TW201315125A - 電源供應裝置 - Google Patents

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Abstract

本發明係有關於一種電源供應裝置包括：一輸入端子，對其輸入交流電力；一正端子及一負端子，於其輸出直流電力；一整流器電路，係經組配來整流該輸入至該輸入端子的交流電力；耦接至該整流器電路的一電感器；耦接在該正端子與負端子間之一電容器；耦接在該電感器之一輸出端子與該正端子間之一第一整流元件；耦接在該電感器之一輸入端子與該負端子間之一第一開關元件；並聯耦接至該第一開關元件的一第二開關元件及一變壓器；耦接在該正端子與該第二開關元件與該變壓器之一耦接部間之一第二整流元件；耦接在該變壓器與該正端子間之一第三整流元件。

Description

電源供應裝置 發明領域
此處討論之實施例係有關於一種電源供應裝置。
發明背景
近年來，能源的節約已經吸引各方領域的矚目。其影響力已經延伸至例如電源供應器領域。更明確言之，例如對開關電源供應器具有更高效率的需求增加。
[0003]目前已經提示具有輸出能效超過90%的開關電源供應器。其中部分使用技術來提高輸出能效，使得用以改良功率因數的功率因數校正(PFC)電路係設置於開關電源供應器。
圖1為具有PFC電路的電源供應裝置之電路圖實例。
圖1例示說明的電源供應裝置包括一整流器電路10、一PFC電路20、一控制器50、及一直流(DC)-DC轉換器60。
整流器電路10為二極體橋接器，係由耦接成橋接器組態的四個二極體11、12、13、及14組成。耦接至交流電源供應器1的整流器電路10執行交流電力的全波整流且輸出結果。此處，交流電源供應器1的輸出電壓為Vin，因此整流器電路10的輸入電壓為Vin。整流器電路10係輸出從交流電源供應器1輸入的交流電力之全波整流所得的電力。
具有例如80 V至265 V的交流電力係輸入整流器電路10，因而整流器電路10的二極體11、12、13、及14的電壓降可忽略不計。結果，整流器電路10的輸出電壓也是Vin。
PFC電路20包括一電感器21、一開關元件22、及一二極體23，其係耦接成T字形組態，及一平順電容器40。PFC電路20為一作用態濾波器電路，其減少於整流器電路10已整流的電流所含括的諧波等之失真，藉此改良電力的功率因數。
升壓電感器例如係用作為電感器21，而金氧半導體場效電晶體(MOSFET)例如係用作為開關元件22。開關元件22的開關操作係藉從控制器50施加脈衝閘極電壓至開關元件22的閘極執行，因而執行開關元件22的脈寬調變(PWM)驅動。
二極體23可具有從電感器21朝向平順電容器40的整流方向，及例如使用快速復原二極體或碳化矽蕭特基二極體用作為二極體23。
控制器50輸出欲施加至開關元件22閘極的脈衝閘極電壓。控制器50係基於從整流器電路10輸出的全波速流功率輸出的電壓值Vin、流經開關元件22之一電流的電流值IQ、及在平順電容器40之輸出端上的電壓值Vout而決定閘極電壓的負載比，及施加該負載比給開關元件22的閘極。例如可基於電流值IQ及電壓值Vout及Vin計算負載比的乘法器電路可用作為控制器50。
平順電容器40執行欲從PFC電路20輸出的電壓之平順化及然後輸入至DC-DC轉換器60。正向或全橋DC-DC轉換器例如可用作為DC-DC轉換器60。舉例言之，具有385 V的直流電力係輸入DC-DC轉換器60。
DC-DC轉換器60為轉換電路，其係轉換直流電力的電壓值及輸出已轉換的直流電力，負載電路70係耦接至其輸出端。
處，DC-DC轉換器60將具有385 V電壓的直流電力轉變成具有例如12 V電壓的直流電力，且將結果輸出給負載電路70。
參考圖2A及圖2B，其次將描述PFC電路20之操作。
