CN108512795A - 一种基于低精度adc的ofdm接收机基带处理方法和系统 - Google Patents

Abstract

本发明提出一种基于低精度ADC的OFDM接收机基带处理方法和系统，接收信号经过下变频得到模拟基带信号后被分成两路：一路使用高采样率超低精度（1‑2比特）量化，根据所得低精度样值序列，通过设计合适的参考序列以自相关法实现帧同步搜索，并设计高效迭代算法以实现对各个子载波对应的复信道增益的精确估计，进而恢复各个子载波上传输的星座符号数据；另一路使用低采样率高精度量化，通过长时时间平均，实现噪声功率估计以及自动增益控制。本发明提出的接收方法与接收机处理系统可保证在使用1‑2比特的超低精度ADC的情况下，实现高可靠性的OFDM数据传输。

Description

一种基于低精度ADC的OFDM接收机基带处理方法和系统

技术领域

本发明涉及一种基于低精度ADC的OFDM接收机基带处理方法和系统，属于无线通信技术领域。

背景技术

通信系统中，模数转换器(ADC，Analog-to-Digital Converter)常用于对经过下变频的模拟基带信号进行采样量化得到数字基带信号，以方便数字化存储与基带处理。为实现千倍的通信速率提升，未来移动通信系统通常需要使用超大带宽，此时ADC模块所需采样频率相应大幅提高，例如5G系统中ADC所需的采样频率可高达几GS/s甚至数百GS/s。ADC模块的功耗可近似表示为P_ADC∝2^b×f_s，其中b表示ADC量化精度，f_s表示信号带宽。由此可见，对于数GS/s量级的采样频率，使用高精度ADC将产生过高的功耗，同时，实现数GS/s量级采样频率的高精度ADC必须采用Flash结构，该结构成本高昂，实现复杂度高。除此之外，ADC后级的基带处理单元的功耗随量化精度的增加而快速增加，因此高采样频率下高精度ADC给基带处理单元的低功耗实现带来了巨大的挑战，且这样的基带处理模块集成难度大，硬件成本高。过大的功耗和过高的成本限制了高精度ADC在未来超大带宽移动通信系统中的使用，该问题已成为未来移动通信系统低成本高效率实现中必须解决的问题之一。使用低精度ADC可极大降低系统功耗和硬件成本，为解决上述问题的可行方案之一，引起了学术界与工业界的广泛关注。

而未来宽带移动通信系统中，信号传输带宽通常远大于信道相干带宽，从而引起严重的频率选择性衰落和符号间干扰(ISI,Inter-Symbol Interference)。正交频分复用(OFDM，Orthogonal Frequency Division Multiplexing)技术通过添加循环前缀(CP,Cyclic Prefix)并利用离散傅立叶变换(DFT，Discrete Fourier Transform)将线性卷积转换为循环卷积，将ISI信道分解成一组带宽远小于相干带宽的正交子信道，以对抗频率选择性衰落。OFDM技术已被广泛使用用于各种宽带无线通信系统中来实现Gbps级的高速数据传输，如IEEE 802.11ad和IEEE 802.15.3c等系统中，同时，3GPP已确定在5G新空口的上行与下行方向均采用CP-OFDM技术。由此可见，OFDM传输与低精度ADC相结合为未来移动通信系统的典型场景。然而低精度ADC引入的非线性失真破坏了OFDM子载波间的正交性，引起强烈的子载波间干扰，而经典的线性OFDM收发机很大程度上依赖于子载波的正交性，从而不再适用于基于低精度量化的OFDM无线传输，这种情况下，有必要针对如何尽可能精确地估计信道参数，以及如何以尽可能小的差错概率还原原始发送信息这些具体问题，开展算法设计与系统实现等方面的研究工作。

