TW201438519A

TW201438519A - 檢測電路、電源電路及照明裝置

Info

Publication number: TW201438519A
Application number: TW102133741A
Authority: TW
Inventors: Noriyuki Kitamura
Original assignee: Toshiba Lighting & Technology
Priority date: 2013-03-19
Filing date: 2013-09-18
Publication date: 2014-10-01
Also published as: US8901856B2; TWI583255B; EP2782426A1; JP2014182660A; US20140285106A1; JP6032076B2; CN104066227A; CN104066227B

Abstract

本發明提供一種能以簡單電路辨別有無導通角控制及導通角控制種類的檢測電路、電源電路及照明裝置。根據實施方式提供檢測電路，包括第1比較器、第2比較器及辨別部。第1比較器包括輸入第1檢測用電壓的第1輸入端子、輸入第1臨限值電壓的第2輸入端子及輸出第1輸出訊號的第1輸出端子。第2比較器包括輸入第2檢測用電壓的第3輸入端子、輸入高於第1臨限值電壓的第2臨限值電壓的第4輸入端子及輸出第2輸出訊號的第2輸出端子。辨別部根據第1輸出訊號與第2輸出訊號的時間差，辨別交流電壓有無導通角控制及導通角控制為相位控制方式或反相位控制方式。

Description

檢測電路、電源電路及照明裝置

本發明的實施方式關於一種檢測電路、電源電路及照明裝置。

存在一種檢測電路，其檢測交流電壓的導通角控制的有無及導通角控制的種類。存在一種電源電路，其包含檢測電路，進行根據檢測電路的檢測結果的控制，並將電力供給至負載。這種電源電路例如可用於照明裝置，所述照明裝置包括含有發光二極體(Light-emitting diode，LED)等照明光源的照明負載。人們期望在檢測電路中，能夠利用更簡單的電路來辨別導通角控制的有無及導通角控制的種類。

[先前技術文獻] [專利文獻]

[專利文獻1]美國專利申請公開第2011/0012530號說明書

本發明的實施方式提供一種能夠利用更簡單的電路來辨別導通角控制的有無及導通角控制的種類的檢測電路、電源電路及照明裝置。

根據本發明的實施方式，提供一種檢測電路，其包括第1比較器(comparator)、第2比較器及辨別部。所述第1比較器包括：第1輸入端子，其用於輸入基於交流電壓而形成的交流或脈動流(pulsating flow)的第1檢測用電壓；第2輸入端子，其用於輸入第1臨限值電壓；以及第1輸出端子，其輸出具有第1狀態及第2狀態的第1輸出訊號，所述第1狀態表示所述第1檢測用電壓未達所述第1臨限值電壓，所述第2狀態表示所述第1檢測用電壓為所述第1臨限值電壓以上。所述第2比較器包括：第3輸入端子，其用於輸入基於所述交流電壓而形成的交流或脈動流的第2檢測用電壓；第4輸入端子，其用於輸入高於所述第1臨限值電壓的第2臨限值電壓；以及第2輸出端子，其輸出具有第3狀態及第4狀態的第2輸出訊號，所述第3狀態表示所述第2檢測用電壓未達所述第2臨限值電壓，所述第4狀態表示所述第2 檢測用電壓為所述第2臨限值電壓以上。所述辨別部根據所述第1輸出訊號與所述第2輸出訊號的時間差，辨別所述交流電壓的導通角控制的有無、及所述導通角控制是相位控制方式還是反相位控制方式。

本發明提供一種能夠利用更簡單的電路來辨別導通角控制的有無及導通角控制的種類的檢測電路、電源電路及照明裝置。

2‧‧‧交流電源

3‧‧‧調光器

4、5、6、7、8、30a、30b、30c、30d‧‧‧端子

10‧‧‧照明裝置

12‧‧‧照明負載(負載)

