TW201434264A - 阻抗調諧器及電力放大裝置 - Google Patents

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Hidetoshi Makimura
Kengo Nishimoto
Kenichi Horiguchi
Toru Fukasawa
Kazutomi Mori
Hiroaki Miyashita
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Mitsubishi Electric Corp
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Abstract

從阻抗調整電路6-1、6-2之中，選擇對應多頻帶電力放大器2放大的RF信號的頻率之阻抗調整電路6，並設置多頻帶電力放大器2與天線4之間插入其阻抗調整電路6之開關7、8，而控制電路9，根據阻抗檢測電路5檢測的阻抗與RF信號的頻率，控制開關7、8插入的阻抗調整電路6，調整其阻抗。

Description

阻抗調諧器及電力放大裝置
本發明係關於阻抗調諧器及安裝其阻抗調諧器的電力放大裝置，阻抗調諧器檢測連接至多頻帶電力放大器的負載的阻抗，並調整負載的阻抗以改善其多頻帶電力放大器的效率。
使用無線通訊置等的多頻帶電力放大器，根據連接的負載阻抗，電力附加效率PAE(多頻帶電力放大器的效率)、鄰接頻道漏電等的特性變化是已知的。
不過，連接至多頻帶電力放大器的負載，很少考慮多頻帶電力放大器的固有特性而設計。因此，多頻帶電力放大器經常不能發揮潛在具有的最高性能。
又，行動電話等的小型通訊終端中，由於使用者的頭、手常接近天線(負載)，但另一方面，使用者的頭、手也常與天線分離，因此天線的阻抗根據終端的利用狀態變動。
又，行動終端即使在待機狀態的情況下，由於存在行動終端近旁的人體、介電質、金屬等的影響，天線的阻抗，根據終端設計時規定的值而有各種變動。這與從多頻帶電力放大器所見的負載阻抗逐步變化相等，多頻帶電力放大器更難以高效率動作。
近年來，隨著無線通訊提供的服務多樣化，無線終端要求對應複數的調變方式、複數的頻帶。
如此的無線終端中，藉由分別配置對應各頻帶的多頻帶電力放大器，實現複數的頻率中的動作。
不過，隨著近年來對終端更提高小型化、低價格化、高性能等的要求，提升對於1個多模/多頻帶電力放大器產生的複數的調變方式與頻帶之對應。
多頻帶電力放大器以高效率.低失真動作的負載的阻抗範圍，依多頻帶電力放大器放大的信號頻率而不同。
因此，設計多模/多頻帶電力放大器在全部的動作模式、頻帶中高效率動作，比習知設計最適於單一頻率之多頻帶電力放大器更困難。
由於負載、頻率，多頻帶電力放大器的效率變化問題的影響特別在電池供給電力的系統中很大。多頻帶電力放大器以低效率動作，成為電池過度消耗的原因，導致系統的可動作時間縮短。
不過，隨著終端的高功能化與通訊服務、內容的多樣化，日益提高對電池的長壽命化要求。又，多頻帶電力放大器的失真特性不佳的情況下，由於必須以抑制發送電力，防止對鄰近頻道的干擾，導致通訊品質的惡化。
因此，從多頻帶電力放大器所見的負載阻抗，不論使用場所，要求在多頻帶電力放大器都可以以高效率.低失真動作的阻抗範圍內，阻抗調諧器作為其解決裝置有調整負載阻抗的方法。
例如，以下的專利文件1揭示的阻抗調諧器中，使用開關等，根據頻率改變多頻帶天線的電氣形狀的同時，經常測量來自多頻帶天線的反射電力，藉由最佳化控制連接至多頻帶電力放大器的輸出端子之阻抗調整電路，使其反射電力變小，實現系統的高效率動作。
又，以下的專利文件2揭示的阻抗調諧器中，測量關於VSWR等的電力之資訊，根據其資訊，藉由調整從放大器所見的負載阻抗，實現高效率動作。
[先行技術文件]
[專利文件1]國際公開編號WO2011/096027
[專利文件2]專利申請公佈第2009-540635號公報
由於習知的阻抗調諧器如以上構成，專利文件1的情況，為了對應多數的頻帶，阻抗調整電路必須具有很多的電路元件。因此，由於多數的電子元件(例如電容器、電感器、可變電路構造的開關、以變容二極體為首的可變電容元件等)中存在的電導成分，發生電力損失，有妨礙系統高效率動作的課題。
又，專利文件2的情況下，根據關於VSWR等電力的資訊，為了控制阻抗調整電路，考慮必須適應變化開關的開閉狀態並最佳化。因此，專利文件2的情況也與專利文件1相同，阻抗調整電路必須具有很多的電路元件。
又，此阻抗調整電路，由於設置在RF開關與天線之間，必須設計為可以調整發送時使用的多頻帶電力放大器與接收時使用的低雜訊放大器雙方。這也被認為帶來阻抗調整電路的複雜化與損失的增大。
由於此發明係為了解決上述的課題而形成，以得到可以實現多頻帶電力放大器的高效率化之阻抗調諧器及電力放大裝置為目的。
根據此發明的阻抗調諧器，設置阻抗檢測電路，連接於多頻帶電力放大器與負載之間，檢測從本身連接的位置所見負載側之阻抗；複數的阻抗調整電路，可適用的頻率範圍互不相同；以及調整電路選擇裝置，從複數的阻抗調整電路之中，選擇對應多頻帶電力放大器產生的放大對象的信號頻率之阻抗調整電路，並在多頻帶電力放大器與負載之間插入其阻抗調整電路；其中，控制電路根據阻抗檢測電路檢測的阻抗與放大對象的信號頻率，控制調整電路選擇裝置插入的阻抗調整電路，調整其阻抗。
