm{m\Δ}+1)}{2}+\mathrm{qk})\right\}\×\exp \left\{\frac{-j2\mathrm{\πr}}{N}(-\mathrm{ku\δ})\right\}\×\mathrm{Const}$ ...式(35)

上式(35)表示，在时域将相当于频率差δ的相位旋转附加给ZC序列而得到的序列。因此，相位旋转附加单元401在时域将相当于频率差δ的相位旋转附加给ZC序列。也就是说，如以下的式(36)，对上式(32)的ZC序列在时域附加相位旋转并将其发送。

$f_{r,m}(k,0)\×\exp \left\{\frac{-j2\mathrm{\πr}}{N}(-\mathrm{ku\δ})\right\}$ ...式(36)

这样，根据实施方式9，通过在时域将相当于基准点与参照信号的发送频带之间的频率差δ的相位旋转附加给ZC序列，能够在接收端，使来自相邻小区的干扰波峰发生在期望波峰的检测窗口之外，并分离本小区的信号，因此能够提高信道估计精度。

另外，在上述各个实施方式中，在同一序列长度的u1/N1＝u2/N2时，也能够改善信道估计精度。例如，假设在确立了帧同步的多个小区中使用同一序列长度的同一序列号，而且在各个小区中使用不同的循环移位序列的情况，则基站对每个小区分别进行调度而对各个终端分配频率资源，因此，如图26所示，在相邻小区之间通过不同的发送频带发送ZC序列的可能性较大。其结果，干扰波峰发生在不同的位置，在该峰移动到期望波的检测窗口内时，信道估计精度劣化。在这种情况下，也通过使用上述各个实施方式，使干扰波峰不发生在期望波的检测窗口内，因此能够提高信道估计精度。

另外，在上述各个实施方式中，说明了在确立了帧同步的所有小区之间，设定同一基准的情况，但本发明不限于此，也可以在未确立帧同步的小区之间，设定相同的基准。另外，还可以与各个终端所支持的最小发送带宽等无关地，在确立了帧同步的所有小区及各个发送带宽，设定同一基准点。

对该基准点而言，如图27A所示，可以将系统发送带宽内的DC(直流)分量副载波设定为基准点，或者如图27B所示，可以将系统发送带宽(例如20MHz)的最前端的副载波设定为基准点。另外，此时，不支持系统发送带宽(20MHz)的终端也将系统发送带宽(20MHz)的最前端的副载波设定为基准点。

另外，在上述各个实施方式中，说明了将在确立了帧同步的小区之间(例如，属于同一基站的小区)分配同一序列号(u)的不同循环移位序列(m)的方法与将互相关较高的序列分配给同一小区的分组方法结合的情况，但本发明不限于此，也能够适用于确立了帧同步的小区内使用互相关较高的序列号的情况。

另外，在上述各个实施方式中的、相当于基准点与发送频带之间的频率差δ的相位旋转或者循环移位，可以设定作为ZC序列中的qk的项。具体而言，将在上述实施方式中附加的相位旋转的项作为上式(4)的qk的项，用下式(37)表示。

$F_{u,m}\left(k\right)=\exp \{\frac{-j2\mathrm{\πu}}{N}(\frac{k(k+1)}{2}+\mathrm{k\δ})\±\frac{j2\mathrm{\π\Δm}}{N}k\},$ N为奇数时，k＝0，1，...，N-1

                                            ...式(37)

另外，可以在以适当的qk生成ZC序列后，附加实施方式5～9中示出的相位旋转或循环移位，也可以在生成ZC序列时，对qk附加实施方式5～9中示出的相位旋转或循环移位。另外，还可以用下式(38)表示ZC序列。

$F_{u,m}\left(k\right)=\exp \left\{\frac{-j2\mathrm{\πu}}{N}(\frac{(k\±m)(k\±m+1)}{2}+\mathrm{k\δ})\right\},$ N为奇数时，k＝0，1，...，N-1