目前，学术界与工业界对于上述问题展开了广泛研究，提出可能的解决方案包括：线性接收机算法，快速自适应阈值转换算法，广义近似消息传递算法等。然而上述解决方案仅停留在理论研究和数值仿真阶段，且单纯关注于统计推断问题及其相应的算法设计与分析，未考虑接收机整体架构设计与系统实现等方面的问题。为实现基于低精度ADC的可靠OFDM数据传输，除了高效算法设计之外，还存在帧结构设计、同步搜索、自动增益控制以及噪声功率估计等问题等一系列亟待解决的技术问题。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是：

提出一种基于低精度ADC的OFDM接收机基带处理方法和系统，以实现基于低精度ADC的可靠OFDM数据传输。

本发明为解决上述技术问题采用以下技术方案：

一种基于低精度ADC的OFDM接收机基带处理方法，射频接收信号被天线单元接收后，经过下变频处理得到模拟基带信号，所述模拟基带信号被分成两路：

(一)对于其中一路模拟基带信号，使用低量化精度ADC，以频率Fs进行采样，并以最低1至2比特的精度进行量化，得到低精度量化样值序列，所述低精度量化样值序列经过的处理包括：

1)对于每一无线帧，进行帧同步搜索；

2)对于每一传输时隙，通过相应的迭代过程，首先进行信道估计，然后根据信道增益矢量的估计值以及接收矢量q，进行信号检测，得到星座符号矢量s的估计值，用于信道解码；

(二)对于另一路模拟基带信号，使用低采样率、高量化精度ADC进行量化，得到高精度量化样值序列，所述低采样率指所述ADC的采样率为所述频率F_s的0.1倍至0.001倍；对于该路信号，通过功率累加器对其计算长时间平均，以辅助自动增益控制以及噪声功率估计。

如前所述的一种基于低精度ADC的OFDM接收机基带处理方法，进一步地，所述帧同步搜索选择Zadoff-Chu序列作为主同步序列，对于被分配用于传输主同步序列的OFDM符号，将Zadoff-Chu序列置于零频率两侧的各31个子载波上，其余子载波传输零信号；

所述帧同步搜索通过计算所述低精度量化样值序列与预置的参考序列的自相关，并搜索最大相关峰位置，用于确定各个帧的起始位置。

如前所述的一种基于低精度ADC的OFDM接收机基带处理方法，进一步地，帧同步搜索中，所述参考序列通过以下步骤设计：

步骤a、将传输主同步序列的频域OFDM符号通过IDFT转到时域；

步骤b、对步骤a得到的序列的平均功率进行归一化；

步骤c、使用映射函数对上一步得到的序列进行离散化。

如前所述的一种基于低精度ADC的OFDM接收机基带处理方法，进一步地，所述自动增益控制包括：测量各个帧的平均接收功率P_r，并将其归一化，令所述可变增益放大器的增益g_AGC＝1/P_r。

如前所述的一种基于低精度ADC的OFDM接收机基带处理方法，进一步地，所述噪声功率估计包括：

在各个无线帧分配若干OFDM符号传输零信号；

通过对这些OFDM符号对应的高精度接收样值的功率取时间平均，得到噪声平均功率的估计值

如前所述的一种基于低精度ADC的OFDM接收机基带处理方法，进一步地，信道估计和信号检测的迭代计算过程包括：

模块A，用于根据低精度量化接收矢量q计算辅助向量x的粗略估计；

模块B，用于根据模块A得到的辅助向量x的粗略估计，对目标矢量进行精确地估计；

循环地执行模块A、B直至收敛；

其中，信道估计中，所述辅助向量x定义为其中 表示频域导频符号矢量,h为信道增益矢量；所述目标矢量为信道增益的估计值

信号检测中，所述辅助向量x定义为x＝diag(h)s，所述目标矢量为星座符号矢量s。

如前所述的一种基于低精度ADC的OFDM接收机基带处理方法，进一步地，所述信道估计的具体步骤如下：

步骤a、定义两个辅助向量以及z＝F^Hx，其中F表示归一化DFT矩阵，上标^H表示取共轭转置；将和三个向量初始化为N维零向量，将均方误差初始化为当前OFDM符号的无噪信号平均功率估值并设定t＝1；