14‧‧‧電源電路

16‧‧‧照明光源

20‧‧‧電力轉換部

21‧‧‧控制部

22‧‧‧控制用電源部

23‧‧‧電流調整部

24‧‧‧分支路徑

25‧‧‧電源供給路徑

26‧‧‧濾波電容器

28‧‧‧檢測電路

30‧‧‧整流電路

32‧‧‧平滑電容器

34‧‧‧直流電壓轉換部

40‧‧‧配線部

40a、40b‧‧‧配線

41、42、43‧‧‧整流元件

44、45、61、71、72、73、74、75、76‧‧‧電阻

46、47‧‧‧電容器

48‧‧‧調節器

50‧‧‧齊納二極體

51‧‧‧半導體元件

51D‧‧‧汲極電極

51G‧‧‧閘極電極

51S‧‧‧源極電極

62‧‧‧開關元件

81‧‧‧第1比較器

81a‧‧‧第1輸入端子

81b‧‧‧第2輸入端子

81c‧‧‧第1輸出端子

82‧‧‧第2比較器

82a‧‧‧第3輸入端子

82b‧‧‧第4輸入端子

82c‧‧‧第2輸出端子

83‧‧‧辨別部

CGS、CTL‧‧‧控制信號

LE1‧‧‧第1輸出信號S1的上升邊緣

LE2‧‧‧第2輸出信號S2的上升邊緣

MT1‧‧‧第1微小時間

MT2‧‧‧第2微小時間

MT3‧‧‧第3微小時間

VCT‧‧‧交流電壓

Vdet‧‧‧檢測用電壓

VDC、VRE‧‧‧直流電壓

VDD‧‧‧驅動電壓

Vth1‧‧‧第1臨限值電壓

Vth2‧‧‧第2臨限值電壓

VIN‧‧‧電源電壓

S1‧‧‧第1輸出信號

S2‧‧‧第2輸出信號

t‧‧‧時間

TE1‧‧‧第1輸出信號S1的下降邊緣

TE2‧‧‧第2輸出信號S2的下降邊緣

Toff‧‧‧遮斷區間

Ton‧‧‧導通區間

△t1‧‧‧第1時間差

△t2‧‧‧第2時間差

圖1是示意性地表示實施方式的照明裝置的方塊圖。

圖2是示意性地表示實施方式的電源電路的電路圖。

圖3(a)~圖3(d)是示意性地表示實施方式的控制部的動作的圖表。

圖4(a)~圖4(d)是示意性地表示實施方式的控制部的動作的圖表。

圖5(a)~圖5(d)是示意性地表示實施方式的控制部的動作的圖表。

以下，一面參照圖式，一面說明各實施方式。再者，圖式是示意圖或概念圖，各部分的厚度與寬度的關係、部分間的大小的比率等不一定與實際情況相同。並且，即使在表示相同部分的情況下，也存在彼此的尺寸或比率因圖式而進行不同表示的情況。

再者，在本發明專利說明書及各圖中，對關於已出現的圖的與前述事物相同的要素標注相同的符號，並適當省略詳細說明。

圖1是示意性地表示實施方式的照明裝置的方塊圖。

如圖1所示，照明裝置10包括照明負載12(負載)及電源電路14。照明負載12例如包括發光二極體(LED)等照明光源16。照明光源16例如也可以為有機發光二極體(Organic light-emitting diode，OLED)等。

電源電路14與交流電源2及調光器3連接。再者，在本申請說明書中，所述“連接”，是指電性連接，也包括不進行物理性連接的情況或經由其他要素來連接的情況。

交流電源2例如為商用電源。調光器3自交流電源2的交流的電源電壓VIN生成經導通角控制的交流電壓VCT。電源電路14將自調光器3供給的交流電壓VCT轉換為直流電壓VDC並輸出至照明負載12，藉此使照明光源16點燈。並且，電源電路14與經導通角控制的交流電壓VCT同步地，進行照明光源16的調光。再者，調光器3是視需要來設置，可以省略。當未設置調光器3時，將交流電源2的電源電壓VIN供給至電源電路14。

調光器3的導通角控制中，例如存在相位控制(leading edge)方式及反相位控制(trailing edge)方式，所述相位控制方式是控制在自交流電壓的零交叉(zero cross)起至交流電壓的絕對值變為最大值的期間進行導通的相位，所述反相位控制方式是控制在自交流電壓的絕對值變為最大值起至交流電壓進行零交叉的期間進行遮斷的相位。

進行相位控制的調光器3的電路構成簡單，可處理比較大的電力負載。但是，當使用三端雙向可控矽開關元件(triac)時，輕負載動作困難，如果產生電源電壓暫時下降的所謂電源下降(dip)，則容易陷入不穩定動作。並且，在連接電容性負載時，會產生湧入電流(inrush current)，因此具有與電容性負載的相容性差等的特徵。

另一方面，進行反相位控制的調光器3即使為輕負載也可以進行動作，即使連接電容性負載也不會產生湧入電流，並且即使產生電源下降，動作也穩定。但是，電路構成複雜，溫度容易上升，因此不適於重負載。並且，具有連接電感性負載時產生電湧 (surge)等的特徵。

在本實施方式中，作為調光器3，例示了串聯地插入於用於供給電源電壓VIN的一對電源線中的一條電源線的端子4、端子6之間的結構，但是也可以為其他結構。

電源電路14包括電力轉換部20、控制部21、控制用電源部22及電流調整部23。電力轉換部20將經由電源供給路徑25而供給的交流電壓VCT轉換為與照明負載12對應的規定電壓值的直流電壓VDC，並供給至照明負載12。

控制用電源部22包括與電源供給路徑25連接的配線部40。配線部40包括：配線40a，其與輸入端子4連接；以及配線40b，其與輸入端子5連接。控制用電源部22將經由配線部40而輸入的交流電壓VCT轉換為與控制部21對應的直流的驅動電壓VDD，並將所述驅動電壓VDD供給至控制部21。

電流調整部23包含與電源供給路徑25電性連接的分支路徑24，可對導通狀態與非導通狀態進行切換，所述導通狀態是使流經電源供給路徑25的電流的一部分流入至分支路徑24的狀態，所述非導通狀態是使流經電源供給路徑25的電流的一部分不流入至分支路徑24的狀態。由此，電流調整部23例如對流入至電源供給路徑25的電流進行調整。在本例中，電流調整部23的分支路徑24經由控制用電源部22而與電源供給路徑25連接。分支路徑24也可以不經由控制用電源部22，而直接連接於電源供給路徑25。再者，在非導通狀態下，也包含對動作無影響的微小電流流入至分支路徑24的情況。非導通狀態例如是流入至分支路徑24的電流小於導通狀態的狀態。

