TW201436449A - 馬達控制裝置 - Google Patents

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Satoshi Yamazaki
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Sanyo Electric Co
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Abstract

本發明之課題在於實現如下之馬達控制裝置：將有磁飽和之馬達之動力運轉時之高速負載旋轉時之扭矩低下改善而縮短加速時間，同時還抑制馬達再生時之過大之扭矩，而防止換流器之過電壓與變換器之過電流，而且沒有扭矩常數之急速變化，可兼顧良好之加速特性與安全之減速特性。動力運轉/再生判別器是使用扭矩電流指令與馬達旋轉速度而判別馬達之動力運轉/再生狀態。限制器是當馬達在動力運轉狀態時使扭矩電流指令通過，在再生狀態時以限制值限制扭矩電流指令之大小而使其通過。激磁電流指令演算器是使用馬達旋轉速度而認識馬達之旋轉狀態，演算與該旋轉狀態對應之激磁電流指令。馬達驅動部(q軸電流控制器、d軸電流控制器、座標轉換器、PWM控制器、功率轉換器)是使用通過限制器後之扭矩電流指令與演算出之激磁電流指令而驅動馬達。

Description

馬達控制裝置 發明領域
本發明是有關於將感應電機之向量控制之加減速特性改善之馬達控制裝置。
發明背景
工具機之主軸被期望能兼顧低速重切削與高速切削。因此，使用根據磁場減弱(field weakening)之定輸出控制來實現低速旋轉時之高扭矩化與高速旋轉化。進行定輸出控制之馬達控制裝置舉例來說是如以下之構成。
圖12是習知之馬達控制裝置的方塊圖。該馬達控制裝置是進行如以下之動作。
首先，將速度指令與來自速度演算器15之馬達旋轉速度ωm比較，藉由速度控制器20求出q軸電流指令IqC。速度演算器15輸出之馬達旋轉速度ωm是使用由編碼器10檢測出之位置回饋而演算。將q軸電流指令IqC與來自座標轉換器25之q軸電流回饋IqF比較，藉由q軸電流控制器30求出q軸電壓指令VqC。
另一方面，參考馬達旋轉速度ωm而以磁通量指令φ2C下達必要之磁通量，將磁通量指令φ2C與磁通量演 算器35所求出之磁通量φ2比較，藉由磁通量控制器40求出d軸電流指令IdC。磁通量演算器35輸出之磁通量φ2是使用來自座標轉換器25之d軸電流回饋IdF而演算。將d軸電流指令IdC與來自座標轉換器25之d軸電流回饋IdF比較，藉由d軸電流控制器45求出d軸電壓指令VdC。
轉差頻率演算器50由q軸電流指令IqC與磁通量φ2算出轉差頻率指令ωs。轉差頻率指令ωs是與速度演算器15輸出之馬達旋轉速度ωm相加。以轉差頻率指令ωs與馬達旋轉速度ωm求出一次頻率指令ω1。以積分器55將一次頻率指令ω1積分而求出定子位置指令θmc。
座標轉換器60是基於定子位置指令θmc對q軸電壓指令VqC、d軸電壓指令VdC進行座標轉換，求出三相電壓指令Vuc、Vvc、Vwc。三相電壓指令Vuc、Vvc、Vwc是透過PWM控制器65、功率轉換器70而供給至馬達80，馬達80因應三相電壓指令Vuc、Vvc、Vwc而驅動。
q軸電流回饋IqF與d軸電流回饋IdF是由座標轉換器25基於定子位置指令θmc對馬達電流Iu、Iv進行座標轉換而求出。
磁通量指令φ2C是如圖12之圖表所示，在定扭矩領域是一定，在定輸出領域是與馬達80之旋轉速度之上昇成反比例而減少。藉由使磁通量指令φ2C與馬達80之旋轉速度之上昇成反比例而降低，來進行磁場減弱控制。
進行攻牙加工之工具機之主軸為了縮短加工時間，期望小型且慣性小、可高速旋轉之主軸馬達。若為了 實現馬達之小型化與低慣性化而將馬達之鐵心之磁通量密度設計的很高，則會有在動力運轉時之高速高負載旋轉時因為鐵心之飽和而無法確保充分之磁通量、由於無法輸出必要之大扭矩故加速時間變長之問題。
為了對此進行改善，可以考慮的是使高速旋轉時之磁通量增加。此情況下，有馬達之減速時之扭矩相較於加速時變成過大之問題。馬達減速時，由於馬達之再生功率令功率轉換器之直流電壓變高，施加於馬達之電壓變高，鐵心之飽和受到緩和，故輸出大扭矩。因為過大的扭矩會對機械系統產生不良的影響，故期望能收在規格內。另外，若減速時之扭矩過大，則再生功率變大，會有超過馬達控制裝置容許之再生功率的情形。在以電阻器消耗再生功率之馬達控制裝置是具有換流器之直流電壓上昇而變成過電壓之問題。另外，在使再生功率回歸電源之馬達控制裝置是具有變換器之電流上昇而變成過電流之問題。
為了改善該等問題，下述專利文獻1所記載之發明是在動力運轉時與再生時改變磁通量指令。
先行技術文獻 專利文獻
專利文獻1 日本特許第4065903號說明書
發明概要
然而，在採用上述之專利文獻1所記載之發明的 情況下，有以下的問題：若在動力運轉時與再生時改變磁通量指令，則從動力運轉轉變至再生時磁通量急速變化而扭矩常數改變，在輸出扭矩中的情況下，馬達之輸出扭矩急速變化而對機械系統賦予衝撃。
本發明是為了解除如上述之習知之馬達控制裝置之問題而建構之發明，其目的在於提供如下之馬達控制裝置：將有磁飽和之馬達之動力運轉時之高速負載旋轉時之扭矩低下改善而縮短加速時間，同時還抑制馬達再生時之過大之扭矩，而防止換流器之過電壓與變換器之過電流，而且沒有扭矩常數之急速變化，可兼顧良好之加速特性與安全之減速特性。
為了達成上述目的之與本發明相關之馬達控制裝置是具有動力運轉/再生判別器、限制器、激磁電流指令演算器及馬達驅動部。
動力運轉/再生判別器是使用扭矩電流指令與馬達旋轉速度而判別馬達之動力運轉/再生狀態。限制器是當馬達在動力運轉狀態時使扭矩電流指令通過，在再生狀態時限制扭矩電流指令之大小而使其通過。激磁電流指令演算器是使用馬達旋轉速度而認識馬達之旋轉狀態，演算與該旋轉狀態對應之激磁電流指令。馬達驅動部是使用通過限制器後之扭矩電流指令與演算出之激磁電流指令而驅動馬達。