步骤b、采用所述模块A，根据其输入与以及低精度量化接收矢量q计算向量z每个元素的后验均值和后验方差如下：

其中z各个元素的实部对应的后验均值和后验方差的计算表达式给出如下：

其中，函数φ(·)和Φ(·)分别定义为和参数参数η₁和η₂分别计算为：

其中和分别表示实值量化器输出对应的门限下界和上界；对于z各个元素虚部对应的后验均值和后验方差的计算，只需在计算参数η₁和η₂时，将用代替即可；

步骤c、计算所述模块A的外信息，所述外信息包括：

其中，并将以及作为模块B的输入；

步骤d、采用所述模块B，根据其输入与构造信道增益向量的估计量如下：

其中，记矩阵参数γ²为小于10^-2的正数，矩阵与的第m行第n列元素计算如下：

其中χ_d(n)表示集合χ_d的第n个元素，表示用于数据传输的OFDM子载波序号子集；步骤e、计算所述模块B的外信息，所述外信息包括：

其中，参数α和c分别计算如下：

其中，D(W_LMMSE)表示由矩阵W_LMMSE对角线元素组成的向量，表示由向量各个元素作为对角线元素组成的对角矩阵；将以及作为所述模块A的输入；

步骤f、当t小于最大迭代次数T_max时，令t＝t+1，返回步骤1；否则，计算最终信道估值并输出，所述最终信道估值在下一次发送导频之前的信号检测过程中被用作已知信道状态信息；若ADC精度大于或等于2比特，则最终信道估值为若ADC精度等于1比特，则最终信道估值计算如下：

其中，N为所述OFDM系统共使用的正交子载波个数，N_d为专用于数据传输的子载波个数。

如前所述的一种基于低精度ADC的OFDM接收机基带处理方法，进一步地，所述信号检测的处理数据的具体步骤如下：

步骤a、定义辅助向量x＝diag(h)s以及z＝F^Hx，将和三个向量初始化为N维零向量，初始化并设定t＝1；

步骤b、c：与所述信道估计步骤b、c相同；

步骤d：所述模块B中，对于j∈χ_d，星座符号s_j的估计值与均方误差分别计算如下：

其中,表示均值为μ方差为ν的正则复高斯随机变量z的概率密度函数，其表达式为 表示选用的调制方式所有可能的星座符号组成的集合；

步骤e：计算所述模块B的外信息如下：

其中，对于j∈χ_d，令最后将以及作为所述模块A的输入；

步骤f：当t小于最大迭代次数T_max时，令t＝t+1，返回步骤1；否则，利用上述迭代过程的输出以及计算对应于各个已编码比特的对数似然比，用于后续的信道解码。

如前所述的一种基于低精度ADC的OFDM接收机基带处理方法，进一步地，将与所述星座符号s_j关联的第i个比特记作b_ji，则b_ji对应的对数似然比可用下式计算：

其中， 与的定义为：

本发明还提出一种基于低精度ADC的OFDM接收机基带处理系统，包括：

天线单元，用于接收射频信号并进行下变频处理，输出模拟基带信号；

低精度ADC采样模块，用于以最低为1至2比特的低量化精度对模拟基带接收信号进行采样和量化；

帧同步搜索模块，用于确定各个无线帧的起始位置；

高精度ADC采样模块，用于对模拟基带接收信号进行采样和量化，所述采样的采样速率低于低精度ADC采样模块采样速率的十分之一；得到的高精度量化样值被送入信号/噪声功率累加器计算其时间平均，以辅助自动增益控制以及噪声功率估计；

自动增益控制模块，用于根据实时输入信号功率，调整当前可变增益放大器的增益g_AGC；

噪声功率估计模块，用于对所述高精度量化样值的功率取时间平均，从而得到噪声平均功率的估计值供信号检测及信道估计模块使用，所述高精度量化样值对应各无线帧中被分配传输全0信号的OFDM符号；

信道估计模块，用于由已知的导频矢量p以及接收矢量q进行迭代计算，得到信道增益的估计值所述信道估计针对各无线帧中被分配传输导频的OFDM符号；最终信道增益估值在信号检测模块中，被用作已知信道状态信息，直到下次导频传输；