控制部21檢測交流電壓VCT的導通角。控制部21生成與檢測到的導通角相對應的控制訊號CTL，並將所述控制訊號CTL輸入至電力轉換部20。電力轉換部20生成具有與所輸入的控制訊號CTL相對應的電壓值的直流電壓VDC。即，控制部21對利用電力轉換部20轉換為直流電壓VDC進行控制。並且，控制部21根據檢測到的導通角而生成控制訊號CGS，並將所述控制訊號CGS輸入至電流調整部23，藉此控制電流調整部23的導通狀態與非導通狀態之間的切換。如上所述，控制部21根據檢測到的導通角來控制電力轉換部20及電流調整部23，藉此與調光器3的導通角控制同步地，對照明光源16進行調光。在控制部21中，例如可使用微處理器(micro processor)。

並且，在控制部21中，設置有檢測電路28。檢測電路28檢測交流電壓VCT的導通角控制的有無及導通角控制的種類。檢測電路28檢測交流電壓VCT的導通角控制是相位控制還是反相位控制。即，檢測電路28檢測是否連接有調光器3。並且，當連接有調光器3時，檢測所述調光器3是進行相位控制的調光器還是進行反相位控制的調光器。交流電壓VCT的導通角的檢測例如是根據檢測電路28的檢測結果來進行。控制部21根據檢測電路28所檢測到的導通角控制的有無及所述導通角控制的種類，控制電力轉換部20及電流調整部23。

圖2是示意性地表示實施方式的電源電路的電路圖。

如圖2所示，電力轉換部20包括整流電路30、平滑電容器32及直流電壓轉換部34。

整流電路30例如由二極體電橋(diode bridge)所構成。整流電路30的輸入端子30a、輸入端子30b與一對輸入端子4、輸入端子5連接。對整流電路30的輸入端子30a、輸入端子30b，經由調光器3而輸入經相位控制或經反相位控制的交流電壓VCT。整流電路30例如對交流電壓VCT進行全波整流，並使全波整流後的脈動流電壓產生於高電位端子30c與低電位端子30d之間。

平滑電容器32連接於整流電路30的高電位端子30c與低電位端子30d之間。平滑電容器32使藉由整流電路30而整流的脈動流電壓變得平滑。由此，在平滑電容器32的兩端，出現直流電壓VRE(第1直流電壓)。

直流電壓轉換部34連接於平滑電容器32的兩端。由此，將直流電壓VRE輸入至直流電壓轉換部34。直流電壓轉換部34將直流電壓VRE轉換為電壓值不同的直流電壓VDC(第2直流電壓)，並將所述直流電壓VDC由電源電路14的輸出端子7、輸出端子8輸出。照明負載12與輸出端子7、輸出端子8連接。照明負載12藉由自電源電路14供給的直流電壓VDC，而使照明光源16點燈。

直流電壓轉換部34與控制部21連接。控制部21對直流電壓轉換部34輸入控制訊號CTL。直流電壓轉換部34例如根據控制訊號CTL，使直流電壓VRE壓降。由此，直流電壓轉換部34例如將直流電壓VRE轉換為與照明負載12的規格或調光器3的調光度相對應的直流電壓VDC。

直流電壓轉換部34例如包含場效電晶體(Field Effect Transistor，FET)等開關元件，藉由使開關元件接通(on)與斷開(off)而使直流電壓VRE壓降。控制部21例如將規定開關元件的接通與斷開的時序(timing)的責任週期訊號(duty signal)作為控制訊號CTL而輸入至直流電壓轉換部34。由此，可將直流電壓VDC的電壓值調整為與控制訊號CTL的責任週期比相對應的值。直流電壓轉換部34例如為降壓型的直流電(direct current， DC)-直流電轉換器(converter)。

電源電路14更包含濾波電容器(filter condenser)26。濾波電容器26連接於輸入端子4、輸入端子5之間。即，濾波電容器26與電源供給路徑25相連接。濾波電容器26例如去除交流電壓VCT中所含的雜訊(noise)。

控制用電源部22包括整流元件41~整流元件43，電阻44、電阻45，電容器46、電容器47，調節器(regulator)48，齊納二極體(zener diode)50及半導體元件51。

整流元件41、整流元件42例如為二極體。整流元件41的陽極(anode)經由配線40a連接於整流電路30的一個輸入端子30a。整流元件42的陽極經由配線40b連接於整流電路30的另一個輸入端子30b。

對於半導體元件51，例如可使用場效電晶體或氮化鎵高電子遷移率電晶體(GaN-High Electron Mobility Transistor，GaN-HEMT)等。以下，將半導體元件51設為場效電晶體進行說明。在本例中，半導體元件51是增強型(enhancement type)的n通道(channel)場效電晶體。半導體元件51包含源極(source)電極51S、汲極(drain)電極51D及閘極(gate)電極51G。汲極電極51D的電位設定為高於源極電極51S的電位。閘極電極51G用於對第1狀態及第2狀態進行切換，所述第1狀態是電流流入至源極電極51S與汲極電極51D之間的狀態，所述第2狀態是流入至源極電極51S與汲極電極51D之間的電流小於第1狀態的狀態。在第2狀態下，電流實質上不流入至源極電極51S與汲極電極51D之間。半導體元件51既可為p通道型，也可為空乏(depletion)型。例如，當將半導體元件51設為p通道型時，汲極電極51D成為第1主電極，源極電極51S成為第2主電極。即，在p通道型的情況下，源極電極51S的電位設定為高於汲極電極51D的電位。