根據此發明，設置調整電路選擇裝置，從複數的阻抗調整電路之中，選擇對應多頻帶電力放大器產生的放大對象的信號頻率之阻抗調整電路，並在多頻帶電力放大器與負載之間插入其阻抗調整電路；其中，由於控制電路的構成係根據阻抗檢測電路檢測的阻抗與放大對象的信號頻率，控制調整電路選擇裝置插入的阻抗調整電路，調整其阻抗，因此可以具有 實現多頻帶電力放大器的高效率化的效果。
1‧‧‧RF輸入端子
2‧‧‧多頻帶電力放大器
3‧‧‧阻抗調諧器
4‧‧‧天線(負載)
5‧‧‧阻抗檢測電路
6-1、6-2‧‧‧阻抗調整電路
7‧‧‧開關(第1開關、調整電路選擇裝置)
8‧‧‧開關(第2開關、調整電路選擇裝置)
9‧‧‧控制電路
10-1‧‧‧雙工器
10-2‧‧‧雙工器
11‧‧‧接收電路
21‧‧‧方向性結合器
22‧‧‧檢波電路(反射振幅檢測裝置)
23‧‧‧反射振幅檢測電路(反射振幅檢測裝置)
24、25‧‧‧限制放大器(信號合成裝置)
26‧‧‧混頻器
27‧‧‧低通濾波器(信號抽出電路、反射相位檢測裝置)
28‧‧‧反射相位檢測電路(反射相位檢測裝置)
29‧‧‧數位計算機(控制電路)
31-1~31-3‧‧‧比較器(第1比較器群)
32-1~32-3‧‧‧比較器(第2比較器群)
33‧‧‧組合邏輯電路(控制電路)
61、63、67‧‧‧SPST開關
62‧‧‧電感器
64‧‧‧電容器
65‧‧‧相移電路
66‧‧‧可變電容元件
[第1圖]係顯示根據本發明第一實施例的電力放大器裝置之構成圖；[第2圖]係顯示頻率f1中，失真固定的條件下，使多頻帶電力放大器2動作時，連接至多頻帶電力放大器2的負載阻抗與多頻帶電力放大器2的電力附加效率之間的對應關係之一範例說明圖；[第3圖]係顯示從多頻帶電力放大器2的輸出端所見負載側的阻抗Z與阻抗調諧器3執行阻抗調諧時的史密斯圖上的Z’的一範例說明圖；[第4圖]係顯示阻抗調整電路6-1、6-2的構成例之電路圖；[第5圖]係顯示與頻率f1不同的頻率f2中，失真固定的條件下，使多頻帶電力放大器2動作時，連接至多頻帶電力放大器2的負載阻抗與多頻帶電力放大器2的電力附加效率之間的對應關係之一範例說明圖；[第6圖]係顯示阻抗調整電路6-1、6-2的構成例之電路圖；[第7圖]係顯示從多頻帶電力放大器2的輸出端所見負載側的阻抗Z與阻抗調諧器3執行阻抗調諧時的史密斯圖上的Z’的一範例說明圖；[第8圖]係顯示阻抗調整電路6-1、6-2的構成例之電路圖；[第9圖]係顯示阻抗調整電路6-1、6-2的構成例之電路圖；[第10圖]係顯示根據本發明第二實施例的電力放大器裝 置之構成圖；[第11圖]係顯示根據本發明第三實施例的電力放大器裝置之構成圖；[第12圖]係顯示根據本發明第四實施例的電力放大器裝置之構成圖；以及[第13圖]係顯示根據本發明第五實施例的電力放大器裝置之構成圖。
以下，為了更詳細說明此發明，關於用以實施此發明的形態，根據附加的圖面說明。
[第一實施例]
第1圖係顯示根據本發明第一實施例的電力放大器裝置之構成圖。
第1圖中，RF輸入端子1係輸入發送信號的RF信號之端子。
多頻帶電力放大器2，對應複數的頻率，放大從RF輸入端子1輸入的RF信號，並實施輸出放大後的RF信號至阻抗調諧器3之處理。
天線4係放射多頻帶電力放大器2放大的信號至空間的負載。
阻抗檢測電路5連接至於多頻帶電力放大器2的輸出側，係檢測從本身連接的位置所見天線4側之阻抗的電路。
阻抗調整電路6-1、6-2係可適用的頻率範圍互不相同的電路，在控制電路9的控制下，實施調整阻抗檢測電路5檢測的 阻抗之處理。
開關7例如是SPDT型的RF開關，係參照顯示放大對象的信號頻率之頻率資訊，從阻抗調整電路6-1、6-2中，選擇對應放大對象的信號頻率之阻抗調整電路6，提供阻抗檢測電路5的輸出信號給上述阻抗調整電路6之第1開關。
開關8例如是SPDT型的RF開關，係參照顯示放大對象的信號頻率之頻率資訊，從阻抗調整電路6-1、6-2中，選擇對應放大對象的信號頻率之阻抗調整電路6，提供其阻抗調整電路6的輸出信號給天線4之第2開關。
又，由開關7、8構成調整電路選擇裝置。
控制電路9係輸入顯示放大對象的信號頻率之頻率資訊，根據顯示其頻率資訊的頻率與阻抗檢測電路5檢測的阻抗，控制開關7、8選擇的阻抗調整電路6，調整其阻抗之電路
第2圖係顯示頻率f1中，失真固定的條件下，使多頻帶電力放大器2動作時，連接至多頻帶電力放大器2的負載阻抗與多頻帶電力放大器2的電力附加效率(PAE)之間的對應關係之一範例說明圖。
第3圖係顯示從多頻帶電力放大器2的輸出端所見負載側的阻抗Z與阻抗調諧器3執行阻抗調諧時的史密斯圖上的Z’的一範例說明圖。
多頻帶電力放大器2的電力附加效率ηd，如下述式(1)所示，以輸入至多頻帶電力放大器2之RF信號的電力PIN、多頻帶電力放大器2輸出之RF信號的電力POUT、以及施 加至多頻帶電力放大器2之直流電力PDC表示。
PDC=Vds．Ids (2)
但是，Vds係汲極端子電壓，Ids係汲極電流。
其次說明關於動作。
多頻帶電力放大器2，從RF輸入端子1輸入發送信號的RF信號時，放大其RF信號，並輸出放大後的RF信號至阻抗調諧器3。