信号检测模块，用于由信道增益矢量以及接收矢量q进行迭代计算，得到星座符号矢量s的估计值，对应用于数据传输的OFDM符号；

信道解码器，用于实现信道解码。

本发明采用以上技术方案与现有技术相比，具有以下技术效果：

使用低精度ADC对模拟基带接收信号进行采样和量化，方便基带处理单元的数字化处理，降低器件功耗和硬件复杂度；

实现了噪声功率估计，以及对可变增益放大器的增益g_AGC进行实时调整；

对于信号检测与信道估计问题，与传统表述基于理想同步这一假设前提不同，本发明通过帧同步搜索，实现了从低精度量化接收样值序列中正确地找到每个OFDM符号的起始位置，提高了OFDM数据传输可靠程度；

计算机仿真及空口测试结果表明，当平均信噪比达到10dB及以上时，其误包率小于0.1并随着信噪比增加迅速下降，当平均信进行噪比达到约15dB以上时，其误包率几乎为0；

综上，本发明公开了一种高效且可靠的OFDM接收方案，在使用1-2比特的超低精度ADC的情况下，即可实现可靠的OFDM数据传输。

附图说明

图1是本发明提出的基于低精度ADC的OFDM接收机基带处理系统的流程框图；

图2是本发明实施例中采用的帧结构；

图3是本发明信道估计的计算流程图；

图4是本发明信号检测的计算流程图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的技术方案做进一步的详细说明：

本技术领域技术人员可以理解的是，除非另外定义，这里使用的所有术语(包括技术术语和科学术语)具有与本发明所属领域中的普通技术人员的一般理解相同的意义。还应该理解的是，诸如通用字典中定义的那些术语应该被理解为具有与现有技术的上下文中的意义一致的意义，并且除非像这里一样定义，不会用理想化或过于正式的含义来解释。

本发明为接收端使用低精度ADC的OFDM系统提供一种接收机基带处理方法和系统。考虑的OFDM系统共使用N个正交子载波，其中N_d个子载波专用于数据传输，剩余N-N_d个子载波发送全零信号以免造成过大的旁瓣泄露。后文中，使用F_s表示OFDM系统采样频率，使用χ＝{1，2，…，N}表示OFDM系统子载波序号集，使用表示用于数据传输的OFDM子载波序号子集。还需说明的是，后文中，对于N维向量，下标“d”表示由该向量序号为χ_d的元素组成的子向量；对于行数为N的矩阵，下标“d”表示由该矩阵序号为χ_d的行组成的子矩阵。

发送端，原始信息比特依次经过信道编码、星座映射、子载波分配、IFFT并添加循环前缀，得到待发送OFDM符号时域复基带样值序列，得到的基带序列经上变频后发送至无线信道。接收端，射频信号接收信号经下变频得到模拟基带信号，为方便基带处理单元的数字化处理，降低器件功耗和硬件复杂度，使用低精度ADC对模拟基带接收信号进行采样和量化，采样频率为F_s。对于任一移除循环前缀后的OFDM符号，其低精度量化接收信号可表示如下：

上式中，表示频域发送星座符号矢量，当j∈χ\χ_d时，s_j＝0；F表示归一化DFT矩阵，其m行n列元素为 表示加性高斯白噪声矢量，其分布为 表示频域信道增益矢量；g_AGC表示当前可变增益放大器的增益，该增益由自动增益控制模块根据实时输入信号功率进行调整；表示复值量化器的映射函数，该函数可独立作用于输入矢量的每一个元素，每个复值量化器包含两个完全相同的B比特实值量化器，用于对每一复值输入的实部和虚部独立进行量化，例如对于复值输入y，量化器输出可表示为当输入电平处于(r_b-1，r_b]这一范围时，量化器输出离散值c_b，其中为量化器门限值。接收机的目标为以尽可能小的差错概率进行信号检测和信息比特恢复，也即根据低精度量化接收矢量q，计算频域发送矢量s的估计值，从而恢复出原始发送比特。