圖2A顯示當無PFC電路時整流器電路10之輸入電壓Vin及輸入電流Iin的波形圖。圖2B顯示當設置PFC電路時整流器電路10之輸入電壓Vin及輸入電流Iin的波形圖。圖2A及圖2B中，輸入電壓Vin係以實線指示，而輸入電流Iin係以虛線指示。如於圖2A及圖2B中藉實線指示，呈正弦波形狀的交流電壓係輸入電源供應裝置的整流器電路10作為輸入電壓Vin。
電源供應裝置之負載電路典型地並非簡單電阻器，反而含括各個電路。因此於如圖2A之例示說明，未設有PFC電路之情況下，唯有當輸入電壓Vin超過平順電容器40的電壓時才流過輸入電流Iin，因此流過輸入電流Iin的時間短，輸入電流Iin的峰值高，換言之諧波電流出現。
相反地，如圖2B之例示說明，當設有PFC電路之情況下，PFC電路20中的開關元件22係依據橫過負載電路70之輸入端子的電壓值而被開或關，因而產生正弦波形的電流。藉此方式，PFC電路藉降低與延長輸入電流Iin波產生正弦波形狀的交流電流而具有改良功率因數的作用。
以下為參考文獻：
[文獻1]日本專利公開案第2005-253284號
發明概要
依據本發明之一面向，一種電源供應裝置包括：一輸入端子，對其輸入交流電力；一正端子及一負端子，於其輸出直流電力；一整流器電路，係經組配來整流該輸入至該輸入端子的交流電力；耦接至該整流器電路的一電感器；耦接在該正端子與負端子間之一電容器；耦接在該電感器之一輸出端子與該正端子間之一第一整流元件，該第一整流元件具有從該電感器之該輸出端子朝向該正端子之一整流方向；耦接在該電感器之一輸入端子與該負端子間之一第一開關元件；並聯耦接至該第一開關元件的一第二開關元件及一變壓器；耦接在該正端子與該第二開關元件與該變壓器之一耦接部間之一第二整流元件，該第二整流元件具有從該耦接部朝向該正端子之一整流方向；及耦接在該變壓器與該正端子間之一第三整流元件，該第三整流元件具有從該變壓器朝向該正端子之一整流方向。
本發明之目的及優點將可利用於申請專利範圍 特別指出的元件及組合而予實現與達成。
須瞭解前文摘要說明部分及後文詳細說明部分係供舉例解說而非限制如所請求專利的本發明。
圖式簡單說明
圖1為電路圖例示說明具有PFC電路的電源供應裝置實例；圖2A及圖2B為解釋PFC電路之操作之略圖；圖3A及圖3B為GaN-HEMT之剖面圖；圖4A及圖4B為解釋元件損耗之略圖；圖5為第一實施例之電源供應裝置之電路圖；圖6A至圖6G為解釋第一實施例中PFC電路之操作之略圖；圖7為解說第一實施例之電源供應裝置的效果之線圖；圖8為解說第一實施例之電源供應裝置的效果之線圖；及圖9為第二實施例之電源供應裝置之電路圖。
較佳實施例之詳細說明
為了進一步改良電源供應裝置的供電效率，例如期望減少用在電源供應裝置中的開關元件(用於開關的電晶體)所耗用的電力。用於開關的電晶體中的功耗起因考慮為如下所述。一個起因是當電晶體為導通時在電晶體的源極與汲極間之電阻成分，定名為「導通電阻」。另一個起因是當電晶體在其導通與關斷態間切換時，於過渡態中所產 生的損耗。此乃所謂的開關損耗。
由於電晶體的導通電阻所造成的問題係出現在電晶體的導通態期間。換言之，有關電晶體的導通電阻，當電晶體為導通的情況下使得電流流經電晶體時，由於歐姆定律，藉該導通電阻及該電流而在電流流經其中的電晶體端子間產生電壓。
此處，由該電晶體所耗用的功率為流經電晶體的電流與在該電晶體中電流流經其中的兩個端子間所產生的電壓的乘積。因此該功率並不汲取作為開關電源供應器的輸出，反而係藉電晶體轉換為熱，如此導致功率損耗。
其次，有關電晶體的導通與關斷態間的過渡態中所產生的損耗，稱作為開關損耗，為何產生損耗的理由是有個時間稱作開關時間，在該開關時間期間電流及電壓皆非為零。設於過渡態的電流及電壓變化約為時間的函數，則開關損耗可表示為如下：電流x電壓x開關時間/2。因此為了減少開關損耗，電晶體的驅動容量必須增高，換言之，開關速度必須加快。