根據如以上地構成之與本發明相關之馬達控制裝置，將有磁飽和之馬達之動力運轉時之高速負載旋轉時之扭矩低下改善而縮短加速時間，同時還抑制馬達再生時之過大之扭矩，而防止換流器之過電壓與變換器之過電流，而且沒有扭矩常數之急速變化，可兼顧良好之加速特性與安全之減速特性。
10、110、210、310‧‧‧編碼器
15、115、215、315‧‧‧速度演算器
20‧‧‧速度控制器
25、125、225、325‧‧‧座標轉換器
30、130、230、330‧‧‧q軸電流控制器
35、235、335‧‧‧磁通量演算器
40、240、340‧‧‧磁通量控制器
45、145、245、345‧‧‧d軸電流控制器
50、150、250、350‧‧‧轉差頻率演算器
55、155、255、355‧‧‧積分器
60、160、260、360‧‧‧座標轉換器
65、165、265、365‧‧‧PWM控制器
70、170、270、370‧‧‧功率轉換器
80、180、280、380‧‧‧馬達
100、200、300‧‧‧馬達控制裝置
135‧‧‧激磁電流指令演算器
157、257、357‧‧‧OSC
175、275、375‧‧‧動力運轉/再生判別器
185、285‧‧‧q軸電流限制值算出器
190、290、390‧‧‧限制器
220、320‧‧‧磁通量指令演算器
383‧‧‧最大一次電流指令算出器
385‧‧‧扭矩限制值演算器
395‧‧‧q軸電流演算器
圖1是與實施形態1相關之馬達控制裝置的方塊圖。
圖2是顯示圖1之動力運轉/再生判別器之動力運轉及再生之判別手法的圖。
圖3是顯示圖1之q軸電流限制值算出器之馬達旋轉速度ωm與q軸電流指令限制值IqLIM之關係的圖。
圖4是顯示圖1之激磁電流指令演算器之馬達旋轉速度ωm與磁場減弱前之激磁電流指令IdCB之關係的圖。
圖5是顯示圖1之激磁電流指令演算器之馬達旋轉速度ωm與激磁電流指令IdC之關係的圖。
圖6是與實施形態2相關之馬達控制裝置的方塊圖。
圖7是顯示圖6之q軸電流限制值算出部之馬達旋轉速度ωm與磁場減弱前之磁通量指令φ2CB之關係的圖。
圖8是顯示圖6之q軸電流限制值算出部之馬達旋轉速度ωm與磁通量指令φ2C之關係的圖。
圖9是與實施形態3相關之馬達控制裝置的方塊圖。
圖10是顯示圖9之動力運轉/再生判別器之動力運轉及 再生之判別手法的圖。
圖11是顯示圖9之最大一次電流指令演算器之馬達旋轉速度ωm與最大一次電流指令IPC之關係的圖。
圖12是顯示習知之馬達控制裝置之一例的方塊圖。
用以實施發明之形態
與本發明相關之馬達控制裝置是將有磁飽和之馬達之動力運轉時之高速負載旋轉時之扭矩低下改善而縮短加速時間，同時還抑制馬達再生時之過大之扭矩，而防止換流器之過電壓與變換器之過電流，而且沒有扭矩常數之急速變化，兼顧良好之加速特性與安全之減速特性。亦即，與本發明相關之馬達控制裝置是使馬達之加減速特性改善。
接著，一面參考圖式一面將發揮如上述之特性之與本發明相關之馬達控制裝置之實施形態分作[實施形態1]至[實施形態3]來說明。
[實施形態1]
[馬達控制裝置100之整體構成]
圖1是與實施形態1相關之馬達控制裝置100的方塊圖。
馬達控制裝置100具有q軸電流控制器130、動力運轉/再生判別器175、q軸電流限制值算出器185及限制器190作為下達q軸電壓指令VqC之系統。
動力運轉/再生判別器175是由扭矩電流指令 IqCB與馬達旋轉速度ωm來判別馬達180在動力運轉狀態或在再生狀態。馬達旋轉速度ωm是由速度演算器115輸出。速度演算器115是使用編碼器110檢測之位置回饋而演算馬達旋轉速度ωm。附帶一提，動力運轉/再生判別器175之詳細動作是在後面陳述。
q軸電流限制值算出器185是由動力運轉/再生判別器175之動力運轉、再生判別結果與馬達旋轉速度ωm算出q軸電流限制值IqLIM。附帶一提，q軸電流限制值算出器185之詳細動作是在後面陳述。
限制器190是將q軸電流限制值算出器185所算出之q軸電流限制值IqLIM輸入，對扭矩電流指令IqCB之值進行限制。附帶一提，限制器190之詳細動作是在後面陳述。
q軸電流限制器130是將從透過限制器190而輸入之q軸電流指令IqC減去q軸電流回饋IqF而獲得之電流偏差輸入，算出q軸電壓指令VqC。q軸電流回饋IqF是由座標轉換器125輸出。q軸電流回饋IqF是座標轉換器125基於後述之定子位置指令θmc對馬達電流Iu、Iv進行座標轉換而求出。q軸電流控制器130是以比例積分控制器構成。
另外，馬達控制裝置100具有磁通量電流指令演算器135、d軸電流控制器145作為下達d軸電壓指令VdC之系統。
激磁電流指令演算器135是將馬達旋轉速度ωm輸入，演算用於改善馬達180之加減速特性之最佳之q軸電 流指令IdC。附帶一提，激磁電流指令演算器135之詳細動作是在後面陳述。
d軸電流控制器145是將從激磁電流指令演算器135所輸出之q軸電流指令IdC減去d軸電流回饋IdF而獲得之電流偏差輸入，算出d軸電壓指令VdC。d軸電流回饋IdF是由座標轉換器125輸出。d軸電流回饋IdF是座標轉換器125基於後述之定子位置指令θmc對馬達電流Iu、Iv進行座標轉換而求出。d軸電流控制器145是以比例積分控制器構成。
再者，馬達控制裝置100具有轉差頻率演算器150、積分器155、OSC157、座標轉換器125、160作為用於進行座標轉換之系統。
轉差頻率演算器150是將q軸電流指令IqC與由激磁電流指令演算器135輸出之d軸電流指令IdC輸入，算出轉差頻率指令ωs。附帶一提，轉差頻率演算器150之詳細動作是在後面陳述。
積分器155是將由轉差頻率演算器150輸出之轉差頻率指令ωs與由速度演算器115輸出之馬達旋轉速度ωm相加而獲得之一次頻率指令ω1輸入，將一次頻率指令ω1積分而求出定子位置指令θmc。定子位置指令θmc是透過OSC157而朝座標轉換器125、160輸出。
座標轉換器160是基於輸入之定子位置指令θmc而對q軸電壓指令VqC、d軸電壓指令VdC進行座標轉換，求出三相電壓指令Vuc、Vvc、Vwc。