为实现上述目标，接收机还需获知频域信道增益矢量h。获取信道增益的方法为周期性地在序号集χ_d对应的子载波上发送导频符号，以便得到信道估计值在下一次导频发送之前，将作为已知信道增益信息进行信号检测和信息比特恢复。对于用于导频的OFDM符号，其低精度量化接收信号可表示为：

其中，表示频域导频符号矢量，当j∈χ\χ_d时，p_j＝0，后文中，将记作信道估计问题可表述为，接收机根据已知的导频矢量p以及接收矢量q得到信道估计值同时，噪声功率估计，以及如何对可变增益放大器的增益g_AGC进行实时调整也为接收机整体架构设计解决的问题。除此之外，上述对于信号检测与信道估计问题的表述都是基于理想同步这一假设前提下的，如何从低精度量化接收样值序列中正确地找到每个OFDM符号的起始位置，也是本发明需要解决的另一大关键技术问题。

本发明公开的接收机基带处理整体架构如图1所示。射频接收信号被天线单元接收后，经过下变频处理得到模拟基带信号等待基带处理。得到的模拟基带信号被分成两路，一路使用超低精度ADC以频率F_s进行采样，并以1-2比特的量化精度进行量化，对于得到的低精度量化样值，依次进行帧同步搜索，信道估计和数据检测；另一路使用高精度ADC进行量化，但以极低的采样频率(采样频率通常为F_s的数十分之一或数百分之一)进行采样，得到的高精度量化样值被送入信号/噪声功率累加器计算其时间平均，以辅助自动增益控制以及噪声功率估计。

下文中，针对如图2所示的帧结构进行传输的OFDM系统，对本发明公开的接收机基带处理整体架构进行详细阐述。每个无线帧共包含10个子帧，每个子帧包括两个时隙，每个时隙共传输7个OFDM符号。图2所示的帧结构中，每个时隙中的OFDM符号1-6的循环前缀长度为144，OFDM符号0的循环前缀长度为160。每个无线帧中，时隙2-19被用于数据传输，这些时隙的第一个OFDM符号被用来传输导频以进行信道估计，其它六个OFDM符号被用来传输数据，利用第一个OFDM符号中传输的导频得到的信道估计值被用于后续的六个OFDM符号的信号检测。为了在接收端准确地从低精度量化接收样值序列中识别出各个帧的起始点以建立同步，时隙0和10的OFDM符号6被用于传输主同步序列，而时隙1的OFDM符号0被用于传输全0信号以进行噪声功率估计。接下来将结合附图对接收机的各个功能模块进行详细说明，可以理解的是，此处所描述的具体实施方式仅用于解释本发明，而非对本发明的限定。另外还需要说明的是，为了便于描述，附图中仅示出了与本发明相关的部分而非全部结构。

为实现帧同步，本发明选择具有极强的自相关性Zadoff-Chu(ZC)序列作为主同步序列，对于被分配用于传输主同步序列的OFDM符号，也即时隙0和10的OFDM符号6，将ZC序列置于零频率两侧的各31个子载波上，其他子载波全部填零。在接收端，同步搜索主要通过计算低精度量化接收序列与预置的参考序列的自相关，并搜索最大相关峰位置作为各个帧的起始位置，其中参考序列通过下列步骤获得：

步骤1：将传输主同步序列的频域OFDM符号通过IDFT转到时域；

步骤2：对上一步骤得到的序列的平均功率进行归一化；

步骤3：使用映射函数对上一步得到的序列进行离散化。

对于AGC和噪声功率估计，主要通过功率累加器对高精度量化样值的功率取长时间的时间平均。具体来说，AGC主要通过测量各个帧的平均接收功率P_r，并将其归一化来实现，因此本发明中可变增益放大器的增益设定为g_AGC＝1/P_r。同时，g_AGC的倒数可被用于信道估计与信号检测算法的初始化，也可在信道估计中被用作信道增益矢量的平均幅度值估计。此外，接收端，对各个帧时隙1的OFDM符号0对应的高精度接收样值的功率取时间平均，从而得到噪声平均功率的估计值在这一无线帧后续的信号检测以及信道估计过程中，使用噪声功率的估计值作为实际的噪声功率σ²代入相应的算法中。

