TW201345145A - 高側電流感測放大器 - Google Patents

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Abstract

本發明闡述一種單級電流感測放大器，其產生與穿過一感測電阻器之一電流成比例之一差動輸出。跨越該感測電阻器之電壓係Vsense。該電流感測放大器包含具有高阻抗輸入端子之一差動跨導放大器。一晶片上RC濾波器濾波該Vsense信號中之暫態。該放大器之每一支腿之一回饋電路致使一對輸入電晶體與Vsense無關地傳導一固定恆定電流，此使該跨導穩定。一增益控制電阻器(Re)跨越該對輸入電晶體之端子而耦合且具有跨越其之Vsense。因此，穿過該增益控制電阻器之電流係Vsensex1/Re。耦合至該等輸入電晶體中之每一者之一位準移位電路使該放大器之一輸出處之一共模電壓降低。該輸入及輸出處之截波器電路消除任何偏移電壓。

Description

高側電流感測放大器
本發明係關於電流感測放大器，且特定而言，係關於一種單級差動電流感測放大器。
存在諸多類型之輸出與流動穿過一低值感測電阻器之一電流成比例之一電壓之電流感測放大器。跨越電阻器之電壓通常稱為Vsense。該比例通常係涉及兩個或兩個以上精密電阻器之一比率。
一理想電流感測放大器將在存在一大共模電壓暫態之情形下合意地放大一小的低頻Vsense信號而不微擾增益。為了準確地處理想要之Vsense信號且斥拒不想要之暫態，需要DC精確且高共模斥拒比。由於放大器的輸入共模電壓可相對於來自電流感測放大器下游之電路之指定操作電壓為高，因此可期望感測放大器的輸出自高平均輸入共模電壓向下位準移位至一較低系統操作電壓。
在諸多應用中，Vsense並非係一DC電壓此乃因電流係藉由閉合切換器而產生，且切換器可以一高頻率操作。因此，Vsense通常具有尖峰及其他暫態。此等暫態有時導致電流感測放大器中之一或多個裝置中之非線性行為，諸如飽和及擺動，從而造成不準確之電流感測。為移除此等高頻率暫態，在輸入處需要RC濾波器。由於電流感測放大器之輸入阻抗通常係一低阻抗，因此晶片外濾波器中僅可使用小值電阻器及大晶片外電容器，從而增加電流感測放 大器之費用及大小。
差動電流感測放大器包含一反相支腿及一非反相支腿。若支腿並非完美匹配(此在一實際裝置中係典型的)，則將存在由於支腿之不同電特性所致之差動輸出之某些偏移(誤差)。
需要一種準確電流感測放大器積體電路，其產生一差動輸出、具有與共模電壓位準無關之一極穩定增益、使用可在晶片上實施以濾出暫態之一小RC濾波器、提供一經位準移位差動輸出電壓且具有不包含一偏移之一差動輸出電壓。
本發明使用一經線性化差動跨導放大器作為一電流感測放大器之部分。該放大器具有一高輸入阻抗，使得能夠使用一晶片上RC濾波器來濾出因(舉例而言)藉由一電壓轉換器之切換導致之暫態。
該放大器之每一支腿中一回饋環路(包括MOSFET)有助於穩定具有變化之Vsense電壓之放大器之增益。可使用其他類型之電晶體。
該電路將Vsense中之一高共模電壓位準移位至一低共模電壓且放大其差動分量，使得能夠將低共模輸出電壓施加至所有類型之下游裝置，諸如類比轉數位轉換器(ADC)。
為避免差動輸出電壓因放大器之不匹配支腿而偏移，在放大器之輸入及輸出處採用經同步截波器以消除兩支腿之間的任何不匹配。
該電流感測放大器包括一單級。
闡述了其他實施例。
以相同編號標記相同或等效之元件。
圖1圖解說明偵測穿過一低值感測電阻器Rs之電流之一單晶片電流感測放大器10。感測電阻器Rs可係晶片上或晶片外的。在實例中，藉由閉合一切換器12而使電流斷續地傳導穿過感測電阻器Rs。切換器12可係具有由一電流模式DC-DC轉換器中之一控制器14控制之一工作循環之一電晶體。轉換器及負載之習用輸出電路係由方塊16表示。控制器14使用DC-DC轉換器之經調節電壓及穿過切換器12之電流作為回饋信號來控制工作循環。在另一實例中，所感測電流可用於任何其他應用，諸如用於準確地監視至未使用切換器12而直接連接至感測電阻器Rs之一負載之電流。