多頻帶電力放大器2放大的RF信號，通過阻抗調諧器3後，從天線4放射至空間。
在此，多頻帶電力放大器2的電力附加效率ηd，如第2圖所示，根據從多頻帶電力放大器2所見的負載側阻抗而不同。因此，輸入多頻帶電力放大器2的RF信號的電力PIN即使相同，根據連接的負載阻抗，從多頻帶電力放大器2輸出的RF信號的電力POUT增減。
例如，輸入至多頻帶電力放大器2的RF信號的頻率為f1時，從多頻帶電力放大器2所見負載側的阻抗Z，在史密斯圖上在第3圖所示的位置的情況下，電力附加效率ηd以30%動作。
阻抗檢測電路5，從多頻帶電力放大器2接收到放大後的RF信號時，檢測從本身連接的位置所見天線4側之阻抗，輸出其阻抗的檢測結果至控制電路9。
不特別限於阻抗的檢測方法，以下述的第四、五實施例說明其中一範例。
開關7，參照顯示從RF輸入端子1輸入的RF信號的頻率之頻率資訊，從阻抗調整電路6-1、6-2中，選擇對應其RF信號頻率之阻抗調整電路6，提供阻抗檢測電路5的輸出信號(從多頻帶電力放大器2輸出的放大後的RF信號)給上述阻抗調整電路6。
例如，阻抗調整電路6-1的可適用頻率範圍為fA~fB，阻抗調整電路6-2的可適用頻率範圍為fB~fC時，RF信號的頻率f在fA~fB的範圍內的話，選擇阻抗調整電路6-1，RF信號的頻率f在fB~fC的範圍內的話，選擇阻抗調整電路6-2。
開關8，參照顯示從RF輸入端子1輸入的RF信號的頻率之頻率資訊，從阻抗調整電路6-1、6-2中，選擇對應其RF信號頻率之阻抗調整電路6，提供其阻抗調整電路6的輸出信號給天線4。
與開關7相同，例如，RF信號的頻率f在fA~fB的範圍內的話，選擇阻抗調整電路6-1，RF信號的頻率f在fB~fC的範圍內的話，選擇阻抗調整電路6-2。
控制電路9，接收到來自阻抗檢測電路5的阻抗檢測結果時，根據其阻抗檢測結果與顯示頻率資訊的RF信號的頻率，判斷是否可以改善多頻帶電力放大器2的電力附加效率ηd，並隨著其判斷結果，控制開關7、8選擇的阻抗調整電路6，調整其阻抗。
又，由於阻抗調整電路6-1、6-2的構成係已知的，控制電路9，當阻抗檢測電路5從所見天線4側的阻抗為Z時，控制阻抗調整電路6-1、6-2的狀態的話，掌握其阻抗如何變化，多 頻帶電力放大器2的電力附加效率ηd如何變化。
因此，即使不試錯控制阻抗調整電路6-1、6-2的狀態，也可以單一決定多頻帶電力放大器2的電力附加效率ηd成為最佳之阻抗調整電路6-1、6-2的狀態。
阻抗調整電路6-1、6-2，如上述，係可適用的頻率範圍互不相同的電路，藉由以控制電路9適當控制，調整從阻抗檢測電路5所見天線4側的阻抗，改善多頻帶電力放大器2的電力附加效率ηd。
在此，已敘述天線4的阻抗由於天線4的周邊環境變化而大變化，但根據各種構成要素中產生的損失，從阻抗檢測電路5所見天線4側的阻抗，已知只在電壓駐波比VSWR”3”左右的範圍內變化。
因此，設計阻抗調整電路6-1、6-2時，只要考慮第3圖所示的史密斯圖上的一部分圓內即可。
第3圖的範例中，VSWR=3的圓內，呈現位於第2象限的區域的電力附加效率ηd佳，而位於第4象限的區域的電力附加效率ηd不佳之傾向。因此，阻抗調整電路6-1、6-2應準備具有如第4象限的阻抗移動至第2象限之特性的電路。
具有如第4象限的阻抗移動至第2象限之特性的電路，例如，如第4圖所示，對於多頻帶電力放大器2放大的RF信號流過的路徑，考慮如電感器62經由SPST開關61連接至分流器的電路。
例如，阻抗調整電路6-1、6-2以第4圖的電路構成的情況下，阻抗檢測電路5檢測開關7、8選擇的阻抗調整 電路6的SPST開關61開放狀態下的阻抗Z。
控制電路9，如果阻抗檢測電路5檢測出阻抗Z的話，阻抗為Z時，SPST開關61開放狀態下的多頻帶電力放大器2的電力附加效率ηd、與SPST開關61關閉狀態下的多頻帶電力放大器2的電力附加效率ηd之間，判定ηd1<ηd2的關係是否成立。
控制電路9，在ηd1<ηd2的關係成立的情況下，執行關閉SPST開關61的控制。
因此，例如，如第3圖的狀況下，可以改善多頻帶電力放大器2的電力附加效率ηd 30%到40%。
阻抗調諧器3產生的阻抗調諧，不同於移動負載至反射變得比現狀小的點之通常阻抗整合，需要注意移動負載至比現狀更改善多頻帶電力放大器2的電力附加效率ηd的點。
因為即使多頻帶電力放大器2與負載之間有電力反射的情況下，如果電力附加效率ηd高的話，可以改善安裝第1圖的電力放大裝置之終端全體的電力效率。
一般，多頻帶電力放大器2的電力附加效率ηd最佳的負載阻抗不同於多頻帶電力放大器2與負載間無反射的負載阻抗。
這顯示，如第3圖所示，位於某一VSWR所示的圓內，電力附加效率ηd佳的區域與不佳的區域夾住史密斯圖的中心。
即，力求改善電力附加效率ηd的情況下，移動負載阻抗的史密斯圖上的方向只要考慮一方向即可。
反射係數以史密斯圖的中心為最佳點，因為同心圓狀地惡 化下去，與根據原先的負載阻抗的相位移動的史密斯圖上的方向變化為對照。因此，比構成用以降低反射的阻抗調整電路，可以以更簡易的構成實現用以改善電力附加效率ηd的阻抗調整電路6。
第5圖係與頻率f1不同的頻率f2中，失真固定的條件下使多頻帶電力放大器2動作時，連接至多頻帶電力放大器2的負載阻抗、與多頻帶電力放大器2的電力附加率(PAE)之間的對應關係的一範例顯示說明圖。