针对时隙2-19的第一个OFDM符号进行的信道估计过程依照图2所示的流程进行，为方便阐述，定义两个辅助向量以及z＝F^Hx，该过程包括两大模块：模块A根据低精度量化接收矢量q计算向量x的粗略估计，模块B根据模块A得到的x的粗略估计对信道增益向量进行精确地估计，一个模块的输出作为另一个模块的输入，循环地执行两个模块直至收敛。信道估计的具体步骤如下：

步骤0：将和三个向量初始化为N维零向量，将变量初始化为当前OFDM符号的无噪信号平均功率估值并设定t＝1。

步骤1：模块A根据其输入与以及低精度量化接收矢量q计算向量z每个元素的后验均值和后验方差如下：

其中z各个元素的实部和虚部对应的后验均值和方差被分开计算然后累加，和的计算表达式可给出如下：

上式中，函数φ(·)和Φ(·)分别定义为和参数参数η₁和η₂可分别计算为：

其中和分别表示实值量化器输出对应的门限下界和上界，例如，当时，对于和的计算，只需在计算参数η₁和η₂时，将用代替即可。

步骤2：计算模块A的外信息如下：

其中，并将以及，作为模块B的输入。

步骤3：模块B根据其输入与构造信道增益向量的估计量如下：

其中，记矩阵参数γ²可选为一个很小的数，例如10^-5，矩阵与的第m行第n列元素可计算如下：

其中χ_d(n)表示集合χ_d的第n个元素。

步骤4：计算模块B的外信息如下：

其中，参数α和c可分别计算如下：

其中，D(W_LMMSE)表示由矩阵W_LMMSE对角线元素组成的向量，表示由向量各个元素作为对角线元素组成的对角矩阵。最后，将以及作为模块A的输入。

步骤5：当t小于最大迭代次数T_max时，令t＝t+1，返回步骤1；否则，计算最终的信道估值并输出。若ADC精度大于或等于2比特，则最终信道估值为若ADC精度等于1比特，则最终信道估值计算如下：

最终信道增益估值在后续六个OFDM符号的信号检测过程中被用作已知信道状态信息。

信号检测过程依照图3所示的流程进行，与上述信道估计过程的阐述类似，同样定义两个辅助向量x＝diag(h)s以及z＝F^Hx，信号检测过程也包括两大模块：模块A根据低精度量化接收矢量q计算向量x的粗略估计，模块B根据模块A得到的x的粗略估计计算向量s更精确的估计值，一个模块的输出作为另一个模块的输入，循环地执行两个模块直至收敛。信号检测的具体步骤如下：

步骤0：将和三个向量初始化为N维零向量，初始化并设定t＝1。

步骤1、2：与上述信道估计过程步骤1、2相同。

步骤3：模块B中，对于j∈χ_d，星座符号s_j的估计值与均方误差可分别计算如下：

其中，表示均值为μ方差为v的正则复高斯随机变量z的概率密度函数，其表达式为 表示选用的调制方式所有可能的星座符号组成的集合。

步骤4：计算模块B的外信息如下：

其中，对于j∈χ_d，令最后将以及作为模块A的输入。

步骤5：当t小于最大迭代次数T_max时，令t＝t+1，返回步骤1；否则，利用上述迭代过程的输出以及计算对应于各个已编码比特的对数似然比，用于后续的信道解码。这里将与星座符号s_j关联的第i个比特记作b_ji，则b_ji对应的对数似然比可用下式计算：

其中， 与的定义为：

本发明在使用1-2比特的超低精度ADC的情况下，即可实现的可靠OFDM数据传输，计算机仿真及空口测试结果表明，当平均信噪比达到10dB及以上时，其误包率小于0.1并随着信噪比增加迅速下降，当平均信进行噪比达到约15dB以上时，其误包率几乎为0。