半導體元件51的汲極電極51D連接於整流元件41的陰極(cathode)及整流元件42的陰極。即，半導體元件51的汲極電極51D經由整流元件41、整流元件42而連接於電源供給路徑25。半導體元件51的源極電極51S連接於電阻44的一端。半導體元件51的閘極電極51G連接於齊納二極體50的陰極。並且，半導體元件51的閘極電極51G經由電阻45而連接於整流電路30的高電位側的輸出端子即高電位端子30c。

電阻44的另一端連接於整流元件43的陽極。整流元件43的陰極連接於電容器46的一端及調節器48的一端。調節器48的另一端連接於控制部21及電容器47的一端。

伴隨著交流電壓VCT的施加而產生的一個極性的電流經由整流元件41流入至半導體元件51的汲極電極51D。另一方面，伴隨著交流電壓VCT的施加而產生的另一極性的電流經由整流元件42流入至半導體元件51的汲極電極51D。由此，對半導體元件51的汲極電極51D，施加對交流電壓VCT進行全波整流而成的脈動流的電壓。

對齊納二極體50的陰極，經由電阻45，施加藉由平滑電容器32進行平滑而得的直流電壓VRE。由此，對半導體元件51的閘極電極51G，施加與齊納二極體50的崩潰電壓(breakdown voltage)相對應的實質上為固定的電壓。伴隨於此，實質上為固定的電流流入至半導體元件51的汲極-源極間。如上所述，半導體元件51作為恆定電流元件而發揮作用。半導體元件51對流入至配線部40的電流進行調整。

電容器46使自半導體元件51的源極電極51S經由電阻44及整流元件43而供給的脈動流的電壓變得平滑，從而將脈動流的電壓轉換為直流電壓。調節器48自所輸入的直流電壓生成實質上為固定的直流的驅動電壓VDD，並輸出至控制部21。電容器47例如用於去除驅動電壓VDD的雜訊等。由此，將驅動電壓VDD供給至控制部21。

這時，如上所述，將半導體元件51的汲極電極51D連接於電源供給路徑25，並將半導體元件51的閘極電極51G連接於整流電路30的高電位端子30c。即，對半導體元件51的汲極電極51D施加交流電壓VCT，對半導體元件51的閘極電極51G施加直流電壓VRE。由此，例如，可以使半導體元件51的動作穩定。可以抑制關於整流元件41、整流元件42的負載。可以將經穩定的驅動電壓VDD供給至控制部21。作為結果，能夠使控制部21的動作穩定。再者，施加至半導體元件51的汲極電極51D的電壓只要是未藉由平滑電容器32而變得平滑的電壓即可。例如，也可以為經由整流電路30而整流後的脈動流電壓。施加至半導體元件51的閘極電極51G的電壓只要為藉由平滑電容器32而加以平滑的電壓即可。例如，也可以為直流電壓VDC。

電流調整部23包括電阻61及開關元件62。在開關元件62中，例如可使用場效電晶體或氮化鎵高電子遷移率電晶體等。以下，將開關元件62設為場效電晶體來進行說明。

電阻61的一端連接於半導體元件51的源極電極51S。電阻61的另一端連接於開關元件62的汲極。開關元件62的閘極連接於控制部21。控制部21對開關元件62的閘極輸入控制訊號CGS。對於開關元件62，例如使用常斷(normally-off)型。例如，藉由將自控制部21輸入的控制訊號CGS自低切換為高，而使開關元件62自斷開狀態變為接通狀態。

當使開關元件62為接通狀態時，例如，經由整流元件41、整流元件42及半導體元件51，流經電源供給路徑25的電流的一部分流入至分支路徑24。即，藉由使開關元件62為接通狀態，電流調整部23變為導通狀態，藉由使開關元件62為斷開狀態，電流調整部23變為非導通狀態。

開關元件62的源極、齊納二極體50的陽極、電容器46的另一端、及電容器47的另一端連接於整流電路30的低電位端子30d。即，控制用電源部22的地線(ground)及電流調整部23的地線與直流電壓轉換部34的輸入側的地線變為共用。另一方面，控制部21的地線連接於輸出端子8。即，控制部21的地線與直流電壓轉換部34的輸出側的地線變為共用。由此，例如，可使控制部21的動作更穩定。

在電源電路14中，進而設置有電阻71~電阻76。電阻71的一端連接於半導體元件51的汲極電極51D。電阻71的另一端連接於電阻72的一端。電阻72的另一端連接於整流電路30的低電位端子30d。

電阻73的一端連接於整流電路30的高電位端子30c。電阻73的另一端連接於電阻74的一端。電阻74的另一端連接於整流電路30的低電位端子30d。

電阻75的一端連接於整流電路30的高電位端子30c。電阻75的另一端連接於電阻76的一端。電阻76的另一端連接於整流電路30的低電位端子30d。

在檢測電路28中，設置有第1比較器81、第2比較器82及辨別部83。第1比較器81包括第1輸入端子81a、第2輸入端子81b及第1輸出端子81c。第2比較器82包括第3輸入端子82a、第4輸入端子82b及第2輸出端子82c。