                                            ...式(38)

另外，也可以在下式(39)中使用上式(35)。

$f_{r,m}(k,\mathrm{\δ})=\exp \{\frac{-j2\mathrm{\πr}}{N}(\frac{(k\±\mathrm{m\Δ})(k\±\mathrm{m\Δ}+1)}{2}+(-\mathrm{u\δ})k)\},$ N为奇数时，k＝0，1，...，N

                                            ...式(39)

如上式，在上述各个实施方式中，终端在参照信号生成单元中，生成可以用ZC序列表示的参照信号。生成的参照信号为可以用四个变量表示的ZC序列，该四个变量是，根据发送带宽确定的序列长度N、分配给各个小区的序列号(频域中的序列号u或者时域中的序列号r)、分配给各个小区的循环移位量Δm、以及根据发送频带确定的δ。这样，通过使用发送带宽(序列长度)、发送频带(与基准点的频率差)、序列号和循环移位量来生成ZC序列，各个终端能够将与其他终端发送的参照信号之间的相对关系保持为一定，因此能够提高基站中的信道估计精度。

另外，有时用下式(40)表示上式(4)。

$F_{u,m}\left(k\right)=\exp \{\frac{j2\mathrm{\πu}}{N}(\frac{k(k+1)}{2}+\mathrm{qk})\±\frac{j2\mathrm{\π\Δm}}{N}k\},$ N为奇数时，k＝0，1，...，N-1

                                        ...式(40)

此时，可以用下式(41)表示上式(29)。

$F_{u,m}(k+\mathrm{\δ})=\exp \{\frac{j2\mathrm{\πu}}{N}(\frac{k(k+1)}{2}+\mathrm{qk})\±\frac{j2\mathrm{\π\Δm}}{N}k\}\×\exp \{\frac{j2\mathrm{\πu}}{N}(\frac{\mathrm{\δ}(\mathrm{\δ}+1)}{2}+\mathrm{q\δ})\±\frac{j2\mathrm{\π\Δm}}{N}\mathrm{\δ}\}\×\exp \left\{\frac{j2\mathrm{\πu}}{N}\left(\mathrm{k\δ}\right)\right\}$

                                        ...式(41)

也就是说，在实施方式6的情况下，对上式(40)附加相位旋转而进行发送。

$F_{u,m}\left(k\right)\×\exp \left\{\frac{j2\mathrm{\πu}}{N}\left(\mathrm{k\δ}\right)\right\}$ ...式(42)

另外，可以用下式(43)和下式(44)表示上式(32)和上式(33)，对式(43)的ZC序列在时域附加循环移位(-uδ)而进行发送。

$f_{r,m}(k,0)=\exp \left\{\frac{2\mathrm{\πr}}{N}(\frac{(k\±\mathrm{m\Δ})(k\±\mathrm{m\Δ}+1)}{2}+\mathrm{qk})\right\},$ N为奇数时，k＝0，1，...，N-1

                                        ...式(43)

$f_{r,m}(k,\mathrm{\δ})=\exp \left\{\frac{2\mathrm{\πr}}{N}(\frac{(k\±\mathrm{m\Δ}-\mathrm{u\δ})(k\±\mathrm{m\Δ}-\mathrm{u\δ}+1)}{2}+\mathrm{qk})\right\}\×\mathrm{Const}$

N为奇数时，k＝0，1，...，N-1

                                        ...式(44)

另外，可以用下式(45)表示上式(34)，对上式(40)的ZC序列在频域附加循环移位(δ)而进行发送。

$F_{u,m}(k+\mathrm{\δ})=\exp \{\frac{j2\mathrm{\πu}}{N}(\frac{(k+\mathrm{\δ})(k+\mathrm{\δ}+1)}{2}+\mathrm{qk})\±\frac{j2\mathrm{\π\Δm}}{N}k\}\×\mathrm{Const}$ ...式(45)