當切換器12斷開及閉合或負載電流迅速改變時，存在可使跨越感測電阻器Rs之期望之低頻差動電壓信號萎縮之相對大的高頻率暫態。此外，供應供應電壓Vcc之電源供應匯流排可具有來自匯流排上之其他裝置之暫態。此等暫態通常例如藉由使電晶體飽和而使放大器之跨導(gm)失真，因此使應與穿過感測電阻器之電流成線性比例之輸出電壓失真。為減輕尖峰，使用一輸入濾波器。
電流感測放大器10具有一高輸入阻抗此乃因差動輸入係相同n通道MOSFET M1及M2之閘極。連接至接地或Vcc之一電阻器R1及電容器C1形成感測電阻器Rs之高側與 MOSFET M1之閘極之間的一低通濾波器。由於輸入電流極小，因此可使用一高值電阻器R1及一相對低值電容器C1用於充分地濾出暫態。使用電阻器R2及電容器C2之相同濾波器分量值來濾波低側感測電阻器Rs電壓。使用習用技術(諸如使用閘極材料作為電容器C1及C2之板)可容易地在晶片上形成數百個千歐姆至百萬歐姆電阻器R1及R2及微微法拉電容器C1及C2。跨導放大器之兩個支腿中之分量理想地匹配。
電流源18及19供應相同固定電流I1及I2且連接至MOSFET M1及M2之汲極。
低於I1及I2之相同固定電流I5及I6係由電流源20及22產生。
MOSFET M1及M2之閘極電壓分別係跨越感測電阻器Rs之經濾波之高側電壓及低側電壓。取決於電源供應電壓Vcc，高側電壓及低側電壓可具有包含暫態電壓之諸如12伏至40伏之一高共模電壓。感測電壓Vsense之低頻分量通常由於感測電阻器Rs之低值而將小於幾百毫伏。因此，可期望為達成一良好信雜比，提供一極穩定跨導(gm)同時減小共模電壓暫態干擾。
MOSFET M3(一p通道MOSFET)、M5及M1以及MOSFET M4(一p通道MOSFET)、M6及M2包括改良增益準確度之其各別支腿之回饋環路。回饋環路致使MOSFET M1及M2之源極精確地遵循其閘極電壓(亦即，Vg不變化)，以使得穿過MOSFET M1及M2之電流係相同而與Vsense無關。由 MOSFET M3、M5及M1形成之回饋如下工作。出於任何原因，若MOSFET M1之源極電壓上升以改變穿過MOSFET M1之電流，則MOSFET M1及M3之汲極電壓將上升。然後，此將使MOSFET M1之源極電壓降低以維持一恆定電流穿過MOSFET M1。一類似回饋操作針對MOSFET M2、M4及M6而發生以保持Vg及穿過MOSFET M2之電流恆定。由於MOSFET M1及M2之Vg恆定且相等，因此跨越電阻器Re之差動電壓與差動電壓Vsense相同。穿過電阻器Re之電流之一改變並不改變穿過MOSFET M1及M2之電流但改變電流I3及I4。
電阻器Re連接於MOSFET M1與M2之源極之間，且電阻器Re之值將跨導放大器之輸入級之跨導(gm)設定為gm=1/Re。由於跨越電阻器Re之一穩定電壓，因此gm係穩定的。
MOSFET M3之汲極連接至產生電流I5之電流源20，如此電流I5自電流源18分出且流動穿過MOSFET M3。類似地，MOSFET M4之汲極連接至產生電流I6之電流源22，如此電流I6自電流源19分出且流動穿過MOSFET M4。電流I5及I6係相等的。流動穿過MOSFET M1之電流係I1-I5，且流動穿過MOSFET M2之電流係I2-I6。施加一適合固定偏壓電壓Vb至MOSFET M3及M4之閘極以致使MOSFET M3及M4在期望之範圍中操作。
流動穿過電阻器Re之電流Ie係Vsense/Re。因此，穿過MOSFET M5之電流I3係流動穿過MOSFET M1之電流減去 電流Ie。類似地，穿過MOSFET M6之電流I4係流動穿過MOSFET M2之電流加上電流Ie。因此，差動電流I4-I3等於Vsense×(1/Re)。
MOSFET M3及M4亦將MOSFET M1及M2之汲極處之共模電壓位準移位以降低MOSFET M5及M6之閘極處之共模電壓。此造成MOSFET M5及M6之源極處之共模電壓降低。
差動輸出電壓Vout係(I4＊R4)-(I3＊R3)。 等式1