第1比較器81的第1輸入端子81a連接於電阻71與電阻72的連接點。由此，對第1比較器81的第1輸入端子81a輸入與電阻71、電阻72的分壓比相對應的脈動流的電壓，作為用於檢測導通角控制的有無及所述導通角控制的種類的第1檢測用電壓。第1檢測用電壓例如也可以為整流前的交流的電壓。如上所述，第1輸入端子81a是用於輸入基於交流的電源電壓VIN或交流電壓VCT而形成的交流或脈動流的第1檢測用電壓的端子。

第1比較器81的第2輸入端子81b連接於電阻73與電阻74 的連接點。由此，對第1比較器81的第2輸入端子81b，輸入與電阻73、電阻74的分壓比相對應的直流的電壓，作為第1臨限值電壓Vth1。第1臨限值電壓Vth1的電壓值低於第1檢測用電壓的最大值。例如，以第1臨限值電壓Vth1的電壓值低於第1檢測用電壓的最大值的方式，來設定電阻73、電阻74的分壓比。如上所述，第2輸入端子81b是用於輸入第1臨限值電壓Vth1的端子。

第1比較器81的第1輸出端子81c輸出第1輸出訊號。第1輸出訊號具有第1狀態及第2狀態，所述第1狀態表示第1檢測用電壓未達第1臨限值電壓Vth1，所述第2狀態表示第1檢測用電壓為第1臨限值電壓Vth1以上。在本例中，第1輸入端子81a為反相輸入端子，第2輸入端子81b為非反相輸入端子。因此，本例的第1輸出訊號，當第1檢測用電壓未達第1臨限值電壓Vth1時，變為高(第1狀態)，當第1檢測用電壓為第1臨限值電壓Vth1以上時，變為低(第2狀態)。

也可以與上述相反，將第1輸入端子81a設為非反相輸入端子，將第2輸入端子81b設為反相輸入端子。這時，當第1檢測用電壓未達第1臨限值電壓Vth1時，第1輸出訊號變為低(第1狀態)，當第1檢測用電壓為第1臨限值電壓Vth1以上時，第1輸出訊號變為高(第2狀態)。

第2比較器82的第3輸入端子82a連接於電阻71與電阻72的連接點。由此，對第2比較器82的第3輸入端子82a，輸入與電阻71、電阻72的分壓比相對應的脈動流的電壓，作為用於檢測導通角控制的有無及所述導通角控制的種類的第2檢測用電壓。第2檢測用電壓例如也可以為整流前的交流的電壓。第3輸入端子82a是用於輸入基於交流的電源電壓VIN或交流電壓VCT而形成的交流或脈動流的第2檢測用電壓的端子。在本例中，第2檢測用電壓與第1檢測用電壓實質上為相同。第2檢測用電壓也可以為與第1檢測用電壓不同的電壓。

第2比較器82的第4輸入端子82b連接於電阻75與電阻76的連接點。由此，對第2比較器82的第4輸入端子82b，輸入與電阻75、電阻76的分壓比相對應的直流的電壓，作為第2臨限值電壓Vth2。第2臨限值電壓Vth2的電壓值低於第2檢測用電壓的最大值。並且，第2臨限值電壓Vth2高於第1臨限值電壓Vth1。例如，第2臨限值電壓Vth2的絕對值高於第1臨限值電壓Vth1的絕對值。例如，以第2臨限值電壓Vth2低於檢測用電壓Vdet的最大值，而且高於第1臨限值電壓Vth1的方式，來設定電阻75、電阻76的分壓比。如上所述，第4輸入端子82b是用於輸入第2臨限值電壓Vth2的端子。

第2比較器82的第2輸出端子82c輸出第2輸出訊號。第2 輸出訊號具有第3狀態及第4狀態，所述第3狀態表示第2檢測用電壓未達第2臨限值電壓Vth2，所述第4狀態表示第2檢測用電壓為第2臨限值電壓Vth2以上。在本例中，第3輸入端子82a為反相輸入端子，第4輸入端子82b為非反相輸入端子。因此，本例的第2輸出訊號，當第2檢測用電壓未達第2臨限值電壓Vth2時，變為高(第3狀態)，當第2檢測用電壓為第2臨限值電壓Vth2以上時，變為低(第4狀態)。

也可以與上述相反，將第3輸入端子82a設為非反相輸入端子，將第4輸入端子82b設為反相輸入端子。這時，當第2檢測用電壓未達第2臨限值電壓Vth2時，第2輸出訊號變為低(第3狀態)，當第2檢測用電壓為第2臨限值電壓Vth2以上時，第2輸出訊號變為高(第4狀態)。

再者，第2比較器82的高及低的第2輸出訊號的極性也可以與第1比較器81的第1輸出訊號的極性相反。例如，也可以設為當第1檢測用電壓為第1臨限值電壓Vth1以上時，第1比較器81的第1輸出訊號設定為低，當第2檢測用電壓為第2臨限值電壓Vth2以上時，第2比較器82的第2輸出訊號設定為高。第1臨限值電壓Vth1例如為1 V左右。第2臨限值電壓Vth2例如為3 V左右。以下，將第1檢測用電壓及第2檢測用電壓統稱為檢測用電壓Vdet。