以上所述仅是本发明的部分实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (10)

1.一种基于低精度ADC的OFDM接收机基带处理方法，其特征在于，射频接收信号被天线单元接收后，经过下变频处理得到模拟基带信号，所述模拟基带信号被分成两路：

(一)对于其中一路模拟基带信号，使用低量化精度ADC，以频率F_s进行采样，并以最低1至2比特的精度进行量化，得到低精度量化样值序列，所述低精度量化样值序列经过的处理包括：

1)对于每一无线帧，进行帧同步搜索；

2)对于每一传输时隙，通过相应的迭代过程，首先进行信道估计，然后根据信道增益矢量的估计值以及接收矢量q，进行信号检测，得到星座符号矢量s的估计值，用于信道解码；

(二)对于另一路模拟基带信号，使用低采样率、高量化精度ADC进行量化，得到高精度量化样值序列，所述低采样率指所述ADC的采样率为所述频率F_s的0.1倍至0.001倍；对于该路信号，通过功率累加器对其计算长时间平均，以辅助自动增益控制以及噪声功率估计。

2.如权利要求1所述的一种基于低精度ADC的OFDM接收机基带处理方法，其特征在于，所述帧同步搜索选择Zadoff-Chu序列作为主同步序列，对于被分配用于传输主同步序列的OFDM符号，将Zadoff-Chu序列置于零频率两侧的各31个子载波上，其余子载波传输零信号；

所述帧同步搜索通过计算所述低精度量化样值序列与预置的参考序列的自相关，并搜索最大相关峰位置，用于确定各个帧的起始位置。

3.如权利要求2所述的一种基于低精度ADC的OFDM迭代接收方法，其特征在于，帧同步搜索中，所述参考序列通过以下步骤设计：

步骤a、将传输主同步序列的频域OFDM符号通过IDFT转到时域；

步骤b、对步骤a得到的序列的平均功率进行归一化；

步骤c、使用映射函数对上一步得到的序列进行离散化。

4.如权利要求1所述的一种基于低精度ADC的OFDM接收机基带处理方法，其特征在于，所述自动增益控制包括：测量各个帧的平均接收功率P_r，并将其归一化，令所述可变增益放大器的增益g_AGC＝1/P_r。

5.如权利要求1所述的一种基于低精度ADC的OFDM接收机基带处理方法，其特征在于，所述噪声功率估计包括：

在各个无线帧分配若干OFDM符号传输零信号；

通过对这些OFDM符号对应的高精度接收样值的功率取时间平均，得到噪声平均功率的估计值

6.如权利要求1所述的一种基于低精度ADC的OFDM接收机基带处理方法，其特征在于，信道估计和信号检测的迭代计算过程包括：

模块A，用于根据低精度量化接收矢量q计算辅助向量x的粗略估计；

模块B，用于根据模块A得到的辅助向量x的粗略估计，对目标矢量进行精确地估计；

循环地执行模块A、B直至收敛；

其中，信道估计中，所述辅助向量x定义为其中表示频域导频符号矢量,h为信道增益矢量；所述目标矢量为信道增益的估计值

信号检测中，所述辅助向量x定义为x＝diag(h)s，所述目标矢量为星座符号矢量s。

7.如权利要求6所述的一种基于低精度ADC的OFDM接收机基带处理方法，其特征在于，所述信道估计的具体步骤如下：

步骤a、定义两个辅助向量以及z＝F^Hx，其中F表示归一化DFT矩阵，上标^H表示取共轭转置；将和三个向量初始化为N维零向量，将均方误差初始化为当前OFDM符号的无噪信号平均功率估值并设定t＝1；