如此，為了減少前述功耗，期望使用導通電阻小而開關速度快的開關元件。發展用在開關電源供應器且滿足兩項特性的電晶體。此種電晶體使用化合物半導體材料，而非使用矽。換言之，於許多化合物半導體中，比較矽，前者的電子遷移率高及互導高。因而導通電阻減低，出現在電晶體的各個端子的容量小。
參考圖3A及圖3B，其次將描述使用氮化鎵(GaN) 的高電子遷移率電晶體(HEMT)作為化合物半導體之實例。後文中將此種電晶體稱作為GaN-HEMT。
GaN-HEMT乃具有汲極、源極、及閘極的三端子電晶體。舉例言之，當源極為接地時，一給定正電壓係施加於源極與汲極間，施加於源極與閘極間的電壓係調整為等於或大於一臨界值，在該源極與汲極間建立傳導(導通)。施加於源極與閘極間的電壓例如係在-10 V至+10 V之範圍。GaN-HEMT連同其操作可類似MOSFET處置。
圖3A例示說明GaN-HEMT的剖面圖。於該GaN-HEMT中，GaN層91及AlGaN層92係藉晶體生長在例如藍寶石、碳化矽、氮化鎵或矽基體90上提供；及具有n-GaN層94夾置於其間的源極81及汲極82係形成在AlGaN層92上。閘極80係形成於n-GaN層94上方。於該GaN-HEMT中，在GaN層91與AlGaN層92間的二維電子氣體層93係用作為電子過渡層。
為了製造高速操作的GaN裝置，期望使用半絕緣碳化矽基體作為限制寄生電容的基體。不幸地，半絕緣單晶碳化矽基體的價格極高，可以低價獲得的傳導性矽基體用於一般應用目的的GaN-HEMT。
圖3B為使用傳導性矽基體95作為其基體的GaN-HEMT的剖面圖。若半導體裝置係製造在傳導性矽基體95上，則源極81及汲極82係寄生地耦合而形成寄生電容。
圖4A及圖4B為略圖解釋在源極與汲極間具有寄生電容的開關元件之元件損耗。圖4A為用以執行開關元件 之元件損耗模擬的電路圖。圖4B例示說明於圖4A模擬電路圖中，開關元件之電流、電壓、及損耗的模擬結果。
當一給定正電壓V1係施加於開關元件的源極與汲極間，而施加於源極與閘極間的電壓V2係調整為等於或大於一臨界值時，在該源極與汲極間建立傳導。於模擬中，在該源極與汲極間設定600 pF的寄生電容Coss，且在汲極端設定0.01歐姆(Ω)的布線電阻RP。
當施加於源極與閘極間的電壓V2係調整為等於或大於臨界值時，在該源極與汲極間建立傳導(導通)。此時，只有約4安培的電流IOL係流經開關元件外部的負載電阻器RO。但高達約15安培的電流IP，包括積聚在負載容量Coss的電荷之一放電電流IC，該電流IP係流經該開關元件的汲極與源極間。結果，以電壓與電流的乘積表示的損耗瞬間高達4.0 kW。
如此，以在其源極與汲極間具有大型寄生電容的開關元件，諸如圖3B例示說明的在源極與汲極間具有寄生電容的GaN-HEMT來置換圖1所示電源供應裝置的功率因數校正(PFC)電路20的開關元件22，實際上導致功率損耗的增加。
有關於此處揭示技術之較佳實施例將參考附圖詳細說明如下。
圖5為電路圖例示說明對其應用此處揭示技術之第一實施例的電源供應裝置。於圖5中，與圖1例示說明的電源供應裝置之該等元件相同的或相當的元件係標示以相 同的元件符號且將刪除其說明。
電源供應裝置包括輸入端子2A及2B、整流器電路10、PFC電路30、控制器50、輸出端子3A及3B、及DC-DC轉換器60。
交流電力係從交流電源供應器1輸入至輸入端子2A及2B。
輸出端子3A為輸出直流電力的正端子，及輸出端子3B為輸出直流電力的負端子。輸出端子3A及3B係耦接至DC-DC轉換器60的輸入端，及DC-DC轉換器60將具有385 V電壓的直流電力轉成例如具有12 V電壓的直流電力，且將結果輸出給負載電路70。
PFC電路30包括電感器21、第一二極體23、一主開關元件31，係耦接成T字形組態。返馳變壓器34的一次繞組L1與串接的副開關元件32係並接至主開關元件31。平順電容器33係並接至主開關元件31。