座標轉換器125是基於輸入之定子位置指令θmc而對馬達電流Iu、Iv進行座標轉換，求出q軸電流回饋IqF、d軸電流回饋IdF。
再者，馬達控制裝置100具有PWM控制器165、功率轉換器170作為用於使馬達180驅動之系統。附帶一提，藉由PWM控制器165、功率轉換器170、q軸電流控制器130、d軸電流控制器145、座標轉換器160而形成馬達驅動部。
PWM控制器165是將由座標轉換器160輸出之三相電壓指令Vuc、Vvc、Vwc輸入，基於輸入之三相電壓指令Vuc、Vvc、Vwc而輸出用於使功率轉換器170開關之PWM訊號。
功率轉換器170是將由PWM控制器165輸出之PWM訊號輸入而將在內部具有之半導體開關元件予以開關，將馬達180驅動。
[動力運轉/再生判別器175之動作]
如前述，動力運轉/再生判別器175是由扭矩電流指令IqCB與馬達旋轉速度ωm來判別馬達180在動力運轉狀態或在再生狀態。
動力運轉、再生判別是考慮馬達180之損失與編碼器110之量化誤差所造成之速度漣波，如圖2所示地使用馬達旋轉速度閾值ωA、扭矩電流指令閾值IqA來進行。馬達旋轉速度閾值ωA是考慮編碼器110之量化誤差而決定，令動力運轉、再生判別結果在馬達180之無負載運轉時不 震顫(chattering)。扭矩電流指令閾值IqA是考慮馬達180之損失而決定，以成為馬達180之再生功率-馬達損失=0時之扭矩電流指令IqCB之值來設定。
動力運轉/再生判別器175是如圖2所示，在ωm ≧ωA且IqCB≦-IqA、或是ωm≦-ωA且IqCB≧IqA之條件的情況下判定在再生狀態，在該等條件以外之條件的情況下判斷在動力運轉狀態。
[q軸電流限制值算出器185之動作]
如前述，q軸電流限制值算出器185是由動力運轉/再生判別器175之動力運轉、再生判別結果與馬達旋轉速度ωm算出q軸電流限制值IqLIM。具體而言，q軸電流限制值算出器185在動力運轉狀態的情況下不限制q軸電流IqC，在再生狀態的情況下則如圖3所示地限制q軸電流IqC。
q軸電流指令限制值IqLIM=Iqmax
(0≦|ωm|≦ω1時)
q軸電流限制值IqLIM=Iqmax-KLIM．(|ωm|-ω1)
(ω1<|ωm|時)
在此，ω1：q軸電流之限制開始旋轉速度
ω1是基底速度以上之值，基於馬達180減速時之扭矩特性而調整。
KLIM：決定高速旋轉時之q軸電流指令限制值之降低量的係數
[限制器190之動作]
如前述，限制器190是將q軸電流限制值算出器185所 算出之q軸電流限制值IqLIM輸入，對扭矩電流指令IqCB之值進行限制。限制器190是通過扭矩電流指令IqCB，求出限制後之q軸電流指令Iqc。
[激磁電流指令演算器135之動作]
如前述，激磁電流指令演算器135是演算用於改善馬達180之加減速特性之最佳之激磁電流指令IdC。
圖4是顯示圖1之激磁電流指令演算器135之馬達旋轉速度ωm與磁場減弱前之激磁電流指令IdCB之關係的圖。激磁電流指令演算器135是演算與馬達旋轉速度ωm對應之磁場減弱前之激磁電流指令IdCB。另外，圖5是顯示圖1之激磁電流指令演算器135之馬達旋轉速度ωm與激磁電流指令IdC之關係的圖。激磁電流指令演算器135是演算與馬達旋轉速度ωm對應之激磁電流指令IdC。
圖4及圖5顯示著相對於馬達旋轉速度ωm之激磁電流指令特性。圖4是顯示磁場減弱前之激磁電流指令IdCB，圖5是顯示激磁電流指令IdC。
如圖4所示，磁場減弱前之激磁電流指令IdCB在馬達旋轉速度ωm從0至ω0是維持電流I0而不變。若馬達旋轉速度超過ω0，則激磁電流指令IdCB是因應馬達旋轉速度ωm之增加而從電流I0以一定斜率上昇。
另外，如圖5所示，激磁電流指令IdC在馬達旋轉速度ωm從0至ω0是維持電流I0而不變。若馬達旋轉速度超過ω0，則與馬達旋轉速度ωm之增加成反比例而下降。
激磁電流指令演算器135是藉由下面之式子來求 出磁場減弱前之激磁電流指令IdCB。
IdCB=I0
(0≦|ωm|≦ω0時)
IdCB=φ0+K0．(|ωm|-ω0)
(ω0<|ωm|時)...(1)
在此，ω0：基底速度
I0：基底速度之激磁電流
φ0：基底速度之磁通量
K0：使高速旋轉時之激磁電流指令上昇之係數
若將馬達旋轉速度ωm代入上述之式子(1)而將磁場減弱前之激磁電流指令IdCB可視化，則成為如圖4之圖表。
藉由使高速旋轉時之激磁電流上昇之係數K0，馬達180之高速旋轉時之激磁電流指令增大，即便有磁飽和亦可使磁通量不變小，可改善加減速特性。關於K0之最佳值，可藉由嘗試錯誤法之實驗來求出，或是藉由模擬來求出。
激磁電流指令演算器135在如上述地求出磁場減弱前之激磁電流指令IdCB後，藉由下面之式子求出激磁電流指令IdC。
IdC=IdCB
(0≦|ωm|≦ω0時)
IdC=IdCB．ω0/|ωm|
(ω0<|ωm|時)...(2)
若將馬達旋轉速度ωm代入上述之式子(2)而將激磁電 流指令IdC可視化，則成為如圖5之圖表。
激磁電流指令演算器135是因應馬達旋轉速度ωm，在進行式子(1)之演算而求出磁場減弱前之激磁電流指令IdCB後，對磁場減弱前之激磁電流指令IdCB進行式子(2)之演算，將激磁電流指令IdC往d軸電流控制器145輸出。
[轉差頻率演算器150之動作]
轉差頻率演算器150是如下述之式子所示，由通過限制器190後之q軸電流指令IqC與d軸電流指令IdC算出轉差頻率指令ωs。轉差頻率指令ωs是藉由下面之式子而求出。
ωs=R2/L2．(IqC/IdC)...(3)
R2：二次電阻
L2：二次電感
[馬達控制裝置100之動作]
首先，藉由限制器190對輸入之扭矩電流指令IqCB進行限制，將由限制器190所輸出之q軸電流IqC與來自座標轉換器125之q軸電流回饋IqF比較，藉由q軸電流控制器130求出q軸電壓指令VqC。
另一方面，將激磁電流指令演算器135使用上述之式子(1)及式子(2)而由馬達旋轉速度ωm所求出之d軸電流指令IdC與來自座標轉換器125之d軸電流回饋IdF比較，藉由d軸電流控制器145求出d軸電壓指令VdC。