步骤b、采用所述模块A，根据其输入与以及低精度量化接收矢量q计算向量z每个元素的后验均值和后验方差如下：

其中z各个元素的实部对应的后验均值和后验方差的计算表达式给出如下：

其中，函数φ(·)和Φ(·)分别定义为和参数参数η₁和η₂分别计算为：

其中和分别表示实值量化器输出对应的门限下界和上界；对于z各个元素虚部对应的后验均值和后验方差的计算，只需在计算参数η₁和η₂时，将用代替即可；

步骤c、计算所述模块A的外信息，所述外信息包括：

其中，并将以及作为模块B的输入；

步骤d、采用所述模块B，根据其输入与构造信道增益向量的估计量如下：

其中，记矩阵参数γ²为小于10^-2的正数，矩阵与的第m行第n列元素计算如下：

其中表示集合的第n个元素，表示用于数据传输的OFDM子载波序号子集；

步骤e、计算所述模块B的外信息，所述外信息包括：

其中，参数α和c分别计算如下：

其中，D(W_LMMSE)表示由矩阵W_LMMSE对角线元素组成的向量，表示由向量各个元素作为对角线元素组成的对角矩阵；将以及作为所述模块A的输入；

步骤f、当t小于最大迭代次数T_max时，令t＝t+1，返回步骤1；否则，计算最终信道估值并输出，所述最终信道估值在下一次发送导频之前的信号检测过程中被用作已知信道状态信息；若ADC精度大于或等于2比特，则最终信道估值为若ADC精度等于1比特，则最终信道估值计算如下：

其中，N为所述OFDM系统共使用的正交子载波个数，N_d为专用于数据传输的子载波个数。

8.如权利要求7所述的一种基于低精度ADC的OFDM接收机基带处理方法，其特征在于，所述信号检测的处理数据的具体步骤如下：

步骤a、定义辅助向量x＝diag(h)s以及z＝F^Hx，将和三个向量初始化为N维零向量，初始化并设定t＝1；

步骤b、c：与所述信道估计步骤b、c相同；

步骤d：所述模块B中，对于星座符号s_j的估计值与均方误差分别计算如下：

其中,表示均值为μ方差为ν的正则复高斯随机变量z的概率密度函数，其表达式为 表示选用的调制方式所有可能的星座符号组成的集合；

步骤e：计算所述模块B的外信息如下：

其中，对于令最后将以及作为所述模块A的输入；

步骤f：当t小于最大迭代次数T_max时，令t＝t+1，返回步骤1；否则，利用上述迭代过程的输出以及计算对应于各个已编码比特的对数似然比，用于后续的信道解码。

9.如权利要求8所述的一种基于低精度ADC的OFDM接收机基带处理方法，其特征在于，将与所述星座符号s_j关联的第i个比特记作b_ji，则b_ji对应的对数似然比可用下式计算：

其中， 与的定义为：

10.一种基于低精度ADC的OFDM接收机基带处理系统，其特征在于，包括：

天线单元，用于接收射频信号并进行下变频处理，输出模拟基带信号；

低精度ADC采样模块，用于以最低为1至2比特的低量化精度对模拟基带接收信号进行采样和量化；

帧同步搜索模块，用于确定各个无线帧的起始位置；

高精度ADC采样模块，用于对模拟基带接收信号进行采样和量化，所述采样的采样速率低于低精度ADC采样模块采样速率的十分之一；得到的高精度量化样值被送入信号/噪声功率累加器计算其时间平均，以辅助自动增益控制以及噪声功率估计；

自动增益控制模块，用于根据实时输入信号功率，调整当前可变增益放大器的增益g_AGC；

噪声功率估计模块，用于对所述高精度量化样值的功率取时间平均，从而得到噪声平均功率的估计值供信号检测及信道估计模块使用，所述高精度量化样值对应各无线帧中被分配传输全0信号的OFDM符号；

信道估计模块，用于由已知的导频矢量p以及接收矢量q进行迭代计算，得到信道增益的估计值所述信道估计针对各无线帧中被分配传输导频的OFDM符号；最终信道增益估值在信号检测模块中，被用作已知信道状态信息，直到下次导频传输；

信号检测模块，用于由信道增益矢量以及接收矢量q进行迭代计算，得到星座符号矢量s的估计值，对应用于数据传输的OFDM符号；

信道解码器，用于实现信道解码。