具有朝向平順電容器40整流方向的第二二極體35係耦接至一耦接部，於該處副開關元件32係與返馳變壓器34的一次繞組L1耦合，及具有朝向平順電容器40整流方向的第三二極體36耦接至返馳變壓器34的二次繞組L2端。
於本實施例中，GaN-HEMT係用作為主開關元件31。由GaN(氮化鎵)所製成的HEMT具有下述特性，比較矽製成的MOSFET，此種HEMT可以更高速度操作且具有較小的導通電阻。
GaN-HEMT乃具有汲極、源極、及閘極的三端子 電晶體。舉例言之，當源極為接地時，一給定正電壓係施加於源極與汲極間，施加於源極與閘極間的電壓係調整為等於或大於一臨界值，在該源極與汲極間建立傳導(導通)。施加於源極與閘極間的電壓例如係在-10 V至+10 V之範圍。GaN-HEMT連同其操作可類似MOSFET處置。
藉施加從控制器50至主開關元件31的閘極的脈衝閘極電壓，主開關元件31被導通或關斷，因而執行主開關元件31的脈寬調變(PWM)驅動。
控制器50係基於從整流器電路10輸出的全波速流功率輸出的電壓值Vin、於該主開關元件31流動之一電流的電流值I2、及在平順電容器40之輸出端上的電壓值Vout而決定閘極電壓的負載比，及施加該負載比給主開關元件31的閘極。
並接至主開關元件31的返馳變壓器34及副開關元件32具有遏止當主開關元件31被導通時所產生的突波電流的作用，及減少主開關元件31的開關損耗的作用。
此處，於主開關元件31流動的汲-源電流標示為I2，流經二極體23的電流標示為I3，流經返馳變壓器34之一次繞組L1的電流標示為I4，在返馳變壓器34之二次繞組L2端上流動的再生電流標示為I5，於副開關元件32流動的汲-源電流標示為I6，及從第二二極體35流至平順電容器40的再生電流標示為I7。
圖6A至圖6B例示說明波形圖用以解說本實施例的電源供應裝置之主開關元件31及副開關元件32的操作。
圖6A顯示副開關元件32的閘極信號，圖6B顯示汲極電壓Vd2及副開關元件32的汲-源電流I6，及圖6C顯示副開關元件32中的開關損耗。圖6D顯示主開關元件31的閘極信號，圖6E顯示汲極電壓Vd1及主開關元件31的汲-源電流I2，及圖6F顯示主開關元件31中的開關損耗。圖6G例示說明從返馳變壓器34流至第三二極體36的再生電流I5。
於圖6A中，副開關元件32的閘極信號係在主開關元件31被導通前藉控制器50而在時間T1導通。
參考圖5，當副開關元件32被導通時，電流從電感器21流經返馳變壓器34的一次繞組L1，流至副開關元件32，如此將流動電流I4及I6。
於副開關元件32的導通態期間，流經返馳變壓器34的一次繞組L1的電流I4不會流入二極體35。反而全部電流I4流入副開關元件32，結果流經返馳變壓器34的一次繞組L1的電流I4值與流經副開關元件32的汲極與源極間的電流I6變成相等。參考圖6E，主開關元件31的汲極電壓Vd1變成零。
即便於時間T2當主開關元件31的閘極信號被導通時，副開關元件32仍維持於導通態。結果，如圖6E例示說明，汲-源電流I2不流經主開關元件31。
參考圖6F，因於時間點T2汲極電壓Vd1為零，表示為電壓與電流乘積的損耗也為零。結果，主開關元件31中的元件損耗消失。
參考圖6B，當主開關元件31的閘極信號被導通 及然後於時間T3關閉副開關元件32的閘極信號時，流經副開關元件32的電流I6變成0安培。
參考圖6E，隨後流經主開關元件31的電流I2徐緩增加。
於該副開關元件32的導通態期間，返馳變壓器34的鐵心係藉流經該返馳變壓器34的一次繞組L1的電流I4而磁化。當副開關元件32被關斷時，電流I4將不流進返馳變壓器34的一次繞組L1。此時再生電流I5係在抵消出現在返馳變壓器34一次側的磁場方向而流進返馳變壓器34的二次繞組L2。再生電流I5係通過第三二極體36流至平順電容器40而再生。因此理由故，如圖6G之例示說明，在副開關元件32關斷時間T3後的即刻開始再生電流I5，隨著鐵心的磁化變弱，再生電流I5值趨近0安培。