如第2及5圖所示，頻率f1變化為頻率f2的話，多頻帶電力放大器2的電力附加效率ηd最佳的負載阻抗變化。因此，為了改善電力附加效率ηd，必需的阻抗調整電路6的構成也每個頻率不同。
例如，如第6圖所示，對於多頻帶電力放大器2放大的RF信號流過的路徑，考慮如電容器64經由SPST開關63連接至分流器的阻抗調整電路6。
使用如第6圖所示的阻抗調整電路6的情況，如第7圖所示，可以改善負載阻抗25%到45%。
如此，每個頻率合適於改善多頻帶電力放大器2的電力附加效率ηd的阻抗調整電路6不同，分別為阻抗調整電路6-1、6-2，開關7、8根據頻率改變插入多頻帶電力放大器2與天線4之間的阻抗調整電路6的話，可以以複數的頻率執行阻抗調諧。
考慮對應頻率f1與頻率f2的阻抗調諧器3之情況，第4圖的電路與第6圖的電路串聯連接，單一的線路上， 也考慮複數的阻抗調整電路6存在的構成。
不過，從多頻帶電力放大器2到天線4的線路上多數元件存在的情況下，根據多數的元件的寄生成分產生的損失，傳送到天線4的RF信號的電力，相較於緊接著從多頻帶電力放大器2輸出的RF信號的電力，大幅變小。
另一方面，如第1圖所示，各阻抗調整電路6-1、6-2並聯配置，成為每個頻率以開關7、8選擇的構成的話，從多頻帶電力放大器2到天線4的之間存在的阻抗調整電路6，由於只以極窄的頻率範圍為對象即可，構成各阻抗調整電路6的元件數變少，從多頻帶電力放大器2到天線4傳送RF信號的過程中發生的損失有降低的效果。
由上述很清楚地，根據此第一實施例，從阻抗調整電路6-1、6-2之中，選擇對應多頻帶電力放大器2放大的RF信號的頻率之阻抗調整電路6，設置多頻帶電力放大器2與天線4之間插入其阻抗調整電路6之開關7、8，由於控制電路9的構成係根據阻抗檢測電路5檢測的阻抗與RF信號的頻率，控制開關7、8插入的阻抗調整電路6，調整其阻抗，因此可以達到實現多頻帶電力放大器2的高效率化的效果。
此第一實施例中，雖然顯示阻抗調整電路6以第4或6圖的電路構成的範例，但不限於此，如第8圖所示，包含T型或π型的集中參數元件構成的相移電路65之電路也可以。又，包含不是以集中參數元件而是以分佈參數線路構成的相移電路65也可以。
藉由實際組裝相移電路65，從多頻帶電力放大器2所見天 線4側的阻抗，由於以原點為中心在史密斯圖上旋轉，可以往任意方向移動阻抗。
第8圖中，取代電感器62，實際組裝電容器64也可以，不實際組裝電感器62、電容器64，只以相移器構成也可以。
又，第9圖所示，阻抗調整電路6也可以是包含可變電容元件66的電路。
第9圖中，取代電感器62，實際組裝電容器64也可以，不實際組裝電感器62、電容器64也可以。
又，電感器62、電容器64、相移電路65或可變電容元件66，對於RF信號流過的路徑，不限於連接至分流器的情況，串聯連接至其線路也可以。又，電感器62、電容器64、相移電路65或可變電容元件66混合也可以。
[第二實施例]
上述第一實施例中，雖然顯示阻抗調整電路6-1、6-2插入阻抗檢測電路5與天線4之間，但如第10圖所示，阻抗調整電路6-1、6-2插入多頻帶電力放大器2與阻抗檢測電路5之間也可以，可以達到與上述第一實施例相同的效果。
此時，阻抗檢測電路5，由於連接至阻抗調整電路6-1、6-2的輸出側，控制電路9即使控制阻抗調整電路6-1、6-2，從阻抗檢測電路5所見天線4側的阻抗也不變化。
因此，控制電路9的控制前後，從阻抗檢測電路5給予控制電路9的阻抗檢測結果係相同的。
於是，控制電路9，對於阻抗調整電路6-1、6-2不必準備保持控制信號的功能，比上述第一實施例，可以更簡化控制電 路9的電路構成。上述第一實施例的情況下，由於控制電路9必須保持阻抗調整後的阻抗調整電路6-1、6-2的狀態，所以必須保持調整所使用的控制信號。
[第三實施例]
第11圖係顯示根據本發明第三實施例的電力放大器裝置之構成圖，圖中，與第1圖相同的符號係顯示相同或相當部分，省略說明。
雙工器10-1係信號分波器，輸出阻抗調整電路6-1的輸出信號至開關8的同時，輸出從開關8輸出的天線4的接收信號至接收電路11。
雙工器10-2係信號分波器，輸出阻抗調整電路6-2的輸出信號至開關8的同時，輸出從開關8輸出的天線4的接收信號至接收電路11。
第11圖的範例中，雖然雙工器10-1、10-2連接至阻抗調整電路6-1、6-2的後段，但雙工器10-1、10-2連接至阻抗調整電路6-1、6-2的前段也可以。
又，與上述第二實施例相同，阻抗調整電路6-1、6-2插入多頻帶電力放大器2與阻抗檢測電路5之間也可以(參照第10圖)。
接收電路11係實施復原天線4的接收信號等的處理之電路。
此第三實施例中，藉由實際組裝雙工器10-1、10-2，不只是處理發送信號的RF信號，也可以處理關於天線4接收的RF信號。
如第11圖所示，雙工器10-1、10-2插入阻抗調整電路6-1、6-2與開關8之間時，由阻抗調整電路6-1、6-2，在發送RF信號之際，執行阻抗調諧，但在接收RF信號之際，不執行阻抗調諧。
相對於此，雙工器10-1、10-2連接至阻抗調整電路6-1、6-2的前段而構成(阻抗調整電路6-1、6-2插入雙工器10-1、10-2與開關8之間而構成)的話，不只是發送RF信號時，接收RF信號之際也變得執行阻抗調諧。