辨別部83與第1比較器81的第1輸出端子81c及第2比較器82的第2輸出端子82c分別連接。辨別部83根據第1比較器81的第1輸出訊號及第2比較器82的第2輸出訊號，進行導通角控制的有無及所述導通角控制的種類的辨別。辨別部83例如根據第1輸出訊號與第2輸出訊號的時間差來進行辨別。

在圖3(a)~圖3(d)中，表示未對輸入至電源電路14的交流電壓進行導通角控制的情況下的控制部21的動作例。所謂未進行導通角控制的情況，例如是指未連接調光器3，而將交流電源2的電源電壓VIN輸入至電源電路14的情況。未進行導通角控制的情況中，例如也考慮調光器3的調光度極小的情況。所謂未進行導通角控制的情況，例如為將實質上正弦波的交流電壓輸入至電源電路14的狀態。控制部21反應於來自控制用電源部22的驅動電壓VDD的供給而啟動之後，使檢測電路28的辨別部83辨別導通角控制的有無及所述導通角控制的種類。

圖3(a)~圖3(d)的橫軸為時間t。

圖3(a)的縱軸為檢測用電壓Vdet。

圖3(b)的縱軸為第1比較器81的第1輸出訊號S1。

圖3(c)的縱軸為第2比較器82的第2輸出訊號S2。

圖3(d)的縱軸為控制訊號CGS的電壓值。

辨別部83根據第1輸出訊號S1、第2輸出訊號S2及各輸出訊號S1、S2的時間差，來進行對導通角控制的有無及所述導通角控制的種類的辨別。更具體而言，辨別部83根據第1輸出訊號S1的下降邊緣(falling edge)TE1、第1輸出訊號S1的上升邊緣(rising edge)LE1、第2輸出訊號S2的下降邊緣TE2、第2輸出訊號S2的上升邊緣LE2及各邊緣的時間差，來進行對導通角控制的有無及所述導通角控制的種類的辨別。

在本例中，當檢測用電壓Vdet為第1臨限值電壓Vth1以上時，第1輸出訊號S1變為低。並且，當檢測用電壓Vdet為第2臨限值電壓Vth2以上時，第2輸出訊號S2變為低。

這時，在交流電壓的半波的部分，各邊緣按照第1輸出訊號S1的下降邊緣TE1、第2輸出訊號S2的下降邊緣TE2、第2輸出訊號S2的上升邊緣LE2及第1輸出訊號S1的上升邊緣LE1的順序發生變化。因此，辨別部83將第1輸出訊號S1的下降邊緣TE1與第1輸出訊號S1的上升邊緣LE1之間的部分辨別為交流電壓的半波的部分。

即，在本例中，第1輸出訊號S1的下降邊緣TE1是第1輸出訊號S1自第1狀態切換為第2狀態的第1切換點。第2輸出訊號S2的下降邊緣TE2是第2輸出訊號S2自第3狀態切換為第4狀態的第2切換點。第2輸出訊號S2的上升邊緣LE2是第2輸出訊號S2自第4狀態切換為第3狀態的第3切換點。第1輸出訊號S1的上升邊緣LE1是第1輸出訊號S1自第2狀態切換為第1狀態的第4切換點。

辨別部83對第1輸出訊號S1的下降邊緣TE1與第2輸出訊號S2的下降邊緣TE2之間的第1時間差△t1進行計時。並且，辨別部83對第2輸出訊號S2的上升邊緣LE2與第1輸出訊號S1的上升邊緣LE1之間的第2時間差△t2進行計時。辨別部83對各時間差△t1、△t2的計時例如可以使用控制部21的內部時鐘來進行，也可以在控制部21的外部設置計時器(timer)等來進行。

如圖3(a)~圖3(d)所示，在無導通角控制的情況下，在第1輸出訊號S1的下降邊緣TE1與第2輸出訊號S2的下降邊緣TE2之間、及第2輸出訊號S2的上升邊緣LE2與第1輸出訊號S1的上升邊緣LE1之間，會產生規定的時間差。因此，辨別部83對第1時間差△t1及第2時間差△t2進行計時，當各時間差△t1、△t2分別為規定值以上時，辨別為未進行導通角控制。例如，當各時間差△t1、△t2分別為0.5 msec以上時，辨別部83辨別為未進行導通角控制。

辨別部83例如定期實施辨別，直至電源電壓VIN或交流電壓VCT的輸入停止為止。再者，辨別部83的辨別例如可以每次在電源電壓VIN或交流電壓VCT的每個半波進行，也可以在每規定數目個半波進行。

當藉由辨別部83而辨別為無導通角控制時，控制部21生成具有與無導通角控制的情況相對應的責任週期比的控制訊號CTL，並將所生成的控制訊號CTL輸入至直流電壓轉換部34。由此，照明光源16以與電源電壓VIN相對應的亮度進行點燈。