若穿過MOSFET M1及M2之電流分別係Im1及Im2，且穿過電阻器Re之電流係Ie=Vsense/Re，則，I3=Im1-Ie，且 等式2
I4=Im2+Ie。 等式3
由於Im1與Im2相等且R3與R4相等，因此組合等式1至3的結果為，Vout=(Im2+Ie)＊R4-(Im1-Ie)＊R3=(R3+R4)＊Ie=Vsense＊(R3+R4)/Re。等式4
可選擇圖1中之分量之值以產生任何電流及Vsense共模電壓之降低轉換之任何量。可使用模擬選擇最佳分量。電流源20及22可連接至接地或另一參考電壓。
因此，由於跨導放大器之高阻抗，因此圖1之電路允許一輸入RC濾波器與該電路之其餘餘部分皆位於晶片上，放大器將Vsense共模電壓位準移位成與任何下游裝置相容，且藉由一回饋環路穩定放大器之gm。所有此等改良係藉助一單晶片、單級跨導放大器來達成。
下文闡述提供對圖1之電路之各種改良之額外實施例。
圖2與圖1之電路相同，惟圖2之電路在輸出處使用一差動放大器A1以進一步穩定增益及達成其他優點除外。放大器A1具有反相及非反相輸入且輸出一差動Vout。電流I3及I4流動穿過回饋電阻器R3及R4。輸出電壓Vout保持為Vsense＊(R3+R4)/Re。圖2之電路勝過圖1之電路之優點係MOSFET M5及M6之源極電壓獨立於Vout，從而賦予Vout一較大擺動且賦予電路更多容許度。
圖3與圖1相同，惟圖1中之n通道MOSFET M5及M6由使其塊體基板繫結至其源極之p通道MOSFET M7及M8替換除外。MOSFET M7及M8之閘極繫結至其各別電流源26及27。電流源26及27係由一習用電流鏡或電流增益級30或31鏡射用於汲取穿過MOSFET M3及M4之某一固定電流。由於MOSFET M7及M8具有與圖1中之MOSFET M5及M6之極性相反之極性，因此需要級30/31及「上拉」電流源26及27。藉由將基板繫結至MOSFET M7及M8之源極，不存在由於碰撞游離所致之穿過基板之電流損失。在一標準CMOS製程中圖1中之MOSFET M5及M6之基板可不繫結至其源極。圖1及圖3之電路之操作在其他方面相同。在圖3中，Vout保持等於Vsense＊(R3+R4)/Re。
若跨導放大器之兩個支腿中之分量並非完美匹配，則將存在造成Vout之一誤差之引入之一偏移電壓，其中Vout將不等於Vsense＊(R3+R4)/Re。為補償現實世界中之此不完美分量匹配，圖4之電路使用連續切換以交替地提供一直 通傳導路徑及一交叉傳導路徑之經同步截波器32及34。放大器的DC偏移因此由截波器34以截波頻率予以調變且然後由一習用晶片上低通濾波器(未展示)濾波。截波器不改變Vout極性，此乃因其傳遞穿過兩個截波器32及34。
圖5A、圖5B及圖5C圖解說明截波器32或34中之一者之一實施例。切換係藉由一時脈以任何適合頻率予以控制。輸入端子36及38由切換器對S1及S2切換以交替地連接至輸出端子40或42。切換器對S1與切換器對S2相反地予以控制。圖5C圖解說明切換器對S1及S2之時脈計時，其中一高位準閉合切換器。時脈脈衝寬度經設定以藉由確保一對切換器在另一對切換器導通之前完全關斷來避免交叉傳導。切換器通常係電晶體。
圖6係使用一經同步截波器以消除輸出電壓之偏移之另一單級電流感測放大器之一示意圖，其中輸出電壓Vout參考至一非接地電壓V2。V2可係一DC電壓或一可變電壓。差動輸出電流Iout等於Vsense＊1/Re。圖6非常類似於圖4，惟添加MOSFET M10及M11除外。
MOSFET M9、電阻器Rref及電流源38用作一偏壓電壓產生器以提供一偏壓電壓至MOSFET M3及M4之閘極。在其他實施例中，此一偏壓電壓產生器可用於產生偏壓電壓Vb。由電流源40及42產生之電流I5及I6流動穿過MOSFET M3及M4。穿過電阻器R5及R6之電流形成MOSFET M3及M4之一源極電壓Vs。
MOSFET M5之閘極由電流源40與MOSFET M3之接面處 之電壓驅動，以允許MOSFET M5藉由Vsense/Re增加或減小其電流。類似地，MOSFET M6之閘極由電流源42與MOSFET M4之接面處之電壓驅動，以允許MOSFET M6藉由Vsense/Re增加或減小其電流。