因此，根據阻抗調整電路6-1、6-2與雙工器10-1、10-2的位置關係，發送RF信號時、接收RF信號時、或是發送接收RF信號時，變得執行阻抗調諧。
阻抗調整電路6-1、6-2與雙工器10-1、10-2的位置關係，鑑於阻抗調整電路6-1、6-2的設計難易度、損失、期待的阻抗調諧效果，只要適當選擇即可。
[第四實施例]
第12圖係顯示根據本發明第四實施例的電力放大器裝置之構成圖，圖中，與第1圖相同的符號係顯示相同或相當部分，省略說明。
此第四實施例中，阻抗檢測電路5由方向性結合器21、檢波電路22、反射振幅檢測電路23、限制放大器24、25、混頻器26、低通濾波器27以及反射相位檢測電路28構成。
方向性結合器21的埠(1)與多頻帶電力放大器2的輸出端連接，埠(2)與開關7的輸入端連接，抽出一部分從埠(1)流向埠(2)的信號(從多頻帶電力放大器2流向天線4的信號)，輸出 一部分的信號(第1信號)至埠(4)。
又，抽出一部分從埠(2)流向埠(1)的信號(從天線4流向多頻帶電力放大器2的信號)，輸出一部分的信號(第2信號)至埠(3)。
檢波電路22係檢測從方向性結合器21的埠(3)輸出的信號的電力之電路。
反射振幅檢測電路23係根據檢波電路22檢測的信號的電力檢測反射振幅的電路。
又，由檢波電路22及反射振幅檢測電路23構成反射振幅檢測裝置。
限制放大器24調整方向性結合器21的埠(3)輸出的信號振幅為預先設定的值，實施輸出振幅調整後的信號之處理。
限制放大器25調整方向性結合器21的埠(4)輸出的信號振幅為預先設定的值，並實施輸出振幅調整後的信號之處理。
混頻器26合成限制放大器24的輸出信號與限制放大器25的輸出信號，並實施輸出其合成信號的處理。
又，信號合成裝置由限制放大器24、25及混頻器26構成。
低通濾波器27係信號抽出電路，從混頻器26輸出的合成信號中，抽出對應反射相位的信號。
反射相位檢測電路28係根據對應低通濾波器27抽出的反射相位的信號的電壓檢測反射相位的電路。
又，由低通濾波器27及反射相位檢測電路28構成反射相位檢測裝置。
數位計算機29相當於第1圖的控制電路9，根據反射振幅檢測電路23檢測的反射振幅及反射相位檢測電路28檢測的反射相位指定的阻抗、以及顯示頻率資訊的頻率，實施控制開關7、8插入的阻抗調整電路6之處理。
其次說明關於動作。
方向性結合器21，抽出一部分從埠(1)流向埠(2)的信號，輸出一部分的信號至埠(4)的同時，抽出一部分從埠(2)流向埠(1)的信號，輸出一部分的信號至埠(3)。
此時，從方向性結合器21的埠(1)輸入的信號(多頻帶電力放大器2放大的RF信號)的電力為Ei時，由於負載的天線4反射，從埠(2)流向埠(1)的信號的電力Er，以下式(3)表示。
Er=EiΓexp(jα) (3)
式(3)中，∣Γ∣係反射振幅，α係反射相位，∣Γ∣exp(jα)係埠(2)的反射係數。
檢波電路22，檢測方向性結合器21的埠(3)輸出的信號的電力E3。
反射振幅檢測電路23，如果檢波電路22檢測到從埠(3)輸出的信號的電力E3的話，根據其信號的電力E3檢測反射振幅∣Γ∣，輸出顯示其反射振幅∣Γ∣的數位值至數位計算機29。
又，方向性結合器21的埠(3)輸出的信號的電力E3，與埠(2)流往埠(1)的方向之信號的電力Er的大小成比例。因此，從方向性結合器21的埠(1)輸入的信號的電力Ei是已知的話，根據檢波電路22檢測的電力E3，可以指定反射振幅∣Γ∣。
限制放大器24，調整從方向性結合器21的埠(3)輸出的信號(電力E3的信號)的振幅為預先設定值(振幅B)，並輸出振幅調整後的信號至混頻器26。
振幅調整後的信號的電壓為E3’時，電壓E3’如下述的式(4)所表示。
E3’=Bcos(ωt+α) (4)
限制放大器25，調整從方向性結合器21的埠(4)輸出的信號(電力E4的信號)的振幅為預先設定值(振幅B)，並輸出振幅調整後的信號至混頻器26。
振幅調整後的信號的電壓為E4’時，電壓E4’如下述的式(5)所表示。
E4’=Bcos(ωt) (5)
混頻器26，合成限制放大器24的輸出信號與限制放大器25的輸出信號，並輸出其合成信號至低通濾波器27。
又，限制放大器24的輸出信號的電壓為E3’，限制放大器25的輸出信號的電壓為E4’時，混頻器26產生的合成信號的電壓Em變成如下述式(6)。
Em=E3’×E4’=B2/2(cos(2ωt+α)+cos(-α)) (6)
低通濾波器27，如果從混頻器26接收到合成信號的電壓Em時，從其合成信號的電壓Em抽出對應反射相位的信號的電壓ELPF。
即，低通濾波器27，阻止合成信號的電壓Em內包含的第1項成分通過，只讓第2項成分ELPF通過。
ELPF=0.5B2/cos(-α) (7)
反射相位檢測電路28，如果從低通濾波器27接收到對應反射相位的信號的電壓ELPF時，根據其其信號的電壓ELPF檢測反射相位α，並輸出顯示其反射相位α的數位值至數位計算機29。
數位計算機29，從反射振幅檢測電路23接收到顯示反射振幅∣Γ∣的數位值，並從反射相位檢測電路28接收到顯示其反射相位α的數位值時，根據這些數位值(反射振幅∣Γ∣、反射相位α)指定的阻抗、以及顯示頻率資訊的頻率，控制開關7、8插入的阻抗調整電路6。