另外，可以用下式(46)表示上式(35)，如式(47)那样，对上式(43)附加相位旋转而进行发送。

$f_{r,m}(k,\mathrm{\δ})=\exp \left\{\frac{j2\mathrm{\πr}}{N}(\frac{(k\±\mathrm{m\Δ})(k\±\mathrm{m\Δ}+1)}{2}+\mathrm{qk})\right\}\×\exp \left\{\frac{j2\mathrm{\πr}}{N}(-\mathrm{ku\δ})\right\}\×\mathrm{Const}$ ...式(46)

$f_{r,m}(k,0)\×\exp \left\{\frac{j2\mathrm{\πr}}{N}(-\mathrm{ku\δ})\right\}$ ...式(47)

另外，在上述各个实施方式中，说明了以硬件构成本发明的情况，但本发明也可通过软件来实现。

另外，用于上述实施方式的说明中的各功能块通常被作为集成电路的LSI来实现。这些功能块既可以被单独地集成为一个芯片，也可以包含一部分或全部地被集成为一个芯片。虽然此处称为LSI，但根据集成程度，可以被称为IC、系统LSI、超大LSI(Super LSI)、或特大LSI(Ultra LSI)。

另外，实现集成电路化的方法不仅限于LSI，也可使用专用电路或通用处理器来实现。也可以使用可在LSI制造后编程的FPGA(Field ProgrammableGate Array：现场可编程门阵列)，或者可重构LSI内部的电路单元的连接和设定的可重构处理器。

再者，随着半导体的技术进步或随之派生的其它技术的出现，如果出现能够替代LSI的集成电路化的新技术，当然可利用该新技术进行功能块的集成化。还存在着适用生物技术等的可能性。

2007年4月26日提交的日本专利申请第2007-117468号以及2007年6月19日提交的日本专利申请第2007-161957号所包含的说明书、说明书附图以及说明书摘要的公开内容全部被引用在本申请。

工业实用性

本发明的无线通信终端装置、无线通信基站装置和无线通信方法，防止干扰波峰进入被分配给本小区的循环移位序列的检测窗口，能够提高基站中的信道估计精度，例如可以适用于移动通信系统等。

Claims (5)

1.无线通信终端装置，包括：

附加单元，将相位旋转或循环移位附加给Zadoff-Chu序列，所述相位旋转或循环移位相当于以预先设定的频率为基准点时所述基准点与从本装置发送的参照信号的发送频带之间的频率差δ；以及

发送单元，将附加了相位旋转或循环移位的所述Zadoff-Chu序列作为参照信号进行发送。

2.如权利要求1所述的无线通信终端装置，

所述附加单元在频域中将相位旋转或循环移位附加给所述Zadoff-Chu序列。

3.如权利要求1所述的无线通信终端装置，

所述附加单元在时域中将相位旋转或循环移位附加给所述Zadoff-Chu序列。

4.无线通信基站装置，包括：

除法单元，使用附加了相位旋转或循环移位的Zadoff-Chu序列，对接收信号所包含的参照信号进行除法运算，从而计算相关值，所述相位旋转或循环移位相当于以预先设定的频率为基准点时所述基准点与分配给无线通信终端装置的参照信号的发送频带之间的频率差δ；以及

提取单元，在计算出的相关值中，提取期望的序列的相关值所存在的区间的相关值。

5.无线通信方法，包括：

附加步骤，将相位旋转或循环移位附加给Zadoff-Chu序列，所述相位旋转或循环移位相当于以预先设定的频率为基准点时所述基准点与从无线通信终端装置发送的参照信号的发送频带之间的频率差δ；

发送步骤，将附加了相位旋转或循环移位的所述Zadoff-Chu序列作为参照信号从无线通信终端装置进行发送；

除法步骤，使用所述Zadoff-Chu序列，对接收信号所包含的参照信号进行除法运算，从而计算相关值；以及

提取步骤，在计算出的相关值中，提取期望的序列的相关值所存在的区间的相关值。

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