副開關元件32關閉後即刻，積聚在返馳變壓器34的洩漏電感中的能量也藉流經第二二極體35的電流I7而再生至平順電容器40。
若第二二極體35不存在，則積聚在返馳變壓器34的洩漏電感中的能量造成在副開關元件32關閉後即刻產生大型突波電壓。突波電壓可能破壞副開關元件32。因此副開關元件32須製作為具有更高耐受電壓的電晶體。
接著參考圖7，將描述第一實施例的電源供應裝置中開關元件的損耗效應。圖7例示說明於開關元件為MOSFET之情況下，及於開關元件為GaN-HEMT之情況下，元件損耗的模擬結果，兩個情況分別係在電源供應裝 置實例及本實施例的電源供應裝置。於Vin為100 VAC，Vout為380 VDC，及輸出為150瓦的情況下，執行電源供應裝置的損耗模擬。
最左柱表示於電源供應裝置實例中開關元件為MOSFET之情況下的元件損耗，從左算起第二柱表示於電源供應裝置實例中MOSFET改成GaN-HEMT之情況下的元件損耗，從左算起第三柱表示於第一實施例的電源供應裝置中主開關元件31為MOSFET之情況下，第一與第二開關元件的元件損耗和，及最右柱表示於第一實施例的電源供應裝置中主開關元件31為GaN-HEMT之情況下，第一與第二開關元件的元件損耗和。
當比較模擬結果線圖中的最左柱與從左算起第二柱時，發現於PFC電路中只以GaN-HEMT置換MOSFET，實際上導致功耗的增加，原因在於如前述GaN-HEMT具有寄生電容故。
由模擬結果，發現於本實施例之電源供應裝置的PFC電路中，開關元件的總損耗係以最右柱表示，係約為使用MOSFET的電源供應裝置實例之開關元件的損耗之半，後者係以最左柱表示。也發現於本實施例的電源供應裝置中，仍然使用MOSFET而不使用GaN-HEMT作為開關元件之情況下有若干效果，係以從右算起的第二柱表示。
接著參考圖8，將描述於本實施例的電源供應裝置中PFC電路的效率。圖8例示說明藉測量於電源供應裝置實例的PFC電路與本實施例的電源供應裝置的PFC電路中 的PFC效率所得實驗結果。
於實驗條件下，於該處Vin為200 VAC，Vout為380VDC，及開關頻率為100 kHz，測量電源供應裝置的PFC電路之效率。
如圖8之例示說明，當負載為低而輸出為100瓦或以下之情況下，於電源供應裝置實例中PFC電路之效率為90%或以下。但至於本實施例之電源供應裝置中PFC電路之效率，效率從90%改良至98%。元件損耗係一成不變地與輸出功率無關，因而發現在低輸出端，效率顯著改良。
圖9為第二實施例之電源供應裝置之電路圖。
於該第二實施例之電源供應裝置中，並接至主開關元件31的副開關元件32位置係與第一實施例PFC電路30中返馳變壓器34的位置對調。
如圖6G之例示說明，於第一實施例中，當主開關元件31被關斷時，電流流經二極體35而流入返馳變壓器34。此一電流係隨著輸出的增加而增加。因此，於返馳電晶體用在高功率電源供應電路時，較佳係使用其電流容量為相當大的返馳變壓器。
相反地，於本第二實施例中，當主開關元件31被關斷時，副開關元件32已經關閉，因而並無電流流在返馳變壓器34中。可減低返馳變壓器34的負載。
結果，本實施例的返馳變壓器34可小於第一實施例的返馳變壓器34。一般言之，變壓器的設置使用大面積。若達成較小型返馳變壓器，則有可改良安裝效率的優點。
雖然前文已經詳細說明本文揭示之較佳實施例，但本文揭示並不限於此等特定實施例，可未背離如所請求專利的本文揭示範圍做出多項修改及變化。
此處引述的全部實例及條件式語言係意圖用於教學目的，輔助讀者瞭解本發明及發明人對未來技藝所貢獻的構思，而非意圖解譯為受限於此等特別引述的實例及條件，也非解譯為說明書中此等實例的組織結構係關本發明之優劣顯示。雖然已經以細節描述本發明之實施例，但須瞭解可未悖離本發明之精髓及範圍對其做出各項變化、取代、及變更。