以下，具體說明數位計算機29的處理內容。
數位計算機29，預先收納顯示從RF輸入端子1輸入的RF信號的每個頻率天線4的阻抗與多頻帶電力放大器2的效率之間關係的表格。
數位計算機29，輸入頻率資訊的話，在頻率別的表格中，指定對應其頻率資訊顯示的頻率之表格，從表格取得對應所希望的效率之天線4的阻抗。
數位計算機29，取得對應所希望的效率之天線4的阻抗的話，控制開關7、8插入的阻抗調整電路6，使數位值(反射振幅∣Γ∣、反射相位α)指定的阻抗與對應所希望的效率之天線4的阻抗一致。
[第五實施例]
第13圖係顯示根據本發明第五實施例的電力放大器裝置之構成圖，圖中，與第12圖相同的符號係顯示相同或 相當部分，省略說明。
反射振幅檢測電路23由比較器31-1~31-3形成的第1比較器群構成，而反射相位檢測電路28由比較器32-1~32-3形成的第2比較器群構成。
反射振幅檢測電路23的比較器31-1比較顯示檢波電路22檢測的信號的電力E3之電壓信號V與參考電壓Vth1(臨界值)，並實施輸出其比較結果至組合邏輯電路33之處理。
比較器31-2比較顯示檢波電路22檢測的信號的電力E3之電壓信號V與參考電壓Vth2(臨界值)，並實施輸出其比較結果至組合邏輯電路33之處理。
比較器31-3比較顯示檢波電路22檢測的信號的電力E3之電壓信號V與參考電壓Vth3(臨界值)，並實施輸出其比較結果至組合邏輯電路33之處理。
為了方便說明，假設參考電壓Vth1<參考電壓Vth2<參考電壓Vth3。
反射相位檢測電路28的比較器32-1比較對應低通濾波器27抽出的反射相位α之信號的電壓ELPF與參考電壓Vth4(臨界值)，並實施輸出其比較結果至組合邏輯電路33之處理。
比較器32-2比較對應低通濾波器27抽出的反射相位α之信號的電壓ELPF與參考電壓Vth5(臨界值)，並實施輸出其比較結果至組合邏輯電路33之處理。
比較器32-3比較對應低通濾波器27抽出的反射相位α之信號的電壓ELPF與參考電壓Vth6(臨界值)，並實施輸出其比較 結果至組合邏輯電路33之處理。
為了方便說明，假設參考電壓Vth4<參考電壓Vth5<參考電壓Vth6。
組合邏輯電路33相當於第1圖的控制電路9，根據比較器31-1~31-3及比較器32-1~32-3的比較結果與顯示頻率資訊的頻率，實施控制開關7、8插入的阻抗調整電路6之處理。
其次說明關於動作。
反射振幅檢測電路23的比較器31-1，比較顯示檢波電路22檢測的信號的電力E3之電壓信號V與參考電壓Vth1，並輸出其比較結果至組合邏輯電路33。
比較器31-2，比較顯示檢波電路22檢測的信號的電力E3之電壓信號V與參考電壓Vth2，並輸出其比較結果至組合邏輯電路33。
比較器31-3，比較顯示檢波電路22檢測的信號的電力E3之電壓信號V與參考電壓Vth3，並輸出其比較結果至組合邏輯電路33。
反射相位檢測電路28的比較器32-1比較對應低通濾波器27抽出的反射相位α之信號的電壓ELPF與參考電壓Vth4，並輸出其比較結果至組合邏輯電路33。
比較器32-2比較對應低通濾波器27抽出的反射相位α之信號的電壓ELPF與參考電壓Vth5，並輸出其比較結果至組合邏輯電路33。
比較器32-3比較對應低通濾波器27抽出的反射相位α之 信號的電壓ELPF與參考電壓Vth6，並實施輸出其比較結果至組合邏輯電路33之處理。
組合邏輯電路33，具有顯示阻抗調整電路6的控制狀態之表格，對應比較器31-1~31-3的比較結果、比較器32-1~32-3的比較結果以及顯示頻率資訊的頻率fn(例如，n=1或n=2)。
例如，具有如以下所示的表格。
(1)V<Vth1 & ELPF<Vth4 & fn→使阻抗調整電路6為控制狀態(1)
(2)Vth1<V<V th2 & ELPF<Vth4 & fn→使阻抗調整電路6為控制狀態(2)
(3)Vth2<V<Vth3 & ELPF<Vth4 & fn→使阻抗調整電路6為控制狀態(3)
(4)V th3<V & ELPF<Vth4 & fn→使阻抗調整電路6為控制狀態(4)
(5)V<Vth1 & Vth4<ELPF<Vth5→使阻抗調整電路6為控制狀態(5)
(6)V<Vth1 & Vth5<ELPF<Vth6 & fn→使阻抗調整電路6為控制狀態(6)
組合邏輯電路33，接收到比較器31-1~31-3及比較器32-1~32-3的比較結果的話，從上述表格中，取得其比較結果與對應頻率的阻抗調整電路6的控制狀態，並控制阻抗調整電路6為其控制狀態。
在此，雖然顯示取得並控制對應比較器31-1~31-3 及比較器32-1~32-3的比較結果與頻率的阻抗調整電路6的控制狀態，藉由接收比較器31-1~31-3的比較結果，可以指定反射振幅∣Γ∣，又，藉由接收比較器32-1~32-3的比較結果，可以指定反射相位α，因此藉由與第12圖的數位計算機29同樣的方法，控制開關7、8插入的阻抗調整電路6也可以。