MOSFET M5之閘極耦合至MOSFET M10之閘極。若MOSFET M5與M10係相同大小，則其電流將相同。穿過MOSFET M10之電流I10因V2供應而流動且穿過電阻器R7(取決於截波器34之狀態)以在上部Vout端子處產生一電壓(V2-(I10＊R7))。包括MOSFET M4、M2、M6及M11之放大器之右側以與其對等者之方式相同之一方式操作以在下部Vout端子處產生一電壓(V2-(I11＊R8))。
Vout=Vsense＊(R7+R8)/Re，其中輸出電壓Vout經位準移位至V2以與任何下游裝置相容。
圖2至圖4及圖6之電流感測放大器具有關於圖1所述之所有優點加上以上所闡述之額外優點。所有電流感測放大器皆為單級電路，且每一者可容易地形成於同一積體電路晶片上。晶片可包含感測電阻器Rs及輸出差動輸出電壓Vout。亦可在與電流感測放大器相同之晶片上形成負載及任何其他電路。儘管已闡述電路之理論操作，但在實際實施例中可發生固有之損失及不匹配，如此本文中所闡述之各種電壓係近似的。
在某些應用中，期望使一輸出電流(而非Vout)與Vsense成比例。在此等應用中，可將電阻器R3及R4刪除。
本文中所闡述之電路係藉助習用CMOS技術而形成。然 而，使用雙極電晶體或使用BiCMOS技術可容易地形成該等電路。
因此，儘管已展示及闡述本發明之特定實施例，但熟習此項技術者將明瞭：可以本發明之寬廣態樣做出改變及修改而此並不背離本發明，且因此，隨附申請專利範圍欲將本發明之真實精神及範疇內之所有此等改變及修改囊括在其範疇內。
10‧‧‧單晶片電流感測放大器/電流感測放大器
12‧‧‧切換器
14‧‧‧控制器
16‧‧‧轉換器及負載之習用輸出電路
18‧‧‧電流源
19‧‧‧電流源
20‧‧‧電流源
22‧‧‧電流源
26‧‧‧「上拉」電流源/電流源
27‧‧‧「上拉」電流源/電流源
30‧‧‧級/增益級
31‧‧‧級/增益級
32‧‧‧經同步截波器/截波器
34‧‧‧經同步截波器/截波器
36‧‧‧輸入端子
38‧‧‧電流源/輸入端子
40‧‧‧輸出端子/電流源
42‧‧‧輸出端子/電流源
A1‧‧‧差動放大器/放大器
C1‧‧‧相對低值電容器/電容器
C2‧‧‧電容器
I1‧‧‧固定電流
I2‧‧‧固定電流
I3‧‧‧電流
I4‧‧‧電流
I5‧‧‧電流/固定電流
I6‧‧‧電流/固定電流
I10‧‧‧電流
I11‧‧‧電流
Ie‧‧‧電流
M1‧‧‧MOSFET/n通道MOSFET
M2‧‧‧MOSFET/n通道MOSFET
M3‧‧‧MOSFET/p通道MOSFET
M4‧‧‧MOSFET/p通道MOSFET
M5‧‧‧MOSFET/n通道MOSFET
M6‧‧‧MOSFET/n通道MOSFET
M7‧‧‧MOSFET/p通道MOSFET
M8‧‧‧MOSFET/p通道MOSFET
M9‧‧‧MOSFET
M10‧‧‧MOSFET
M11‧‧‧MOSFET
R1‧‧‧高值電阻器/電阻器
R2‧‧‧電阻器
R3‧‧‧回饋電阻器/電阻器
R4‧‧‧回饋電阻器/電阻器
R5‧‧‧電阻器
R6‧‧‧電阻器
R7‧‧‧電阻器
R8‧‧‧電阻器
Re‧‧‧電阻器/增益控制電阻器
RREF‧‧‧電阻器
Rs‧‧‧感測電阻器/低值感測電阻器
S1‧‧‧切換器對
S2‧‧‧切換器對
V2‧‧‧非接地電壓
Vb‧‧‧偏壓電壓/固定偏壓電壓
Vcc‧‧‧電源供應電壓/供應電壓
Vout‧‧‧差動輸出電壓
Vsense‧‧‧感測電壓
圖1係根據本發明之一項實施例偵測穿過一低值感測電阻器之電流之一單晶片電流感測放大器之一示意圖。
圖2係根據本發明之另一實施例在輸出處使用一差動放大器以進一步穩定增益及達成其他優點之另一單晶片電流感測放大器之一示意圖。
圖3係根據本發明之另一實施例在一快速回饋環路中使用使PMOS電晶體之基板繫結至其源極以使放大器的效能對PMOS電晶體之碰撞游離不敏感之PMOS電晶體之另一單晶片電流感測放大器之一示意圖。