轉差頻率演算器150使用上述之式子(3)而由q軸電流指令IqC與激磁電流指令IdC算出轉差頻率指令ωs。轉 差頻率指令ωs是與速度演算器115輸出之馬達旋轉速度ωm相加。以轉差頻率指令ωs與馬達旋轉速度ωm求出一次頻率指令ω1。以積分器155將一次頻率指令ω1積分而求出定子位置指令θmc。
座標轉換器160是基於定子位置指令θmc對q軸電壓指令VqC、d軸電壓指令VdC進行座標轉換，求出三相電壓指令Vuc、Vvc、Vwc。三相電壓指令Vuc、Vvc、Vwc是透過PWM控制器165、功率轉換器170而供給至馬達180，馬達180因應三相電壓指令Vuc、Vvc、Vwc而驅動。
q軸電流回饋IqF與d軸電流回饋IdF是由座標轉換器125基於定子位置指令θmc對馬達電流Iu、Iv進行座標轉換而求出。
如以上所說明，激磁電流指令演算器135是求出與馬達旋轉速度和基底速度之差成比例地使激磁電流增加之值，基於該值實施磁場減弱，再者，在磁場減弱領域是與q軸電流指令Iqc成比例地將磁通量降低。亦即，激磁電流指令演算器135是輸出用於改善馬達180之加減速特性之最佳之激磁電流指令IdC。
因此，根據與實施形態1相關之馬達控制裝置100，將有磁飽和之馬達之動力運轉時之高速負載旋轉時之扭矩低下改善而縮短加速時間，同時還抑制馬達再生時之過大之扭矩，而防止換流器之過電壓與變換器之過電流，而且沒有扭矩常數之急速變化，可兼顧良好之加速特性與安全之減速特性。
附帶一提，與實施形態1相關之馬達控制裝置100亦可於將q軸電壓指令VqC、d軸電壓指令VdC輸出之系統設非干渉控制器，控制d軸及q軸之干渉。另外，亦可藉由三相電流控制系統構成d軸及q軸之電流控制系統之內部。再者，亦可使激磁電流指令不是從基底速度上昇，而是從任意之旋轉速度上昇。
[實施形態2]
[馬達控制裝置200之整體構成]
圖6是與實施形態2相關之馬達控制裝置200的方塊圖。與實施形態2相關之馬達控制裝置200是在與實施形態1相關之馬達控制裝置100之構成加上磁通量控制器與磁通量演算器，取代激磁電流指令演算器135而設有磁通量指令演算器。
馬達控制裝置200具有q軸電流控制器230、動力運轉/再生判別器275、q軸電流限制值算出器285及限制器290作為下達q軸電壓指令VqC之系統。q軸電流控制器230、動力運轉/再生判別器275、q軸電流限制值算出器285及限制器290是與實施形態1之q軸電流控制器130、動力運轉/再生判別器175、q軸電流限制值算出器185及限制器190相同。
另外，馬達控制裝置200具有磁通量指令演算器220、磁通量控制器240、d軸電流控制器245作為下達d軸電壓指令VdC之系統。
磁通量指令演算器220是將馬達旋轉速度ωm輸 入，演算用於改善馬達280之加減速特性之最佳之磁通量指令φ2C。附帶一提，磁通量指令演算器220之詳細動作是在後面陳述。
磁通量控制器240是將從磁通量指令演算器220所輸出之磁通量指令φ2C減去磁通量φ2而獲得之磁通量偏差輸入，算出d軸電流指令IdC。磁通量φ2是由磁通量演算器235輸出。磁通量控制器240是以比例積分控制器構成。
磁通量演算器235是使用座標轉換器225輸出之d軸電流回饋IdF而演算磁通量φ2。磁通量演算器235之詳細動作是在後面陳述。
d軸電流控制器245是將從磁通量控制器240所輸出之d軸電流指令Idc減去d軸電流回饋IdF而獲得之電流偏差輸入，算出d軸電壓指令VdC。d軸電流回饋IdF是由座標轉換器225輸出。d軸電流回饋IdF是座標轉換器225基於後述之定子位置指令θmc對馬達電流Iu、Iv進行座標轉換而求出。d軸電流控制器245是以比例積分控制器構成。
再者，馬達控制裝置200具有轉差頻率演算器250、積分器255、OSC257、座標轉換器225、260作為用於進行座標轉換之系統。
轉差頻率演算器250是將輸入之q軸電流指令IqC與由磁通量演算器235輸出之磁通量φ2輸入，算出轉差頻率指令ωs。附帶一提，轉差頻率演算器250之詳細動作是在後面陳述。
積分器255、OSC257、座標轉換器225、260是 與實施形態1之積分器155、OSC157、座標轉換器125、160相同。
再者，馬達控制裝置200具有PWM控制器265、功率轉換器270作為用於使馬達280驅動之系統。PWM控制器265、功率轉換器270是與實施形態1之PWM控制器165、功率轉換器170相同。附帶一提，藉由PWM控制器265、功率轉換器270、q軸電流控制器230、d軸電流控制器245、座標轉換器260而形成馬達驅動部。
[磁通量指令演算器220之動作]
如前述，磁通量指令演算器220是演算用於改善馬達280之加減速特性之最佳之磁通量指令φ2C。
圖7是顯示圖6之磁通量指令演算器220之馬達旋轉速度ωm與磁場減弱前之磁通量指令φ2CB之關係的圖。磁通量指令演算器220是演算與馬達旋轉速度ωm對應之磁場減弱前之磁通量指令φ2CB。另外，圖8是顯示圖6之磁通量指令演算器220之馬達旋轉速度ωm與磁通量指令φ2C之關係的圖。磁通量指令演算器220是演算與馬達旋轉速度ωm對應之磁通量指令φ2C。
圖7及圖8顯示著相對於馬達旋轉速度ωm之磁通量φ0之磁通量指令特性。圖7是顯示磁場減弱前之磁通量指令φ2CB，圖8是顯示磁通量指令φ2C。
如圖7所示，磁場減弱前之磁通量指令φ2CB在馬達旋轉速度ωm從0至ω0是維持磁通量φ0而不變。若馬達旋轉速度超過ω0，則磁通量指令φ2CB是從磁通量φ0以一 定斜率上昇。
另外，如圖8所示，磁通量指令φ2C在馬達旋轉速度ωm從0至ω0是維持磁通量φ0而不變。若馬達旋轉速度超過ω0，則磁通量指令φ2C是從磁通量φ0與馬達旋轉速度ωm之增加成反比例而下降。
磁通量指令演算器220是藉由下面之式子來求出磁場減弱前之磁通量指令φ2CB。
φ2CB=φ0
(0≦|ωm|≦ω0時)
φ2CB=φ0+K0．(|ωm|-ω0)
(ω0<|ωm|時)...(4)
在此，ω0：基底速度
φ0：基底速度之磁通量
K0：使高速旋轉時之磁通量上昇之係數