並且，當檢測用電壓Vdet的電壓值未達第1臨限值電壓Vth1時，控制部21將控制訊號CGS設定為高(使電流調整部23為導通狀態)。並且，當檢測用電壓Vdet的電壓值為第1臨限值電壓Vth1以上時，控制部21將控制訊號CGS設定為低(使電流調整部23為非導通狀態)。即，控制部21在電源電壓VIN或交流電壓VCT未達下限值時使電流調整部23為導通狀態，在電源電壓VIN或交流電壓VCT為下限值以上時使電流調整部23為非導通狀態。

當藉由辨別部83而辨別為無導通角控制時，控制部21使將電流調整部23自導通狀態切換為非導通狀態的時序，比檢測用電壓Vdet的電壓值自未達第1臨限值電壓Vth1的狀態切換為第1臨限值電壓Vth1以上的狀態的時序延遲僅第1微小時間MT1。

例如，設為在將三端雙向可控矽開關元件用於以相位控制方式進行導通角控制的調光器3，並且將LED用於照明光源16的狀態下，辨別為無導通角控制。LED的消耗電流低於白熾燈泡等的消耗電流。因此，當不進行上述動作時，在交流電壓VCT為規定值以下的狀態下，無法流入為了接通三端雙向可控矽開關元件所需要的保持電流(holding current)，從而有時調光器3的動作變得不穩定。

與此相對，在本實施方式的電源電路14中，藉由如上所述般控制電流調整部23的動作，可以在規定值以下的交流電壓VCT下，使為了接通三端雙向可控矽開關元件所需要的保持電流流入至電流調整部23(分支路徑24)。由此，可以使調光器3的動作穩定。並且，藉由使電流調整部23的切換時序延遲僅第1微小時間MT1，可以使調光器3的動作更穩定。

在本例中，使用第1臨限值電壓Vth1來確定控制訊號CGS的切換時序。即，在本例中，使用第1臨限值電壓Vth1作為下限值。下限值也可以為與第1臨限值電壓Vth1不同的值的電壓。例如，也可以另外設置用於確定控制訊號CGS的切換時序的比較器。

在圖4(a)~圖4(d)中，表示以相位控制方式對輸入至電源電路14的交流電壓進行導通角控制的情況下的控制部21的動作例。圖4(a)~圖4(d)的各個橫軸及縱軸與圖3(a)~圖3(d)的各個橫軸及縱軸相同。

如圖4(a)~圖4(d)所示，在相位控制方式的導通角控制的情況下，第1輸出訊號S1的下降邊緣TE1與第2輸出訊號S2的下降邊緣TE2之間的第1時間差△t1變得極小。例如，第1時間差△t1未達0.5 msec。因此，辨別部83對第1時間差△t1及第2時間差△t2進行計時，當第1時間差△t1未達規定值，而且第2時間差△t2為規定值以上時，辨別為進行了相位控制方式的導通角控制。辨別部83例如在第1時間差△t1未達0.5 msec，而且第2時間差△t2為0.5 msec以上時，辨別為進行了相位控制方式的導通角控制。

當藉由辨別部83而辨別出相位控制方式的導通角控制時，控制部21根據辨別部83的辨別結果，進行交流電壓VCT的導通角的檢測。控制部21例如將第1輸出訊號S1被設定為低的區間判斷為調光器3的導通角控制的導通區間Ton。並且，控制部21將第1輸出訊號S1被設定為高的區間判斷為調光器3的導通角控制的遮斷區間Toff。由此，控制部21根據導通區間Ton與遮斷區間Toff的比率，檢測交流電壓VCT的導通角。導通角的檢測也可以根據第2輸出訊號S2來進行。導通角的檢測也可以根據與第1臨限值電壓Vth1及第2臨限值電壓Vth2不同的臨限值來進行。

控制部21在檢測交流電壓VCT的導通角之後，生成具有與所述導通角相對應的責任週期比的控制訊號CTL，並將所生成的控制訊號CTL輸入至直流電壓轉換部34。由此，根據以相位控制方式被控制導通角的交流電壓VCT，對照明光源16進行調光。

與無導通角控制的情況相同，控制部21在檢測用電壓Vdet的電壓值未達第1臨限值電壓Vth1的情況下，將控制訊號CGS設定為高。控制部21在檢測用電壓Vdet的電壓值為第1臨限值電壓Vth1以上的情況下，將控制訊號CGS設定為低。並且，當藉由辨別部83而辨別出為相位控制方式的導通角控制時，控制部21使將電流調整部23自導通狀態切換為非導通狀態的時序，比檢測用電壓Vdet的電壓值自未達第1臨限值電壓Vth1的狀態切換為第1臨限值電壓Vth1以上的狀態的時序延遲僅第2微小時間MT2。

由此，在進行了相位控制方式的導通角控制的情況下，可以使調光器3的動作穩定。第2微小時間MT2例如與第1微小時間MT1實質上為相同。第2微小時間MT2也可以與第1微小時間MT1不同。

在圖5(a)~圖5(d)中，表示以反相位控制方式對輸入至電源電路14的交流電壓進行導通角控制的情況下的控制部21的動作例。圖5(a)~圖5(d)的各個橫軸及縱軸與圖3(a)~圖3(d)及圖4(a)~圖4(d)各個橫軸及縱軸相同。