即，組合邏輯電路33，藉由接收比較器31-1~31-3的比較結果，辨識顯示檢波電路22檢測的信號的電力E3之電壓信號V與參考電壓Vth1、Vth2、Vth3之間的大小關係，可以大略掌握檢波電路22檢測的信號的電力E3。例如，Vth1<V<Vth2的話，了解檢波電路22檢測的信號的電力E3在對應參考電壓Vth1的電力與對應參考電壓Vth2的電力之間。
組合邏輯電路33知道檢波電路22檢測的信號的電力E3的話，如上述，可以指定反射振幅∣Γ∣。
又，組合邏輯電路33，藉由接收比較器32-1~32-3的比較結果，辨識對應低通濾波器27抽出的反射相位α之信號的電壓ELPF與參考電壓Vth4、Vth5、Vth6之間的大小關係，可以大略掌握對應反射相位α之信號的電壓ELPF。例如，Vth5<電壓ELPF<Vth6的話，了解對應反射相位α之信號的電壓ELPF在參考電壓Vth5與參考電壓Vth6之間。
組合邏輯電路33知道對應反射相位α之信號的電壓ELPF的話，如上述，可以指定反射相位α。
組合邏輯電路33可以指定反射振幅∣Γ∣及反射相位α的話，之後，藉由與第12圖的數位計算機29同樣的方法，可以控制阻抗調整電路6。
此第五實施例中，雖然顯示的範例係反射振幅檢測電路23實際組裝的比較器31的個數為3個，及反射相位檢測電路28實際組裝的比較器32的個數為3個，但不限於此，反射振幅檢測電路23及反射相位檢測電路28實際組裝4個以上的比較器(4個以上的參考電壓Vth)也可以。
藉由增加比較器的個數(參考電壓Vth的個數)，可以提高反射振幅∣Γ∣及反射相位α的指定精度。
此第五實施例中，因為取得並控制對應比較器31-1~31-3及比較器32-1~32-3的比較結果的阻抗調整電路6的控制狀態，所以控制電路9可以以組合邏輯電路33而非數位計算機29構成。
因此，可以力求控制電路9的構成簡化。又，由於反射振幅檢測電路23、反射相位檢測電路28可以以比較器構成，所以可以力求反射振幅檢測電路23、反射相位檢測電路28的構成簡化。
上述第一~五實施例雖然未具體提及從RF輸入端子1輸入的RF信號的頻率是如何的頻率，但從RF輸入端子1輸入的RF信號的頻率，例如考慮實際組裝阻抗調諧器3的終端(例如，通訊終端)為使用中的頻帶內的頻率。
又，考慮實際組裝阻抗調諧器3的終端(例如，通訊終端)為使用中的頻道內的頻率。此時，輸入阻抗調諧器3的頻率資訊係可以指定動作中頻率的範圍之資訊。
上述第一~五實施例中，雖然顯示實際組裝2個阻抗調整電路6-1、6-2，開關7、8對應RF信號的頻率，選擇 其中一方的阻抗調整電路6，但實際組裝可適用的頻率範圍互不相同的3個以上的阻抗調整電路6，開關7、8對應RF信號的頻率，選擇其中一方的阻抗調整電路6也可以。
上述第一~五實施例中，雖然顯示由阻抗調整電路7改善多頻帶電力放大器2的電力附加效率ηd，但以鄰接頻道的漏電、飽和電力等，以多頻帶電力放大器2的其他特性為評估指標，由阻抗調整電路6改善其他特性也可以。
又，多頻帶電力放大器2的改善特性不限於阻抗調整電路6產生的阻抗調諧效果引起的，同時，控制多頻帶電力放大器2的偏壓條件(例如，控制對於多頻帶電力放大器2的閘極電壓)，力求另外的特性改善也可以。
又，本申請發明在其發明範圍內，可以各實施例自由組合，或是各實施例的任意構成要素變形，或是各實施例中省略任意的構成要素。
[產業上的利用可能性]
根據本發明的阻抗調諧，適於必須改善多頻帶電力放大器2的效率等之物。
1‧‧‧RF輸入端子
2‧‧‧多頻帶電力放大器
3‧‧‧阻抗調諧器
4‧‧‧天線(負載)
5‧‧‧阻抗檢測電路
6-1、6-2‧‧‧阻抗調整電路
7‧‧‧開關(第1開關、調整電路選擇裝置)
8‧‧‧開關(第2開關、調整電路選擇裝置)
9‧‧‧控制電路

Claims (18)

  1. 一種阻抗調諧器，包括：阻抗檢測電路，連接於對應複數的頻率的多頻帶電力放大器與負載之間，檢測從本身連接的位置所見上述負載側之阻抗；複數的阻抗調整電路，可適用的頻率範圍互不相同；調整電路選擇裝置，從上述複數的阻抗調整電路之中，選擇對應上述多頻帶電力放大器產生的放大對象的信號頻率之阻抗調整電路，並在上述多頻帶電力放大器與上述負載之間插入上述阻抗調整電路；以及控制電路，根據上述阻抗檢測電路檢測的阻抗與上述頻率，控制上述調整電路選擇裝置插入的阻抗調整電路，調整上述阻抗。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的阻抗調諧器，其中，調整電路選擇裝置，在阻抗檢測電路和負載之間插入對應多頻帶電力放大器產生的放大對象的信號頻率之阻抗調整電路。
  3. 如申請專利範圍第1項所述的阻抗調諧器，其中，調整電路選擇裝置，在上述多頻帶電力放大器和阻抗檢測電路之間插入對應多頻帶電力放大器產生的放大對象的信號頻率之阻抗調整電路。
  4. 如申請專利範圍第2項所述的阻抗調諧器，其中，調整電路選擇裝置，由下列構成：第1開關，提供阻抗檢測電路的輸出信號給對應放大對象的信號頻率的阻抗調整電路；以及 第2開關，提供上述阻抗調整電路的輸出信號給負載。
  5. 如申請專利範圍第3項所述的阻抗調諧器，其中，調整電路選擇裝置，由下列構成：第1開關，提供多頻帶電力放大器的輸出信號給對應放大對象的信號頻率的阻抗調整電路；以及第2開關，提供上述阻抗調整電路的輸出信號給阻抗檢測電路。
  6. 如申請專利範圍第1項所述的阻抗調諧器，其中，分割信號的雙工器連接至阻抗調整電路的前段或後段。