若將馬達旋轉速度ωm代入上述之式子(4)而將磁通量指令φ2CB可視化，則成為如圖7之圖表。
可藉由使高速旋轉時之磁通量上昇之係數K0而將高速旋轉輕負載旋轉之磁通量指令φ2CB的值增大，馬達180之高速旋轉時之激磁電流指令增大，即便有磁飽和亦可使磁通量不變小，可改善加減速特性。關於K0之最佳值，可藉由嘗試錯誤法之實驗來求出，或是藉由模擬來求出。
磁通量指令演算器220在如上述地求出磁場減弱前之磁通量指令後，藉由下面之式子求出磁通量指令 φ2C。
φ2C=φ2CB
(0≦|ωm|≦ω0時)
φ2C=φ2CB．ω0/|ωm|
(ω0<|ωm|時)...(5)
若將馬達旋轉速度ωm代入上述之式子(5)而將磁通量指令φ2C可視化，則成為如圖8之圖表。
磁通量指令演算器220是因應馬達旋轉速度ωm，在進行式子(4)之演算而求出磁場減弱前之磁通量指令φ2CB後，對磁通量指令φ2CB進行式子(5)之演算，將磁通量指令φ2C往磁通量控制器240輸出。
[轉差頻率演算器250之動作]
轉差頻率演算器250是如下述之式子所示，由q軸電流指令Iqc與磁通量φ2算出轉差頻率指令ωs。轉差頻率指令ωs是藉由下面之式子而求出。
ωs=M．R2/L2．(Iqc/φ2)...(6)
R2：二次電阻
φ2：二次磁通量
L2：二次電感
M：互感
[磁通量演算器235之動作]
磁通量演算器235是如下述之式子所示，由d軸電流回饋IdF求出磁通量φ2。
φ2=1/(1+L2/R2．S)．M．IdF...(7)
S：轉差
IdF：q軸電流回饋
[馬達控制裝置200之動作]
首先，藉由限制器290對輸入之扭矩電流指令IqCB進行限制，將由限制器290所輸出之q軸電流IqC與來自座標轉換器225之q軸電流回饋IqF比較，藉由q軸電流控制器230求出q軸電壓指令VqC。
另一方面，以磁通量指令φ2C下達磁通量指令演算器220使用上述之式子(4)及式子(5)而由馬達旋轉速度ωm所算出之磁通量，與磁通量演算器235使用上述之式子(7)所算出之磁通量φ2比較，藉由磁通量控制器240求出d軸電流指令IdC。將d軸電流指令IdC與來自座標轉換器225之d軸電流回饋IdF比較，藉由d軸電流控制器245求出d軸電壓指令VdC。
轉差頻率演算器250使用上述之式子(6)而由q軸電流指令IqC與磁通量φ2算出轉差頻率指令ωs。轉差頻率指令ωs是與速度演算器215輸出之馬達旋轉速度ωm相加。以轉差頻率指令ωs與馬達旋轉速度ωm求出一次頻率指令ω1。以積分器255將一次頻率指令ω1積分而求出定子位置指令θmc。
座標轉換器260是基於定子位置指令θmc對q軸電壓指令VqC、d軸電壓指令VdC進行座標轉換，求出三相電壓指令Vuc、Vvc、Vwc。三相電壓指令Vuc、Vvc、Vwc是透過PWM控制器265、功率轉換器270而供給至馬達 280，馬達280因應三相電壓指令Vuc、Vvc、Vwc而驅動。
q軸電流回饋IqF與d軸電流回饋IdF是由座標轉換器225基於定子位置指令θmc對馬達電流Iu、Iv進行座標轉換而求出。
如以上所說明，磁通量指令演算器220是求出與馬達旋轉速度和基底速度之差成比例地使磁通量增加之值，基於該值實施磁場減弱，再者，在磁場減弱領域是與扭矩電流指令Iqc成比例地將磁通量降低。亦即，磁通量控制器240是輸出用於改善馬達280之加減速特性之最佳之激磁電流指令IdC。
因此，根據與實施形態2相關之馬達控制裝置200，將有磁飽和之馬達之動力運轉時之高速負載旋轉時之扭矩低下改善而縮短加速時間，同時還抑制馬達再生時之過大之扭矩，而防止換流器之過電壓與變換器之過電流，而且沒有扭矩常數之急速變化，可兼顧良好之加速特性與安全之減速特性。
附帶一提，與實施形態2相關之馬達控制裝置200亦可於將q軸電壓指令VqC、d軸電壓指令VdC輸出之系統設非干渉控制器，控制d軸及q軸之干渉。另外，亦可藉由三相電流控制系統構成d軸及q軸之電流控制系統之內部。再者，亦可使激磁電流指令不是從基底速度上昇，而是從任意之旋轉速度上昇。
[實施形態3]
[馬達控制裝置300之整體構成]
圖9是與實施形態3相關之馬達控制裝置300的方塊圖。與實施形態3相關之馬達控制裝置300是在與實施形態2相關之馬達控制裝置200之構成加上最大一次電流指令算出器、扭矩限制值演算器及q軸電流演算器。
馬達控制裝置300具有q軸電流控制器330、動力運轉/再生判別器375、最大一次電流指令算出器383、扭矩限制值演算器385、限制器390及q軸電流演算器395作為下達q軸電壓指令VqC之系統。q軸電流控制器330及動力運轉/再生判別器375是與實施形態2之q軸電流控制器230及動力運轉/再生判別器275相同。
最大一次電流指令算出器383是算出朝馬達380供給之一次電流指令的最大值，作為最大一次電流指令IPC朝扭矩限制值演算器385輸出。最大一次電流指令算出器383之詳細動作是在後面陳述。
扭矩限制值演算器385是由磁通量演算器335輸出之磁通量φ2、磁通量控制器340輸出之d軸電流指令IdC、最大一次電流指令IPC演算扭矩限制值TLIM。扭矩限制值演算器385之詳細動作是在後面陳述。
限制器390是將扭矩限制值演算器385輸出之扭矩限制值TLIM輸入，對扭矩指令TCB之值進行限制。限制器390之詳細動作是在後面陳述。
q軸電流演算器395是使用透過限制器390而輸入之扭矩指令TCB來演算q軸電流IqC。q軸電流演算器395之詳細動作是在後面陳述。
另外，馬達控制裝置300具有磁通量指令演算器320、磁通量控制器340、d軸電流控制器345作為下達d軸電壓指令VdC之系統。磁通量指令演算器320、磁通量控制器340、d軸電流控制器345是與實施形態2之磁通量指令演算器220、磁通量控制器240、d軸電流控制器245相同。
再者，馬達控制裝置300具有轉差頻率演算器350、積分器355、OSC357、座標轉換器325、360作為用於進行座標轉換之系統。轉差頻率演算器350、積分器355、OSC357、座標轉換器325、360是與實施形態2之轉差頻率演算器250、積分器255、OSC257、座標轉換器225、260相同。