1‧‧‧交流電源供應器
2A-B‧‧‧輸入端子
3A-B‧‧‧輸出端子
10‧‧‧整流器電路
11-14、23、35、36‧‧‧二極體
20、30‧‧‧PFC電路
21‧‧‧電感器
22‧‧‧開關元件
31‧‧‧主開關元件
32‧‧‧副開關元件
33、40‧‧‧平順電容器
34‧‧‧返馳變壓器
50‧‧‧控制器
60‧‧‧DC-DC轉換器
70‧‧‧負載電路
80‧‧‧閘極
81‧‧‧源極
82‧‧‧汲極
90‧‧‧基體
91‧‧‧GaN層
92‧‧‧AlGaN層
93‧‧‧二維電子氣體層
94‧‧‧n-GaN層
95‧‧‧傳導性矽基體
Coss‧‧‧寄生電容、負載容量
I2-7、IL、IQ‧‧‧電流值
Iin‧‧‧輸入電流
L1‧‧‧一次繞組
L2‧‧‧二次繞組
RO‧‧‧負載電阻器
RP‧‧‧布線電阻
T1-3‧‧‧時間
V1-2‧‧‧電壓值
Vd1-2‧‧‧汲極電壓
Vin‧‧‧輸入電壓
Vout‧‧‧輸出電壓
圖1為電路圖例示說明具有PFC電路的電源供應裝置實例；圖2A及圖2B為解釋PFC電路之操作之略圖；圖3A及圖3B為GaN-HEMT之剖面圖；圖4A及圖4B為解釋元件損耗之略圖；圖5為第一實施例之電源供應裝置之電路圖；圖6A至圖6G為解釋第一實施例中PFC電路之操作之略圖；圖7為解說第一實施例之電源供應裝置的效果之線圖；圖8為解說第一實施例之電源供應裝置的效果之線圖；及圖9為第二實施例之電源供應裝置之電路圖。
1‧‧‧交流電源供應器
2A-B‧‧‧輸入端子
3A-B‧‧‧輸出端子
10‧‧‧整流器電路
11-14、23、35、36‧‧‧二極體
21‧‧‧電感器
30‧‧‧PFC電路
31‧‧‧主開關元件
32‧‧‧副開關元件
33、40‧‧‧平順電容器
34‧‧‧返馳變壓器
50‧‧‧控制器
60‧‧‧DC-DC轉換器
70‧‧‧負載電路
I2-7、IL‧‧‧電流
L1‧‧‧一次繞組
L2‧‧‧二次繞組
Vd1-2‧‧‧汲極電壓
Vin‧‧‧輸入電壓
Vout‧‧‧輸出電壓

Claims (8)

  1. 一種電源供應裝置，其係包含：一輸入端子，對其輸入交流電力；一正端子及一負端子，於其輸出直流電力；一整流器電路，係經組配來整流輸入至該輸入端子的該交流電力；耦接至該整流器電路的一電感器；耦接在該正端子與該負端子間之一電容器；耦接在該電感器之一輸出端子與該正端子間之一第一整流元件，該第一整流元件具有從該電感器之該輸出端子朝向該正端子之一整流方向；耦接在該電感器之一輸入端子與該負端子間之一第一開關元件；並聯耦接至該第一開關元件的一第二開關元件及一變壓器；耦接在該正端子與該第二開關元件與該變壓器之一耦接部間之一第二整流元件，該第二整流元件具有從該耦接部朝向該正端子之一整流方向；及耦接在該變壓器與該正端子間之一第三整流元件，該第三整流元件具有從該變壓器朝向該正端子之一整流方向。
  2. 如申請專利範圍第1項之電源供應裝置，其係進一步包含：一控制器係經組配來執行該第一開關元件之一閘 極的脈寬調變(PWM)控制。
  3. 如申請專利範圍第2項之電源供應裝置，其中在導通該第一開關元件之該閘極前，該控制器係導通該第二開關元件之一閘極。
  4. 申請專利範圍第1項之電源供應裝置，其中該第一開關元件為一GaN-HEMT。
  5. 如申請專利範圍第1項之電源供應裝置，其中該第一開關元件係具有在該第一開關元件的一源極與一汲極間之一寄生電容。
  6. 如申請專利範圍第1項之電源供應裝置，其中該變壓器係耦接至該第二開關元件之一源極。
  7. 如申請專利範圍第6項之電源供應裝置，其中該變壓器係為一返馳變壓器，其一次側與二次側的相位相反。
  8. 如申請專利範圍第1項之電源供應裝置，其中該變壓器係耦接至該第二開關元件之一汲極。
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