  7. 如申請專利範圍第1項所述的阻抗調諧器，其中，阻抗檢測電路，由下列構成：方向性結合器，抽出一部分從多頻帶電力放大器流向負載的信號，並輸出上述一部分的信號作為第1信號的同時，抽出一部分從上述負載流向上述多頻帶電力放大器的信號，並輸出上述一部分的信號作為第2信號；反射振幅檢測裝置，根據上述方向性結合器輸出的第2信號檢測反射振幅；信號合成裝置，調整上述方向性結合器輸出的第1及第2信號的振幅，並合成振幅調整後的第1及第2信號；以及反射相位檢測裝置，根據上述信號合成裝置產生的合成信號，檢測反射相位。
  8. 如申請專利範圍第7項所述的阻抗調諧器，其中，控制電路，根據反射振幅檢測裝置檢測的反射振幅及反射相位檢測裝置檢測的反射相位指定的阻抗、以及放大對象的信號 頻率，控制調整電路選擇裝置插入的阻抗調整電路。
  9. 如申請專利範圍第8項所述的阻抗調諧器，其中，控制電路，在多頻帶電力放大器產生的放大對象的信號的每個頻率，收納顯示負載的阻抗與上述多頻帶電力放大器的效率之間關係的表格，從輸入的頻率資訊顯示的頻率關聯的表格中，取得對應上述多頻帶電力放大器的效率之負載的阻抗，並控制調整電路選擇裝置插入的阻抗調整電路，使反射振幅及反射相位指定的阻抗與對應上述效率之負載的阻抗一致。
  10. 如申請專利範圍第7項所述的阻抗調諧器，其中，反射振幅檢測裝置，由下列構成：檢波電路，檢測從方向性結合器輸出的第2信號電力；以及第1比較器群，比較上述檢波電路檢測的第2信號的電力與複數的臨界值；反射相位檢波裝置，由下列構成：信號抽出電路，從信號合成裝置產生的合成信號，抽出對應反射相位的信號；以及第2比較器群，比較上述信號抽出電路抽出的信號與複數的臨界值；控制電路，由邏輯電路構成，係根據上述第1及第2比較器群的比較結果與放大對象的信號頻率，控制調整電路選擇裝置插入的阻抗調整電路。
  11. 如申請專利範圍第1項所述的阻抗調諧器，其中，多頻帶電力放大器產生的放大對象的信號頻率，係實際組裝阻抗調諧器的終端在使用中的頻帶內的頻率。
  12. 如申請專利範圍第1項所述的阻抗調諧器，其中，多頻帶 電力放大器產生的放大對象的信號頻率，係實際組裝阻抗調諧器的終端在使用中的頻道的頻率。
  13. 如申請專利範圍第1項所述的阻抗調諧器，其中，阻抗調整電路中，對於多頻帶電力放大器產生的放大對象的信號流過的路徑，電感器或電容器經由開關連接至分流器。
  14. 如申請專利範圍第1項所述的阻抗調諧器，其中，阻抗調整電路包括T型或π型的相移電路。
  15. 如申請專利範圍第1項所述的阻抗調諧器，其中，阻抗調整電路包括以分佈參數線路構成的相移電路。
  16. 如申請專利範圍第1項所述的阻抗調諧器，其中，阻抗調整電路包括可變電容元件。
  17. 如申請專利範圍第1項所述的阻抗調諧器，其中，控制電路，根據阻抗檢測電路檢測的阻抗與頻率，控制多頻帶電力放大器的偏壓條件。
  18. 一種電力放大裝置，包括：多頻帶電力放大器，對應複數的頻率；負載，被供給上述多頻帶電力放大器放大的信號；阻抗檢測電路，連接於上述多頻帶電力放大器與上述負載之間，檢測從本身連接的位置所見上述負載側之阻抗；複數的阻抗調整電路，可適用的頻率範圍互不相同；調整電路選擇裝置，從上述複數的阻抗調整電路之中，選擇對應上述多頻帶電力放大器產生的放大對象的信號頻率之阻抗調整電路，並在上述多頻帶電力放大器與上述負載之間插入上述阻抗調整電路；以及 控制電路，根據上述阻抗檢測電路檢測的阻抗與上述頻率，控制上述調整電路選擇裝置插入的阻抗調整電路，調整上述阻抗。
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Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2018216140A1 (ja) * 2017-05-24 2018-11-29 三菱電機株式会社 インピーダンスチューナ及び信号増幅装置
CN114374404B (zh) * 2020-10-14 2024-01-02 瑞昱半导体股份有限公司 无线收发器的校正方法及校正电路

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH09284061A (ja) * 1996-04-17 1997-10-31 Sony Corp パワーアンプ装置
JP3600115B2 (ja) * 2000-04-05 2004-12-08 株式会社東芝 高周波回路及び通信システム
JP2003338714A (ja) * 2002-05-21 2003-11-28 Mitsubishi Electric Corp 増幅装置
JP2004072548A (ja) * 2002-08-08 2004-03-04 Hitachi Ltd 高周波増幅器
JP2007096585A (ja) * 2005-09-28 2007-04-12 Renesas Technology Corp 高周波電力増幅用電子部品

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