再者，馬達控制裝置300具有PWM控制器365、功率轉換器370作為用於使馬達380驅動之系統。PWM控制器365、功率轉換器370是與實施形態2之PWM控制器265、功率轉換器270相同。附帶一提，藉由PWM控制器365、功率轉換器370、q軸電流控制器330、d軸電流控制器345、座標轉換器360而形成馬達驅動部。
[動力運轉/再生判別器375之動作]
如前述，動力運轉/再生判別器375是由扭矩指令TCB與馬達旋轉速度ωm來判別馬達380在動力運轉狀態或在再生狀態。
動力運轉、再生判別是考慮馬達380之損失與編碼器310之量化誤差所造成之速度漣波，如圖10所示地使用馬達旋轉速度閾值ωA、扭矩指令閾值TCA來進行。馬 達旋轉速度閾值ωA是考慮編碼器310之量化誤差而決定，令動力運轉、再生判別結果在馬達380之無負載運轉時不震顫。扭矩指令閾值TCA是考慮馬達380之損失而決定，以成為馬達380之再生功率-馬達損失=0時之扭矩電流指令TCB之值來設定。
動力運轉/再生判別器375是如圖10所示，在ωm≧ωA且TCB≦-TCA、或是ωm≦-ωA且TCB≧TCA之條件的情況下判定在再生狀態，在該等條件以外之條件的情況下判斷在動力運轉狀態。
[最大一次電流指令算出器383之動作]
如前述，最大一次電流指令算出器383是由動力運轉/再生判別器375之動力運轉、再生判別結果與馬達旋轉速度ωm算出最大一次電流指令IPC。具體而言，最大一次電流指令算出器383在動力運轉狀態的情況下不限制最大一次電流指令IPC，在再生狀態的情況下則如圖11所示地限制最大一次電流指令IPC。
最大一次電流指令IPC=IPCmax
(0≦|ωm|≦ω1時)
最大一次電流指令IPC=IPCmax-KLIM．(|ωm|-ω1)
(ω1<|ωm|時)
在此，ω1：q軸電流之限制開始旋轉速度
ω1是基底速度以上之值，基於馬達180減速時之扭矩特性而調整。
KLIM：決定高速旋轉時之最大一次電流指令值 之降低量的係數
[限制器390之動作]
如前述，限制器390是將扭矩限制值演算器385所算出之扭矩限制值TLIM輸入，對扭矩指令TCB之值進行限制。
[磁通量指令演算器320之動作]
如前述，磁通量指令演算器320是演算用於改善馬達380之加減速特性之最佳之磁通量指令φ2C。
磁通量指令演算器320是藉由下面之式子來求出磁場減弱前之磁通量指令φ2CB。
φ2CB=φ0
(0≦|ωm|≦ω0時)
φ2CB=φ0+K0．(|ωm|-ω0)
(ω0<|ωm|時)...(9)
在此，ω0：基底速度
φ0：基底速度之磁通量
K0：使高速旋轉時之磁通量上昇之係數
若將馬達旋轉速度ωm代入上述之式子(9)而將磁通量指令φ2CB可視化，則成為如在實施形態2所示之圖8之圖表。
可藉由使高速旋轉時之磁通量上昇之係數K0而將高速旋轉輕負載旋轉之磁通量指令φ2CB的值增大，馬達380之高速旋轉時之激磁電流指令增大，即便有磁飽和亦可使磁通量不變小，可改善加減速特性。關於K0之最佳 值，可藉由嘗試錯誤法之實驗來求出，或是藉由模擬來求出。
磁通量指令演算器320在如上述地求出磁場減弱前之磁通量指令後，藉由下面之式子求出磁通量指令φ2C。
φ2C=φ2CB
(0≦|ωm|≦ω0時)
φ2C=φ2CB．ω0/|ωm|
(ω0<|ωm|時)...(10)
若將馬達旋轉速度ωm代入上述之式子(10)而將磁通量指令φ2C可視化，則成為如在實施形態2所示之圖9之圖表。
磁通量指令演算器320是因應馬達旋轉速度ωm，在進行式子(9)之演算而求出磁場減弱前之磁通量指令φ2CB後，對磁通量指令φ2CB進行式子(10)之演算，將磁通量指令φ2C往磁通量控制器340輸出。
[轉差頻率演算器350之動作]
轉差頻率演算器350是與實施形態2之轉差頻率演算器250相同地使用上述之式子(6)而由扭矩電流指令Iqc與磁通量φ2C算出轉差頻率指令ωs。
磁通量演算器335之動作]
磁通量演算器335是與實施形態2之磁通量演算器235相同地使用上述之式子(7)而由d軸電流回饋IdF求出磁通量φ2。
[扭矩限制值演算器385之動作]
扭矩限制值演算器385是使用下面之式子而由d軸電流指令IdC與最大一次電流指令IPC演算扭矩限制值TLIM。
TLIM=Pm．M/L2．φ2．(IPC2-IdC2)1/2...(11)
在此，Pm是馬達380之極對數
[q軸電流演算器395之動作]
q軸電流演算器395是使用下面之式子，由透過限制器390而受到扭矩限制後之扭矩指令求出q軸電流指令IqC。
IqC=L2/(Pm．M．φ2)．(經扭矩限制後之扭矩指令)...(12)
[馬達控制裝置300之動作]
輸入之扭矩指令TCB是被限制器390限制在扭矩限制值TLIM內，朝q軸電流演算器395輸出。q軸電流演算器395是基於扭矩限制後之扭矩指令TCB與磁通量φ2而求出q軸電流指令IqC。將q軸電流指令IqC與來自座標轉換器325之q軸電流回饋IqF比較，藉由q軸電流控制器330求出q軸電壓指令VqC。附帶一提，用於讓限制器390對扭矩指令TCB之值進行限制之扭矩限制值TLIM是扭矩限制值演算器385使用上述之式子(11)而算出。
另一方面，以磁通量指令φ2C下達磁通量指令演算器320使用上述之式子(9)及式子(10)所算出之磁通量，與磁通量演算器335使用上述之式子(7)所算出之磁通量φ2比較，藉由磁通量控制器340求出d軸電流指令IdC。將d軸電流指令IdC與來自座標轉換器325之d軸電流回饋 IdF比較，藉由d軸電流控制器345求出d軸電壓指令VdC。
轉差頻率演算器350使用上述之式子(6)而由扭矩電流指令IqC與磁通量φ2算出轉差頻率指令ωs。轉差頻率指令ωs是與速度演算器315輸出之馬達旋轉速度ωm相加。以轉差頻率指令ωs與馬達旋轉速度ωm求出一次頻率指令ω1。以積分器355將一次頻率指令ω1積分而求出定子位置指令θmc。