如圖5(a)~圖5(d)所示，在反相位控制方式的導通角控制的情況下，第2輸出訊號S2的上升邊緣LE2與第1輸出訊號S1的上升邊緣LE1之間的第2時間差△t2變得極小。例如，第2時間差△t2未達0.5 msec。因此，辨別部83對第1時間差△t1及第2時間差△t2進行計時，當第1時間差△t1為規定值以上，而且第2時間差△t2未達規定值時，辨別為進行了反相位控制方式的導通角控制。辨別部83例如在第1時間差△t1為0.5 msec以上，而且第2時間差△t2未達0.5 msec的情況下，辨別為進行了反相位控制方式的導通角控制。

當藉由辨別部83而辨別出反相位控制方式的導通角控制時，控制部21進行交流電壓VCT的導通角的檢測。控制部21例如將第1輸出訊號S1被設定為低的區間判斷為調光器3的導通角控制的導通區間Ton。並且，控制部21將第1輸出訊號S1被設定為高的區間判斷為調光器3的導通角控制的遮斷區間Toff。由此，控制部21根據導通區間Ton與遮斷區間Toff的比率，檢測交流電壓VCT的導通角。

控制部21在檢測交流電壓VCT的導通角之後，生成具有與所述導通角相對應的責任週期比的控制訊號CTL，並將所生成的控制訊號CTL輸入至直流電壓轉換部34。由此，在反相位控制方式中，也可以根據被控制導通角的交流電壓VCT，對照明光源16進行調光。

當檢測用電壓Vdet的電壓值未達第1臨限值電壓Vth1時，控制部21將控制訊號CGS設定為高。當檢測用電壓Vdet的電壓值為第1臨限值電壓Vth1以上時，控制部21將控制訊號CGS設定為低。

當藉由辨別部83而辨別出為反相位控制方式的導通角控制時，控制部21使將電流調整部23自非導通狀態切換為導通狀態的時序，比檢測用電壓Vdet的電壓值自第1臨限值電壓Vth1以上的狀態切換為未達第1臨限值電壓Vth1的狀態的時序提早僅第 3微小時間MT3。

控制部21例如預先記憶前一個檢測到的半波的導通區間Ton的時間，並以比所述時間提早僅第3微小時間MT3的時序，將電流調整部23自非導通狀態切換為導通狀態。

在反相位控制方式中，存在如下情況：由於濾波電容器26等中所蓄積的電荷的影響，導致導通區間Ton長於調光器3的實際的導通區間。如果導通區間Ton長於實際的導通區間，那麼例如控制訊號CTL的責任週期比會發生變化，從而照明光源16的調光的程度會發生變化。

藉由使電流調整部23為導通狀態，使流經電源供給路徑25的電流的一部分流入至分支路徑24，可以將濾波電容器26等中所蓄積的電荷引出至電流調整部23。由此，在電源電路14中，可以更確實地檢測經反相位控制的交流電壓VCT的導通角。能夠以更高精度進行照明光源16的調光。並且，如上所述，藉由使切換電流調整部23的時序提早僅第3微小時間MT3，可以更適當地引出濾波電容器26等中所蓄積的電荷。可以進一步提高導通角的檢測精度。

例如，存在如下檢測電路，其利用類比至數位轉換器(analog- to-digital converter)等對輸入電壓波形的邊緣進行檢測，並根據電壓傾斜度等，來檢測導通角控制的有無及所述導通角控制的種類。但是，在這種檢測電路中，需要記憶體等，電路變得複雜。例如，微型電腦(micro computer)等具有的某種程度的性能是必需的。

與此相對，在本實施方式的檢測電路28中，可以根據第1比較器81及第2比較器82的各自的輸出訊號S1、輸出訊號S2，來辨別導通角控制的有無及所述導通角控制的種類。在檢測電路28中，例如，不需要記憶體等。如此一來，在檢測電路28中，可以利用簡單電路來適當地辨別導通角控制的有無及所述導通角控制的種類。

在上述實施方式中，是將各比較器81、82分別設置於控制部21。各比較器81、82例如也可以設置於控制部21的外部，將各輸出訊號S1、S2輸入至控制部21。例如，也可以將辨別部83設置於控制部21的外部。檢測電路28例如也可以設置於控制部21的外部。

在上述實施方式中，揭示了照明負載12作為負載，但是並不限於此，例如可以為加熱器(heater)等需要導通角控制的任意的負載。在上述實施方式中，揭示了用於照明裝置10中的電源電路 14作為電源電路，但是並不限於此，而可以為與需要導通角控制的負載相適應的任意的電源電路。電力轉換部20所轉換的電壓並不限於直流電壓，例如既可以為有效值(effective value)不同的交流電壓，也可以為脈動流電壓。電力轉換部20所轉換的電壓例如只要根據所連接的負載來設定即可。

以上已說明本發明的若干實施方式及實施例，但是所述實施方式或實施例是作為示例起提示作用，並不意圖限定發明的範圍。所述新穎的實施方式或實施例可以通過其他各種方式來實施，在沒有脫離發明主旨的範圍內，可以進行各種省略、替換、變更。所述實施方式或實施例或者其變形包含于發明的範圍或主旨內，並且包含於權利要求書中所記載的發明及其同等的範圍內。