圖4係根據本發明之另一實施例使用經同步截波器以消除由於差動跨導放大器之支腿中之不匹配分量所致之輸出電壓之偏移之另一單晶片電流感測放大器之一示意圖。
圖5A、圖5B及圖5C圖解說明可用於圖4及圖6之電流感測放大器中以消除由於不匹配分量所致之偏移之一截波器電路之構造及操作。
圖6係根據本發明之另一實施例使用經同步截波器以消 除輸出電壓之偏移之另一單晶片電流感測放大器之一示意圖，其中輸出電壓參考至一非接地偏壓電壓。
10‧‧‧單晶片電流感測放大器/電流感測放大器
12‧‧‧切換器
14‧‧‧控制器
16‧‧‧轉換器及負載之習用輸出電路
18‧‧‧電流源
19‧‧‧電流源
20‧‧‧電流源
22‧‧‧電流源
C1‧‧‧相對低值電容器/電容器
C2‧‧‧電容器
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Ie‧‧‧電流
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M4‧‧‧MOSFET/p通道MOSFET
M5‧‧‧MOSFET/n通道MOSFET
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R1‧‧‧高值電阻器/電阻器
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R4‧‧‧回饋電阻器/電阻器
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Vb‧‧‧偏壓電壓/固定偏壓電壓
Vcc‧‧‧電源供應電壓
Vout‧‧‧差動輸出電壓
Vsense‧‧‧感測電壓

Claims (19)

  1. 一種電流感測放大器，其包括：一感測電阻器，其經組態成經連接以傳導一電流以跨越該感測電阻器產生一感測電壓(Vsense)；一濾波器，其耦合至該感測電阻器以產生一經濾波Vsense信號；一單級差動跨導放大器，其具有經耦合以接收該經濾波Vsense信號之高阻抗輸入端子，該跨導放大器包括：一差動輸入電晶體對，其具有經耦合以接收該經濾波Vsense信號之控制端子；一增益控制電阻器(Re)，其跨越該電晶體對之第一端子而耦合；一回饋環路，其耦合至該等輸入電晶體中之每一者，該回饋環路經組態以致使穿過該等輸入電晶體中之每一者之一電流在該經濾波Vsense信號變化時實質上恆定且相等，從而致使該經濾波Vsense信號實質上跨越該增益控制電阻器而發生；及一位準移位電路，其耦合至該等輸入電晶體中之每一者，該位準移位電路經組態以在該跨導放大器之一輸出處降低該經濾波Vsense信號之一共模電壓，其中該跨導放大器在差動輸出端子處產生與穿過該感測電阻器之該電流成比例之一差動輸出。
  2. 如請求項1之放大器，其進一步包括：一第一截波器電路，其耦合於該濾波器與該跨導放大 器之該等輸入端子之間；及一第二截波器電路，其跨越該等差動輸出端子而耦合，該第一截波器及第二截波器以一經同步方式連接至切換器。
  3. 如請求項1之放大器，其中該濾波器及該跨導放大器形成於一單晶片上。
  4. 如請求項1之放大器，其中該等輸入電晶體係MOSFET。
  5. 如請求項4之放大器，其中該等MOSFET包括一第一MOSFET及一第二MOSFET，其中該第一MOSFET之該回饋環路包括：一第三MOSFET，其與該第一MOSFET串聯耦合；及一第四MOSFET，其耦合於該第一MOSFET之一汲極與一第一電流源之間，其中該第三MOSFET之一閘極耦合於該第四MOSFET與該第一電流源之間。
  6. 如請求項5之放大器，其中該第一MOSFET及第三MOSFET係n通道MOSFET，且該第四MOSFET係一p通道MOSFET。
  7. 如請求項6之放大器，其進一步包括耦合於該第一MOSFET之該汲極與一電源供應電壓之間的一第二電流源，其中該第一電流源耦合至接地。