座標轉換器360是基於定子位置指令θmc對q軸電壓指令VqC、d軸電壓指令VdC進行座標轉換，求出三相電壓指令Vuc、Vvc、Vwc。三相電壓指令Vuc、Vvc、Vwc是透過PWM控制器365、功率轉換器370而供給至馬達380，馬達380因應三相電壓指令Vuc、Vvc、Vwc而驅動。
q軸電流回饋IqF與d軸電流回饋IdF是由座標轉換器325基於定子位置指令θmc對馬達電流Iu、Iv進行座標轉換而求出。
如以上所說明，磁通量指令演算器320是求出與馬達旋轉速度和基底速度之差成比例地使磁通量增加之值，基於該值實施磁場減弱，再者，在磁場減弱領域是與扭矩電流指令Iqc成比例地將磁通量降低。亦即，磁通量控制器340是輸出用於改善馬達380之加減速特性之最佳之激磁電流指令IdC。
因此，根據與實施形態3相關之馬達控制裝置300，將有磁飽和之馬達之動力運轉時之高速負載旋轉時之扭矩低下改善而縮短加速時間，同時還抑制馬達再生時 之過大之扭矩，而防止換流器之過電壓與變換器之過電流，而且沒有扭矩常數之急速變化，可兼顧良好之加速特性與安全之減速特性。
附帶一提，與實施形態3相關之馬達控制裝置300亦可於將q軸電壓指令VqC、d軸電壓指令VdC輸出之系統設非干渉控制器，控制d軸及q軸之干渉。另外，亦可藉由三相電流控制系統構成d軸及q軸之電流控制系統之內部。再者，亦可使激磁電流指令不是從基底速度上昇，而是從任意之旋轉速度上昇。
本發明相關之馬達控制裝置是在馬達之基底旋轉速度以上之旋轉速度與旋轉速度成比例地將磁通量增加，設動力運轉/再生判別而限制再生時之最大一次電流。藉此，可實現如下之馬達控制裝置：將有磁飽和之馬達之動力運轉動作時之高速負載時之扭矩低下改善而增快加速時間。同時還抑制馬達再生時之過大之扭矩，而防止換流器之過電壓與變換器之過電流，而且沒有扭矩常數之急速變化，可兼顧快之加速特性與安全之減速特性。
100‧‧‧馬達控制裝置
110‧‧‧編碼器
115‧‧‧速度演算器
125‧‧‧座標轉換器
130‧‧‧q軸電流控制器
135‧‧‧激磁電流指令演算器
145‧‧‧d軸電流控制器
150‧‧‧轉差頻率演算器
155‧‧‧積分器
157‧‧‧OSC
160‧‧‧座標轉換器
165‧‧‧PWM控制器
170‧‧‧功率轉換器
175‧‧‧動力運轉/再生判別器
180‧‧‧馬達
185‧‧‧q軸電流限制值算出器
190‧‧‧限制器

Claims (13)

  1. 一種馬達控制裝置，其特徵在於具有：動力運轉/再生判別器，使用扭矩電流指令與馬達旋轉速度而判別馬達之動力運轉/再生狀態；限制器，當前述馬達在動力運轉狀態時使前述扭矩電流指令通過，在再生狀態時則限制前述扭矩電流指令之大小而使其通過；激磁電流指令演算器，使用前述馬達旋轉速度而認識馬達之旋轉狀態，演算與該旋轉狀態對應之激磁電流指令；馬達驅動部，使用通過前述限制器後之扭矩電流指令與演算出之激磁電流指令而驅動前述馬達。
  2. 如請求項1之馬達控制裝置，其中前述激磁電流指令演算器具有與前述馬達旋轉速度之增加成反比例而將激磁電流指令變小之磁場減弱機能，在前述馬達高速旋轉時是使激磁電流指令大於前述磁場減弱機能作用下之激磁電流指令。
  3. 如請求項1或2之馬達控制裝置，更具有q軸電流限制值算出器，該q軸電流限制值算出器使用前述馬達之動力運轉/再生狀態與前述馬達旋轉速度而算出前述馬達在再生狀態時之前述限制器之限制值；前述限制器是使用前述q軸電流限制值算出器算出之限制值而限制前述扭矩電流指令之大小。
  4. 如請求項1或2之馬達控制裝置，更具有座標轉換器，該座標轉換器藉由對朝前述馬達供給之電流進行座標轉換而求出q軸電流回饋及d軸電流回饋；前述馬達驅動部使用從前述扭矩電流指令減去前述q軸電流回饋之值及從前述激磁電流指令減去前述d軸電流回饋之值而求出將前述馬達驅動之電壓指令。
  5. 如請求項4之馬達控制裝置，更具有轉差頻率演算器，該轉差頻率演算器由通過前述限制器後之扭矩電流指令與前述激磁電流指令演算器所演算出之激磁電流指令而演算轉差頻率指令；前述座標轉換器是使用前述轉差頻率演算器所演算出之轉差頻率指令而對朝前述馬達供給之電流進行座標轉換。
  6. 如請求項1或2之馬達控制裝置，其中前述動力運轉/再生判別器在前述馬達旋轉速度比設定之馬達旋轉速度閾值更大且扭矩電流指令之大小比設定之扭矩電流閾值更小的情況下、或是、在前述馬達旋轉速度比設定之馬達旋轉速度閾值更小且扭矩電流指令之大小比設定之扭矩電流閾值更大的情況下是判別成馬達在再生狀態，在上述以外的情況下是判別成馬達在動力運轉狀態。
  7. 如請求項3之馬達控制裝置，其中前述q軸電流限制值算出器藉由下述之式子而算出前述馬達在再生狀態時之限制值：限制值IqLIM=Iqmax (0≦|ωm|≦ω1時)限制值IqLIM=Iqmax-KLIM．(|ωm|-ω1)(ω1<|ωm|時)在此，ω1：q軸電流之限制開始旋轉速度，ω1是基底速度以上之值，基於前述馬達減速時之扭矩特性而調整，KLIM：決定高速旋轉時之q軸電流指令限制值之降低量的係數。
  8. 一種馬達控制裝置，其特徵在於具有：動力運轉/再生判別器，使用扭矩電流指令與馬達旋轉速度而判別馬達之動力運轉/再生狀態；限制器，當前述馬達在動力運轉狀態時使前述扭矩電流指令通過，在再生狀態時則限制前述扭矩電流指令之大小而使其通過；磁通量指令演算器，使用前述馬達旋轉速度而演算前述馬達之磁通量指令；磁通量控制器，使用由朝前述馬達供給之電流所求出之磁通量與前述磁通量指令演算器所演算出之磁通量指令而求出激磁電流指令；馬達驅動部，使用通過前述限制器後之扭矩電流指令與求出之激磁電流指令而驅動前述馬達。
  9. 如請求項8之馬達控制裝置，其中前述磁通量指令演算器具有因應前述馬達旋轉速度之增加而將激磁電流指令變小之磁場減弱機能，在前述馬達高速旋轉時是使激 磁電流指令大於前述磁場減弱機能作用下之激磁電流指令。
  10. 如請求項8或9之馬達控制裝置，更具有q軸電流限制值算出器，該q軸電流限制值算出器使用前述馬達之動力運轉/再生狀態與前述馬達旋轉速度而算出前述馬達在再生狀態時之前述限制器之限制值；前述限制器是使用前述q軸電流限制值算出器算出之限制值而限制前述扭矩電流指令之大小。
  11. 如請求項8或9之馬達控制裝置，其中前述由朝馬達供給之電流所求出之磁通量是磁通量演算器從對朝前述馬達供給之電流進行座標轉換所求出之d軸電流回饋求出。
  12. 一種馬達控制裝置，其特徵在於具有：動力運轉/再生判別器，使用扭矩指令與馬達旋轉速度而判別馬達之動力運轉/再生狀態；限制器，當前述馬達在動力運轉狀態時使前述扭矩指令通過，在再生狀態時則限制前述扭矩指令之大小而使其通過；q軸電流演算器，使用已通過前述限制器之扭矩指令而演算扭矩電流指令；磁通量指令演算器，使用前述馬達旋轉速度而演算前述馬達之磁通量指令；磁通量控制器，使用由朝前述馬達供給之電流所求出之磁通量與前述磁通量指令演算器所演算出之磁通 量指令而求出激磁電流指令；馬達驅動部，使用演算出之扭矩電流指令與求出之激磁電流指令而驅動前述馬達。
  13. 如請求項12之馬達控制裝置，更具有最大一次電流指令算出器與扭矩限制值演算器，該最大一次電流指令算出器使用前述馬達之動力運轉/再生狀態與前述馬達旋轉速度而算出前述馬達在再生狀態時之最大一次電流指令，該扭矩限制值演算器使用前述最大一次電流指令算出器算出之最大一次電流指令、前述磁通量控制器求出之激磁電流指令、及前述磁通量演算器求出之磁通量而演算前述馬達在再生狀態時之前述限制器之限制值；前述限制器是使用前述扭矩限制值演算器演算之限制值而限制前述扭矩指令之大小。
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Families Citing this family (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10270377B2 (en) * 2015-01-28 2019-04-23 Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. Motor control device, and method for correcting torque constant in such motor control device
JP6431788B2 (ja) * 2015-03-05 2018-11-28 株式会社日立産機システム 電力変換装置およびその制御法
CN104901593B (zh) * 2015-06-24 2017-10-24 广东威灵电机制造有限公司 电机驱动装置、方法及电机
CN104901598B (zh) * 2015-06-24 2017-07-28 广东威灵电机制造有限公司 电机驱动装置、方法及电机
WO2017033320A1 (ja) * 2015-08-26 2017-03-02 三菱電機株式会社 電源回生コンバータおよびモータ制御装置
CN105634368A (zh) * 2016-04-08 2016-06-01 中车株洲电力机车研究所有限公司 一种具有最大减速度的自适应调速方法及系统
CN106330036B (zh) * 2016-09-22 2018-12-11 四川长虹电器股份有限公司 电机转动惯量辨识控制方法
JP7026448B2 (ja) * 2017-04-17 2022-02-28 日本電産サンキョー株式会社 サーボモータの制御装置及び方法
CN113346820B (zh) * 2020-03-02 2022-05-17 广东威灵电机制造有限公司 电机控制方法、电机控制装置、电机系统和存储介质
CN113346819B (zh) * 2020-03-02 2022-06-10 广东威灵电机制造有限公司 电机控制方法、电机控制装置、电机系统和存储介质
CN113162516B (zh) * 2021-04-08 2022-09-20 佛山市威灵洗涤电机制造有限公司 电机控制方法和装置、电机、家用电器和可读存储介质

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH07308100A (ja) * 1994-03-14 1995-11-21 Meidensha Corp 誘導電動機の制御装置
JP2004266887A (ja) * 2003-02-14 2004-09-24 Yaskawa Electric Corp 交流電動機の制御方法及び制御装置
WO2008004294A1 (fr) * 2006-07-06 2008-01-10 Mitsubishi Electric Corporation Dispositif de commande de vecteur de moteur à induction, procédé de commande de vecteur de moteur à induction, et dispositif de commande d'entraînement de moteur à induction
JP4770639B2 (ja) * 2006-08-17 2011-09-14 アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 電気モータ駆動制御方法および装置
EP2151918A1 (en) * 2008-08-07 2010-02-10 Bombardier Transportation GmbH Operating a synchronous motor having a permanent magnet rotor
JP5600989B2 (ja) * 2010-03-26 2014-10-08 サンケン電気株式会社 誘導電動機の制御装置及び制御方法
JP5732475B2 (ja) * 2010-12-22 2015-06-10 マイクロスペース株式会社 モータ駆動制御装置

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