  8. 如請求項7之放大器，其中該第二MOSFET之該回饋環路包括：一第五MOSFET，其與該第二MOSFET串聯耦合；及 一第六MOSFET，其耦合於該第二MOSFET之一汲極與一第三電流源之間，其中該第五MOSFET之一閘極耦合於該第六MOSFET與該第三電流源之間。
  9. 如請求項8之放大器，其中該第二MOSFET及第五MOSFET係n通道MOSFET，且該第六MOSFET係一p通道MOSFET。
  10. 如請求項9之放大器，其進一步包括耦合於該第二MOSFET之該汲極與該電源供應電壓之間的一第四電流源，其中該第三電流源耦合至接地。
  11. 如請求項10之放大器，其中一差動電壓係跨越該第三MOSFET及該第五MOSFET之源極實質上與該Vsense信號成比例地產生。
  12. 如請求項11之放大器，其進一步包括耦合於該第三MOSFET之一源極與接地之間的一第一電阻器，及耦合於該第五MOSFET之一源極與接地之間的一第二電阻器。
  13. 如請求項12之放大器，其進一步包括耦合至該第三MOSFET及該第五MOSFET之該等源極之一差動放大器，該差動放大器之一輸出提供該跨導放大器之該差動輸出。
  14. 如請求項12之放大器，其進一步包括接收該差動電壓之一截波器，該截波器之一經濾波輸出提供該跨導放大器之該差動輸出。
  15. 如請求項4之放大器，其中該等MOSFET包括一第一 MOSFET及一第二MOSFET，其中該第一MOSFET之該回饋環路包括：一第三MOSFET，其與該第一MOSFET串聯耦合，其中該第三MOSFET係一p通道MOSFET；及一第四MOSFET，其耦合於該第一MOSFET之一汲極與一第一電流源之間，其中該第四MOSFET係一p通道MOSFET，其中該第一電流源係一第二電流源之一電流鏡，且其中該第三MOSFET之一閘極耦合至該第二電流源。
  16. 如請求項4之放大器，其中該等MOSFET包括一第一MOSFET及一第二MOSFET，其中該第一MOSFET之該回饋環路經組態以致使其閘極-源極電壓在該經濾波Vsense信號改變時實質上恆定，且其中該第二MOSFET之該回饋環路經組態以致使其閘極-源極電壓在該經濾波Vsense信號改變時實質上恆定且實質上等於該第一MOSFET之該閘極-源極電壓。
  17. 一種藉由一電流感測放大器執行之方法，其包括：傳導一電流穿過一感測電阻器以跨越該感測電阻器產生一感測電壓(Vsense)；濾波Vsense以產生一經濾波Vsense信號；將該經濾波Vsense信號施加至一單級差動跨導放大器之高阻抗輸入端子，該跨導放大器執行該方法包括：在一差動輸入電晶體對之控制端子處接收該經濾波Vsense信號； 跨越一增益控制電阻器(Re)產生該經濾波Vsense信號，該增益控制電阻器(Re)跨越該電晶體對之第一端子而耦合；藉由耦合至該等輸入電晶體中之每一者之一回饋環路之動作，致使穿過該等輸入電晶體中之每一者之一電流在該經濾波Vsense信號變化時實質上恆定且相等，從而致使該經濾波Vsense信號實質上跨越該增益控制電阻器而發生；及在該跨導放大器之一輸出處位準移位該經濾波Vsense信號之一共模電壓，其中該跨導放大器在差動輸出端子處產生與穿過該感測電阻器之該電流成比例之一差動輸出。
  18. 如請求項17之方法，其進一步包括：跨越該跨導放大器之該等輸入端子截波該經濾波Vsense信號以交替地提供一直通路徑及一交叉傳導路徑；及以與截波該經濾波Vsense信號同步之一方式截波該跨導放大器之一輸出以跨越該等差動輸出端子交替地提供一直通路徑及一交叉傳導路徑。
  19. 如請求項17之方法，其中該等輸入電晶體包括一第一MOSFET及一第二MOSFET，其中該第一MOSFET之該回饋環路經組態以致使其閘極-源極電壓在該經濾波Vsense信號改變時實質上恆定，且其中該第二MOSFET之該回饋環路經組態以致使其閘極-源極電壓在該經濾波Vsense 信號改變時實質上恆定且實質上等於該第一MOSFET之該閘極-源極電壓。
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